JP2007252154A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ、ｄｃ−ｄｃコンバータの制御回路、及びｄｃ−ｄｃコンバータの制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】安定した出力電圧が得られ、過渡的な負荷変動に対応することができるＤＣ−ＤＣコンバータを提供すること。
【解決手段】ＤＣ−ＤＣコンバータ４２は、入力電流Ｉｉｎを測定し、その入力電流Ｉｉｎと供給電流定格とを比較し、入力電流Ｉｉｎが供給電流定格より少ない場合には二次電池ＢＡＴに供給する正の充電電流Ｉｐを制御し、入力電流Ｉｉｎが供給電流定格を越える場合には二次電池ＢＡＴから負荷部４１に供給する負の充電電流Ｉｎを制御する。
【選択図】図１

Description

本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータ、ＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路、及びＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法に関するものである。
近年、ノート型パソコンやパソコンに接続されるハードディスクドライブ（ＨＤＤ）等の周辺機器や携帯機器などの電子機器には、駆動電源としての充電可能な電池（二次電池）と、該二次電池の充電回路が設けられている。電子機器はＡＣアダプタやパソコン等の外部電力源が接続され、非作動時には外部電力源から供給される電流により二次電池を充電する。更に、電子機器には、作動時における消費電流が外部電力源の供給電流定格よりも少ない場合に、供給電流定格内で充電電流を二次電池に供給して該二次電池を充電するものがある。ところで、電子機器は、動作状態によって消費電流が外部電力源の定格電流を越える場合がある。この場合、消費電流が越えるのは一時的であるため、動作を継続することができるが、不安定になる虞があるため、このときにおいても安定して動作することが求められている。

従来、電子機器には駆動電源として二次電池が搭載されているものがあり、このような電子機器には、外部電力源から供給される電力により二次電池を充電する充電回路が備えられている（例えば、特許文献１参照）。充電回路の一例を図５に示す。

充電回路１０は、例えばパソコンのＵＳＢインタフェースを介して供給される入力電圧Ｖｉｎを降圧して二次電池ＢＡＴに供給する出力電圧Ｖｏｕｔ１を生成するものである。充電回路１０は、入力電圧Ｖｉｎを出力電圧Ｖｏｕｔ２として内部回路等の負荷（図示せず）に供給する経路上に設けられた電流測定抵抗ＲＳ１に流れる電流に基づいて、二次電池に供給する電流量を制御する。

充電回路１０は、制御回路１１、トランジスタＦＥＴ１，ＦＥＴ２、チョークコイルＬ１、平滑用コンデンサＣ１、電流測定抵抗（以下、第１抵抗、第２抵抗）ＲＳ１，ＲＳ２、ダイオードＤ１を備えている。制御回路１１の第１電圧増幅器ＡＭＰ１は、入力端子が第１抵抗ＲＳ１の両端子に接続され、第１抵抗ＲＳ１の両端子における電位を持つ信号ＣＳ１，ＦＢ１を入力し、第１抵抗ＲＳ１の両端子間に発生する電位差、つまり第１抵抗ＲＳ１に流れる電流に応じた電位の検出信号を出力する。制御回路１１の第２電圧増幅器ＡＭＰ２は、入力端子が第２抵抗ＲＳ２の両端子に接続され、第２抵抗ＲＳ２の両端子における電位を持つ信号ＣＳ２，ＦＢ２を入力し、第２抵抗ＲＳ２の両端子間に発生する電位差、つまり第２抵抗ＲＳ２に流れる電流に応じた電位の検出信号を出力する。信号ＦＢ２は抵抗Ｒ１に供給され、抵抗Ｒ１と抵抗Ｒ２は信号ＦＢ２の電圧、つまり出力電圧Ｖｏｕｔ１を分圧した分圧電圧を生成する。

第１誤差増幅器ＥＲＡ１は、第１電圧増幅器ＡＭＰ１の出力信号と基準電源ｅ１の電圧との差電圧を増幅した第１誤差信号Ｖｏｐ１を出力する。第２誤差増幅器ＥＲＡ２は、第２電圧増幅器ＡＭＰ２の出力信号と基準電源ｅ２の電圧との差電圧を増幅した第２誤差信号Ｖｏｐ２を出力する。第３誤差増幅器ＥＲＡ３は、分圧電圧と基準電源ｅ３の電圧との差電圧を増幅した第３誤差信号Ｖｏｐ３を出力する。

ＰＷＭ比較器ＰＷＭは、発振器ＯＳＣにて生成される三角波信号と第１〜第３誤差信号Ｖｏｐ１〜Ｖｏｐ３とを比較し、比較結果に応じたパルス幅を持ち相補な制御信号ＤＨ，ＤＬを生成する。詳しくは、ＰＷＭ比較器ＰＷＭは、反転入力端子に入力される第１〜第３誤差信号Ｖｏｐ１〜Ｖｏｐ３のうちの最も低い電圧の信号と、非反転入力端子に入力される三角波信号とを比較し、三角波信号よりも誤差信号の電圧が高いときにＨレベルの制御信号ＤＨを生成し、三角波信号よりも誤差信号の電圧が低いときにＬレベルの制御信号ＤＨを生成する。更に、ＰＷＭ比較器ＰＷＭは、制御信号ＤＨのレベルを反転した制御信号ＤＬを生成する。第１制御信号ＤＨは第１トランジスタＦＥＴ１のゲートに供給され、第２制御信号ＤＬは第２トランジスタＦＥＴ２のゲートに供給される。

第１トランジスタＦＥＴ１及び第２トランジスタＦＥＴ２はＮチャネルＭＯＳトランジスタであり、Ｈレベルのゲート信号に応答してオンし、Ｌレベルのゲート信号に応答してオフする。従って、第１トランジスタＦＥＴ１及び第２トランジスタＦＥＴ２は、第１制御信号ＤＨ及び第２制御信号ＤＬに応答して相補的にオンオフするとともに、オン期間（オフ期間）は第１〜第３誤差信号Ｖｏｐ１〜Ｖｏｐ３の電圧、つまり電流測定抵抗ＲＳ１と電流測定抵抗ＲＳ２とにそれぞれ流れる電流量と、出力電圧Ｖｏｕｔ１とに基づいて制御される。

充電回路１０の動作を説明する。
トランジスタＦＥＴ１がオンすると、入力電圧ＶｉｎからチョークコイルＬ１を介して負荷としての二次電池ＢＡＴに電流が供給される。チョークコイルＬ１の両端には入力電圧Ｖｉｎと充電回路１０の出力電圧Ｖｏｕｔ１の電圧差が発生するため、チョークコイルＬ１に流れる電流は時間と共に増加し、負荷に流れる電流も増加する。又、チョークコイルＬ１に電流が流れることでエネルギがチョークコイルＬ１に蓄積される。

次いでトランジスタＦＥＴ１がオフすると同期整流用のトランジスタＦＥＴ２がオンし、チョークコイルＬ１に蓄積されたエネルギが放出される。
このとき、出力電圧Ｖｏｕｔ１は次式で与えられる。

Ｖｏｕｔ１＝（Ｔｏｎ／（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ））×Ｖｉｎ
＝（Ｔｏｎ／Ｔ）×Ｖｉｎ
となる。但し、ＴｏｎはトランジスタＦＥＴ１がオンしている時間、ＴｏｆｆはトランジスタＦＥＴ１がオフしている時間、Ｔ＝Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆである。

チョークコイルＬ１には、トランジスタＦＥＴ１がオンしている期間、該トランジスタＦＥＴ１を介して二次電池ＢＡＴに向かって電流が流れ、トランジスタＦＥＴ１がオフしている期間、トランジスタＦＥＴ２を介して二次電池ＢＡＴに向かって流れる。従って、トランジスタＦＥＴ１に流れる電流Ｉｉｎの平均値は、出力電流ＩｏｕｔとトランジスタＦＥＴ１のデューティとの積に等しく、
Ｉｉｎ＝（Ｔｏｎ／Ｔ）×Ｉｏｕｔ
と表される。

上式より、入力電圧Ｖｉｎの変動はトランジスタＦＥＴ１のデューティを制御することにより補償することができる。同様に、負荷の変動により出力電圧Ｖｏｕｔ１が変動するときは、出力電圧Ｖｏｕｔ１を検出してデューティを制御することにより、出力電圧Ｖｏｕｔ１を一定に補償することができる。

負荷における消費電流が増加すると電流測定抵抗ＲＳ１を流れる電流が増加し、電流測定抵抗ＲＳ１の両端に発生する電圧降下が大きくなる。すると、第１電圧増幅器ＡＭＰ１の出力信号と基準電源ｅ１の電圧との差が小さくなるので誤差増幅器ＥＲＡ１の誤差信号Ｖｏｐ１の電圧が下がる。その結果、ＰＷＭ比較器ＰＷＭの出力パルス幅は狭くなり、トランジスタＦＥＴ１のオン期間が短くなるので、出力電圧Ｖｏｕｔ１が下がり、二次電池ＢＡＴの充電電流が少なくなる。

逆に、負荷における消費電流が減少すると電流測定抵抗ＲＳ１を流れる電流が減少し、電流測定抵抗ＲＳ１の両端に発生する電圧降下が小さくなる。すると、第１電圧増幅器ＡＭＰ１の出力信号と基準電源ｅ１の電圧との差が大きくなるので誤差増幅器ＥＲＡ１の誤差信号Ｖｏｐ１の電圧が上がる。その結果、ＰＷＭ比較器ＰＷＭの出力パルス幅は広くなり、トランジスタＦＥＴ１がオンする期間が長くなるので、出力電圧Ｖｏｕｔ１が上がり、二次電池ＢＡＴの充電電流が多くなる。

このように、充電回路１０では、トランジスタＦＥＴ１のデューティ（オン時間とオフ時間の比）を制御することにより、負荷における消費電流の増減に応じて二次電池ＢＡＴの充電電流を制御することで、入力電流が定格を超えないようにすることが可能となる。

