JP2007306710A

JP2007306710A - 電動パワーステアリング装置

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Publication number: JP2007306710A
Application number: JP2006132754A
Authority: JP
Inventors: Kazumichi Tsutsumi; 和道堤
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2006-05-11
Filing date: 2006-05-11
Publication date: 2007-11-22

Abstract

【課題】周辺機器に対する有害なノイズを抑制する電動パワーステアリング装置を得る。
【解決手段】トルクセンサ１で検出された運転者の操舵力に応じた電流をブリッジ回路３１を制御してモータ２に通電することにより、運転者の操舵力を補助する電動パワーステアリング装置において、モータ２を制御するブリッジ回路３１を構成する電界効果トランジスタのソースに直列にインダクタンス素子３１１，３１２を挿入すると共に、インダクタンス素子３１１，３１２の反ソース端の電位を基準として、又は、インダクタンス素子３１１，３１２の中間の電位を基準として、ブリッジ回路３１の制御電圧を加算して電界効果トランジスタのゲート駆動電圧を得る。
【選択図】図１

Description

この発明は，自動車の運転者の操舵力をモータにより補助する電動パワーステアリング装置に関するものである。

モータを用いた自動車の電動パワーステアリング装置においては、バッテリから供給される電圧を、駆動回路にてパルス幅変調(ＰＷＭ：pulse width modulation)してモータに印加する手法が一般に用いられている。しかし、操舵を補助するには大きな電流が必要であって、この大電流が上記ＰＷＭ駆動により高周波でスイッチングされるので、電動パワーステアリング装置はラジオ等の周辺機器に対して有害なノイズを発生する。この対策として、例えば特許文献１においては、上記駆動回路を構成するＦＥＴ（fieldeffect transistor）のゲートを駆動する為の電圧を得るのに、従来の昇圧回路ではなく、ブートストラップ回路を用いれば、昇圧回路が発生するノイズが除去できる、との提案がなされている。

特開平５−６９８３３号公報（[０００７]―[００１０]、図１）

前記従来装置においては、昇圧回路が発生するノイズは除去できるものであるが、大電流をスイッチングすることにより発生するノイズと比較して、昇圧回路が発生するノイズは軽微であって、前記従来装置では対策の効果は不十分であった。この発明は、このような従来の電動パワーステアリング装置の問題を解消するためになされたもので、周辺機器に対して有害なノイズの発生を抑制できる電動パワーステアリング装置を提供することを目的としている。

この発明に係わる電動パワーステアリング装置は、自動車の運転者の操舵力を検出するトルクセンサと、運転者の操舵力を補助するモータと、電界効果トランジスタで構成されるブリッジ回路を有し前記モータを制御する制御装置とを備え、前記トルクセンサで検出された運転者の操舵力に応じた電流を前記ブリッジ回路を制御して前記モータに通電することにより、運転者の操舵力を補助する電動パワーステアリング装置において、前記モータを制御する前記ブリッジ回路を構成する電界効果トランジスタのソースに直列にインダクタンス素子を挿入すると共に、前記インダクタンス素子の反ソース端の電位を基準として、又は、前記インダクタンス素子の中間の電位を基準として、前記ブリッジ回路の制御電圧を加算して前記電界効果トランジスタのゲート駆動電圧を得るようにしたものである。

また、この発明に係わる電動パワーステアリング装置は、自動車の運転者の操舵力を検出するトルクセンサと、運転者の操舵力を補助するモータと、電界効果トランジスタで構成されるインバータ回路を有し前記モータを制御する制御装置とを備え、前記トルクセンサで検出された運転者の操舵力に応じた電流を前記インバータ回路を制御して前記モータに通電することにより、運転者の操舵力を補助する電動パワーステアリング装置において、前記モータを制御する前記インバータ回路を構成する電界効果トランジスタのソースに直列にインダクタンス素子を挿入すると共に、前記インダクタンス素子の反ソース端の電位を基準として、又は、前記インダクタンス素子の中間の電位を基準として、前記インバータ回路の制御電圧を加算して前記電界効果トランジスタのゲート駆動電圧を得るようにしたものである。

