JP2007244106A - Inverter control device and motor-driven compressor - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、ＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：パルス幅変調）制御されるスイッチング素子によりモータを駆動するインバータ制御装置に関するもので、特にキャリア周波数の切り替えに係るものである。 The present invention relates to an inverter control apparatus for driving a motor by a switching element controlled by PWM (Pulse Width Modulation), and particularly relates to switching of a carrier frequency.
従来、この種のインバータ制御装置においては、比較的低い回転領域ではキャリア周波数を大きくし、１周期中の通電ＯＦＦ時間を短くすることで電流の落ち込みを低減し、電流リップルによる振動、騒音の低減を図り、また、それ以外の高い回転数領域ではキャリア周波数を小さく設定して漏洩電流を低減するというものが提案されている（例えば、特許文献１参照）。 Conventionally, in this type of inverter control device, the carrier frequency is increased in a relatively low rotation region, and the current drop is reduced by shortening the energization OFF time in one cycle, thereby reducing vibration and noise due to current ripple. In other high rotational speed regions, a carrier frequency is set to be small to reduce leakage current (see, for example, Patent Document 1).
以下、図面を参照しながら上記従来のインバータ制御装置について説明する。 The conventional inverter control device will be described below with reference to the drawings.
図１１は、特許文献１に記載された従来のインバータ制御装置の回路図、図１２は従来のキャリア周波数の制御パターンの一例を表す図である。
FIG. 11 is a circuit diagram of a conventional inverter control device described in
図１１において、００１は直流電源部、００２は主回路部、００３は制御回路部である。直流電源部００１は、電解コンデンサ、ダイオードブリッジ回路、などにより構成（図示せず）されており、交流電力を直流電力に変換して主回路部００２へ直流電力を供給する。 In FIG. 11, 001 is a DC power supply unit, 002 is a main circuit unit, and 003 is a control circuit unit. The DC power supply unit 001 is configured by an electrolytic capacitor, a diode bridge circuit, and the like (not shown), converts AC power into DC power, and supplies DC power to the main circuit unit 002.
主回路部００２は、６個のスイッチング素子Ｕａ、Ｕｂ、Ｖａ、Ｖｂ、Ｗａ、Ｗｂと６個の環流ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４、Ｄ５、Ｄ６を備え、それぞれの環流ダイオードは、スイッチング素子と並列に接続されている。そして、スイッチング素子ＵａとＵｂを直列に接続してアーム部Ｕａｂを、スイッチング素子ＶａとＶｂを直列に接続しアーム部Ｖａｂを、同様にスイッチング素子ＷａとＷｂを直列に接続し、アーム部Ｗａｂを形成し、これら３つのアーム部Ｕａｂ、Ｖａｂ、Ｗａｂをそれぞれ並列に接続することで、３相のブリッジが形成される。３相の各アーム部Ｕａｂ、Ｖａｂ、Ｗａｂが有するスイッチング素子の共通節点Ｕ０、Ｖ０、Ｗ０は、それぞれに対応するモータの端子Ｕ、端子Ｖ、端子Ｗに接続される。 The main circuit unit 002 includes six switching elements Ua, Ub, Va, Vb, Wa, Wb and six freewheeling diodes D1, D2, D3, D4, D5, D6, each of which is a switching element. Connected in parallel. The switching elements Ua and Ub are connected in series to connect the arm part Uab, the switching elements Va and Vb are connected in series to connect the arm part Vab, the switching elements Wa and Wb are connected in series, and the arm part Wab is connected to the arm part Uab. By forming and connecting these three arm portions Uab, Vab, and Wab in parallel, a three-phase bridge is formed. The common nodes U0, V0, and W0 of the switching elements of the three-phase arm portions Uab, Vab, and Wab are connected to the corresponding motor terminals U, V, and W, respectively.
また、制御回路部００３は、誘起電圧検出部００４、ロータ位置演算部００５、転流制御回路部００６、速度制御回路部００７、ＰＷＭキャリア周波数生成回路部００８、Ｄｕｔｙ制御部００９、ＰＷＭキャリア周波数切替指令回路部０１０、及び通電波形切替指令部０１１より構成され、１２０°通電のＰＷＭ制御のインバータであり、ロータの位置を検出する時間は電気角で６０°である。 The control circuit unit 003 includes an induced voltage detection unit 004, a rotor position calculation unit 005, a commutation control circuit unit 006, a speed control circuit unit 007, a PWM carrier frequency generation circuit unit 008, a duty control unit 009, and a PWM carrier frequency switching. It is composed of a command circuit unit 010 and an energization waveform switching command unit 011 and is a 120 ° energization PWM control inverter, and the time for detecting the position of the rotor is 60 ° in electrical angle.
以下、制御回路部００３の動作について説明する。 Hereinafter, the operation of the control circuit unit 003 will be described.
まず、主回路部００２の出力端子Ｕ、Ｖ、Ｗに接続された誘起電圧検出部００４より、モータの回転駆動によって発生した各相の誘起電圧を検出する。誘起電圧検出部００４により検出した誘起電圧波形を基に、ロータ位置演算部００５により、誘起電圧のゼロクロス点によりロータの位置の演算を行う。次に、ロータ位置演算部００５で算出したロータ位置情報に基づき、転流制御回路部００６により、主回路部００２の各スイッチング素子Ｕａ、Ｕｂ、Ｖａ、Ｖｂ、Ｗａ、ＷｂのＯＮ／ＯＦＦ信号を生成し、主回路部００２に設けられたスイッチング素子を駆動する。 First, the induced voltage of each phase generated by the rotational drive of the motor is detected from the induced voltage detection unit 004 connected to the output terminals U, V, and W of the main circuit unit 002. Based on the induced voltage waveform detected by the induced voltage detector 004, the rotor position calculator 005 calculates the rotor position from the zero cross point of the induced voltage. Next, on / off signals of the switching elements Ua, Ub, Va, Vb, Wa, Wb of the main circuit unit 002 are generated by the commutation control circuit unit 006 based on the rotor position information calculated by the rotor position calculation unit 005. Generate and drive a switching element provided in the main circuit portion 002.