ところで、負荷における消費電流が過渡的に増加する場合がある。例えば、ＨＤＤでは、起動時にスピンドルモータの駆動を開始するため、スピンドルモータを一定の回転数で駆動する場合よりも大きな電力を必要とする。しかし、ＵＳＢインタフェースは、供給電流に制限があるため、ＨＤＤ等の制限を越える電流を一時的に必要とする電子機器は、ＵＳＢを介して接続することが難しい。そこで、負荷の消費電流を監視し、その電流が定格電流を越える場合には、定格電流を越える不足分を二次電池ＢＡＴに蓄積した電力により補うことが考えられる（例えば、特許文献２参照）。しかし、図５に示す充電回路１０は、ダイオードＤ１を介して二次電池ＢＡＴから電流を負荷に供給する構成であり、二次電池ＢＡＴの電圧が入力電圧Ｖｉｎより低いため、入力電圧Ｖｉｎが供給されているときには二次電池ＢＡＴから負荷に電流を供給することができない。つまり、過渡的な負荷変動に対応することができない。このため、例えば図６に示す充電回路２０が利用される。

この充電回路２０は、チョークコイルＬ１と電流測定抵抗ＲＳ２の間のノードが負荷に接続され、負荷に出力電圧Ｖｏｕｔ２を供給するように構成されている。この場合、二次電池ＢＡＴは電流測定抵抗ＲＳ２を介して負荷に接続されるため、入力電圧Ｖｉｎが供給されているときにも、二次電池ＢＡＴから負荷に電流を供給することができる、つまり、過渡的な負荷変動に対応することができる。
特開平８−１８２２１９号公報 特開２０００−０２９５４４号公報

ところが、図６に示す充電回路２０では、様々な二次障害が発生する。例えば、充電回路２０は、負荷がチョークコイルＬ１と電流測定抵抗ＲＳ２との間のノードに接続されている、つまり、入力電圧ＶｉｎはトランジスタＦＥＴ１とチョークコイルＬ１とを介して負荷に供給される。従って、充電回路２０を常に動作させなければならないため、図５に示す充電回路１０に比べて消費電力が増大する。そして、充電回路２０が常に動作しているため、二次電池ＢＡＴに常時出力電圧Ｖｏｕｔ２が供給され、過充電となる。また、充電時の出力電圧Ｖｏｕｔ１は、二次電池ＢＡＴの電圧と充電電流により決定されるため、負荷の消費電流が変動すると出力電圧Ｖｏｕｔ１が変動するため、出力電圧Ｖｏｕｔ１を安定させることができない。

本発明は上記問題点を解決するためになされたものであって、その目的は、安定した出力電圧が得られ、過渡的な負荷変動に対応することができるＤＣ−ＤＣコンバータ、ＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路、及びＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法を提供することにある。

上記目的を達成するため、請求項１に記載の発明によれば、入力電力により負荷部を作動させる電子機器に備えられ、前記入力電力により二次電池を充電する充電電流を生成するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、入力電流を検出する電流検出手段と、該検出結果と所定値とを比較し、該比較結果に基づいて、前記二次電池を充電するための正の充電電流、又は二次電池から前記負荷部に供給する負の充電電流を制御する。

請求項２に記載の発明によれば、前記入力電流は前記負荷部の消費電流と前記二次電池に対する充電電流の合成電流であり、前記入力電流が所定値を越えないように、前記消費電流の増減に応じて、前記二次電池に対する正の充電電流と負の充電電流を制御する。

請求項３に記載の発明によれば、前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、直列接続された第１トランジスタ及び第２トランジスタと、両トランジスタ間に接続されたチョークコイルと、前記第１トランジスタ及び第２トランジスタをオンオフ制御する制御回路とを備え、前記制御回路は、前記入力電流が前記電流制限を越えない場合には前記第１トランジスタ及び第２トランジスタのオンオフ時間を制御して生成した正の充電電流を前記チョークコイルを介して前記二次電池に供給し、前記入力電流が前記電流制限を越える場合には前記第１トランジスタ及び第２トランジスタのオンオフ時間を制御し前記二次電池から前記チョークコイルを介して前記負荷部に前記負の充電電流を供給する。

請求項４に記載の発明によれば、前記制御回路は、入力電流が電流制限を越えていないか否かを検出する第１の検出手段と、二次電池へ供給する充電電流と設定電流との差分値を検出する第２の検出手段と、二次電池へ供給する充電電圧と設定電圧との差分値を検出する第３の検出手段と、前記入力電流が前記電流制限を越えているか否かを検出する第４の検出手段と、出力電圧と設定電圧との差分値を検出する第５の検出手段と、を備える。

請求項５に記載の発明によれば、前記制御回路は、更に、前記第１の検出手段と前記第２の検出手段と前記第３の検出手段とのうちの何れか一つの検出結果に応じたパルス幅の第１の制御信号対を生成する第１の変換手段と、前記第４の検出手段又は前記第５の検出手段の検出結果に応じたパルス幅の第２の制御信号対を生成する第２の変換手段と、前記第１の制御信号対と前記第２の制御信号対とに基づいて、前記入力電流が前記電流制限を越えていない場合には前記第１の制御信号対を前記第１トランジスタ及び第２トランジスタに供給してスイッチングさせ、前記入力電流が前記電流制限を越える場合には前記第２の制御信号対を前記第１トランジスタ及び第２トランジスタに供給してスイッチングさせるスイッチング制御手段と、を備える。

請求項６に記載の発明によれば、前記スイッチング制御手段は、前記第１の制御信号対と前記第２の制御信号対とに基づいて動作状態を検出する状態検出手段と、前記状態検出手段により検出した動作状態に応じて前記第１の制御信号対又は前記２の制御信号対を前記第１トランジスタ及び第２トランジスタに供給する選択手段と、を備えた。

請求項７に記載の発明によれば、入力電力により負荷部を作動させる電子機器に備えられ、前記入力電力により二次電池を充電する充電電流を生成するＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路において、入力電流を検出する電流検出手段と、該検出結果と所定値とを比較し、該比較結果に基づいて、前記二次電池を充電するための正の充電電流、又は二次電池から前記負荷部に供給する負の充電電流を制御する。

請求項８に記載の発明によれば、前記入力電流は前記負荷部の消費電流と前記二次電池に対する充電電流の合成電流であり、前記入力電流が所定値を越えないように、前記消費電流の増減に応じて、前記二次電池に対する正の充電電流と負の充電電流を制御する。

請求項９に記載の発明によれば、入力電力により負荷部を作動させる電子機器に備えられ、前記入力電力により二次電池を充電する充電電流を生成するＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法において、入力電流を検出する電流検出手段と、該検出結果と所定値とを比較し、該比較結果に基づいて、前記二次電池を充電するための正の充電電流、又は二次電池から前記負荷部に供給する負の充電電流を制御する。

請求項１０に記載の発明によれば、前記入力電流は前記負荷部の消費電流と前記二次電池に対する充電電流の合成電流であり、前記入力電流が所定値を越えないように、前記消費電流の増減に応じて、前記二次電池に対する正の充電電流と負の充電電流を制御する。

本発明によれば、安定した出力電圧が得られ、過渡的な負荷変動に対応することが可能なＤＣ−ＤＣコンバータ、ＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路、及びＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法を提供することができる。

以下、本発明を具体化した一実施形態を図１〜図３に従って説明する。
図１に示すように、電子機器３１はＵＳＢケーブル３２を介してパーソナルコンピュータ（パソコン）３３と接続されている。電子機器３１は、例えばハードディスクドライブ（ＨＤＤ）であり、ＵＳＢケーブル３２を介してパソコン３３から供給される電力に基づいて作動する。つまり、パソコン３３は、電子機器３１の外部電力源として機能し、電子機器３１には電圧Ｖｉｎが供給される。

電子機器３１は、負荷部４１、ＤＣ−ＤＣコンバータ４２、二次電池ＢＡＴを備えている。負荷部４１はディスクに対するリード・ライトを行う回路等からなるロジック回路、ディスクを回転駆動する機構部を含み、動作電圧が入力電圧Ｖｉｎとほぼ等しい電圧Ｖｏｕｔ２に設定されている。

ＤＣ−ＤＣコンバータ４２はＵＳＢケーブル３２と負荷部４１との間に接続された電流測定抵抗ＲＳ１を含み、二次電池ＢＡＴが接続されている。ＤＣ−ＤＣコンバータ４２は、電流測定抵抗ＲＳ１により負荷部４１に向かって流れる電流量を測定し、該測定結果に基づいて二次電池ＢＡＴに対する電流量を制御する。

詳述すると、電流測定抵抗ＲＳ１には、該抵抗ＲＳ１に流れる電流Ｉｉｎに応じた電圧降下が発生する。この抵抗ＲＳ１に流れる電流Ｉｉｎは、負荷部４１に供給する電流Ｉｏｕｔ２、つまり負荷部４１における消費電流と、二次電池ＢＡＴに対する電流の合成電流である。二次電池ＢＡＴに向かって流れる電流を正の充電電流Ｉｐ、二次電池ＢＡＴから流れ出す電流を負の充電電流Ｉｎとすると、ＤＣ−ＤＣコンバータ４２から二次電池ＢＡＴに正の充電電流Ｉｐを流すときの電流測定抵抗ＲＳ１に流れる入力電流Ｉｉｎは、
Ｉｉｎ＝Ｉｏｕｔ２＋Ｉｐ
となる。一方、ＤＣ−ＤＣコンバータ４２に向かって二次電池から負の充電電流Ｉｎを流すときの入力電圧Ｖｉｎは、
Ｉｉｎ＝Ｉｏｕｔ２−Ｉｎ
となる。このため、負荷部４１に供給する出力電流Ｉｏｕｔ２は、
Ｉｏｕｔ２＝Ｉｉｎ＋Ｉｎ
となる。

