JP2008109768A - Motor driving inverter controller and apparatus equipped therewith - Google Patents
Motor driving inverter controller and apparatus equipped therewith Download PDFInfo
- Publication number
- JP2008109768A JP2008109768A JP2006289838A JP2006289838A JP2008109768A JP 2008109768 A JP2008109768 A JP 2008109768A JP 2006289838 A JP2006289838 A JP 2006289838A JP 2006289838 A JP2006289838 A JP 2006289838A JP 2008109768 A JP2008109768 A JP 2008109768A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- inverter
- current
- phase
- motor
- pwm signal
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Images
Landscapes
- Inverter Devices (AREA)
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
Abstract
Description
本発明は、小容量リアクタおよび小容量コンデンサを用いたモータ駆動用インバータ制御装置に関するものである。 The present invention relates to a motor drive inverter control device using a small capacity reactor and a small capacity capacitor.
汎用インバータなどで用いられている一般的なモータ駆動用インバータ制御装置として、図12に示すようなモータ駆動用インバータ制御装置がよく知られている(例えば、非特許文献1)。 As a general motor drive inverter control device used in a general-purpose inverter or the like, a motor drive inverter control device as shown in FIG. 12 is well known (for example, Non-Patent Document 1).
図12において、主回路は直流電源装置113と、インバータ2とモータ3とから構成されており、直流電源装置113については、交流電源1と、整流回路7と、インバータ2の直流電圧源のために電気エネルギーを蓄積する平滑コンデンサ112と、交流電源1の力率改善用リアクタ111から構成されている。
In FIG. 12, the main circuit is composed of a DC
一方、制御部では、外部から与えられたモータ3の速度指令に基づいてモータ3の各相電圧指令値を作成するPWM信号生成部9と、PWM信号生成部9で作成された各相電圧指令値に基づいてインバータ2をPWM制御するベースドライバ10から構成されている。
On the other hand, in the control unit, a PWM
ここで、交流電源1が220V(電源周波数50Hz)、インバータ2の入力が1.5kW、平滑コンデンサ112が1500μFのとき、力率改善用リアクタ111が5mHおよび20mHの場合における電源電流の高調波成分と電源周波数に対する次数との関係を図13に示す。
Here, when the
図13はIEC(国際電気標準会議)規格と併せて示したもので、力率改善用リアクタ111が5mHの場合には特に第3高調波成分がIEC規格のそれを大きく上回っているが、20mHの場合には40次までの高調波成分においてIEC規格をクリアしていることがわかる。
FIG. 13 is shown together with the IEC (International Electrotechnical Commission) standard. When the power
そのため特に高負荷時においてもIEC規格をクリアするためには力率改善用リアクタ111のインダクタンス値をさらに大きくするなどの対策を取る必要があり、インバータ装置の大型化や重量増加、さらにはコストUPを招くという不都合があった。
For this reason, it is necessary to take measures such as further increasing the inductance value of the power
そこで、力率改善用リアクタ111のインダクタンス値の増加を抑え、電源高調波成分の低減と高力率化を達成する直流電源装置として、例えば図14に示すような特許文献1に記載されている直流電源装置が提案されている(特許文献1参照)。
Therefore, for example,
図14において、交流電源1の電源電圧を、ダイオードD1〜D4をブリッジ接続してなる全波整流回路の交流入力端子に印加し、リアクトルLinを介してその出力を中間コンデンサCに充電し、この中間コンデンサCの電荷を平滑コンデンサCDに放電して、負荷抵抗RLに直流電圧を供給する。
In FIG. 14, the power supply voltage of the
この場合、リアクトルLinの負荷側と中間コンデンサCを接続する正負の直流電流経路にトランジスタQ1を接続し、このトランジスタQ1をベース駆動回路G1で駆動する構成となっている。 In this case, the transistor Q1 is connected to the positive and negative DC current path connecting the load side of the reactor Lin and the intermediate capacitor C, and the transistor Q1 is driven by the base drive circuit G1.
また、ベース駆動回路G1にパルス電圧を印加するパルス発生回路I1、I2と、ダミ
ー抵抗Rdmとをさらに備えており、パルス発生回路I1、I2は、それぞれ電源電圧のゼロクロス点を検出する回路と、ゼロクロス点の検出から電源電圧の瞬時値が中間コンデンサCの両端電圧と等しくなるまでダミー抵抗Rdmにパルス電流を流すパルス電流回路とで構成されている。
The circuit further includes pulse generation circuits I1 and I2 for applying a pulse voltage to the base drive circuit G1, and a dummy resistor Rdm. The pulse generation circuits I1 and I2 each detect a zero-cross point of the power supply voltage; A pulse current circuit that allows a pulse current to flow through the dummy resistor Rdm until the instantaneous value of the power supply voltage becomes equal to the voltage across the intermediate capacitor C from the detection of the zero cross point.
ここで、パルス発生回路I1は電源電圧の半サイクルの前半にてパルス電圧を発生させ、パルス発生I2は電源電圧の半サイクルの後半にてパルス電圧を発生させるようになっている。 Here, the pulse generation circuit I1 generates a pulse voltage in the first half of the half cycle of the power supply voltage, and the pulse generation I2 generates a pulse voltage in the second half of the half cycle of the power supply voltage.