この発明の電動パワーステアリング装置によれば、前記モータを制御する前記ブリッジ回路を構成する電界効果トランジスタのソースに直列にインダクタンス素子を挿入すると共に、前記インダクタンス素子の反ソース端の電位を基準として、又は、前記インダクタンス素子の中間の電位を基準として、前記ブリッジ回路の制御電圧を加算して前記電界効果トランジスタのゲート駆動電圧を得るようにしたので、周辺機器に対して有害なノイズを抑制できる電動パワーステアリング装置を得ることができる。

この発明の電動パワーステアリング装置によれば、前記モータを制御する前記インバータ回路を構成する電界効果トランジスタのソースに直列にインダクタンス素子を挿入すると共に、前記インダクタンス素子の反ソース端の電位を基準として、又は、前記インダクタンス素子の中間の電位を基準として、前記インバータ回路の制御電圧を加算して前記電界効果トランジスタのゲート駆動電圧を得るようにしたので、周辺機器に対して有害なノイズを抑制できる電動パワーステアリング装置を得ることができる。

実施の形態１．
図１はこの発明の実施の形態１による電動パワーステアリング装置を示す回路構成図である。図において、１は自動車の運転者の操舵力を検出するトルクセンサ、２は運転者の操舵力を補助するモータである。３は制御装置であって、自動車のバッテリ４から電源の供給を受けて、モータを駆動するＨブリッジ回路３１と、このＨブリッジ回路３１を構成する４個のＦＥＴ（field effect transistor）を制御するＦＥＴドライバ３２と、モータ２の駆動ライン内に挿入されたシャント抵抗３７の両端の電圧差からモータ２への通電電流を検出する電流検出回路３３と、モータ２の電流制御を司るＣＰＵ３４から構成されている。ここで、Ｈブリッジ回路３１による後述するスイッチング動作の影響がバッテリ４に及ばないように、バッテリ４からの電源はチョークコイル３５を経てコンデンサ３６に蓄電された後に、Ｈブリッジ回路３１へ供給されるように構成されている。

前記構成にて、トルクセンサ１は運転者の操舵トルクに比例した信号を出力する。このトルクセンサ１の出力を受けて、ＣＰＵ３４の目標電流設定ブロック３４１は予め設定されたデータテーブルに従って、モータ２に通電すべき電流の目標値(ＩＴ)を設定する。一方、ＣＰＵ３４は電流検出回路３３にて検出されたモータ２の通電電流をＡ／Ｄ変換器３４４でＡ／Ｄ変換し、このＡ／Ｄ変換された検出電流値(ＩＭ)を前記目標電流値(ＩＴ)から減算して差を求め、次段のＤｕｔｙ比算出ブロック３４２にて、この差が零となるように、例えば比例積分制御の手法により、Ｈブリッジ回路３１を制御すべきＰＷＭ(pulsewidth modulation)パルスのＤｕｔｙ比を算出する。次段のパルス発生器３４３では、この算出されたＤｕｔｙ比を受けて、Ｈブリッジ回路３１を構成する４個のＦＥＴへの制御パルス（制御電圧）を発生する。Ｈブリッジ回路３１は、ＦＥＴドライバ３２を介してこの制御パルスにより制御される。以上のようにして、モータ２の通電電流(ＩＭ)は目標電流(ＩＴ)に制御され、運転者の操舵力に応じた補助力に制御される。

以下、実施の形態１におけるＨブリッジ回路３１の動作について説明する。図1に示すように、Ｈブリッジ回路３１の下段の二つのＦＥＴ(ＦＥＴ３,ＦＥＴ４)には、各々ソースと直列にインダクタンスLを持つコイル（インダクタンス素子）３１１、３１２が挿入されており、その下端の電位がＦＥＴドライバ３２に帰還される。このＦＥＴドライバ３２は、Ｈブリッジ回路３１を構成する４個のＦＥＴに対応した４個のバッファ回路から成り、内二つの下段ＦＥＴ(ＦＥＴ３,ＦＥＴ４)に対応するバッファ回路は、前記の帰還された電位（基準とする電位）に、前段のパルス発生器３４３からのＯＮ・ＯＦＦ信号に応じた所定のゲート制御電圧を加算して出力する。例えば、ゲート制御電圧を１０Ｖとして帰還電位が２Ｖの場合、パルス発生器３４３の出力がＯＮであれば２Ｖに１０Ｖを加算して１２Ｖを出力してＦＥＴのゲート駆動電圧とし、ＯＦＦであれば帰還電位のみの２Ｖを出力してＦＥＴのゲート駆動電圧としている。