従って、負荷部４１における消費電流Ｉｏｕｔ２が入力電流Ｉｉｎより少ない、つまり電源容量以下の場合、ＤＣ−ＤＣコンバータ４２は二次電池ＢＡＴに向かって正の充電電流Ｉｐを流すとともに該電流Ｉｐを制御することで、外部電力源の供給電流定格の範囲内で、負荷部４１を作動させつつ二次電池ＢＡＴを充電することができる。また、負荷部４１において一時的にＵＳＢの電源容量以上の電流が必要となった場合、ＤＣ−ＤＣコンバータ４２は二次電池ＢＡＴから負荷部４１に向かって電流を流す、つまり、ＵＳＢケーブル３２を介して供給される電流に二次電池ＢＡＴからの電流を補充することにより、負荷部４１を安定して動作させることができる。

尚、ＤＣ−ＤＣコンバータ４２は、ＵＳＢケーブル３２から負荷部４１に直接供給される電流を制御しない。そして、ＤＣ−ＤＣコンバータ４２は、二次電池ＢＡＴの充電量を測定し、二次電池ＢＡＴの充電が完了した場合には充電動作を停止するように構成されているため、二次電池ＢＡＴの充電が行われない場合におけるＤＣ−ＤＣコンバータ４２の消費電力は回路素子に対する電流供給によるもののみとなる。このため、本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ４２の平均的な消費電力は、図６に示す従来例に比べて少なくなる。

また、本実施形態の電子機器３１は、負荷部４１に供給する電圧Ｖｏｕｔ２よりも低い充電電圧の二次電池ＢＡＴを備えている。従って、ＤＣ−ＤＣコンバータ４２は、二次電池ＢＡＴに対する充電動作時に入力電圧Ｖｉｎを充電電圧に降圧する降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータとして動作し、二次電池ＢＡＴから負荷部４１に電流を供給する時に二次電池ＢＡＴの充電電圧を出力電圧Ｖｏｕｔ２に昇圧する昇圧型ＤＣ−ＤＣコンバータとして動作する。

次に、ＤＣ−ＤＣコンバータ４２の構成を図２に従って説明する。
ＤＣ−ＤＣコンバータ４２は、制御回路４３、メインスイッチングトランジスタ（以下、第１トランジスタ）ＦＥＴ１、同期整流トランジスタ（以下、第２トランジスタ）ＦＥＴ２、チョークコイルＬ１、平滑用コンデンサＣ１、電流測定抵抗ＲＳ１，ＲＳ２を備えている。第１トランジスタＦＥＴ１及び第２トランジスタＦＥＴ２はＮチャネルＭＯＳトランジスタであり、第１トランジスタＦＥＴ１のドレインには電圧Ｖｏｕｔ２が供給され、ソースは第２トランジスタＦＥＴ２のドレインに接続され、第２トランジスタＦＥＴ２のソースはグランドＧＮＤに接続されている。第１トランジスタＦＥＴ１及び第２トランジスタＦＥＴ２のゲートは制御回路４３に接続され、該制御回路４３から第１制御信号ＤＨ及び第２制御回路ＤＬが供給される。

第１トランジスタＦＥＴ１と第２トランジスタＦＥＴ２との間の接続点はチョークコイルＬ１の第１端子に接続され、チョークコイルＬ１の第２端子は電流測定抵抗ＲＳ２の第１端子に接続され、電流測定抵抗ＲＳ２の第２端子は二次電池ＢＡＴに接続されている。チョークコイルＬ１の第２端子はコンデンサＣ１の第１端子に接続され、コンデンサＣ１の第２端子はグランドＧＮＤに接続されている。

制御回路４３は、第１電流測定抵抗ＲＳ１の両端子と、第２電流測定抵抗ＲＳ２の両端子に接続されている。制御回路４３は、第１電流測定抵抗ＲＳ１の両端子に発生する電圧降下により該抵抗ＲＳ１に流れる第１の電流量を測定し、第２電流測定抵抗ＲＳ２の両端子に発生する電圧降下により該抵抗ＲＳ２に流れる第２の電流量を測定する。そして、制御回路４３は、第１の電流量及び第２の電流量に基づいて、第１トランジスタＦＥＴ１及び第２トランジスタＦＥＴ２をオンオフ制御するための相補的な制御信号ＤＨ，ＤＬを生成する。

制御回路４３は、電圧増幅器ＡＭＰ１，ＡＭＰ２、誤差増幅器ＥＲＡ１〜ＥＲＡ５、三角波発振器ＯＳＣ、ＰＷＭ比較器ＰＷＭ１，ＰＷＭ２、スイッチング動作制御回路（ＳＷ制御回路）ＳＷＣ、基準電源ｅ１〜ｅ５、抵抗Ｒ１〜Ｒ４を備えている。

第１電圧増幅器ＡＭＰ１の反転入力端子は第１電流測定抵抗ＲＳ１の出力側端子に接続され、該端子の電圧を持つ信号ＦＢ１が入力される。第１電圧増幅器ＡＭＰ１の非反転入力端子は第１電流測定抵抗ＲＳ１の入力側端子に接続され、該端子の電圧を持つ信号ＣＳ１が入力される。第１電圧増幅器ＡＭＰ１は、第１電流測定抵抗ＲＳ１の両端子間に発生する電圧降下、つまり両端子間の電位差を増幅した信号を出力する。この出力信号は、第１電流測定抵抗ＲＳ１に流れる電流に対応する。

第２電圧増幅器ＡＭＰ２の反転入力端子は第２電流測定抵抗ＲＳ２の出力側端子に接続され、該端子の電圧を持つ信号ＦＢ２が入力される。第２電圧増幅器ＡＭＰ２の非反転入力端子は第２電流測定抵抗ＲＳ２の入力側端子に接続され、該端子の電圧を持つ信号ＣＳ２が入力される。第２電圧増幅器ＡＭＰ２は、第２電流測定抵抗ＲＳ２の両端子間に発生する電圧降下、つまり両端子間の電位差を増幅した信号を出力する。この出力信号は、第２電流測定抵抗ＲＳ２に流れる電流、つまり二次電池ＢＡＴに対する正の充電電流及び負の充電電流に対応する。

第２フィードバック信号ＦＢ２は第１抵抗Ｒ１の第１端子に供給され、抵抗Ｒ１の第２端子は第２抵抗Ｒ２の第１端子に接続され、抵抗Ｒ２の第２端子はグランドＧＮＤに接続されている。直列接続された第１抵抗Ｒ１及び第２抵抗Ｒ２は分圧回路を構成し、信号ＦＢ２の電圧をそれぞれの抵抗値により分圧した分圧電圧Ｖｆ１を生成する。信号ＦＢ２の電圧は第２電流測定抵抗ＲＳ２の出力側端子における電圧、即ち出力電圧Ｖｏｕｔ１であり、分圧電圧Ｖｆ１は出力電圧Ｖｏｕｔ１を分圧した電圧となる。

第１フィードバック信号ＦＢ１は第３抵抗Ｒ３の第１端子に供給され、抵抗Ｒ３の第２端子は第４抵抗Ｒ４の第１端子に接続され、抵抗Ｒ４の第２端子はグランドＧＮＤに接続されている。直列接続された第３抵抗Ｒ３及び第４抵抗Ｒ４は分圧回路を構成し、信号ＦＢ１の電圧をそれぞれの抵抗値により分圧した分圧電圧Ｖｆ２を生成する。信号ＦＢ１の電圧は第１電流測定抵抗ＲＳ１の出力側端子における電圧、即ち出力電圧Ｖｏｕｔ２であり、分圧電圧Ｖｆ２は出力電圧Ｖｏｕｔ２を分圧した電圧となる。

第１誤差増幅器ＥＲＡ１の反転入力端子は第１電圧増幅器ＡＭＰ１の出力端子に接続され、該電圧増幅器ＡＭＰ１の出力信号が入力される。第１誤差増幅器ＥＲＡ１の非反転入力端子は基準電源ｅ１に接続され、該電源ｅ１から基準電圧（設定電圧）が入力される。第１誤差増幅器ＥＲＡ１は、基準電圧と電圧増幅器ＡＭＰ１の出力信号との差電圧を増幅した第１誤差信号Ｖｏｐ１を出力する。第２誤差増幅器ＥＲＡ２の反転入力端子は第２電圧増幅器ＡＭＰ２の出力端子に接続され、該電圧増幅器ＡＭＰ２の出力信号が入力される。第２誤差増幅器ＥＲＡ２の非反転入力端子は基準電源ｅ２に接続され、該電源ｅ２から基準電圧（設定電流に対応する）が入力される。第２誤差増幅器ＥＲＡ２は、基準電圧と電圧増幅器ＡＭＰ２の出力信号との差電圧を増幅した第２誤差信号Ｖｏｐ２を出力する。第３誤差増幅器ＥＲＡ３の反転入力端子には分圧電圧Ｖｆ１が入力され、非反転入力端子には基準電源ｅ３の基準電圧（設定電圧）が入力される。第３誤差増幅器ＥＲＡ３は、基準電圧と分圧電圧Ｖｆ１との差電圧を増幅した第３誤差信号Ｖｏｐ３を出力する。

第４誤差増幅器ＥＲＡ４の非反転入力端子は第１電圧増幅器ＡＭＰ１の出力端子に接続され、該電圧増幅器ＡＭＰ１の出力信号が入力される。第４誤差増幅器ＥＲＡ４の反転入力端子は基準電源ｅ４に接続され、該電源ｅ４から基準電圧（設定電圧）が入力される。第４誤差増幅器ＥＲＡ４は、基準電圧と電圧増幅器ＡＭＰ１の出力信号との差電圧を増幅した第４誤差信号Ｖｏｐ４を出力する。第５誤差増幅器ＥＲＡ５の反転入力端子には分圧電圧Ｖｆ２が入力され、非反転入力端子には基準電源ｅ５の基準電圧（設定電圧）が入力される。第５誤差増幅器ＥＲＡ５は、基準電圧と分圧電圧Ｖｆ２との差電圧を増幅した第５誤差信号Ｖｏｐ５を出力する。