一方、ロータ位置演算部００５と並列に接続された速度制御回路部００７は、誘起電圧検出部００４の信号を受けて、モータの回転速度を算出し、モータの回転数が指令値と等しくなるようにＰＷＭ（パルス幅変調）制御により電圧値の制御を行う。 On the other hand, the speed control circuit unit 007 connected in parallel with the rotor position calculation unit 005 receives the signal from the induced voltage detection unit 004, calculates the rotation speed of the motor, and makes the rotation speed of the motor equal to the command value. In addition, the voltage value is controlled by PWM (pulse width modulation) control.
また、速度制御回路部００７の回転速度情報を受けて、ＰＷＭキャリア周波数切替指令回路部０１０は、ＰＷＭキャリアのデューティ制御におけるＯＮ時間時の電流増とＯＦＦ時間時の電流減による電流変動、すなわち電流リップルの振幅を小さくし、振動、騒音を抑制するために適切なキャリア周波数の選定を行う。キャリア周波数選定は、予め、回転数に対する最適なキャリア周波数の特性を実験的に求め、ＰＷＭキャリア周波数切替回路内にデータベース化して持っておくことにより、容易に抽出することができる。 Further, upon receiving the rotational speed information of the speed control circuit unit 007, the PWM carrier frequency switching command circuit unit 010 performs a current fluctuation due to a current increase at the ON time and a current decrease at the OFF time in the duty control of the PWM carrier, that is, a current. Select an appropriate carrier frequency to reduce the ripple amplitude and suppress vibration and noise. The carrier frequency selection can be easily extracted by experimentally obtaining the optimum carrier frequency characteristic with respect to the rotational speed in advance and storing it in a database in the PWM carrier frequency switching circuit.
図１２は従来のキャリア周波数の制御パターンの一例を表す図であり、横軸は回転数、縦軸はキャリア周波数を表している。 FIG. 12 is a diagram illustrating an example of a conventional carrier frequency control pattern, in which the horizontal axis represents the number of rotations and the vertical axis represents the carrier frequency.
図１２より、比較的低回転数領域ではキャリア周波数を大きくし、それ以外の回転数領域ではキャリア周波数を小さく設定している。 From FIG. 12, the carrier frequency is increased in the relatively low rotation speed region, and the carrier frequency is set low in the other rotation speed regions.
従って、比較的低回転数領域でキャリア周波数を大きくしたので、１周期中の通電ＯＦＦ時間が短くなり電流の落ち込みも低減でき、電流リップルによる振動、騒音を低減できる。
しかしながら、特許文献１に示す上記従来の構成では、図１２に示すような制御パターンでキャリア周波数を切り替えた場合、特に高い回転数領域で低いキャリア周波数でモータを運転する場合に、ある特定の運転条件下において転流タイミングのずれが連続して発生し（この現象をＰＷＭ同期モードと呼ぶ）、その結果、過大なモータ電流が流れ続けてしまい消費電力が増加してしまう、更には保護回路が働きブラシレスＤＣモータが停止してしまうことがあるといった課題を有していた。
However, in the conventional configuration shown in
今回、このＰＷＭ同期モードの発生メカニズムの解明に成功したので、以下詳述する。 This time, the generation mechanism of the PWM synchronous mode has been clarified, and will be described in detail below.
図１３は位置検出のタイムチャート図、図１４はＰＷＭ同期モードの原理図であり、図１５はＰＷＭ同期モード時の端子電圧波形図である。図１６はＰＷＭ同期モードとなる回転数とキャリア周波数の相関図である。また、表１はキャリア周波数とＰＷＭ同期モード回転数の相関表である。 FIG. 13 is a time chart of position detection, FIG. 14 is a principle diagram of the PWM synchronization mode, and FIG. 15 is a terminal voltage waveform diagram in the PWM synchronization mode. FIG. 16 is a correlation diagram of the rotation speed and carrier frequency in the PWM synchronous mode. Table 1 is a correlation table between the carrier frequency and the PWM synchronous mode rotation speed.
図１３において、ＶＵ、ＶＶ、ＶＷはブラシレスＤＣモータのステータの端子電圧であり、ＣＶＵ、ＣＶＶ、ＣＶＷは、端子電圧ＶＵ、ＶＶ、ＶＷの１／２である仮想中性点の電圧を基準電圧とし、端子電圧ＶＵ、ＶＶ、ＶＷと前記基準電圧とをコンパレータにより比較した信号である。なお、図１３はＰＷＭ制御を省略して表現している。 In FIG. 13, VU, VV, and VW are terminal voltages of the stator of the brushless DC motor, and CVU, CVV, and CVW are virtual neutral point voltages that are ½ of the terminal voltages VU, VV, and VW as reference voltages. The terminal voltages VU, VV, VW and the reference voltage are compared by a comparator. In FIG. 13, the PWM control is omitted.
従来のインバータ制御装置では、電流を流すステータの相を切り替えるための転流のタイミングを以下のように決定している。 In the conventional inverter control device, the commutation timing for switching the phase of the stator through which current flows is determined as follows.
まずＶＵ、ＶＶ、ＶＷの未通電区間における誘起電圧と基準電圧を比較し、これらが交差する点（以後、ゼロクロス点と呼ぶ）を検出し、この点からブラシレスＤＣモータのロータの位置を検出する。そして、このゼロクロス点から電気角で３０°遅延したタイミングで転流する。つまりロータの位置検出は電気角６０°にあたる無通電時間Ｔの間に行われ、転流までの遅延時間はちょうどＴ／２に相当する。 First, an induced voltage and a reference voltage in a non-energized section of VU, VV, and VW are compared, a point where these intersect (hereinafter referred to as a zero cross point) is detected, and a position of a rotor of the brushless DC motor is detected from this point. . And it commutates at a timing delayed by 30 ° in electrical angle from this zero cross point. In other words, the rotor position is detected during a non-energization time T corresponding to an electrical angle of 60 °, and the delay time until commutation corresponds to just T / 2.