Ｈブリッジ回路３１の下段の２個のＦＥＴ(ＦＥＴ３,ＦＥＴ４)は、モータ２への通電の方向（モータの回転方向）に応じて右アーム又は左アームがＰＷＭ駆動され、モータ２への時間平均された印加電圧はＰＷＭ駆動パルスのＤｕｔｙ比に比例する。この時、ＰＷＭ駆動されていない他方のＦＥＴ(ＦＥＴ３又はＦＥＴ４)はＯＦＦの状態に駆動される。上段の２個のＦＥＴ(ＦＥＴ１,ＦＥＴ２)はＰＷＭ駆動では無く、モータ２への通電の方向に応じてＯＮ又はＯＦＦの状態に駆動される。モータ２の通電の方向と４個のＦＥＴの駆動状態との関係について、図２（ａ）（ｂ）に従って説明する。図２はＰＷＭ駆動されるブリッジ回路のＦＥＴのタイミングチャートである。図２（ａ）に示すように、右アームの上段のＦＥＴ２をＯＮ、それと対を成す左アームの下段のＦＥＴ３をＰＷＭ駆動した場合、モータ２はそのＭ＋端子からＭ−端子へ向かって通電される。次に図２（ｂ）に示すように、左アームの上段のＦＥＴ１をＯＮ状態に駆動し、それと対を成す右アームの下段のＦＥＴ４をＰＷＭ駆動した場合、モータ２はそのＭ−端子からＭ＋端子へ向かって通電される。ここで、ＰＷＭパルスは、図２（ｂ）に示すように所定の周期Ｔのパルスであって、同図中Ｔｏｎで示す所定の区間ＯＮされ、Ｔｏｆｆで示す区間ＯＦＦされる。通常、このＰＷＭパルスは２０ｋＨｚに設定されることが多い。

以下、図３（ａ）（ｂ）（ｃ）及び図４に従ってＦＥＴ３、ＦＥＴ４のソースに直列に挿入されたインダクタンス素子（コイル）の働きについて詳述する。図３（ａ）（ｂ）（ｃ）は、Ｈブリッジ回路３１を構成する４個のＦＥＴの駆動状態とモータ２の電流経路の関係を模式的に表した説明図であり、各ＦＥＴの駆動状態をスイッチのＯＮ・ＯＦＦ又は抵抗で表現している。また、スイッチと並列に記したダイオードはＦＥＴの寄生ダイオードを示し、図中の破線はモータ２の電流経路を示し、破線中の矢印は電流の方向を表している。ここではＨブリッジ回路３１の右アームの上段ＦＥＴ２をＯＮ状態に駆動し、左アームの下段のＦＥＴ３をＰＷＭ駆動した場合を示している。この場合、モータ２の電流はＭ＋端子からＭ−端子の方向に流れる。左アームの上段ＦＥＴ１をＯＮ状態に駆動して右アームの下段のＦＥＴ４をＰＷＭ駆動した場合にも同様に動作し、この場合にはモータ２の電流方向が逆となる。

図３（ｃ）に示す、ＰＷＭ駆動されるＦＥＴ３がＯＮの状態にある期間、モータ電流は同図に示すようにコンデンサ３６を出て、ＦＥＴ２、モータ２、ＦＥＴ３を通って該コンデンサ３６に戻る経路を流れる。この間、モータ電流はコンデンサ３６から供給されて徐々に増加する。次にＦＥＴ３の駆動状態がＯＦＦに変わると、図３（ａ）に示すようにモータ電流は経路が転流され、ＯＮ状態にあるＦＥＴ２とＯＦＦ状態にあるＦＥＴ１の寄生ダイオードから成るループを循環する。この間、この循環経路内の抵抗分により電力損失が発生するので電流は徐々に減少する。以上のように、モータ電流の経路はＦＥＴのＰＷＭ駆動状態に応じて切り替わる。操舵の補助に必要な電流値は、通常は数十アンペアと大きく、またＰＷＭ駆動の周波数は通常は２０ｋＨｚ程度と高周波であるので、このモータ電流の転流によりノイズが発生し、その程度は転流速度が高速である程大きくなる。従って、この転流速度を低下させることにより、ノイズの発生を抑制できるのであるが、転流の間、ＦＥＴは後述するようにＯＮとＯＦＦとの中間の状態にあって、抵抗分による電力損失を生じるので、転流速度はノイズの抑制と電力損失の抑制とを両立し得る値に設定する必要がある。つまり電力損失が許容できる範囲で転流速度を抑制する必要がある。