第１ＰＷＭ比較器ＰＷＭ１は３つの非反転入力端子と１つの反転入力端子を持ち、非反転入力端子には第１〜第３誤差信号Ｖｏｐ１〜Ｖｏｐ３がそれぞれ入力され、反転入力端子には発振器ＯＳＣにて生成される三角波信号Ｓｒが入力される。ＰＷＭ比較器ＰＷＭ１は、発振器ＯＳＣにて生成される三角波信号Ｓｒと第１〜第３誤差信号Ｖｏｐ１〜Ｖｏｐ３とを比較し、比較結果に応じたパルス幅を持ち相補な制御信号Ｑ１，＊Ｑ１を生成する。詳しくは、ＰＷＭ比較器ＰＷＭ１は、非反転入力端子に入力される第１〜第３誤差信号Ｖｏｐ１〜Ｖｏｐ３のうちの最も低い電圧の信号と、反転入力端子に入力される三角波信号Ｓｒとを比較し、三角波信号Ｓｒよりも誤差信号の電圧が高いときにＨレベルの制御信号Ｑ１を生成し、三角波信号Ｓｒよりも誤差信号の電圧が低いときにＬレベルの制御信号Ｑ１を生成する。更に、ＰＷＭ比較器ＰＷＭ１は、制御信号Ｑ１のレベルを反転した反転制御信号＊Ｑ１を生成する。第１の制御信号対としての制御信号Ｑ１，＊Ｑ１はＳＷ制御回路ＳＷＣに供給される。

第２ＰＷＭ比較器ＰＷＭ２は２つの非反転入力端子と１つの反転入力端子を持ち、非反転入力端子には第４誤差信号Ｖｏｐ４と第５誤差信号Ｖｏｐ５とが入力され、反転入力端子には発振器ＯＳＣにて生成される三角波信号Ｓｒが入力される。ＰＷＭ比較器ＰＷＭ２は、発振器ＯＳＣにて生成される三角波信号Ｓｒと第４，第５誤差信号Ｖｏｐ４，Ｖｏｐ５とを比較し、比較結果に応じたパルス幅を持ち相補な制御信号Ｑ２，＊Ｑ２を生成する。詳しくは、ＰＷＭ比較器ＰＷＭ２は、非反転入力端子に第４，第５誤差信号Ｖｏｐ４，Ｖｏｐ５のうちの低い電圧の信号と、反転入力端子に入力される三角波信号Ｓｒとを比較し、三角波信号Ｓｒよりも誤差信号の電圧が高いときにＨレベルの制御信号Ｑ２を生成し、三角波信号Ｓｒよりも誤差信号の電圧が低いときにＬレベルの制御信号Ｑ２を生成する。更に、ＰＷＭ比較器ＰＷＭ２は、制御信号Ｑ２のレベルを反転した反転制御信号＊Ｑ２を生成する。第２の制御信号対としての制御信号Ｑ２，＊Ｑ２はＳＷ制御回路ＳＷＣに供給される。

ＳＷ制御回路ＳＷＣは、第１の制御信号対（制御信号Ｑ１，＊Ｑ１）と第２の制御信号対（制御信号Ｑ２，＊Ｑ２）とに基づいて、ＤＣ−ＤＣコンバータ４２の動作状態を検出し、該検出結果に基づいて第１の制御信号対又は第２の制御信号対を第１トランジスタＦＥＴ１及び第２トランジスタＦＥＴ２に供給する。

詳述すると、ＤＣ−ＤＣコンバータ４２の動作状態は、通常動作と過渡動作とを含む。ＳＷ制御回路ＳＷＣは、第１の制御信号対（制御信号Ｑ１，＊Ｑ１）と第２の制御信号対（制御信号Ｑ２，＊Ｑ２）とに基づいて、外部電力源の供給電流定格より少ない電流Ｉｏｕｔ２を負荷部４１に供給する通常動作状態か、供給電流定格よりも多い電流Ｉｏｕｔ２を負荷部４１に供給する必要がある過渡動作状態かを検出する。第１電流測定抵抗ＲＳ１に発生する電圧降下、つまり第１電流測定抵抗ＲＳ１に流れる電流Ｉｉｎの電流量に応じた信号を出力する第１電圧増幅器ＡＭＰ１の出力信号が第１誤差増幅器ＥＲＡ１の反転入力端子と第４誤差増幅器ＥＲＡ４の非反転入力端子に入力されている。第１基準電源ｅ１の基準電圧と第４基準電源ｅ４の基準電圧は、外部電力源の供給電流定格に応じて設定されている。

第１電流測定抵抗ＲＳ１に流れる電流Ｉｉｎが増加すると、該抵抗ＲＳ１の両端子間に発生する電圧降下が大きくなり、誤差増幅器ＥＲＡ１の入力端子間の電位差が大きくなるため、第１誤差信号Ｖｏｐ１が上昇する。この時、第４誤差信号Ｖｏｐ４は下降する。このため、発振器ＯＳＣにて生成する三角波信号Ｓｒの振幅内にて第１誤差信号Ｖｏｐ１及び第４誤差信号Ｖｏｐ４の何れか一方が変化するように基準電圧ｅ１，ｅ４を設定することにより、第１の制御信号対及び第２の制御信号対の何れか一方が、三角波信号Ｓｒとの大小に応じたパルス幅を持つパルス信号として出力される。従って、ＳＷ制御回路ＳＷＣは、第１の制御信号対と第２の制御信号対の何れがパルス信号として出力されているかを検出することにより、その時の動作状態が、通常動作状態か過渡動作状態かを検出する。

尚、第１ＰＷＭ比較器ＰＷＭ１及び第２ＰＷＭ比較器ＰＷＭ２は、反転入力端子に三角波信号Ｓｒが入力され、非反転入力端子に第１〜第３誤差信号Ｖｏｐ１〜Ｖｏｐ３、第４及び第５誤差信号Ｖｏｐ４，Ｖｏｐ５が入力される。そして、第１ＰＷＭ比較器ＰＷＭ１及び第２ＰＷＭ比較器ＰＷＭ２は、複数の非反転入力端子にそれぞれ入力される誤差信号のうち電圧が最も低い信号と三角波信号Ｓｒとを比較する。従って、制御回路４３は、電流Ｉｉｎの増加に伴い、第１誤差信号Ｖｏｐ１が下降し、第４誤差信号Ｖｏｐ４が上昇するように構成されている。

上記のようにして動作状態を検出したＳＷ制御回路ＳＷＣは、検出した動作状態に応じて、第１の制御信号対又は第２の制御信号対を第１トランジスタＦＥＴ１及び第２トランジスタＦＥＴ２に供給する。通常動作において、ＳＷ制御回路ＳＷＣは、第１ＰＷＭ比較器ＰＷＭ１の制御信号Ｑ１を第１制御信号ＤＨとして第１トランジスタＦＥＴ１に供給し、反転制御信号＊Ｑ１を第２制御信号ＤＬとして第２トランジスタＦＥＴ２に供給する。一方、過渡動作において、ＳＷ制御回路ＳＷＣは、第２ＰＷＭ比較器ＰＷＭ２の反転制御信号＊Ｑ２を第１トランジスタＦＥＴ１に供給し、制御信号Ｑ２を第２トランジスタＦＥＴ２に供給する。

第１トランジスタＦＥＴ１は、第１ＰＷＭ比較器ＰＷＭ１の制御信号Ｑ１又は第２ＰＷＭ比較器ＰＷＭ２の反転制御信号＊Ｑ２に応答してオンオフする。第２トランジスタＦＥＴ２は、第１ＰＷＭ比較器ＰＷＭ１の反転制御信号＊Ｑ１又は第２ＰＷＭ比較器ＰＷＭ２の制御信号Ｑ２に応答してオンオフする。

従って、ＤＣ−ＤＣコンバータ４２は、負荷部４１（図１参照）に供給する電流Ｉｏｕｔ２がＵＳＢの供給電流定格よりも少ない場合には、第１ＰＷＭ比較器ＰＷＭ１に入力される誤差信号Ｖｏｐ２，Ｖｏｐ３に基づいて第１トランジスタＦＥＴ１及び第２トランジスタＦＥＴ２をオンオフ制御する。第２誤差信号Ｖｏｐ２は、電流測定抵抗ＲＳ２の両端子間の電位差、つまり二次電池ＢＡＴに供給する充電電流、つまり正の充電電流Ｉｐに対応し、第３誤差信号Ｖｏｐ３は、電流測定抵抗ＲＳ２の二次電池ＢＡＴ側端子における電位、即ち出力電圧Ｖｏｕｔ１に対応している。そして、第２誤差信号Ｖｏｐ２又は第３誤差信号Ｖｏｐ３の電圧に応じたパルス幅の制御信号Ｑ１，＊Ｑ１が第１制御信号ＤＨと第２制御信号ＤＬとして第１トランジスタＦＥＴ１と第２トランジスタＦＥＴ２に供給される。

＜通常動作＞
第１制御信号ＤＨによりトランジスタＦＥＴ１がオンすると、入力電圧ＶｉｎからチョークコイルＬ１を介して負荷としての二次電池ＢＡＴに電流が供給される。チョークコイルＬ１の両端には入力電圧ＶｉｎとＤＣ−ＤＣコンバータ４２の出力電圧Ｖｏｕｔ１の電圧差が発生するため、チョークコイルＬ１に流れる電流は時間と共に増加し、負荷に流れる電流も増加する。又、チョークコイルＬ１に電流が流れることでエネルギがチョークコイルＬ１に蓄積される。次いでトランジスタＦＥＴ１がオフすると同期整流用のトランジスタＦＥＴ２がオンし、チョークコイルＬ１に蓄積されたエネルギが放出される。