なお、トランジスタQ1をオン状態にしてリアクトルLinに強制的に電流を流す場合、中間コンデンサCの電荷がトランジスタQ1を通して放電することのないように逆流防止用ダイオードD5が接続され、さらに、中間コンデンサCの電荷を平滑コンデンサCDに放電する経路に、逆流防止用ダイオードD6と、平滑効果を高めるリアクトルLdcが直列に接続されている。 When the transistor Q1 is turned on and a current is forced to flow through the reactor Lin, a backflow prevention diode D5 is connected so that the charge of the intermediate capacitor C is not discharged through the transistor Q1, and further, the intermediate capacitor C A backflow prevention diode D6 and a reactor Ldc for enhancing the smoothing effect are connected in series to a path for discharging the electric charge of the current to the smoothing capacitor CD.
上記の構成によって、電源電圧の瞬時値が中間コンデンサCの両端電圧を超えない位相区間の一部または全部においてトランジスタQ1をオン状態にすることによって、装置の大型化を抑えたままで、高調波成分の低減と高力率化を達成することができるというものである。
しかしながら、特許文献1に記載される従来の構成では、容量の大きな平滑用コンデンサCDとリアクトルLin(特許文献1では1500μF、6.2mH時のシミュレーション結果について記載されている)とを依然として有したままであり、さらに中間コンデンサCとトランジスタQ1とベース駆動回路G1とパルス発生回路I1、I2とダミー抵抗Rdmと逆流防止用ダイオードD5、D6と平滑効果を高めるリアクトルLdcとを具備することで、装置の小型化や部品点数の削減によるコストダウンを阻害するという課題を有していた。
However, the conventional configuration described in
本発明はこのような従来の課題を解決するものであり、電源電流の高調波成分を抑制しつつ、さらなる小型・軽量・低コスト化を実現するモータ駆動用インバータ制御装置を提供することを目的とする。 The present invention solves such a conventional problem, and an object of the present invention is to provide an inverter control device for driving a motor that realizes further reduction in size, weight, and cost while suppressing harmonic components of power supply current. And
上記課題を解決するために本発明のモータ駆動用インバータ制御装置は、交流電力を入力し直流電力に変換する整流回路と、前記直流電力を交流電力に変換するインバータと、前記インバータの母線間に設けられた平滑コンデンサと、前記インバータの母線に流れる母線電流の値を検出する電流検出器と、前記インバータに入力される前記平滑コンデンサの印加電圧値を検出する電圧検出部と、前記インバータを制御する制御部であって、前記印加電圧値と前記母線電流の値とを入力し相電流を監視する相電流変換部と、前記相電流変換部の出力と前記印加電圧値に応じて前記インバータを制御するPWM信号を生成するPWM信号生成部と、前記PWM信号を入力し前記相電流変換部の出力に基づいて前記PWM信号を変換し前記インバータに供給する過電流保護手段とを設けたものである。 In order to solve the above problems, an inverter control apparatus for driving a motor according to the present invention includes a rectifier circuit that inputs AC power and converts the AC power into DC power, an inverter that converts the DC power into AC power, and a bus of the inverter. A smoothing capacitor provided; a current detector that detects a value of a bus current flowing through the bus of the inverter; a voltage detector that detects an applied voltage value of the smoothing capacitor that is input to the inverter; and the inverter is controlled. A control unit that inputs the applied voltage value and the bus current value and monitors a phase current; and outputs the phase current conversion unit and the inverter according to the applied voltage value. A PWM signal generator for generating a PWM signal to be controlled; and the inverter for converting the PWM signal based on the output of the phase current converter by inputting the PWM signal Is provided with a overcurrent protection means for supplying.
本発明のモータ駆動用インバータ制御装置は、小型・軽量・低コストの小容量コンデン
サおよび小容量リアクタを用いても、モータ相電流を誤認識することなく制御しつつ、過大な電流をモータに流すことを防ぐことができ、部品破壊やモータ性能劣化のない信頼性の高いモータ駆動用インバータ制御装置を実現することができる。
The inverter control apparatus for driving a motor according to the present invention allows an excessive current to flow to the motor while controlling the motor phase current without misrecognizing the motor phase current even if a small-sized, light-weight, and low-cost capacitor and small-capacity reactor are used. Thus, a highly reliable inverter control device for driving a motor without component destruction and motor performance deterioration can be realized.
第1の発明は、交流電力を入力し直流電力に変換する整流回路と、前記直流電力を交流電力に変換するインバータと、前記インバータの母線間に設けられた平滑コンデンサと、前記インバータの母線に流れる母線電流の値を検出する電流検出器と、前記インバータに入力される前記平滑コンデンサの印加電圧値を検出する電圧検出部と、前記インバータを制御する制御部であって、前記印加電圧値と前記母線電流の値とを入力し相電流を監視する相電流変換部と、前記相電流変換部の出力と前記印加電圧値に応じて前記インバータを制御するPWM信号を生成するPWM信号生成部と、前記PWM信号を入力し前記相電流変換部の出力に基づいて前記PWM信号を変換し前記インバータに供給する過電流保護手段とを有する制御部とを設けたものである。 According to a first aspect of the present invention, there is provided a rectifier circuit that inputs AC power and converts the DC power into DC power, an inverter that converts the DC power into AC power, a smoothing capacitor provided between the buses of the inverter, and a bus of the inverter A current detector that detects a value of a flowing bus current; a voltage detector that detects an applied voltage value of the smoothing capacitor that is input to the inverter; and a controller that controls the inverter, the applied voltage value being A phase current converter that inputs a value of the bus current and monitors a phase current; a PWM signal generator that generates a PWM signal for controlling the inverter according to an output of the phase current converter and the applied voltage value; And a controller having an overcurrent protection unit that inputs the PWM signal, converts the PWM signal based on the output of the phase current converter, and supplies the PWM signal to the inverter. Than is.