以下、この転流時の動作について、特にコイル３１１、３１２の作用に着目して説明する。図４はＰＷＭ駆動の1周期内の各部の動作の詳細を表したタイミングチャートである。同図において、Ｓ１はＣＰＵ３４からの出力パルス、Ｓ２はＦＥＴドライバ３２の出力、Ｓ３はＦＥＴ３のゲート電圧、Ｓ４はＦＥＴ３のソース電流、Ｓ５はＦＥＴ３のドレイン電圧を表している。なお、同図の各信号の電圧レベルはＦＥＴ３のソース電位を基準にして表している。

まず、ＣＰＵ３４から出力されるパルス(Ｓ１)がＯＦＦ状態にある期間、上述したように、モータ電流は図３（ａ）に示す経路を循環する。次にＦＥＴ３がＯＦＦ状態からＯＮ状態へと転じるターンＯＮの動作について説明する。図４にＴ１で示すタイミングにてＣＰＵ３４からＯＮのパルス(Ｓ１)が出力されると、ＦＥＴドライバ３２の出力(Ｓ２)はHighとなり、図1に示すゲート抵抗Ｒｇを介して、ＦＥＴ３のゲートの入力容量が充電されてゲート電圧(Ｓ３)が上昇する。このゲート電圧(Ｓ３)が図４にＴ２で示すタイミングにて所定の閾値(Ｖthon)に達すると、モータ電流の転流が開始する。即ち、それ迄はＯＦＦの状態にあったＦＥＴ３のドレインとソースの間の抵抗値が低下して、モータ電流の一部が図３（ｂ）に示すように、ＦＥＴ３を流れ始める。この電流はソースに直列に挿入されたコイル３１１を流れるので、コイル３１１の両端間には下記(1)式に従って電流の増加の速度に比例した電圧(Ｖｃ)が生じる。

Ｖｃ＝Ｌ×[dＩｓ／dｔ] ------（１）
ここで、Ｌはコイル３１１のインダクタンス、ＩｓはＦＥＴ３のソース電流、ｔは時間を示す。前述したようにＦＥＴドライバ３２は、このコイルの下端の電位を基準として、これに所定の制御電圧を加算して出力するので、モータ電流の転流開始（Ｔ２）と共にその出力電圧（Ｓ２）は低下し、ＦＥＴ３のソース電流の増加が速まろうとすると、ＦＥＴドライバ３２からの出力(Ｓ２)はより低下してＦＥＴ３のドレインとソースの間の抵抗値の低下速度が抑制される。

つまり、ＦＥＴ３を流れるモータ電流の増加速度が、コイル３１１のインダクタンスＬによって規定される。以降、ＦＥＴ３を流れる電流が増加を続け、図４にＴ３で示すタイミングにてモータ電流の全てがＦＥＴ３へ流れると、即ちモータ電流の転流が完了すると、ＦＥＴ３のドレイン電圧(Ｓ５)は低下してソース電位に達し、その後にゲートの入力電圧(Ｓ３)はＦＥＴドライバ３２の出力電圧（Ｓ２）に達する。以上でターンＯＮの動作を完了し、モータ電流は図３（ｃ）に示すように、右アームの上段のＦＥＴ２から左アームの下段のＦＥＴ３に向かって流れる。