次に、図１４に基づいてＰＷＭ同期モードが発生する原理を説明する。 Next, the principle that the PWM synchronous mode occurs will be described based on FIG.
図１４は、図１３において位置検出区間の電気角１周期分を拡大したもので縦軸は電圧、横軸は時間である。モータの極数は６極と仮定する。端子電圧はＰＷＭ制御されており、運転回転数が５５．６ｒ／ｓ、キャリア周波数は３ｋＨｚ、デューティが４８％の時を想定する。従ってロータの位置を検出する電気角６０°にあたる無通電時間Ｔは１０００μｓｅｃ、キャリア周期Ｃが３３３．３μｓｅｃであり、時間Ｔとキャリア周期Ｃの３倍とが一致している。デューティが４８％なのでＯＮ時間は１６０μｓｅｃ、ＯＦＦ時間は１７３．３μｓｅｃとなる。 FIG. 14 is an enlarged view of one electrical angle period of the position detection section in FIG. 13, where the vertical axis represents voltage and the horizontal axis represents time. It is assumed that the motor has 6 poles. It is assumed that the terminal voltage is PWM-controlled, the operation speed is 55.6 r / s, the carrier frequency is 3 kHz, and the duty is 48%. Accordingly, the non-energization time T corresponding to the electrical angle of 60 ° for detecting the position of the rotor is 1000 μsec and the carrier period C is 333.3 μsec, and the time T and three times the carrier period C coincide. Since the duty is 48%, the ON time is 160 μsec and the OFF time is 173.3 μsec.
図１４のＶＵ相の初めの電気角６０°の位置検出区間において、本来検出されるべき正しいゼロクロス点はＡ点であるが、Ａ点ではスイッチング素子がＯＦＦ状態であり、端子電圧が０Ｖであるのでゼロクロス点を検出することができない。その結果、ゼロクロス点は次にスイッチング素子がＯＮした瞬間（Ｂ点）で検出されてしまう。この場合転流タイミングは時間Ｒだけ遅れることになる。そして次の無通電区間においても全く同様のことが繰り返されることで、転流タイミングの遅れが継続して連続的に発生する。 In the position detection section with an electrical angle of 60 ° at the beginning of the VU phase in FIG. 14, the correct zero cross point that should be detected is the point A, but at the point A, the switching element is OFF and the terminal voltage is 0V. Therefore, the zero cross point cannot be detected. As a result, the zero-cross point is detected at the next moment (point B) when the switching element is turned on. In this case, the commutation timing is delayed by time R. And the same thing is repeated also in the next non-energization section, and the delay of commutation timing continues and generate | occur | produces continuously.
そして、端子電圧波形が図１５のようになり、最適な転流タイミングから遅れてしまうことから、モータ電流が増大することとなる。以上が、ＰＷＭ同期モードが発生するメカニズムである。 Then, the terminal voltage waveform becomes as shown in FIG. 15 and is delayed from the optimum commutation timing, so that the motor current increases. The above is the mechanism by which the PWM synchronous mode occurs.
ここでｎを電気角６０度中のキャリア周期の数とすると、ＰＷＭ同期モードは、位置検出区間、すなわち電気角６０°分に相当する時間Ｔとキャリア周期のｎ倍（ｎは整数）が粗一致した場合に発生する。またこの現象は、デューティが小さいほど発生する確率が高くなる。 Here, when n is the number of carrier periods in an electrical angle of 60 degrees, the PWM synchronization mode has a rough position detection period, that is, a time T corresponding to an electrical angle of 60 ° and n times the carrier period (n is an integer). Occurs when they match. In addition, the probability of occurrence of this phenomenon increases as the duty decreases.
そして、圧縮機など１回転中に負荷が変動する場合、負荷変動の影響により回転速度も変動するために、この回転速度変動により、運転回転数（平均速度）がＰＷＭ同期モードとなる回転数から多少離れていても、一端ＰＷＭ同期モードとなる回転速度にかかると連続してＰＷＭ同期モードに陥ってしまう。この現象は、位置検知できないＰＷＭ信号のＯＦＦ区間が長いとき、すなわちデューティが小さいときほど発生しやすい。 When the load fluctuates during one rotation, such as a compressor, the rotation speed fluctuates due to the influence of the load fluctuation. Even if it is somewhat distant, if it reaches the rotational speed at which one end is in the PWM synchronous mode, it will fall into the PWM synchronous mode continuously. This phenomenon is more likely to occur as the OFF interval of the PWM signal whose position cannot be detected is longer, that is, as the duty is smaller.
キャリア周波数とＰＷＭ同期モード回転数の相関は図１６および表１で表され、キャリア周波数３ｋＨｚから５ｋＨｚの間では、ｎ＝３のとき、５５．６ｒ／ｓから９２．６ｒ／ｓ、ｎ＝４のときは４１．７ｒ／ｓから６９．４ｒ／ｓの回転数でＰＷＭ同期モードが発生する可能性があることが分かる。 The correlation between the carrier frequency and the PWM synchronous mode rotation speed is shown in FIG. 16 and Table 1. When the carrier frequency is between 3 kHz and 5 kHz and n = 3, 55.6 r / s to 92.6 r / s, n = 4. In this case, it can be seen that the PWM synchronous mode may occur at a rotational speed of 41.7 r / s to 69.4 r / s.
また、圧縮機などの場合、このような運転条件において回転速度変動は±４ｒ／ｓ程度はあるため、その変動幅も含めてＰＷＭ同期モードとなる可能性がある。 In the case of a compressor or the like, the rotational speed fluctuation is about ± 4 r / s under such operating conditions, so there is a possibility that the PWM synchronous mode including the fluctuation width may be set.