これにより、小型・軽量・低コストでありながらモータ相電流を誤認識することなく制御しつつ、過大な電流をモータに流すことを防げるので部品破壊やモータ性能劣化のない信頼性の高いモータ駆動用インバータ制御装置を実現することができる。 This makes it possible to control the motor phase current without misrecognizing it while being compact, lightweight, and low cost, and to prevent excessive current from flowing to the motor, so it is possible to drive the motor with high reliability without causing component destruction or motor performance deterioration. An inverter control device can be realized.
第2の発明は、第1の発明において、前記過電流保護手段は、前記相電流変換部の出力に応じて、前記PWM信号のキャリア周波数を増加させるものである。これにより、モータの出力を低下させることなく駆動を維持することができる。 In a second aspect based on the first aspect, the overcurrent protection means increases the carrier frequency of the PWM signal in accordance with the output of the phase current converter. Thereby, driving can be maintained without reducing the output of the motor.
第3の発明は、第1の発明において、前記過電流保護手段は、前記相電流変換部の出力に応じて、前記PWM信号を2相変調方式から3相変調方式に、または、3相変調方式から2相変調方式に切替えるものである。これにより、定常時はインバータ損失を抑えつつ、高速回転高出力が要求される場合においてはモータの出力を低下させることなく駆動を維持することができる。 According to a third invention, in the first invention, the overcurrent protection means changes the PWM signal from a two-phase modulation method to a three-phase modulation method or three-phase modulation according to the output of the phase current converter. The system is switched from the two-phase modulation system. Thereby, it is possible to maintain the drive without reducing the output of the motor when the high speed rotation and high output are required while suppressing the inverter loss in the steady state.
第4の発明は、第1の発明において、さらにリアクタを有し、前記リアクタと前記平滑コンデンサとの共振周波数は、入力される前記交流電力の周波数の40倍よりも大きいものであり、電源電流の高調波成分を抑制し、IEC規格をクリアすることができる。 According to a fourth invention, in the first invention, further comprising a reactor, wherein a resonance frequency of the reactor and the smoothing capacitor is greater than 40 times the frequency of the input AC power, It is possible to suppress the harmonic component of IEC and clear the IEC standard.
第5の発明は、モータを有する機器において、第1から第4の発明であるモータ駆動用インバータ制御装置によりモータを制御するものである。これにより、モータを有した機器に第1から第4の発明を適応することができる。 According to a fifth aspect of the present invention, in a device having a motor, the motor is controlled by the motor drive inverter control device according to the first to fourth aspects of the present invention. Thereby, the first to fourth inventions can be applied to a device having a motor.
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。 Note that the present invention is not limited to the embodiments.
(実施の形態1)
本発明の第1の実施の形態を示すモータ駆動用インバータ制御装置のシステム構成図を図1に示す。図1に示すように、モータ駆動用インバータ制御装置50は、交流電源1からの交流電力を直流電力に変換するダイオードブリッジ7、2mH以下の小容量リアクタ11、100μF以下の小容量コンデンサ12、ブラシレスモータ3に供給する駆動電圧を生成、出力するインバータ2及びインバータ2を制御する制御部6を有する。
(Embodiment 1)
FIG. 1 shows a system configuration diagram of a motor drive inverter control apparatus showing a first embodiment of the present invention. As shown in FIG. 1, a motor drive
ブラシレスモータ3は、中性点を中心にY結線された3相巻線4u,4v,4wが取付けられた固定子4と、磁石が装着された回転子5とからなる。U相巻線4uの非結線端に
U相端子8uが、V相巻線4vの非結線端にV相端子8vが、W相巻線4wの非結線端にW相端子8wが接続されている。
The
インバータ2は一対のスイッチング素子からなるハーフブリッジ回路をU相用,V相用,W相用として3相分有する。ハーフブリッジ回路の一対のスイッチング素子の各々は、小容量コンデンサ12の高圧側端と低圧側端の間にそれぞれ直列接続される。
The
U相用のハーフブリッジ回路は、高圧側(上アーム)のスイッチング素子13u及び低圧側(下アーム)のスイッチング素子13xよりなる。V相用のハーフブリッジ回路は、高圧側スイッチング素子13v及び低圧側スイッチング素子13yよりなる。W相用のハーフブリッジ回路は、高圧側スイッチング素子13w及び低圧側スイッチング素子13zよりなる。また、各スイッチング素子と並列にフリーホイールダイオード14u,14v,14w,14x,14y,14zが接続されている。
The U-phase half-bridge circuit includes a
インバータ2におけるスイッチング素子13uとスイッチング素子13xの相互接続点、スイッチング素子13vとスイッチング素子13yの相互接続点、スイッチング素子13wとスイッチング素子13zの相互接続点にブラシレスモータ3の端子8u,8v,8wがそれぞれ接続される。
The
インバータ2に印加されている直流電圧は、上述したインバータ2内のスイッチング素子のスイッチング動作によって三相の交流電圧に変換され、それによりブラシレスモータ3が駆動される。また、インバータ2の母線には電流検出器15が配されている。
The DC voltage applied to the
制御部6は、PWM信号生成部9と、ベースドライバ10と、相電流変換部20と、モータ位相推定部17と、回転子速度検出部18と、電流指令演算部19からなる。相電流変換部20は電流検出器15に流れるインバータ母線電流を監視し、そのインバータ母線電流をブラシレスモータ3の相電流に変換する。相電流変換部20は実際にはインバータ母線電流が変化した時から所定期間の間だけ電流を検出する。
The control unit 6 includes a PWM
モータ位相推定部17は、相電流変換部20により変換されたブラシレスモータ3の相電流と、PWM信号生成部9で演算される出力電圧と、電圧検出部16により検出されるインバータ2への印加電圧の情報により、ブラシレスモータ3の位相を推定する。さらに、回転子速度検出部18は、推定された位相からブラシレスモータ3の速度を推定する。
The motor phase estimation unit 17 applies the phase current of the