次にＦＥＴ３がＯＮ状態からＯＦＦ状態へと転じるターンＯＦＦの動作について説明する。図４にＴ４で示すタイミングにて、ＣＰＵ３４からのパルス(Ｓ１)がＯＦＦに変化すると、ＦＥＴドライバ３２の出力(Ｓ２)はLowとなり、図1に示すゲート抵抗Ｒｇを介してＦＥＴ３のゲートの入力容量が放電されて、ゲート電圧(Ｓ３)が下降する。このゲート電圧(Ｓ３)が、図４にＴ５で示すタイミングにて所定の閾値(Ｖthon)に達すると、ＦＥＴ３のドレイン電圧が上昇して電源電圧に達し、以降モータ電流の転流が開始する。

即ち、それ迄はＯＮの状態にあったＦＥＴ３のドレインとソースの間の抵抗値が増加して、モータ電流の一部が図３（ｂ）に示すように、ＦＥＴ１の寄生ダイオードを流れ始める。ＦＥＴ３を流れる電流はソースに直列に挿入されたコイル３１１を流れるので、その減少の速度は、上述のターンＯＮ時と同様にして、コイル３１１のインダクタンスＬにより規定される。以降、ＦＥＴ３を流れる電流が減少を続け、図４にＴ６で示すタイミングにてモータ電流の全てがＦＥＴ１の寄生ダイオードへ流れると、即ちモータ電流の転流が完了すると、ＦＥＴ３のゲート電圧(Ｓ３)は低下してソース電位に達する。以上でターンＯＦＦの動作を完了し、モータ電流は図３（ａ）に示すようにＯＮ状態にあるＦＥＴ２とＯＦＦ状態にあるＦＥＴ１の寄生ダイオードから成る経路を循環して流れる。

以上の動作の中で、コイル３１１のインダクタンスＬは電流の変化速度検出器として作用し、検出した値をＦＥＴドライバ３２へ帰還することにより、ＦＥＴ３のソース電流の変化速度を規定し抑制している。このようにして、ＦＥＴのＰＷＭ駆動に伴うモータ電流の転流時の電流の増減速度がコイル３１１のインダクタンスＬにより規定し抑制されるので、このインダクタンスＬを適切な値に設定することにより、転流時のスイッチング損失を抑えると共に（スイッチング損失を許容できる範囲に抑えると共に）発生するノイズを抑制することができる。

実施の形態２．
ところで、以上の説明では、ＦＥＴのソースと直列にコイルを挿入した場合について述べたが、このコイル（インダクタンス素子）のインダクタンスを、Ｈブリッジ回路３１を実装したプリント基板の銅箔パターンで形成しても同様の効果を得ることができる。これについて、図５、及び図６に従って説明する。図５は実施の形態２に用いるプリント基板を示す構成図である。図６は実施の形態２に用いるプリント基板の動作を説明するタイミングチャートである。

図５において、３１３はＨブリッジ回路３１を実装したプリント基板の一部を示したもので、ＦＥＴ２、ＦＥＴ３とその周辺部を表している。簡単の為に他の部分は省略し、またプリント基板以外の部分は図1と同様の回路構成図で記述している。なお、銅箔は同図中に斜線を付して示している。ＦＥＴ２及びＦＥＴ３のゲート(Ｇ)は、各々抵抗Ｒｇを介してＦＥＴドライバ３２から駆動される。ここで、ＦＥＴ２がＯＮ状態に駆動され、ＦＥＴ３がＰＷＭ駆動されている場合、モータ２はそのＭ＋端子からM-端子に向かって通電される。ＰＷＭ駆動にてＦＥＴ３がＯＮ状態にある期間では、モータ電流は、コンデンサ３６を出て、ＦＥＴ２のドレイン(Ｄ)、ＦＥＴ２のソース(Ｓ)、モータ２、ＦＥＴ３のドレイン(Ｄ)、ＦＥＴ３のソース(Ｓ)を順次通ってコンデンサ３６に戻る電流経路を流れる。

ここで、ＦＥＴ３のソース(Ｓ)とコンデンサ３６は銅箔で接続されているが、銅箔はその厚みと幅と長さにて定まる所定のインダクタンスを持っている。従って、このＦＥＴ３のソース(Ｓ)とコンデンサ３６を接続する銅箔の所定の個所から電位信号を引き出して、ＦＥＴドライバ３２のＦＥＴ３のゲート(Ｇ)を駆動するバッファ回路へ帰還すると、前述したコイル３１１と同等の効果を得ることができる。また、銅箔によるインダクタンスは銅箔の長さに比例するので、ＦＥＴ３のソース(Ｓ)から帰還電圧を引き出す点までの距離によってモータ電流が転流する時の電流の増減の速度を調整することができる。