ＰＷＭ同期モードが発生して転流タイミングが遅れると、モータの発生トルクが落ち、かつブレーキトルクが働く。そのために、モータを駆動するために必要なトルクを補うために、余分な電流が流れることとなる。この余分な電流は転流タイミングの遅れる時間Ｒが大きいほど大きくなる。 When the PWM synchronous mode occurs and the commutation timing is delayed, the generated torque of the motor is reduced and the brake torque is activated. Therefore, an extra current flows in order to supplement the torque necessary for driving the motor. This excess current increases as the time R for which the commutation timing is delayed increases.
そしてこの状態においてモータが連続運転されると、転流タイミングが時間Ｒだけ遅れた状態が連続して発生し続けることになり、異常なモータ電流が流れ続けることになる。 If the motor is continuously operated in this state, a state in which the commutation timing is delayed by the time R continues to occur continuously, and abnormal motor current continues to flow.
その結果、過剰な電力を消費してしまう。また実際のインバータ装置においては異常電流が流れた場合には一般的に保護回路が動作し、モータが停止してしまうことがある。 As a result, excessive power is consumed. In an actual inverter device, when an abnormal current flows, a protection circuit generally operates and the motor may stop.
本発明は、上記従来の課題を解決するもので、省エネで信頼性の高いインバータ制御装置を提供するものである。 The present invention solves the above-described conventional problems, and provides an energy saving and highly reliable inverter control device.
上記従来の課題を解決するために、本発明のインバータ制御装置はスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦをキャリア周波数を発生させるキャリア出力手段において、インバータ回路部を制御するＣＰＵのタイマに基づいて時間とともに継続的に周波数が変化するキャリア周波数を発生させるキャリア変動モードを有しており、ＰＷＭ同期モードの連続的な発生を防ぐことができる。 In order to solve the above-described conventional problems, the inverter control device of the present invention is a carrier output means for generating a carrier frequency to turn on / off a switching element, and continuously with time based on a timer of a CPU that controls the inverter circuit unit. The carrier fluctuation mode for generating a carrier frequency whose frequency changes is continuously generated, and continuous generation of the PWM synchronous mode can be prevented.
本発明のインバータ制御装置は、同期モードの発生を防ぐことで、省エネで信頼性の高いインバータ制御装置を提供するものである。 The inverter control device of the present invention provides an energy saving and highly reliable inverter control device by preventing the occurrence of a synchronous mode.
請求項１に記載の内容は、複数個のスイッチング素子により構成されるインバータ回路部と、ブラシレスＤＣモータの誘起電圧によりロータ位置を検知する位置検出回路と、前記位置検出回路からの位置信号に基づき前記インバータ回路部のスイッチング素子の転流を制御する転流制御手段と、前記スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを切り替えるキャリア周波数を発生させるキャリア出力手段と、前記キャリア出力手段で出力されたキャリア周波数に基づきＰＷＭ信号を出力するＰＷＭ制御手段と、前記転流制御手段の出力と前記ＰＷＭ制御手段の出力を合成し前記インバータ回路部のスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを制御するドライブ信号を発生するドライブ制御手段と前記ドライブ信号により前記スイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦしブラシレスＤＣモータを駆動するドライブ回路とを備え、前記キャリア出力手段は、インバータ回路部を制御するＣＰＵのタイマに基づいて時間とともに継続的に周波数が変化するキャリア周波数を発生させるキャリア変動モードを有しており、ＰＷＭ同期モードの予測、判定を行うことなく、ＰＷＭ同期モードの連続的な発生を防ぐことができるので省エネで、信頼性の高いインバータ制御装置を提供することができる。
The content of
請求項２に記載の内容は、請求項１に記載の発明において、複数のキャリア周波数を所定の時間出力するパターンを繰り返すことにより、請求項１に記載の発明の効果に加え、インバータ回路部を制御するＣＰＵの記憶装置に適したキャリア周波数のパターンを予め実験的に求め複数のキャリア周波数の出力パターンをデータベース化することにより、ＣＰＵの制御仕様を簡略化することでソフトウェア設計を容易にすることができる。 According to a second aspect of the invention, in the invention of the first aspect, by repeating a pattern of outputting a plurality of carrier frequencies for a predetermined time, in addition to the effect of the invention of the first aspect, the inverter circuit unit is Software design is facilitated by simplifying the CPU control specifications by experimentally obtaining a carrier frequency pattern suitable for the CPU storage device to be controlled in advance and creating a database of a plurality of carrier frequency output patterns. Can do.
請求項３に記載の内容は、請求項１に記載の発明において、複数のキャリア周波数を不規則に変化させる乱数発生手段を備えたことにより、請求項１に記載の発明の効果に加え、回転脈動のように周期的に回転数が変化する場合においてもＰＷＭ同期モードに陥いることを防止できる。 According to a third aspect of the present invention, in addition to the effect of the first aspect of the present invention, in addition to the effect of the first aspect of the present invention, the rotation of the plurality of carrier frequencies is irregularly provided. Even when the rotational speed periodically changes such as pulsation, the PWM synchronous mode can be prevented.