電流指令演算部19では推定された回転子5の速度と外部から与えられる目標速度との偏差情報に基づいて回転子速度が目標速度となるように通電すべき電流指令実行値をPI演算などを用いて導出し、PWM信号生成部9がブラシレスモータ3を駆動するためのPWM信号を生成する。
Based on deviation information between the estimated speed of the
過電流保護手段21では、相電流変換部20で得られるブラシレスモータ3の相電流情報が所定値以上のときに相電流が低減されるよう、PWM信号のデューティ(インバータスイッチング素子のオン比)を下げるなどの補正が行われる。
In the overcurrent protection means 21, the duty of the PWM signal (the ON ratio of the inverter switching element) is set so that the phase current is reduced when the phase current information of the
この補正は、過電流によるインバータ2の破壊やブラシレスモータ3の減磁などを防ぐものであり、また、過電流であると判断する所定値は、システムに用いられるインバータ2やブラシレスモータ3の仕様によって決定されるものである。
This correction prevents destruction of the
最終的にPWM信号はベースドライバ10に出力され、各スイッチング素子13u,13v,13w,13x,13y,13zはPWM信号に従い駆動され、正弦波状の交流を生成する。このように本実施例では、正弦波状の相電流を流すことによりブラシレスモー
タ3の正弦波駆動を実現している。
Finally, the PWM signal is output to the
次に、図2〜図6を用いてインバータ母線に流れる電流においてブラシレスモータ3の相電流が現れる様子を説明する。図2は、ブラシレスモータ3の各相巻線に流る相電流の状態と、60°毎の電気角の各区間における各相巻線に流れる電流の方向とを示した図である。
Next, how the phase current of the
図2を参照すると、電気角0〜60°の区間においては、U相巻線4uとW相巻線4wには非結線端から中性点に向けて、V相巻線4vには中性点から非結線端に向けて電流が流れている。また、電気角60〜120°の区間においては、U相巻線4uには非結線端から中性点に向けて、V相巻線4vとW相巻線4wには中性点から非結線端に向けて電流が流れている。以降、電気角60°毎に各相の巻線に流れる相電流の状態が変化していく様子が示されている。 Referring to FIG. 2, in the section where the electrical angle is 0 to 60 °, the U-phase winding 4u and the W-phase winding 4w are neutral from the unconnected end to the neutral point, and the V-phase winding 4v is neutral. Current flows from the point toward the unconnected end. Further, in the section of electrical angle of 60 to 120 °, the U-phase winding 4u is connected from the non-connection end toward the neutral point, and the V-phase winding 4v and the W-phase winding 4w are not connected from the neutral point. Current is flowing toward the edge. Hereinafter, it is shown that the state of the phase current flowing through the windings of each phase changes every electrical angle of 60 °.
例えば、図2において電気角30°の時にPWM信号生成部9で生成された半キャリア周期分のPWM信号が図3のように変化する場合を考える。図3において、信号「U」は上アームスイッチング素子13uを、信号「V」は上アームスイッチング素子13vを、信号「W」は上アームスイッチング素子13wを、信号「X」は下アームスイッチング素子13xを、信号「Y」は下アームスイッチング素子13yを、信号「Z」は下アームスイッチング素子13zを、それぞれ動作させる信号を示す。これらの信号はアクティブ・ハイで動作する。
For example, consider a case in which the PWM signal corresponding to the half carrier period generated by the PWM
この場合、インバータ母線には、タイミング(1)では、図4(a)に示すように電流が現れず、タイミング(2)では図4(b)に示すようにW相巻線4wに流れる電流(W相電流)が現れ、タイミング(3)では図4(c)に示すようにV相巻線4vに流れる電流(V相電流)が現れる。 In this case, at the timing (1), no current appears on the inverter bus as shown in FIG. 4A, and at the timing (2), the current flows through the W-phase winding 4w as shown in FIG. 4B. (W-phase current) appears, and at timing (3), a current (V-phase current) flowing through the V-phase winding 4v appears as shown in FIG. 4 (c).
別の例として、図2において電気角30°の時にPWM信号生成部9で生成された半キャリア周期のPWM信号が図5のように変化する場合を考える。この場合は、図6(a)に示すようにインバータ母線にはタイミング(1)では電流が現れず、図6(b)に示すようにタイミング(2)ではU相巻線4uに流れる電流(U相電流)が現れ、図6(c)に示すようにタイミング(3)ではV相巻線4vに流れる電流が現れる。
As another example, let us consider a case where the PWM signal having a half carrier period generated by the PWM
以上のように、インバータ母線上にインバータ2のスイッチング素子13u,13v,13w,13x,13y,13zの状態に応じてブラシレスモータ3の相電流が現れる。
As described above, the phase current of the
要するに、上アームスイッチング素子13u,13v,13wのいずれか一つがオンしている状態のときにそのオンした相のモータ電流がインバータ母線上に現れ、また、下アームスイッチング素子13x,13y,13zのいずれか一つがオンしている状態のときにそのオンした相のモータ電流がインバータ母線上に現れるという関係性が成り立つ。
In short, when any one of the upper
上述のようにキャリア周期内の近接したタイミングで二相分の電流を判断することができれば、次式の関係から三相それぞれの電流iu、iv、iwが求められることは明らかである。 If the current for two phases can be determined at close timings within the carrier period as described above, it is obvious that the currents iu, iv, and iw for the three phases can be obtained from the relationship of the following equations.
iu+iv+iw=0 …(1)
なお、タイミング(4)とタイミング(5)は、スイッチング素子の動作遅れによりインバータ上下アームが短絡するのを防止するためのデッドタイム期間であり、この期間におけるインバータ母線に流れる電流は、各相電流の流れる向きによって不定である。
iu + iv + iw = 0 (1)
Timing (4) and timing (5) are dead time periods for preventing the inverter upper and lower arms from being short-circuited due to the operation delay of the switching element. The current flowing through the inverter bus during this period is the current of each phase. It is indefinite depending on the direction of flow.