図６にその様子を示す。同図にてＳ６はＣＰＵ３４からのＰＷＭ駆動パルス、Ｓ７はＦＥＴ３のソース電流を示し、Ｓ７の実線は図５にて[ＰＡ]で記述した点からＦＥＴドライバ３２への帰還電圧信号を引き出した場合を示し、破線は[ＰＢ]で記述した点から帰還電圧（電位）信号を引き出した場合を示している。点[ＰＢ]のＦＥＴ３のソース(Ｓ)からの距離は、点[ＰＡ]からの距離よりも短くインダクタンスの値が小さいので、同図に示すように電流の増減速度が速くなっている。

実施の形態３．
ＰＷＭ駆動に伴うモータ電流の転流には、ＯＦＦからＯＮへ変化するターンＯＮと、ＯＮからＯＦＦへ変化するターンＯＦＦとの二通りがあるが、ＦＥＴドライバ３２への帰還電圧信号を引き出す点をこのターンＯＮ時とターンＯＦＦ時とで切り替えることにより、両方の電流の変化速度を独立に調整することができる。図７はその切り替える方法を示したものであって、ＦＥＴドライバ３２へ帰還する電圧信号を[ＰＡ]と[ＰＢ]との２点から引き出し、アナログスイッチ３８によりいずれかを選択してＦＥＴドライバ３２へ帰還する構成としている。なお、図７ではアナログスイッチ３８を機械式スイッチの記号を用いて模式的に記述しているが、半導体スイッチで構成される。このアナログスイッチ３８をＣＰＵ３４からのＰＷＭ駆動パルスに応じて選択動作させる事により、モータ電流の転流速度をターンＯＮ時とターンＯＦＦ時とで独立に調整することが可能となり、転流速度のきめ細かい調整が行なえるので、ノイズの抑制がより効果的となる。

実施の形態４．
Ｈブリッジ回路３１は、ＦＥＴで構成したが、図８に示すように、ＦＥＴをトランジスタに置き換えても同様に構成することができる。図８は実施の形態４のブリッジ回路３１４を示す回路構成図である。
トランジスタに置き換える場合は、トランジスタのエミッタが、ＦＥＴのソースに相当し、トランジスタのコレクタがＦＥＴのドレインに相当し、トランジスタのゲートがＦＥＴのゲートに相当する。そして、モータを制御するブリッジ回路を構成するトランジスタＴＲ３，ＴＲ４のエミッタに直列にインダクタンス素子３１１,３１２を挿入すると共に、前記インダクタンス素子３１１,３１２の反エミッタ端の電位を基準として、又は、前記インダクタンス素子の中間の電位を基準として、ブリッジ回路の制御電圧を加算してトランジスタのゲート駆動電圧を得るようにすればよい。

実施の形態５．
以上、補助力を発生するモータとしてＤＣモータを用い、これをＨブリッジ回路にて駆動する場合について述べたが、ブラシレスモータを用いてインバータ回路にて駆動する場合にもこの発明は同様に適応できる。図９は実施の形態５のインバータ回路３１５を示す回路構成図である。図において、５１−５６はインバータ回路３１５を構成する電界効果トランジスタ、３１６−３１８はコイル（インダクタンス素子）である。２１はブラシレス三相モータである。モータ２１を制御するインバータ回路３１５を構成する下段の電界効果トランジスタ５４，５５，５６のソースにそれぞれ直列にコイル（インダクタンス素子）３１６,３１７，３１８を挿入すると共に、前記コイル３１６,３１７，３１８の反ソース端の電位を基準として、又は、前記コイル３１６,３１７，３１８の中間の電位を基準として、インバータ回路３１５の制御電圧を加算して、電界効果トランジスタ５４，５５，５６のゲート駆動電圧を得るようにすればよい。