請求項４に記載の内容は、請求項１または２に記載の発明において、キャリア周波数が連続的にかつ周期的に変化することにより、請求項１または２に記載の発明の効果に加え、キャリア周波数の変化による聴感的な違和感が少なくなり、不快な騒音として認識されることを防ぐことができる。
The content described in
請求項５に記載の内容は、請求項１から４のいずれか一項に記載の発明において、予め最適なキャリア周波数の変化を実験的に求め本実施の形態ではキャリア周波数の上限と下限との差を０．５ｋＨｚ以上としたことにより、請求項１から４のいずれか一項に記載の発明の効果に加え、ＰＷＭ同期モードから確実に復帰することができる。
The content of
請求項６に記載の内容は、請求項１から５のいずれか一項に記載の発明において、ブラシレスＤＣモータの極数を６極以上としたもので、極数が多いことでよりＰＷＭ同期モードが発生しやすいものにおいても、より省エネで信頼性の高いインバータ制御装置を提供することができる。
The content of
請求項７に記載の内容は、請求項１から６のいずれか一項に記載のインバータ制御装置で電動圧縮機を駆動するものでＰＷＭ同期モードによる異常電流を防ぐことができる省エネで信頼性の高い電動圧縮機を提供することができる。
The content of claim 7 is an energy saving and reliable that can drive an electric compressor with the inverter control device according to any one of
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によってこの発明が限定されるものではない。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings. The present invention is not limited to the embodiments.
（実施の形態１）
図１は本発明の実施の形態１におけるインバータ制御装置のブロック図、図２は同実施の形態における回転数と出力キャリア周波数の特性図、図３は同実施の形態における回転速度変動とキャリア周波数の出力パターン図、図４は図３におけるＰＷＭ同期モード回避の原理図である。
(Embodiment 1)
FIG. 1 is a block diagram of an inverter control apparatus according to
図１において、インバータ制御装置１００は、商用電源１０１と電動圧縮機１０２に接続されており、商用交流電力を直流電力に変換する整流部１０３と、電動圧縮機１０２のブラシレスＤＣモータ１０４を駆動するインバータ回路部１０５を備えている。さらにインバータ回路部１０５を駆動するドライブ回路１０６と、インバータ回路部１０５の出力からブラシレスＤＣモータ１０４のロータ位置を検出する位置検出回路１０７とインバータ回路部を制御するＣＰＵ１０８を備えている。ＣＰＵ１０８は、回転速度検出手段１１０、転流制御手段１１１、デューティ設定手段１１２、ＰＷＭ制御手段１１３、ドライブ制御手段１１４、キャリア出力手段１１５を備えている。また、キャリア周波数の出力時間とキャリア周波数の出力パターンがＣＰＵ１０８内のメモリ１０８ａに格納されている。
In FIG. 1, an
ブラシレスＤＣモータ１０４は６極の突極集中巻ＩＰＭ（Ｉｎｔｅｒｉｏｒ Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ）モータであり、３相巻線のステータ１０４ａとロータ１０４ｂを備えている。
The
インバータ回路部１０５は、６つの三相ブリッジ接続されたＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｒａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）と言われるスイッチング素子１１６、１１７、１１８、１１９、１２０、１２１と、環流ダイオード１２２、１２３、１２４、１２５、１２６、１２７より構成されている。
The
位置検出回路１０７は、コンパレータ（図示せず）などから構成されておりブラシレスＤＣモータ１０４の誘起電圧に基づく端子電圧信号と基準電圧とをコンパレータにより比較してロータの位置信号を得る。
The
転流制御手段１１１は、位置検出回路１０７の位置信号より転流のタイミングを計算し、スイッチング素子１１６、１１７、１１８，１１９、１２０、１２１の転流信号を生成する。
The commutation control means 111 calculates the commutation timing from the position signal of the
回転速度検出手段１１０は、位置検出回路１０７からの位置信号を一定期間カウントしたり、パルス間隔を測定することによりブラシレスＤＣモータ１０４の回転速度を算出する。
The rotation speed detection means 110 calculates the rotation speed of the
デューティ設定手段１１２は、回転速度検出手段１１０から得られた回転数と、指令回転数との偏差からデューティの加減演算を行いデューティ値をＰＷＭ制御手段１１３へ出力する。 The duty setting means 112 performs a duty addition / subtraction operation based on the deviation between the rotational speed obtained from the rotational speed detection means 110 and the command rotational speed, and outputs the duty value to the PWM control means 113.
キャリア出力手段１１５ではスイッチング素子１１６、１１７、１１８、１１９、１２０、１２１をスイッチングするキャリア周波数を設定する。
The carrier output means 115 sets a carrier frequency for switching the switching
ＰＷＭ制御手段１１３では、キャリア出力手段１１５で設定されたキャリア周波数と、デューティ設定手段１１２で設定されたデューティ値から、ＰＷＭ信号を出力する。
The
ドライブ制御手段１１４では、転流信号とＰＷＭ信号を合成し、スイッチング素子１１６、１１７、１１８、１１９、１２０、１２１をＯＮ／ＯＦＦするドライブ信号を生成し、ドライブ回路１０６へ出力する。ドライブ回路１０６では、ドライブ信号に基づき、スイッチング素子１１６、１１７、１１８、１１９、１２０、１２１のＯＮ／ＯＦＦスイッチングを行い、ブラシレスＤＣモータ１０４を駆動する。
The
また図１、図２より、キャリア出力手段１１５は通常モード１３０と、キャリア変動モード１３１を有しており、回転速度検出手段１１０により、４０ｒ／ｓ以上を検知した場合に通常モード１３０からキャリア変動モード１３１へ切り替わる。
1 and 2, the carrier output means 115 has a
また、キャリア変動モード１３１は、ＣＰＵ１０８のタイマ１３２に基づいて計測されるカウンタ（図示せず）、複数のキャリア周波数の設定値を格納しているメモリ１０８ａを有しており、カウンタによりキャリア周波数の切り替え時間を計測し、所定の時間が経過するとキャリア周波数を切り替える。そして複数のキャリア周波数を順次所定の時間出力するパターンを連続的かつ周期的に繰り返す。
The
図３は、キャリア周波数の出力パターンの一例であるが、横軸に電気角、縦軸に端子電圧波形、回転速度、キャリア周波数を示している。 FIG. 3 shows an example of an output pattern of the carrier frequency. The horizontal axis represents the electrical angle, and the vertical axis represents the terminal voltage waveform, the rotation speed, and the carrier frequency.