図7は、本発明のモータ駆動用インバータ制御装置の第1の動作結果であり、ブラシレスモータ3の駆動時におけるインバータ印加電圧と実際のU相電流と相電流変換部20により変換されたU相電流、さらに電流検出器15に流れるインバータ母線電流の波形を示している。
FIG. 7 shows the first operation result of the motor drive inverter control device of the present invention. The inverter applied voltage, the actual U phase current, and the U phase converted by the phase
本発明におけるコンデンサ12は極めて容量の小さいものを用いているため、ブラシレスモータ3に電流が流れるとインバータ印加電圧は電源周波数fs(=50Hz)の2倍の周波数で大きく脈動している。
Since the
相電流変換部20により変換されたU相電流は、上述したインバータ2のスイッチング素子の状態とインバータ母線上に現れる相電流の関係性に基づいて求めたものであるが、インバータ印加電圧が大きく落ち込んだタイミング(図中T1)において実際のU相電流とは異なった値で誤認識してしまっているのがわかる。
The U-phase current converted by the phase
この時のインバータ2のスイッチング素子13u,13v,13wの動作状態と電流検出器15に流れるインバータ母線電流の波形を示したのが図8である。
FIG. 8 shows the operating state of the
図8において、「U」は上アームスイッチング素子13uが、「V」は上アームスイッチング素子13vが、「W」は上アームスイッチング素子13wが、それぞれアクティブ・ハイとして動作していることを示している。
In FIG. 8, “U” indicates that the upper
通常「U」のみがオンしているタイミング(図中T2)においては、電流検出器15にはU相電流が現れているが、インバータ印加電圧が大きく落ち込むタイミング(図中T1)においては「U」のみがオンしていても、電流検出器15にU相電流が現れない。
Normally, at the timing when only “U” is turned on (T2 in the figure), the U-phase current appears in the
これは、本来であれば図6(b)に示すような状態であり、電流検出器15にはU相電流が現れるべきところであるが、インバータ印加電圧がゼロ付近まで落ち込むとインバータ2のスイッチング素子にオン信号を与えても実際には導通しないため、電流検出器15に流れるインバータ母線電流がどの相の電流であるか特定できない状態となっているためである。
This is normally the state as shown in FIG. 6B, and the U-phase current should appear in the
このため、インバータ印加電圧が大きく落ち込むタイミングにおいて実際の相電流とは異なる値で誤認識し、過大電流がインバータ2やブラシレスモータ3に流れていなくても過電流保護手段21で保護動作を行い、正常な駆動状態を維持できない場合がある。
For this reason, it is erroneously recognized as a value different from the actual phase current at the timing when the voltage applied to the inverter greatly drops, and the overcurrent protection means 21 performs the protective operation even if the excessive current does not flow to the
そこで、相電流変換部20では上述したモータ相電流の誤認識を解消するために、インバータ2の印加電圧値が所定値以上のときにのみ電流検出器15から得られる母線電流を基にブラシレスモータ3の各相の電流値を計算し再現する。
Therefore, in order to eliminate the above-described misrecognition of the motor phase current, the phase
具体的に所定値を20Vに設定したときの動作結果を図9に示す。インバータ2の印加電圧値が20V未満のタイミング(図中T1)においては、電流検出器15から得られる電流値を基にブラシレスモータ3の各相の電流値を再現することをキャンセルするため、図7に示すような実際のU相電流との大きな誤差発生を回避することができる。
Specifically, FIG. 9 shows an operation result when the predetermined value is set to 20V. In order to cancel the reproduction of the current value of each phase of the
これによって、本発明の小容量コンデンサおよび小容量リアクタを用いたモータ駆動用インバータ制御装置において、高価な電流センサを用いないセンサレス正弦波駆動を適用し、また、過電流保護においても誤動作することなくモータ駆動を能力最大限に維持することが可能である。 As a result, sensorless sine wave drive without using an expensive current sensor is applied to the motor drive inverter control device using the small-capacitance capacitor and the small-capacity reactor of the present invention, and no malfunction occurs even in overcurrent protection. It is possible to maintain the motor drive to the maximum capacity.