チョークコイルＬ１には、トランジスタＦＥＴ１がオンしている期間、該トランジスタＦＥＴ１を介して二次電池ＢＡＴに向かって電流が流れ、トランジスタＦＥＴ１がオフしている期間、トランジスタＦＥＴ２を介して二次電池ＢＡＴに向かって流れる。従って、トランジスタＦＥＴ１に流れる電流Ｉｉｎの平均値は、出力電流ＩｐとトランジスタＦＥＴ１のデューティとの積に等しくなる。

負荷に供給する電流が増加すると電流測定抵抗ＲＳ１を流れる電流が増加し、電流測定抵抗ＲＳ１の両端に発生する電圧降下が大きくなる。すると、第１電圧増幅器ＡＭＰ１の出力信号と基準電源ｅ１の電圧との差が小さくなるので誤差増幅器ＥＲＡ１の誤差信号Ｖｏｐ１の電圧が下がる。その結果、ＰＷＭ比較器ＰＷＭの出力パルス幅は狭くなり、トランジスタＦＥＴ１のオン期間が短くなるので、出力電圧Ｖｏｕｔ１が下がり、二次電池ＢＡＴの充電電流が少なくなる。

逆に、負荷に供給する電流が減少すると電流測定抵抗ＲＳ１を流れる電流が減少し、電流測定抵抗ＲＳ１の両端に発生する電圧降下が小さくなる。すると、第１電圧増幅器ＡＭＰ１の出力信号と基準電源ｅ１の電圧との差が大きくなるので誤差増幅器ＥＲＡ１の誤差信号Ｖｏｐ１の電圧が上がる。その結果、ＰＷＭ比較器ＰＷＭの出力パルス幅は広くなり、トランジスタＦＥＴ１がオンする期間が長くなるので、出力電圧Ｖｏｕｔ１が上がり、二次電池ＢＡＴの充電電流が多くなる。

このように、ＤＣ−ＤＣコンバータ４２では、トランジスタＦＥＴ１のデューティ（オン時間とオフ時間の比）を制御することにより、負荷に供給する電流の増減に応じて出力電圧を制御し二次電池ＢＡＴの充電電流（正の充電電流Ｉｐ）を制御することで、入力電流が定格を超えないようにすることが可能となる。

そして、ＤＣ−ＤＣコンバータ４２は、第２誤差信号Ｖｏｐ２又は第３誤差信号Ｖｏｐ３に基づいて、二次電池ＢＡＴに供給する正の充電電流Ｉｐ又は出力電圧Ｖｏｕｔ１を制御する。例えば、ＤＣ−ＤＣコンバータ４２は、第２誤差信号Ｖｏｐ２に基づいて、第２電圧増幅器ＡＭＰ２の出力電圧と第２基準電源ｅ２の基準電圧とが一致するように、正の充電電流Ｉｐを制御する。一方、ＤＣ−ＤＣコンバータ４２は、第３誤差信号Ｖｏｐ３に基づいて、分圧電圧Ｖｆ１と第３基準電源ｅ３の基準電圧とが一致するように、出力電圧Ｖｏｕｔ１を制御する。つまり、第２基準電源ｅ２の基準電圧は、正の充電電流Ｉｐに対応して設定され、第３基準電源ｅ３の基準電圧は出力電圧Ｖｏｕｔ１に対応して設定されている。このようにして、ＤＣ−ＤＣコンバータ４２は、第２，第３誤差信号Ｖｏｐ２，Ｖｏｐ３に基づいて、電流制御又は電圧制御により二次電池ＢＡＴを充電する。

＜過渡動作＞
トランジスタＦＥＴ２がオンすると、二次電池ＢＡＴの電圧Ｖｏｕｔ１を入力電圧としてチョークコイルＬ１に放電電流、つまり負の充電電流Ｉｎが流れる。チョークコイルＬ１の両端子間には電圧Ｖｏｕｔ１による電位差が発生するため、チョークコイルＬ１に流れる電流は時間と共に増加し、負荷に流れる電流も増加する。又、チョークコイルＬ１に電流が流れることでエネルギがチョークコイルＬ１に蓄積される。次いでトランジスタＦＥＴ２がオフすると同期整流用のトランジスタＦＥＴ１がオンし、チョークコイルＬ１に蓄積されたエネルギが放出される。

トランジスタＦＥＴ２がオンしている間、チョークコイルＬ１に蓄積されたエネルギと、トランジスタＦＥＴ２がオフしている間、チョークコイルＬ１から放電されるエネルギとは等しく、トランジスタＦＥＴ２がオンしている時間をＴｏｎ、トランジスタＦＥＴ２がオフしている時間をＴｏｆｆとすると、出力電圧Ｖｏｕｔ２は次式で与えられる。

Ｖｏｕｔ２＝（Ｔｏｎ／（Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆ））×Ｖｏｕｔ１
＝（Ｔｏｎ／Ｔ）×Ｖｏｕｔ１
となる。但し、Ｔ＝Ｔｏｎ＋Ｔｏｆｆである。

上式より、電圧Ｖｏｕｔ１の変動はトランジスタＦＥＴ１，ＦＥＴ２のデューティを制御することにより補償することができる。同様に、負荷の変動により出力電圧Ｖｏｕｔ２が変動するときは、出力電圧Ｖｏｕｔ２を検出してデューティを制御することにより、出力電圧Ｖｏｕｔ２を一定に補償することができる。

負荷部４１への供給電流Ｉｏｕｔ２が増加すると、第１電流測定抵抗ＲＳ１に流れる電流Ｉｉｎが増加し、第１電流測定抵抗ＲＳ１の両端子間に発生する電圧降下が大きくなる。すると、第１電圧増幅器ＡＭＰ１の出力信号と基準電源ｅ４の電圧との差が大きくなるので第４誤差増幅器ＥＲＡ４の誤差信号Ｖｏｐ４の電圧が上がる。その結果、第２ＰＷＭ比較器ＰＷＭ２の出力パルス幅は広くなり、トランジスタＦＥＴ１のオン期間が長くなるので、二次電池ＢＡＴからの放電電流Ｉｎが増加し、ＵＳＢから供給する負荷部４１に供給する電流Ｉｉｎが少なくなる。

逆に、負荷部４１へ供給する電流Ｉｏｕｔ２が減少すると第１電流測定抵抗ＲＳ１を流れる電流Ｉｉｎが減少し、第１電流測定抵抗ＲＳ１の両端子間に発生する電圧降下が小さくなる。すると、第１電圧増幅器ＡＭＰ１の出力信号と基準電源ｅ４の電圧との差が小さくなるので第４誤差増幅器ＥＲＡ４の誤差信号Ｖｏｐ４の電圧が下がる。その結果、ＰＷＭ比較器ＰＷＭの出力パルス幅は狭くなり、トランジスタＦＥＴ２がオンする期間が短くなるので、出力電圧Ｖｏｕｔ２が下がり、二次電池ＢＡＴからの放電電流Ｉｎが減少し、ＵＳＢから供給する負荷部４１に供給する電流Ｉｉｎが多くなる。

このように、ＤＣ−ＤＣコンバータ４２では、トランジスタＦＥＴ２のデューティ（オン時間とオフ時間の比）を制御することにより、負荷部４１に供給する電流量の増減に応じて出力電圧Ｖｏｕｔ２を制御し二次電池ＢＡＴの放電電流（負の充電電流Ｉｎ）を制御することで、ＵＳＢの供給電流定格以上の電流を負荷部４１に供給することが可能となる。

そして、ＤＣ−ＤＣコンバータ４２は、第５誤差信号Ｖｏｐ５に基づいて、出力電圧Ｖｏｕｔ２を制御する。即ち、ＤＣ−ＤＣコンバータ４２は、第５誤差信号Ｖｏｐ５に基づいて、分圧電圧Ｖｆ２と第５基準電源ｅ５の基準電圧とが一致するように、出力電圧Ｖｏｕｔ２を制御する。つまり、第５基準電源ｅ５の基準電圧は、負荷部４１に供給する出力電圧Ｖｏｕｔ２に対応して設定されている。このようにして、ＤＣ−ＤＣコンバータ４２は、第５誤差信号Ｖｏｐ５に基づいて、二次電池ＢＡＴの電圧を昇圧した電圧を負荷部４１に供給する。

次に、ＳＷ制御回路ＳＷＣの構成を図３に従って説明する。
ＳＷ制御回路ＳＷＣは、状態検出回路５０と選択回路６０とから構成されている。
状態検出回路５０は、ナンド回路５１，５２、ノア回路５３，５４、ＲＳ−フリップフロップ回路（ＦＦ回路５５）を備えている。第１ナンド回路５１には発振器ＯＳＣの三角波信号ＳｒとＦＦ回路５５の反転出力信号＊Ｑ３とが入力され、出力端子はノア回路５３に接続されている。第２ナンド回路５２には発振器ＯＳＣの三角波信号ＳｒとＦＦ回路５５の非反転出力信号Ｑ３とが入力され、出力端子はノア回路５４に接続されている。第１ノア回路５３には第１の制御信号対の制御信号Ｑ１と第１ナンド回路５１の出力信号とが入力され、出力端子はＦＦ回路５５のセット端子Ｓに接続されている。第２ノア回路５４には第２の制御信号対の制御信号Ｑ２と第２ナンド回路５２の出力信号とが入力され、出力端子はＦＦ回路５５のリセット端子Ｒに接続されている。ＦＦ回路５５の反転出力信号＊Ｑ３はナンド回路５１と選択回路６０に供給され、ＦＦ回路５５の非反転出力信号Ｑ３はナンド回路５２と選択回路６０に供給される。