さらに詳しくはキャリア出力パターンは、出力時間とキャリア周波数が（ｔ１，ｆ１）、（ｔ２，ｆ２）、（ｔ３，ｆ３）、（ｔ４，ｆ４）、（ｔ５，ｆ５）、（ｔ６，ｆ６）の６種の組み合わせで構成されており、それぞれ図３に示すように、出力時間、キャリア周波数とも不連続で不規則な配列となっており、これを連続的かつ周期的に繰り返し出力するものである。 More specifically, the carrier output pattern is such that the output time and the carrier frequency are (t1, f1), (t2, f2), (t3, f3), (t4, f4), (t5, f5), (t6, f6). As shown in FIG. 3, the output time and the carrier frequency are both discontinuous and irregularly arranged, and this is output continuously and periodically. .
本実施の形態においては、図２に示すように、４０ｒ／ｓ以上で通常モードからキャリア変動モードへ切り替わり、キャリア変動モードにおいては、通常モードのキャリア周波数に対して、０．１ｋＨｚ単位で０．６ｋＨｚの幅で変動させている。 In the present embodiment, as shown in FIG. 2, the normal mode is switched to the carrier fluctuation mode at 40 r / s or more, and in the carrier fluctuation mode, the carrier frequency in the normal mode is set to 0.1. It fluctuates with a width of 6 kHz.
またキャリア出力手段はダブルバッファ方式であり、図４に示すようにキャリア周波数の出力指令が変更されたとしても、実際のキャリア周波数の出力は、次のＰＷＭ信号がＯＮするタイミングで更新され、変更後のキャリア周波数が出力される仕様である。 The carrier output means is a double buffer system, and even if the carrier frequency output command is changed as shown in FIG. 4, the actual carrier frequency output is updated and changed at the timing when the next PWM signal is turned ON. This is a specification in which the later carrier frequency is output.
次に図３および図４を用いてＰＷＭ同期モードを回避する原理を説明する。 Next, the principle of avoiding the PWM synchronous mode will be described with reference to FIGS.
図３より、圧縮機など負荷脈動がある場合、１回転中の回転速度が変化し、その時々において、ＰＷＭ同期モードとなるキャリア周波数も変化する。 From FIG. 3, when there is a load pulsation such as a compressor, the rotation speed during one rotation changes, and the carrier frequency in the PWM synchronous mode also changes at that time.
図４は、図３の詳細図であるが、横軸に時間、縦軸にキャリア周波数出力指令と実出力、および各相の端子電圧波形を示しており、回転数５５．６ｒ／ｓ一定時、デューティが４８％における、ＰＷＭ同期モードを抜け出す様子を示している。一旦、転流のタイミングがＶＵのＢ−Ａの時間分遅れたとしても、キャリア周波数が随時変化するため、ゼロクロス点の認識はＢ−Ａ間の時間が変化していき、電気角１８０度後には正確なゼロクロス点の認識ができている。 FIG. 4 is a detailed diagram of FIG. 3, where the horizontal axis indicates time, the vertical axis indicates the carrier frequency output command and actual output, and the terminal voltage waveform of each phase, and the rotational speed is constant at 55.6 r / s. , Shows a state where the PWM synchronous mode is exited when the duty is 48%. Even if the timing of commutation is delayed by the time BA of VU, the carrier frequency changes at any time, so that the time between zero and cross points changes, and the electric angle 180 degrees later Can recognize the zero cross point accurately.
このように、ＰＷＭ同期モードが起こる運転回転数において、不連続で不規則なキャリア周波数を周期的に繰り返すことにより、正確なゼロクロス点を認識できるチャンスが増え、連続して転流タイミングが遅れるといったＰＷＭ同期モードを抜け出すことができる。 In this way, by periodically repeating a discontinuous and irregular carrier frequency at the operation speed at which the PWM synchronous mode occurs, the chance of recognizing an accurate zero cross point increases, and the commutation timing is continuously delayed. The PWM synchronous mode can be exited.
またＰＷＭ同期モードは、運転回転数とキャリア周波数に起因するが、キャリア周波数を継続的に変化させることにより、運転回転数に依存することなく、すなわちＰＷＭ同期モードの予測、判定をすることなく連続的にＰＷＭ同期モードに陥ることを防止できる。 The PWM synchronous mode is caused by the operating rotational speed and the carrier frequency. However, by continuously changing the carrier frequency, the PWM synchronous mode does not depend on the operating rotational speed, that is, without predicting or determining the PWM synchronous mode. Thus, the PWM synchronous mode can be prevented.
また、キャリア周波数の出力をパターン化し周期的に繰り返すことにより、ＣＰＵの制御仕様を簡略化することができ、ＣＰＵの負担を軽減できる。 Also, by patterning the carrier frequency output and repeating it periodically, the CPU control specifications can be simplified, and the burden on the CPU can be reduced.
ここで、本実施の形態においては通常モード時のキャリア周波数が３ｋＨｚに設定されており、このキャリア周波数でＰＷＭ同期モードが発生する運転回転数は５５．６ｒ／ｓ（ｎ＝３）、４１．７ｒ／ｓ（ｎ＝４）、３３．３ｒ／ｓ（ｎ＝５）、２７．８ｒ／ｓ（ｎ＝６）、・・・となる。ここでｎは、電気角６０度中のキャリア周期が粗一致するときの数である。 Here, in the present embodiment, the carrier frequency in the normal mode is set to 3 kHz, and the operating rotational speed at which the PWM synchronous mode is generated at this carrier frequency is 55.6 r / s (n = 3), 41. 7r / s (n = 4), 33.3r / s (n = 5), 27.8r / s (n = 6), and so on. Here, n is a number when the carrier period in the electrical angle of 60 degrees roughly matches.