また、上述の過電流保護手段21においては相電流変換部20で得られるブラシレスモ
ータ3の相電流情報が所定値以上のときに相電流が低減されるよう、PWM信号のデューティを下げるなどの補正が行われるようにしたが、目標速度を一時的に下げるようなPWM信号に補正しても同様にモータ駆動の維持が可能である。
Further, in the above-described overcurrent protection means 21, correction such as reducing the duty of the PWM signal so that the phase current is reduced when the phase current information of the
(実施の形態2)
本発明の実施の形態2では、実施の形態1のモータ駆動用インバータ制御装置において、過電流保護手段21で行われる動作を、PWM信号生成部9で生成されたPWM信号においてキャリア周波数を増加させたPWM信号に補正する。
(Embodiment 2)
In the second embodiment of the present invention, in the motor drive inverter control apparatus of the first embodiment, the operation performed by the overcurrent protection means 21 is performed by increasing the carrier frequency in the PWM signal generated by the PWM
図10(a)、(b)はキャリア周波数違いによるブラシレスモータ3の相電流の波形比較を模式的に示したものである。図10(b)は、図10(a)よりキャリア周波数が高い場合の相電流波形を示している。
FIGS. 10A and 10B schematically show a waveform comparison of the phase current of the
相電流には、インバータ2のスイッチング素子13u〜13zのオン動作とオフ動作の繰り返しによって生じるリップル成分が含まれるが、キャリア周波数が低く、スイッチング素子13u〜13zのオン動作とオフ動作の時間的な間隔が広がればこのリップル成分は大きくなり、逆に、キャリア周波数が高ければオン動作とオフ動作の時間的な間隔が狭まり、リップル成分を小さく抑えられる。
The phase current includes a ripple component generated by the repetition of the ON operation and the OFF operation of the
すなわち、同じ実効値の相電流がブラシレスモータ3に流れても、キャリア周波数が高いほど瞬時のピーク電流は抑制され、過電流保護手段21での保護動作がかかるまでのモータ駆動範囲を拡大させることができる。
That is, even if phase currents having the same effective value flow through the
通常駆動範囲はシステムの効率等を加味したキャリア周波数を選定し、過電流保護手段21での保護動作がかかった場合にのみキャリア周波数を増加させたPWM信号に補正することで、高効率と高出力を両立できるセンサレス正弦波駆動が可能となる。 The normal drive range is selected with a carrier frequency that takes into account the efficiency of the system, etc., and is corrected to a PWM signal in which the carrier frequency is increased only when the overcurrent protection means 21 is activated. Sensorless sine wave drive that can achieve both outputs is possible.
(実施の形態3)
本発明の実施の形態3では、実施の形態1または実施の形態2のモータ駆動用インバータ制御装置において、PWM信号生成部9で生成されたPWM信号において、定常時は2相変調方式で生成され、過電流保護手段21で行われる補正動作時は3相変調方式に切替える。
(Embodiment 3)
In
図11(a)はPWM信号が2相変調時における上アームスイッチング素子13u,13v,13wの動作状態とブラシレスモータ3の相電流の波形を、図11(b)は3相変調時における上アームスイッチング素子13u,13v,13wの動作状態とブラシレスモータ3の相電流の波形を、それぞれ模式的に示したものである。
11A shows the operating state of the upper
図11(a)に示す2相変調時には、1キャリア周期中に上アームスイッチング素子13u,13v,13wの全てがオフ状態であるタイミングがあり、インバータ2の母線からは電流が流れこまず、ブラシレスモータ3の相電流は減少、それ以外のタイミングでは相電流が上昇しキャリア周波数成分のリップルが現れる。
At the time of the two-phase modulation shown in FIG. 11A, there is a timing when all of the upper
一方、図11(b)に示す3相変調時には、1キャリア周期中に上アームスイッチング素子13u,13v,13wの全てがオフ状態であるタイミングと、全てがオン状態であるタイミングが存在する。上アームスイッチング素子13u,13v,13wの全てがオン状態においても、下アームスイッチング素子13x,13y,13zの全てがオフ状態となるためインバータ2の母線からは電流が流れこまず、ブラシレスモータ3の相電流は減少する。
On the other hand, at the time of three-phase modulation shown in FIG. 11B, there are a timing at which all of the upper
よって、インバータ2のスイッチング素子13u〜13zのオン動作とオフ動作の繰り返しによって生じるリップル成分は、図11(b)に示す3相変調時の方が図11(a)に示す2相変調時に比べて小さく抑えられる。
Therefore, the ripple component generated by the repetition of the ON operation and the OFF operation of the
すなわち、同じ実効値の相電流がブラシレスモータ3に流れても、3相変調時の方がピーク電流は抑制され、過電流保護手段21での保護動作がかかるまでのモータ駆動範囲を拡大させることができる。
That is, even if phase currents having the same effective value flow to the
通常駆動範囲はインバータ2のスイッチング損失が少ない2相変調で動作させ、過電流保護手段21での保護動作がかかった場合にのみ3相変調に切替えることで、高効率と高出力を両立できるセンサレス正弦波駆動が可能となる。
The normal drive range is sensorless, which can operate with two-phase modulation with little switching loss of the
(実施の形態4)
本発明に係る小容量コンデンサおよび小容量リアクタの仕様決定に関する具体的な方法について以下に説明する。
(Embodiment 4)
A specific method for determining the specifications of the small-capacity capacitor and small-capacity reactor according to the present invention will be described below.
本発明のモータ駆動用インバータ制御装置では、電源電流の高調波成分を抑制してIEC規格をクリアするために、小容量コンデンサと小容量リアクタとの共振周波数fLC(LC共振周波数)を電源周波数fsの40倍よりも大きくなるように小容量コンデンサと小容量リアクタの組み合わせを決定する。 In the motor drive inverter control device of the present invention, the resonance frequency f LC (LC resonance frequency) of the small capacitor and the small reactor is set to the power frequency in order to suppress the harmonic component of the power current and clear the IEC standard. The combination of the small capacitor and the small reactor is determined so as to be larger than 40 times fs.