この発明の実施の形態１による電動パワーステアリング装置を示す回路構成図である。ＰＷＭ駆動されるブリッジ回路のＦＥＴのタイミングチャートである。実施の形態１におけるブリッジ回路を構成する４個のＦＥＴの駆動状態とモータの電流経路の関係を模式的に表した説明図である。実施の形態１におけるＰＷＭ駆動の1周期内の各部の動作の詳細を表すタイミングチャートである。実施の形態２に用いるプリント基板を示す構成図である。実施の形態２に用いるプリント基板の動作を説明するタイミングチャートである。実施の形態３に用いるプリント基板を示す構成図である。実施の形態４のブリッジ回路を示す回路構成図である。実施の形態５のインバータ回路を示す回路構成図である。

符号の説明

１トルクセンサ２モータ
３制御装置４バッテリ
２１三相モータ３１Ｈブリッジ回路
３２ＦＥＴドライバ３３電流検出回路
３４ＣＰＵ３５チョークコイル
３６コンデンサ３７シャント抵抗
５１−５６電界効果トランジスタ３１１コイル
３１２コイル３１４ブリッジ回路
３１５インバータ回路３１６−３１８コイル
３４１目標電流設定ブロック３４２Ｄｕｔｙ比算出ブロック
３４３パルス発生器３４４Ａ／Ｄ変換器

Claims

自動車の運転者の操舵力を検出するトルクセンサと、運転者の操舵力を補助するモータと、電界効果トランジスタで構成されるブリッジ回路を有し前記モータを制御する制御装置とを備え、
前記トルクセンサで検出された運転者の操舵力に応じた電流を前記ブリッジ回路を制御して前記モータに通電することにより、運転者の操舵力を補助する電動パワーステアリング装置において、
前記モータを制御する前記ブリッジ回路を構成する電界効果トランジスタのソースに直列にインダクタンス素子を挿入すると共に、前記インダクタンス素子の反ソース端の電位を基準として、又は、前記インダクタンス素子の中間の電位を基準として、前記ブリッジ回路の制御電圧を加算して前記電界効果トランジスタのゲート駆動電圧を得るようにしたことを特徴とする電動パワーステアリング装置。
前記インダクタンス素子のインダクタンスを前記ブリッジ回路が実装されたプリント基板の銅箔パターンで形成したことを特徴とする請求項１記載の電動パワーステアリング装置。
前記銅箔パターン上に前記電界効果トランジスタのゲート駆動電圧の基準とする電位を得る点を２箇所設け、前記電界効果トランジスタのオンとオフの駆動状態に応じて、この２箇所の基準電位のいずれか一方を選択するようにしたことを特徴とする請求項２記載の電動パワーステアリング装置。
自動車の運転者の操舵力を検出するトルクセンサと、運転者の操舵力を補助するモータと、トランジスタで構成されるブリッジ回路を有し前記モータを制御する制御装置とを備え、
前記トルクセンサで検出された運転者の操舵力に応じた電流を前記ブリッジ回路を制御して前記モータに通電することにより、運転者の操舵力を補助する電動パワーステアリング装置において、
前記モータを制御する前記ブリッジ回路を構成するトランジスタのエミッタに直列にインダクタンス素子を挿入すると共に、前記インダクタンス素子の反エミッタ端の電位を基準として、又は、前記インダクタンス素子の中間の電位を基準として、前記ブリッジ回路の制御電圧を加算して前記トランジスタのゲート駆動電圧を得るようにしたことを特徴とする電動パワーステアリング装置。
自動車の運転者の操舵力を検出するトルクセンサと、運転者の操舵力を補助するモータと、電界効果トランジスタで構成されるインバータ回路を有し前記モータを制御する制御装置とを備え、
前記トルクセンサで検出された運転者の操舵力に応じた電流を前記インバータ回路を制御して前記モータに通電することにより、運転者の操舵力を補助する電動パワーステアリング装置において、
前記モータを制御する前記インバータ回路を構成する電界効果トランジスタのソースに直列にインダクタンス素子を挿入すると共に、前記インダクタンス素子の反ソース端の電位を基準として、又は、前記インダクタンス素子の中間の電位を基準として、前記インバータ回路の制御電圧を加算して前記電界効果トランジスタのゲート駆動電圧を得るようにしたことを特徴とする電動パワーステアリング装置。