これら、ＰＷＭ同期モードが発生する運転回転数において、運転回転数が低くなるほど時間Ｔ（電気角６０度相当）は長くなるがキャリア周期が一定であるため、電気角６０度中のキャリア周期が粗一致するときのｎ値は大きくなり、転流周期の時間に対しＰＷＭ信号１周期中のＯＦＦ区間の時間の割合が小さくなるため、ＰＷＭ同期モードとなっても転流の遅れが小さくなる。従って、転流の遅れによる電流増大の影響も小さくなってくる。 In these operating rotational speeds in which the PWM synchronous mode occurs, the lower the operating rotational speed, the longer the time T (corresponding to an electrical angle of 60 degrees), but the carrier cycle is constant, so the carrier period in the electrical angle of 60 degrees is rough. When the values coincide, the n value increases, and the ratio of the time of the OFF section in one PWM signal period to the time of the commutation period decreases, so the commutation delay decreases even in the PWM synchronous mode. Therefore, the influence of the current increase due to the commutation delay is reduced.
そして、ｎが５以上であればＰＷＭ同期モードの影響はほとんどない。また、実用上キャリア周波数の下限は３ｋＨｚ程度である。従って本実施の形態では、キャリア変動モードを４０ｒ／ｓ以上にて動作するように設定している。 If n is 5 or more, the PWM synchronous mode has little influence. In practice, the lower limit of the carrier frequency is about 3 kHz. Therefore, in this embodiment, the carrier fluctuation mode is set to operate at 40 r / s or more.
また、逆にモータの極数が多いほど、位置検出区間の時間が短くなり、すなわち電気角６０°分に相当する時間Ｔ内のキャリア周期が少なくなりＰＷＭ同期モードが発生しやすくなるため、極数が多いモータほどキャリア変動モードが有効である。 Conversely, as the number of poles of the motor increases, the time of the position detection section is shortened, that is, the carrier cycle within the time T corresponding to the electrical angle of 60 ° is reduced and the PWM synchronous mode is likely to occur. The carrier variation mode is more effective for motors with a larger number.
また、実験結果より、キャリア周波数の上限と下限の差は０．５ｋＨｚ以上とすることで、確実にＰＷＭ同期モードから復帰できる。 From the experimental results, the difference between the upper limit and the lower limit of the carrier frequency is set to 0.5 kHz or more, so that the PWM synchronous mode can be reliably restored.
以上のように本実施の形態によればＰＷＭ同期モードの発生を防ぐことができるので、消費電力が増加してしまったり、保護回路が働きブラシレスＤＣモータが停止してしまうといったことがなく、省エネで信頼性の高いインバータ制御装置を提供することができる。 As described above, according to this embodiment, since the PWM synchronous mode can be prevented, the power consumption does not increase and the protection circuit does not work to stop the brushless DC motor. Thus, a highly reliable inverter control device can be provided.
また、本実施の形態ではキャリア周波数の切り替えタイミングは、各々異なる時間で切り替えたが、一定の周期で切り替えてもよいし、転流時や位置検出のタイミングで切り替えてもよい。 In this embodiment, the carrier frequency switching timing is switched at different times, but may be switched at a constant cycle, or may be switched at the time of commutation or position detection.
（実施の形態２）
図５は本発明の実施の形態２におけるキャリア出力手段内の回路図である。図６は同実施の形態における回転速度変動とキャリア周波数の出力パターン図、図７は図６におけるＰＷＭ同期モード回避の原理図である。
(Embodiment 2)
FIG. 5 is a circuit diagram in the carrier output means in the second embodiment of the present invention. FIG. 6 is an output pattern diagram of rotation speed fluctuation and carrier frequency in the same embodiment, and FIG. 7 is a principle diagram of PWM synchronization mode avoidance in FIG.
なお、実施の形態１と同一構成については同一符号を付して詳細な説明を省略する。
In addition, about the same structure as
図５より、キャリア出力手段２００は通常モード２０１と、キャリア変動モード２０２を有しており、回転速度検出手段１１０により、４０ｒ／ｓ以上を検知した場合に通常モード２０１からキャリア変動モード２０２へ切り替わる。通常モード時では、キャリア３ｋＨｚにて運転しているとする。キャリア変動モード２０２は、乱数発生手段２０３を有しており、キャリア周波数をランダムに切り替える。
As shown in FIG. 5, the carrier output means 200 has a
また、キャリア変動モード２０２は、タイマ２０５に基づいて計測されるカウンタ（図示せず）、複数のキャリア周波数の設定値を格納しているメモリ２１０ａを有しており、カウンタによりキャリア周波数の切り替え時間を計測し、所定の時間が経過するとキャリア周波数を切り替えている。今回の場合、転流から位置検知までの時間を計測し、転流周期のタイミングで切り替えている。
The
そしてキャリア周波数を３ｋＨｚから３．６ｋＨｚまでの範囲でランダムに切り替えていっている。 The carrier frequency is randomly switched in the range from 3 kHz to 3.6 kHz.
図６より、実施の形態１で不連続で不規則なキャリア周波数を周期的に繰り返した場合、特定の周期の回転脈動に対して、ＰＷＭ同期モードとなる可能性があることが推察できる。従って、本実施の形態においては脈動負荷が予測できない場合などに有効である。 From FIG. 6, when the discontinuous and irregular carrier frequency is periodically repeated in the first embodiment, it can be inferred that there is a possibility that the PWM synchronous mode may be set for the rotational pulsation of a specific period. Therefore, this embodiment is effective when the pulsation load cannot be predicted.
図７に示すように、キャリア周波数をランダムに切り替えることにより、不定期な回転脈動に対しても連続して同期することなく、実施の形態１と同様に正確なゼロクロス点を認識できるチャンスが増え、連続して転流タイミングが遅れるといったＰＷＭ同期モードを抜け出すことができる。 As shown in FIG. 7, by randomly switching the carrier frequency, there is an increased chance of recognizing an accurate zero cross point as in the first embodiment without continuously synchronizing with irregular rotation pulsations. The PWM synchronous mode in which the commutation timing is continuously delayed can be escaped.
よって、１回転中において周期的な負荷脈動がある場合や、１回転に同期せずとも周期的に回転速度が変化する場合においても連続してＰＷＭ同期モードに陥いることを防止できる。 Therefore, even when there is a periodic load pulsation during one rotation, or even when the rotation speed periodically changes without synchronizing with one rotation, it is possible to prevent the PWM synchronous mode from being continuously entered.
（実施の形態３）
図８は本発明の実施の形態３におけるキャリア出力手段内の回路図である。図９は同実施の形態における回転速度変動とキャリア周波数の出力パターン図、図１０は図９におけるＰＷＭ同期モード回避の原理図である。
(Embodiment 3)
FIG. 8 is a circuit diagram in the carrier output means in the third embodiment of the present invention. FIG. 9 is an output pattern diagram of rotation speed fluctuation and carrier frequency in the same embodiment, and FIG. 10 is a principle diagram of PWM synchronization mode avoidance in FIG.
なお、実施の形態１と同一構成については同一符号を付して詳細な説明を省略する。
In addition, about the same structure as
図８より、キャリア出力手段３００は通常モード３０１と、キャリア変動モード３０２を有しており、回転速度検出手段１１０により、４０ｒ／ｓ以上を検知した場合に通常モード３０１からキャリア変動モード３０２へ切り替わる。通常モード時では、キャリア３ｋＨｚにて運転しているとする。
As shown in FIG. 8, the carrier output means 300 has a
また、キャリア変動モード３０２は、正弦波発生手段３０３を備えており３ｋＨｚから３．６ｋＨｚまで０．１ｋＨｚ単位でキャリア周波数を滑らかに変化させている。キャリア周波数および出力時間はメモリ３１０ａに格納されている。また、タイマ３０５により計測される。
The
図９、図１０に示すように、キャリア出力パターンは略正弦波状に変化させ、これを連続的かつ周期的に繰り返し出力するものである。キャリア周波数を連続的に変化させることにより、実施の形態１と同様に、正確なゼロクロス点を認識できるチャンスが増え、連続して転流タイミングが遅れるといったＰＷＭ同期モードを抜け出すことができる。 As shown in FIGS. 9 and 10, the carrier output pattern is changed to a substantially sine wave shape, and this is output continuously and periodically. By continuously changing the carrier frequency, as in the first embodiment, the chance of recognizing an accurate zero cross point is increased, and the PWM synchronous mode in which the commutation timing is continuously delayed can be escaped.
また、キャリア周波数の変化が連続して滑らかに変化にすることから聴感的な違和感が少なくなり、不快な騒音として認識されることを防ぐことができる。 In addition, since the carrier frequency changes continuously and smoothly, the sense of incongruity is reduced and it can be prevented from being recognized as unpleasant noise.
なお、本実施の形態においては、キャリア周波数を正弦波状に変化させたが、連続的に滑らかに変化させるものであれば構わない。 In the present embodiment, the carrier frequency is changed to a sine wave shape, but any carrier can be used as long as it is changed continuously and smoothly.
また、以上のように実施の形態１から実施の形態３に示すような運転を行なうインバータ制御装置で電動圧縮機を駆動することにより、負荷脈動に起因する回転速度の変動により引き起こされるＰＷＭ同期モードの発生を回避できるので、電流の増大を防止でき、保護停止することなく省エネで信頼性の高い電動圧縮機を提供することができる。 Further, the PWM synchronous mode caused by the fluctuation of the rotational speed caused by the load pulsation by driving the electric compressor with the inverter control device that performs the operation as shown in the first to third embodiments as described above. Therefore, an increase in current can be prevented, and an energy-saving and highly reliable electric compressor can be provided without stopping protection.
以上のように、本発明にかかるインバータ制御装置および電動圧縮機は、ＰＷＭ同期モードの発生を回避できるので、消費電力が増加してしまったり、保護回路が働きブラシレスＤＣモータが停止してしまうといったことがなく、自動販売機用、エアコン用など冷却システムの電動圧縮機や、電気自動車などのインバータ駆動装置としても有用である。 As described above, since the inverter control device and the electric compressor according to the present invention can avoid the generation of the PWM synchronous mode, the power consumption increases, the protection circuit works, and the brushless DC motor stops. It is also useful as an electric compressor for cooling systems such as for vending machines and air conditioners, and as an inverter drive device for electric vehicles.
１００ インバータ制御装置
１０２ 電動圧縮機
１０４ ブラシレスＤＣモータ
１０５ インバータ回路部
１０６ ドライブ回路
１０７ 位置検出回路
１０８ ＣＰＵ
１１１ 転流制御手段
１１３ ＰＷＭ制御手段
１１４ ドライブ制御手段
１１５，２００，３００ キャリア出力手段
１１６，１１７，１１８，１１９，１２０，１２１ スイッチング素子
１３１，２０２，３０２ キャリア変動モード
１３２，２０５，３０５ タイマ
２０３ 乱数発生手段
DESCRIPTION OF
111 Commutation control means 113 PWM control means 114 Drive control means 115, 200, 300 Carrier output means 116, 117, 118, 119, 120, 121
Claims (7)
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2006063891A JP2007244106A (en) | 2006-03-09 | 2006-03-09 | Inverter control device and motor-driven compressor |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2006063891A JP2007244106A (en) | 2006-03-09 | 2006-03-09 | Inverter control device and motor-driven compressor |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2007244106A true JP2007244106A (en) | 2007-09-20 |
Family
ID=38589068
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2006063891A Pending JP2007244106A (en) | 2006-03-09 | 2006-03-09 | Inverter control device and motor-driven compressor |
Country Status (1)
| Country | Link |
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| JP (1) | JP2007244106A (en) |
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