ここで、小容量コンデンサの容量をC[F]、小容量リアクタのインダクタンス値をL[H]とすると、LC共振周波数fLCは次式のように表される。 Here, when the capacitance of the small capacitor is C [F] and the inductance value of the small capacitor is L [H], the LC resonance frequency f LC is expressed by the following equation.
以上により、小容量コンデンサおよび小容量リアクタの組み合わせを決定することで、電源電流の高調波成分を抑制して、IEC規格をクリアすることが可能となる。 As described above, by determining the combination of the small-capacity capacitor and the small-capacity reactor, the harmonic component of the power supply current can be suppressed and the IEC standard can be cleared.
なお、実施の形態1から実施の形態4で説明した本発明は、インバータ回路を利用してモータを駆動するモータ駆動用インバータ制御装置に適用できる。例えば、インバータ回路を搭載した空気調和機、冷蔵庫、電気洗濯機、電気乾燥機、電気掃除機、送風機、ヒートポンプ給湯器等に備えられるものである。 Note that the present invention described in the first to fourth embodiments can be applied to a motor drive inverter control apparatus that drives a motor using an inverter circuit. For example, it is provided in an air conditioner equipped with an inverter circuit, a refrigerator, an electric washing machine, an electric dryer, an electric vacuum cleaner, a blower, a heat pump water heater, and the like.
いずれの製品についても、モータ駆動用インバータ装置を小型化、軽量化することで、製品の設計の自由度が向上し、安価な製品を提供することができる。 For any product, by reducing the size and weight of the motor drive inverter device, the degree of freedom in product design is improved, and an inexpensive product can be provided.
以上のように、本発明にかかるモータ駆動用インバータ制御装置は、小容量リアクタおよび小容量コンデンサを用いることで小型・軽量・低コストなモータ駆動用インバータ制
御装置を実現でき、インバータ印加電圧に大きなリプルがある場合でも、位置検出センサを用いずに駆動でき、高効率を維持しつつ安定した電流供給が可能となるもので、小型のモータ起動装置を必要とするAV機器(特に小型機器)等にも広く用いることができる。
As described above, the motor drive inverter control device according to the present invention can realize a motor drive inverter control device that is small, light, and low cost by using a small-capacity reactor and a small-capacitance capacitor. Even if there is a ripple, it can be driven without using a position detection sensor, and stable current supply is possible while maintaining high efficiency. AV equipment (particularly small equipment) that requires a small motor starting device, etc. It can also be used widely.
1 交流電源
2 インバータ
3 ブラシレスモータ
4 固定子
4u〜4w 巻線
5 回転子
6 制御部
7 ダイオードブリッジ
8u〜8w 端子
9 PWM信号生成部
10 ベースドライバ
11 小容量リアクタ
12 小容量コンデンサ
13u、13v、13w 上アームスイッチング素子
13x、13y、13z 下アームスイッチング素子
14u、14v、14w、14x、14y、14z フリーホイールダイオード
15 電流検出器
16 電圧検出部
17 モータ位相推定部
18 回転子速度検出部
19 電流指令演算部
20 相電流変換部
21 過電流保護手段
50 モータ駆動用インバータ制御装置
111 リアクタ
112 平滑コンデンサ
113 直流電源装置
DESCRIPTION OF
Claims (5)
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2006289838A JP5070799B2 (en) | 2006-10-25 | 2006-10-25 | Inverter control device for motor drive and equipment equipped with the same |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2006289838A JP5070799B2 (en) | 2006-10-25 | 2006-10-25 | Inverter control device for motor drive and equipment equipped with the same |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2008109768A true JP2008109768A (en) | 2008-05-08 |
JP5070799B2 JP5070799B2 (en) | 2012-11-14 |
Family
ID=39442682
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2006289838A Expired - Fee Related JP5070799B2 (en) | 2006-10-25 | 2006-10-25 | Inverter control device for motor drive and equipment equipped with the same |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP5070799B2 (en) |
Cited By (10)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2010028894A (en) * | 2008-07-15 | 2010-02-04 | Nec Electronics Corp | Motor driving apparatus and control method thereof |
WO2011155270A1 (en) * | 2010-06-10 | 2011-12-15 | シャープ株式会社 | Motor control device and compression device |
JP2013013199A (en) * | 2011-06-28 | 2013-01-17 | Aisin Aw Co Ltd | Rotary electric machine controller |
JP2013162529A (en) * | 2012-02-01 | 2013-08-19 | Fanuc Ltd | Motor drive pwm rectifier having modulation scheme selector |
WO2014073167A1 (en) * | 2012-11-08 | 2014-05-15 | ダイキン工業株式会社 | Power converter |
US20150155804A1 (en) * | 2012-07-03 | 2015-06-04 | Denso Corporation | Motor driving device |
US9371087B2 (en) | 2014-01-28 | 2016-06-21 | Denso Corporation | Power conversion device and electric power steering device using the same |
WO2019146037A1 (en) * | 2018-01-25 | 2019-08-01 | 三菱電機株式会社 | Motor drive device and air conditioner |
WO2020138927A1 (en) * | 2018-12-26 | 2020-07-02 | 삼성전자주식회사 | Inverter and refrigerator comprising inverter |
DE102019117856A1 (en) * | 2019-07-02 | 2021-01-07 | Phoenix Contact Gmbh & Co. Kg | Magazine for processing wire end sleeves and hand tools for crimping wire end sleeves |
Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
CN112271971B (en) * | 2020-11-11 | 2022-05-13 | 睿驰电装(大连)电动***有限公司 | Method and device for determining bus current of motor controller and electronic equipment |
Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH06141587A (en) * | 1992-10-23 | 1994-05-20 | Mitsubishi Heavy Ind Ltd | Brushless motor driver |
JP2001095294A (en) * | 1999-09-20 | 2001-04-06 | Mitsubishi Electric Corp | Inverter control device for air conditioner |
JP2004320985A (en) * | 2003-04-03 | 2004-11-11 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Inverter controller for driving motor and air conditioner |
-
2006