選択回路６０は、アンド回路６１〜６４、オア回路６５，６６を備えている。アンド回路６１は３入力素子であり、充電許可信号ＣＥＮと制御信号Ｑ１と反転出力信号＊Ｑ３とが入力され、出力端子はオア回路６５に接続されている。アンド回路６２は３入力素子であり、充電許可信号ＣＥＮと反転制御信号＊Ｑ１と反転出力信号＊Ｑ３とが入力され、出力端子はオア回路６６に接続されている。アンド回路６３は２入力素子であり、反転制御信号＊Ｑ２と出力信号Ｑ３とが入力され、出力端子はオア回路６５に接続されている。アンド回路６４は２入力素子であり、制御信号Ｑ２と出力信号Ｑ３とが入力され、出力端子はオア回路６６に接続されている。そして、オア回路６５は制御信号ＤＨを出力し、オア回路６６は制御信号ＤＬを出力する。

次に、上記のように構成されたＳＷ制御回路ＳＷＣの作用を説明する。
今、状態検出回路５０のＦＦ回路５５はリセット状態にあり、Ｌレベルの非反転出力信号Ｑ３とＨレベルの反転出力信号＊Ｑ３を出力している。そして、充電許可信号ＣＥＮはＨレベルである。

この時、Ｈレベルの反転出力信号＊Ｑ３とＨレベルの充電許可信号ＣＥＮが入力される第１アンド回路６１及び第２アンド回路６２は、それぞれ非反転出力信号Ｑ１と反転出力信号＊Ｑ１を出力する。Ｌレベルの非反転出力信号Ｑ３が入力される第３アンド回路６３及び第４アンド回路６４はＨレベルの信号を出力する。従って、選択回路６０は、信号Ｑ１，＊Ｑ１に基づき第１制御信号ＤＨ及び第２制御信号ＤＬを出力する。

第１ナンド回路５１は、Ｈレベルの反転出力信号＊Ｑ３が入力されるため、発振器ＯＳＣの三角波信号Ｓｒに基づくパルス状の信号Ｓ１１を出力する。第２ナンド回路５２は、Ｌレベルの非反転出力信号Ｑ３が入力されるため、Ｈレベルの信号Ｓ１２を出力する。

第１ナンド回路５１の出力信号Ｓ１１は三角波信号Ｓｒと同じ周期であり、その三角波信号Ｓｒの振幅の１／２（２分の１）の電位よりも三角波信号Ｓｒの電位が高い時にはＬレベルとなり、１／２の電位よりも三角波信号Ｓｒの電位が低い時にはＨレベルとなる。

第１ノア回路５３は、Ｈレベルの信号Ｓ１１に応答してＬレベルの信号Ｓ１３を出力し、Ｌレベルの信号Ｓ１１に応答して出力信号Ｑ１を反転したレベルの信号Ｓ１３を出力する。第２ノア回路５４は、Ｈレベルの信号Ｓ１２に応答してＬレベルの信号Ｓ１４を出力する。

上記したように、ＤＣ−ＤＣコンバータ４２の動作状態に応じて、出力信号Ｑ１と出力信号Ｑ２の何れか一方がパルス信号として出力される。
図２に示すように、出力信号Ｑ１は、発振器ＯＳＣの三角波信号Ｓｒと誤差信号Ｖｏｐ１〜Ｖｏｐ３とを比較した結果の信号であり、誤差信号が三角波信号Ｓｒよりも高い時にＬレベルであり、誤差信号が三角波信号Ｓｒより低い時にはＨレベルである。つまり、出力信号Ｑ１と信号Ｓ１１は逆相の信号となる。同様に、出力信号Ｑ２と信号Ｓ１２は逆相の信号となる。

出力信号Ｑ１がパルス信号である場合、信号Ｓ１１がＬレベルのときには出力信号Ｑ１がＨレベルであるため、第１ノア回路５３はＬレベルの信号Ｓ１３を出力し、ＦＦ回路５５はリセット状態を維持する。一方、出力信号Ｑ２がパルス信号、つまり出力信号Ｑ１がパルス信号ではない場合、出力信号Ｑ１がＬレベルであるため、第１ノア回路５３はＨレベルの信号Ｓ１３を出力し、ＦＦ回路５５はセット状態となる。

即ち、ＦＦ回路５５は、Ｈレベルの非反転出力信号Ｑ３とＬレベルの反転出力信号＊Ｑ３を出力する。このため、選択回路６０は、Ｈレベルの非反転出力信号Ｑ３が入力される第３アンド回路６３及び第４アンド回路６４の出力信号Ｓ２３，Ｓ２４により、信号＊Ｑ２，Ｑ２に基づき第１制御信号ＤＨ及び第２制御信号ＤＬを出力する。従って、ＤＣ−ＤＣコンバータ４２は、第２の制御信号対（信号Ｑ２，＊Ｑ２）により第１トランジスタＦＥＴ１及び第２トランジスタＦＥＴ２をオンオフ制御する過渡動作状態となる。

同様に、ＦＦ回路５５がセット状態にあるときに第１の制御信号対の信号Ｑ１がパルス信号であると、出力信号Ｑ２がパルス信号ではないため、第２ノア回路５４はＨレベルの信号Ｓ１４を出力し、ＦＦ回路５５はリセット状態となる。このため、選択回路６０は、Ｈレベルの反転出力信号＊Ｑ３が入力される第１アンド回路６１及び第２アンド回路６２の出力信号Ｓ２１，Ｓ２２により、信号Ｑ１，＊Ｑ１に基づき第１制御信号ＤＨ及び第２制御信号ＤＬを出力する。従って、ＤＣ−ＤＣコンバータ４２は、第１の制御信号対（信号Ｑ１，＊Ｑ１）により第１トランジスタＦＥＴ１及び第２トランジスタＦＥＴ２をオンオフ制御する通常動作状態となる。

上記の充電許可信号ＣＥＮがＬレベルの場合、第１アンド回路６１及び第２アンド回路６２はＬレベルの信号Ｓ２１，Ｓ２２を出力する。従って、選択回路６０はＬレベルの第１制御信号ＤＨ及び第２制御信号ＤＬを出力し、ＤＣ−ＤＣコンバータ４２は第１トランジスタＦＥＴ１及び第２トランジスタＦＥＴ２をオフする。つまり、ＤＣ−ＤＣコンバータ４２は、Ｌレベルの充電許可信号ＣＥＮに応答して二次電池ＢＡＴに対する充電及び放電を停止する。

以上記述したように、本実施形態によれば、以下の効果を奏する。
（１）ＤＣ−ＤＣコンバータ４２は、入力電流Ｉｉｎを測定し、その入力電流Ｉｉｎと供給電流定格とを比較し、入力電流Ｉｉｎが供給電流定格より少ない場合には二次電池ＢＡＴに供給する正の充電電流Ｉｐを制御し、入力電流Ｉｉｎが供給電流定格を越える場合には二次電池ＢＡＴから負荷部４１に供給する負の充電電流Ｉｎを制御するようにした。このように構成されたＤＣ−ＤＣコンバータ４２は、負荷部４１にて必要とする電流量が入力電圧Ｖｉｎを供給する外部電力源の供給電流定格を越える場合に、二次電池ＢＡＴから電流を供給することで、負荷部４１を安定して動作させることができる。

（２）ＤＣ−ＤＣコンバータ４２は、電流測定抵抗ＲＳ２により測定した二次電池ＢＡＴの充電電流と、二次電池ＢＡＴの充電電圧Ｖｏｕｔ１とに基づいて、該二次電池ＢＡＴを充電する。そして、負荷部４１には、第１電流測定抵抗ＲＳ１を介して電力を供給する。更に、ＤＣ−ＤＣコンバータ４２は、負荷部４１への供給電流が不足する場合に二次電池ＢＡＴから負の充電電流を流すようにした。

従って、ＤＣ−ＤＣコンバータ４２は、二次電池ＢＡＴを充電する時と、二次電池ＢＡＴから負荷部４１に電流を供給する時に作動する。即ち、本実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータ４２は、間欠的に作動する。このため、図６に示す従来例に比べて、作動時間が短くなるため、消費電力の増大を抑えることができる。

尚、上記各実施の形態は、以下の態様で実施してもよい。
・上記実施形態では、入力電圧Ｖｉｎよりも充電電圧が低い二次電池ＢＡＴに対する充電電流を制御するＤＣ−ＤＣコンバータ４２に具体化したが、入力電圧Ｖｉｎよりも充電電圧が高い二次電池に対する充電電流を制御するＤＣ−ＤＣコンバータに具体化しても良い。例えば、図４に示すＤＣ−ＤＣコンバータ７０は、負荷部４１（図１参照）に供給する電圧Ｖｏｕｔ２よりも充電電圧が高い二次電池ＢＡＴ２に対して充放電を行う回路である。第１制御信号ＤＨによりオンオフ制御される第１トランジスタＦＥＴ１は、ソースがグランドＧＮＤに接続されドレインが第２トランジスタＦＥＴ２に接続され、第１トランジスタＦＥＴ１と第２トランジスタＦＥＴ２との間のノードがチョークコイルＬ１を介して負荷部４１に接続されている。第２トランジスタＦＥＴ２のドレインはチョークコイルＬ１に接続され、ソースは平滑用コンデンサＣ１を介してグランドＧＮＤに接続されている。第２トランジスタＦＥＴ２とコンデンサＣ１の間のノードは第２電流測定抵抗ＲＳ２を介して二次電池ＢＡＴ２に接続されている。

このＤＣ−ＤＣコンバータ７０は、第１トランジスタＦＥＴ１及び第２トランジスタＦＥＴ２をオンオフ制御して入力電圧Ｖｉｎを昇圧した出力電圧Ｖｏｕｔ１により二次電池ＢＡＴ２を充電する。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ７０は、第１トランジスタＦＥＴ１及び第２トランジスタＦＥＴ２をオンオフ制御して二次電池ＢＡＴ２の電圧Ｖｏｕｔ１を降圧した電圧を負荷部４１に供給する。

このように構成されたＤＣ−ＤＣコンバータ７０においても、上記実施形態と同様に、負荷部４１にて必要とする電流量が入力電圧Ｖｉｎを供給する外部電力源の供給電流定格を越える場合に、二次電池ＢＡＴ２から電流を供給することで、負荷部４１を安定して動作させることができる。

・上記実施形態では、ＵＳＢインタフェースにより接続される電子機器に具体化したが、ＩＥＥＥ１３９４やＰＣＭＣＩＡ等の電力供給が可能なインタフェースにより接続される電子機器に具体化しても良い。また、外部電力源としてはパソコン３３に限らず、ＡＣアダプタとしてもよい。

・上記各実施形態では、トランジスタＦＥＴ１，ＦＥＴ２をＮチャネルＭＯＳトランジスタとしたが、ＰチャネルＭＯＳトランジスタを用いて実施しても良い。また、一方のトランジスタをＰチャネルＭＯＳトランジスタとし、他方のトランジスタをＮチャネルＭＯＳトランジスタとしてもよい。

・以上説明したＤＣ−ＤＣコンバータやＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路は、１チップの半導体で構成することや、プリント基板等のモジュールで構成すること、また、電源装置として使用されるものであることは言うまでもない。

上記各実施の形態から把握できる技術的思想を以下に記載する。
（付記１）
入力電力により負荷部を作動させる電子機器に備えられ、前記入力電力により二次電池を充電する充電電流を生成するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
入力電流を検出する電流検出手段と、該検出結果と所定値とを比較し、該比較結果に基づいて、前記二次電池を充電するための正の充電電流（充電電流）、又は二次電池から前記負荷部に供給する負の充電電流（放電電流）を制御する、
ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
（付記２）
前記入力電流は前記負荷部の消費電流と前記二次電池に対する充電電流の合成電流であり、
前記入力電流が所定値を越えないように、前記消費電流の増減に応じて、前記二次電池に対する正の充電電流と負の充電電流を制御する、
ことを特徴とする請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
（付記３）
前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、
直列接続された第１トランジスタ及び第２トランジスタと、両トランジスタ間に接続されたチョークコイルと、前記第１トランジスタ及び第２トランジスタをオンオフ制御する制御回路とを備え、
前記制御回路は、
前記第１トランジスタ及び第２トランジスタのオンオフ時間を制御し、前記正の充電電流を前記チョークコイルを介して前記二次電池に供給し、前記負の充電電流を前記二次電池から前記チョークコイルを介して前記負荷部に供給する、
ことを特徴とする請求項１又は２記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
（付記４）
前記制御回路は、
入力電流が電流制限を越えていないか否かを検出する第１の検出手段と、
二次電池へ供給する充電電流と設定電流との差分値を検出する第２の検出手段と、
二次電池へ供給する充電電圧と設定電圧との差分値を検出する第３の検出手段と、
前記入力電流が前記電流制限を越えているか否かを検出する第４の検出手段と、
出力電圧と設定電圧との差分値を検出する第５の検出手段と、
を備えたことを特徴とする請求項３記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
（付記５）
前記制御回路は、
前記第１の検出手段と前記第２の検出手段と前記第３の検出手段とのうちの何れか一つの検出結果に応じたパルス幅の第１の制御信号対を生成する第１の変換手段と、
前記第４の検出手段又は前記第５の検出手段の検出結果に応じたパルス幅の第２の制御信号対を生成する第２の変換手段と、
前記第１の制御信号対と前記第２の制御信号対とに基づいて、前記入力電流が前記電流制限を越えていない場合には前記第１の制御信号対を前記第１トランジスタ及び第２トランジスタに供給してスイッチングさせ、前記入力電流が前記電流制限を越える場合には前記第２の制御信号対を前記第１トランジスタ及び第２トランジスタに供給してスイッチングさせるスイッチング制御手段と、
を備えたことを特徴とする請求項４記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
（付記６）
前記スイッチング制御手段は、
前記第１の制御信号対と前記第２の制御信号対とに基づいて動作状態を検出する状態検出手段と、
前記状態検出手段により検出した動作状態に応じて前記第１の制御信号対又は前記２の制御信号対を前記第１トランジスタ及び第２トランジスタに供給する選択手段と、
を備えたことを特徴とする請求項５記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
（付記７）
前記選択手段には充電許可信号が入力され、該充電許可信号に基づいて、前記第１トランジスタ及び第２トランジスタに対する信号供給を停止する、ことを特徴とする請求項６記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
（付記８）
入力電力により負荷部を作動させる電子機器に備えられ、前記入力電力により二次電池を充電する充電電流を生成するＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路において、
入力電流を検出する電流検出手段と、該検出結果と所定値とを比較し、該比較結果に基づいて、前記二次電池を充電するための正の充電電流、又は二次電池から前記負荷部に供給する負の充電電流を制御する、
ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路。
（付記９）
前記入力電流は前記負荷部の消費電流と前記二次電池に対する充電電流の合成電流であり、
前記入力電流が所定値を越えないように、前記消費電流の増減に応じて、前記二次電池に対する正の充電電流と負の充電電流を制御する、
ことを特徴とする請求項８記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路。
（付記１０）
直列接続された第１トランジスタ及び第２トランジスタと、両トランジスタ間に接続されたチョークコイルと、前記第１トランジスタ及び第２トランジスタをオンオフ制御し、
前記第１トランジスタ及び第２トランジスタのオンオフ時間を制御し、前記正の充電電流を前記チョークコイルを介して前記二次電池に供給し、前記負の充電電流を前記二次電池から前記チョークコイルを介して前記負荷部に供給する、
ことを特徴とする請求項８又は９記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路。
（付記１１）
入力電流が電流制限を越えていないか否かを検出する第１の検出手段と、
二次電池へ供給する充電電流と設定電流との差分値を検出する第２の検出手段と、
二次電池へ供給する充電電圧と設定電圧との差分値を検出する第３の検出手段と、
前記入力電流が前記電流制限を越えているか否かを検出する第４の検出手段と、
出力電圧と設定電圧との差分値を検出する第５の検出手段と、
を備えたことを特徴とする請求項１０記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路。
（付記１２）
前記第１の検出手段と前記第２の検出手段と前記第３の検出手段とのうちの何れか一つの検出結果に応じたパルス幅の第１の制御信号対を生成する第１の変換手段と、
前記第４の検出手段又は前記第５の検出手段の検出結果に応じたパルス幅の第２の制御信号対を生成する第２の変換手段と、
前記第１の制御信号対と前記第２の制御信号対とに基づいて、前記入力電流が前記電流制限を越えていない場合には前記第１の制御信号対を前記第１トランジスタ及び第２トランジスタに供給してスイッチングさせ、前記入力電流が前記電流制限を越える場合には前記第２の制御信号対を前記第１トランジスタ及び第２トランジスタに供給してスイッチングさせるスイッチング制御手段と、
を備えたことを特徴とする請求項１１記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路。
（付記１３）
前記スイッチング制御手段は、
前記第１の制御信号対と前記第２の制御信号対とに基づいて動作状態を検出する状態検出手段と、
前記状態検出手段により検出した動作状態に応じて前記第１の制御信号対又は前記２の制御信号対を前記第１トランジスタ及び第２トランジスタに供給する選択手段と、
を備えたことを特徴とする請求項１２記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路。
（付記１４）
前記選択手段には充電許可信号が入力され、該充電許可信号に基づいて、前記第１トランジスタ及び第２トランジスタに対する信号供給を停止する、ことを特徴とする請求項１３記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路。
（付記１５）
入力電力により負荷部を作動させるとともに、該電力により二次電池を充電する充電電流を生成するＤＣ−ＤＣコンバータを備えた電子機器において、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、
入力電流を検出する電流検出手段と、該検出結果と所定値とを比較し、該比較結果に基づいて、前記二次電池を充電するための正の充電電流、又は二次電池から前記負荷部に供給する負の充電電流を制御する、
ことを特徴とする電子機器。
（付記１６）
前記入力電流は前記負荷部の消費電流と前記二次電池に対する充電電流の合成電流であり、
前記入力電流が所定値を越えないように、前記消費電流の増減に応じて、前記二次電池に対する正の充電電流と負の充電電流を制御する、
ことを特徴とする請求項１５記載の電子機器。
（付記１７）
前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、
直列接続された第１トランジスタ及び第２トランジスタと、両トランジスタ間に接続されたチョークコイルと、前記第１トランジスタ及び第２トランジスタをオンオフ制御する制御回路とを備え、
前記制御回路は、
前記第１トランジスタ及び第２トランジスタのオンオフ時間を制御し、前記正の充電電流を前記チョークコイルを介して前記二次電池に供給し、前記負の充電電流を前記二次電池から前記チョークコイルを介して前記負荷部に供給する、
ことを特徴とする請求項１５又は１６記載の電子機器。
（付記１８）
前記制御回路は、
入力電流が電流制限を越えていないか否かを検出する第１の検出手段と、
二次電池へ供給する充電電流と設定電流との差分値を検出する第２の検出手段と、
二次電池へ供給する充電電圧と設定電圧との差分値を検出する第３の検出手段と、
前記入力電流が前記電流制限を越えているか否かを検出する第４の検出手段と、
出力電圧と設定電圧との差分値を検出する第５の検出手段と、
を備えたことを特徴とする請求項１７記載の電子機器。
（付記１９）
前記制御回路は、
前記第１の検出手段と前記第２の検出手段と前記第３の検出手段とのうちの何れか一つの検出結果に応じたパルス幅の第１の制御信号対を生成する第１の変換手段と、
前記第４の検出手段又は前記第５の検出手段の検出結果に応じたパルス幅の第２の制御信号対を生成する第２の変換手段と、
前記第１の制御信号対と前記第２の制御信号対とに基づいて、前記入力電流が前記電流制限を越えていない場合には前記第１の制御信号対を前記第１トランジスタ及び第２トランジスタに供給してスイッチングさせ、前記入力電流が前記電流制限を越える場合には前記第２の制御信号対を前記第１トランジスタ及び第２トランジスタに供給してスイッチングさせるスイッチング制御手段と、
を備えたことを特徴とする請求項１８記載の電子機器。
（付記２０）
前記スイッチング制御手段は、
前記第１の制御信号対と前記第２の制御信号対とに基づいて動作状態を検出する状態検出手段と、
前記状態検出手段により検出した動作状態に応じて前記第１の制御信号対又は前記２の制御信号対を前記第１トランジスタ及び第２トランジスタに供給する選択手段と、
を備えたことを特徴とする請求項１９記載の電子機器。
（付記２１）
前記選択手段には充電許可信号が入力され、該充電許可信号に基づいて、前記第１トランジスタ及び第２トランジスタに対する信号供給を停止する、ことを特徴とする請求項２０記載の電子機器。
（付記２２）
入力電力により負荷部を作動させる電子機器に備えられ、前記入力電力により二次電池を充電する充電電流を生成するＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法において、
入力電流を検出する電流検出手段と、該検出結果と所定値とを比較し、該比較結果に基づいて、前記二次電池を充電するための正の充電電流、又は二次電池から前記負荷部に供給する負の充電電流を制御する、
ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法。
（付記２３）
前記入力電流は前記負荷部の消費電流と前記二次電池に対する充電電流の合成電流であり、
前記入力電流が所定値を越えないように、前記消費電流の増減に応じて、前記二次電池に対する正の充電電流と負の充電電流を制御する、
ことを特徴とする請求項２２記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法。
（付記２４）
直列接続された第１トランジスタ及び第２トランジスタと、両トランジスタ間に接続されたチョークコイルと、前記第１トランジスタ及び第２トランジスタをオンオフ制御し、
前記第１トランジスタ及び第２トランジスタのオンオフ時間を制御し、前記正の充電電流を前記チョークコイルを介して前記二次電池に供給し、前記負の充電電流を前記二次電池から前記チョークコイルを介して前記負荷部に供給する、
ことを特徴とする請求項２２又は２３記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法。
（付記２５）
入力電流が電流制限を越えていないか否かを検出する第１の検出手段と、
二次電池へ供給する充電電流と設定電流との差分値を検出する第２の検出手段と、
二次電池へ供給する充電電圧と設定電圧との差分値を検出する第３の検出手段と、
前記入力電流が前記電流制限を越えているか否かを検出する第４の検出手段と、
出力電圧と設定電圧との差分値を検出する第５の検出手段と、
を備えたことを特徴とする請求項２４記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法。
（付記２６）
前記第１の検出手段と前記第２の検出手段と前記第３の検出手段とのうちの何れか一つの検出結果に応じたパルス幅の第１の制御信号対を生成する第１の変換手段と、
前記第４の検出手段又は前記第５の検出手段の検出結果に応じたパルス幅の第２の制御信号対を生成する第２の変換手段と、
前記第１の制御信号対と前記第２の制御信号対とに基づいて、前記入力電流が前記電流制限を越えていない場合には前記第１の制御信号対を前記第１トランジスタ及び第２トランジスタに供給してスイッチングさせ、前記入力電流が前記電流制限を越える場合には前記第２の制御信号対を前記第１トランジスタ及び第２トランジスタに供給してスイッチングさせるスイッチング制御手段と、
を備えたことを特徴とする請求項２５記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法。
（付記２７）
前記スイッチング制御手段は、
前記第１の制御信号対と前記第２の制御信号対とに基づいて動作状態を検出する状態検出手段と、
前記状態検出手段により検出した動作状態に応じて前記第１の制御信号対又は前記２の制御信号対を前記第１トランジスタ及び第２トランジスタに供給する選択手段と、
を備えたことを特徴とする請求項２６記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法。
（付記２８）
前記選択手段には充電許可信号が入力され、該充電許可信号に基づいて、前記第１トランジスタ及び第２トランジスタに対する信号供給を停止する、ことを特徴とする請求項２７記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法。

電子機器のブロック回路図である。 一実施形態のＤＣ−ＤＣコンバータのブロック回路図である。 スイッチング制御回路の回路図である。 別のＤＣ−ＤＣコンバータのブロック回路図である。 従来の充電回路の回路図である。 従来の充電回路の回路図である。

符号の説明

３１ 電子機器
４１…負荷部
４２，７０ ＤＣ−ＤＣコンバータ
４３…制御回路
Ｉｎ 負の充電電流
Ｉｐ 正の充電電流
Ｌ１ チョークコイル
ＢＡＴ，ＢＡＴ２ 二次電池
ＣＥＮ 充電許可信号
Ｉｉｎ 入力電流
ＦＥＴ１ 第１トランジスタ
ＦＥＴ２ 第２トランジスタ
Ｖｏｕｔ１，Ｖｏｕｔ２ 出力電圧
Ｉｏｕｔ２ 消費電流

Claims (10)

1. 入力電力により負荷部を作動させる電子機器に備えられ、前記入力電力により二次電池を充電する充電電流を生成するＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
   入力電流を検出する電流検出手段と、該検出結果と所定値とを比較し、該比較結果に基づいて、前記二次電池を充電するための正の充電電流（充電電流）、又は二次電池から前記負荷部に供給する負の充電電流（放電電流）を制御する、
   ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
2. 前記入力電流は前記負荷部の消費電流と前記二次電池に対する充電電流の合成電流であり、
   前記入力電流が所定値を越えないように、前記消費電流の増減に応じて、前記二次電池に対する正の充電電流と負の充電電流を制御する、
   ことを特徴とする請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
3. 前記ＤＣ−ＤＣコンバータは、
   直列接続された第１トランジスタ及び第２トランジスタと、両トランジスタ間に接続されたチョークコイルと、前記第１トランジスタ及び第２トランジスタをオンオフ制御する制御回路とを備え、
   前記制御回路は、
   前記第１トランジスタ及び第２トランジスタのオンオフ時間を制御し、前記正の充電電流を前記チョークコイルを介して前記二次電池に供給し、前記負の充電電流を前記二次電池から前記チョークコイルを介して前記負荷部に供給する、
   ことを特徴とする請求項１又は２記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
4. 前記制御回路は、
   入力電流が電流制限を越えていないか否かを検出する第１の検出手段と、
   二次電池へ供給する充電電流と設定電流との差分値を検出する第２の検出手段と、
   二次電池へ供給する充電電圧と設定電圧との差分値を検出する第３の検出手段と、
   前記入力電流が前記電流制限を越えているか否かを検出する第４の検出手段と、
   出力電圧と設定電圧との差分値を検出する第５の検出手段と、
   を備えたことを特徴とする請求項３記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
5. 前記制御回路は、
   前記第１の検出手段と前記第２の検出手段と前記第３の検出手段とのうちの何れか一つの検出結果に応じたパルス幅の第１の制御信号対を生成する第１の変換手段と、
   前記第４の検出手段又は前記第５の検出手段の検出結果に応じたパルス幅の第２の制御信号対を生成する第２の変換手段と、
   前記第１の制御信号対と前記第２の制御信号対とに基づいて、前記入力電流が前記電流制限を越えていない場合には前記第１の制御信号対を前記第１トランジスタ及び第２トランジスタに供給してスイッチングさせ、前記入力電流が前記電流制限を越える場合には前記第２の制御信号対を前記第１トランジスタ及び第２トランジスタに供給してスイッチングさせるスイッチング制御手段と、
   を備えたことを特徴とする請求項４記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
6. 前記スイッチング制御手段は、
   前記第１の制御信号対と前記第２の制御信号対とに基づいて動作状態を検出する状態検出手段と、
   前記状態検出手段により検出した動作状態に応じて前記第１の制御信号対又は前記２の制御信号対を前記第１トランジスタ及び第２トランジスタに供給する選択手段と、
   を備えたことを特徴とする請求項５記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
7. 入力電力により負荷部を作動させる電子機器に備えられ、前記入力電力により二次電池を充電する充電電流を生成するＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路において、
   入力電流を検出する電流検出手段と、該検出結果と所定値とを比較し、該比較結果に基づいて、前記二次電池を充電するための正の充電電流（充電電流）、又は二次電池から前記負荷部に供給する負の充電電流（放電電流）を制御する、
   ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路。
8. 前記入力電流は前記負荷部の消費電流と前記二次電池に対する充電電流の合成電流であり、
   前記入力電流が所定値を越えないように、前記消費電流の増減に応じて、前記二次電池に対する正の充電電流と負の充電電流を制御する、
   ことを特徴とする請求項７記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御回路。
9. 入力電力により負荷部を作動させる電子機器に備えられ、前記入力電力により二次電池を充電する充電電流を生成するＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法において、
   入力電流を検出する電流検出手段と、該検出結果と所定値とを比較し、該比較結果に基づいて、前記二次電池を充電するための正の充電電流（充電電流）、又は二次電池から前記負荷部に供給する負の充電電流（放電電流）を制御する、
   ことを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法。
10. 前記入力電流は前記負荷部の消費電流と前記二次電池に対する充電電流の合成電流であり、
    前記入力電流が所定値を越えないように、前記消費電流の増減に応じて、前記二次電池に対する正の充電電流と負の充電電流を制御する、
    ことを特徴とする請求項９記載のＤＣ−ＤＣコンバータの制御方法。

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