- 2006-10-25 JP JP2006289838A patent/JP5070799B2/en not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH06141587A (en) * | 1992-10-23 | 1994-05-20 | Mitsubishi Heavy Ind Ltd | Brushless motor driver |
JP2001095294A (en) * | 1999-09-20 | 2001-04-06 | Mitsubishi Electric Corp | Inverter control device for air conditioner |
JP2004320985A (en) * | 2003-04-03 | 2004-11-11 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Inverter controller for driving motor and air conditioner |
Cited By (18)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2010028894A (en) * | 2008-07-15 | 2010-02-04 | Nec Electronics Corp | Motor driving apparatus and control method thereof |
WO2011155270A1 (en) * | 2010-06-10 | 2011-12-15 | シャープ株式会社 | Motor control device and compression device |
JP2011259640A (en) * | 2010-06-10 | 2011-12-22 | Sharp Corp | Motor control device and compression device |
JP2013013199A (en) * | 2011-06-28 | 2013-01-17 | Aisin Aw Co Ltd | Rotary electric machine controller |
US8786239B2 (en) | 2012-02-01 | 2014-07-22 | Fanuc Corporation | Motor drive PWM rectifier having modulation scheme selector |
JP2013162529A (en) * | 2012-02-01 | 2013-08-19 | Fanuc Ltd | Motor drive pwm rectifier having modulation scheme selector |
DE102013001387B4 (en) | 2012-02-01 | 2022-07-07 | Fanuc Corporation | Pulse width modulation rectifier with a modulation scheme selector switch for a motor drive |
US20150155804A1 (en) * | 2012-07-03 | 2015-06-04 | Denso Corporation | Motor driving device |
US9698709B2 (en) * | 2012-07-03 | 2017-07-04 | Denso Corporation | Motor driving device |
JP2014096905A (en) * | 2012-11-08 | 2014-05-22 | Daikin Ind Ltd | Electric power conversion system |
US9431923B2 (en) | 2012-11-08 | 2016-08-30 | Daikin Industries, Ltd. | Power converter |
WO2014073167A1 (en) * | 2012-11-08 | 2014-05-15 | ダイキン工業株式会社 | Power converter |
US9371087B2 (en) | 2014-01-28 | 2016-06-21 | Denso Corporation | Power conversion device and electric power steering device using the same |
WO2019146037A1 (en) * | 2018-01-25 | 2019-08-01 | 三菱電機株式会社 | Motor drive device and air conditioner |
JPWO2019146037A1 (en) * | 2018-01-25 | 2020-07-30 | 三菱電機株式会社 | Motor drive device and air conditioner |
WO2020138927A1 (en) * | 2018-12-26 | 2020-07-02 | 삼성전자주식회사 | Inverter and refrigerator comprising inverter |
US12027997B2 (en) | 2018-12-26 | 2024-07-02 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Inverter and refrigerator including inverter |
DE102019117856A1 (en) * | 2019-07-02 | 2021-01-07 | Phoenix Contact Gmbh & Co. Kg | Magazine for processing wire end sleeves and hand tools for crimping wire end sleeves |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP5070799B2 (en) | 2012-11-14 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP5070799B2 (en) | Inverter control device for motor drive and equipment equipped with the same | |
JP5398815B2 (en) | Permanent magnet synchronous motor driving device, air conditioner, ventilation fan driving device, washing machine, automobile and vehicle | |
US8498136B2 (en) | AC-DC converter and compressor driving apparatus and air conditioning apparatus using the same | |
JP5077348B2 (en) | Motor drive device, motor device, and integrated circuit device | |
US9431923B2 (en) | Power converter | |
WO2014175046A1 (en) | Power conversion device and method for controlling same | |
JP4742590B2 (en) | Inverter controller for motor drive | |
JP2011109797A (en) | Motor drive device for compressor | |
JP2009100558A (en) | Motor driving inverter controller | |
JP2009177934A (en) | Inverter control device for driving motor | |
JP5045020B2 (en) | Inverter controller for motor drive | |
WO2021020231A1 (en) | Inverter device | |
JP2000308385A (en) | Electric cleaner and inverter | |
KR101449513B1 (en) | Motor Driving Apparatus Having Power Return Function and Driving Method thereof | |
JP4793079B2 (en) | Inverter controller for motor drive | |
JP5272484B2 (en) | Three-phase brushless DC motor controller | |
WO2016104328A1 (en) | Motor drive device | |
JP5040160B2 (en) | Inverter controller for motor drive | |
JP5652217B2 (en) | Power converter | |
JP4622435B2 (en) | Inverter control device and hermetic electric compressor | |
JP2006081328A (en) | Inverter controller for driving motor | |
WO2021157176A1 (en) | Electric motor drive device | |
JP5056052B2 (en) | Inverter control device for motor drive and equipment using the device | |
WO2022172505A1 (en) | Electric motor driving device | |
JP2009131001A (en) | Inverter controller for driving motor |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20090826 |
|
RD01 | Notification of change of attorney |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A7421 Effective date: 20090914 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20110715 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20110906 |
|
A521 | Written amendment |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20111104 |
|
TRDD | Decision of grant or rejection written | ||
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20120724 |
|
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20120806 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20150831 Year of fee payment: 3 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |