JP2007244087A - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】サブハーモニック現象を有効に抑えることのできるスイッチング電源装置を提供する。
【解決手段】発振器１からは三角波電圧とパルス電圧が出力される。パルス電圧はＰＷＭ回路５に入力される。三角波電圧はＶ−Ｉコンバータ２により三角波電流に変換され、スイッチング素子３の出力電流に前記三角波電流が重畳される。このときの重畳電流が抵抗Ｒ１によって電圧として検出され、この電圧と、所定の基準電圧Ｖｓとが、電流検出比較器４において比較されることにより、ＯＮ・ＯＦＦ期間の安定化された比較出力が得られる。ＰＷＭ回路５において上記比較出力とパルス電圧との論理積をとることにより、スイッチング素子３をスイッチングするスイッチング信号を得る。
【選択図】図１

Description

本発明は、スイッチング電源装置に関し、特にサブハーモニック現象を除去するための技術に関するものである。

従来のスイッチング電源装置は、所定の周期及びデューティ比を有するパルス電圧と、スイッチング素子の出力電流を抵抗により検出した電圧の変化分とをＰＷＭ（パルス幅変調）回路に供給してそれらの論理積をとることによって、前記パルス電圧をパルス幅変調し、そのＰＷＭ信号によりスイッチング素子をスイッチングするようにしている。スイッチング素子はトランスの１次巻線に直列に接続されており、上記スイッチングによりトランスの２次巻線にスイッチング信号（ＰＷＭ信号）に対応する出力パルスが得られる。この出力パルスを整流平滑することにより、所定の直流出力電圧を得るようにしている。
尚、出力のリップル成分を軽減するようにしたスイッチング電源装置が例えば特許文献１、２に開示されている。
特開２００３−２９９３５９号公報 特開２００５−２６１０３９号公報

上述した従来のスイッチング電源装置においては、サブハーモニック現象と呼ばれる現象が生じることがあった。サブハーモニック現象とは、スイッチング素子に電流が流れている状態でＯＮデューティ比が５０％を超える重負荷時に、スイッチング素子のＯＮ期間が変動する現象をいうものであり、この変動のためにトランスから異音が発生したり、出力リップルが大きくなる等、動作が不安定になる要因になっていた。サブハーモニック現象が発生した場合は、回路の再設計を行う必要があり、そのための回路検討時間がかかるという問題があった。
上記特許文献１，２の技術は単にリップル成分を軽減するためのものであり、サブハーモニック現象に対しては効果を得ることはできなかった。
従って、本発明はサブハーモニック現象を防止することのできるスイッチング電源装置を提供することを課題とする。

本発明によるスイッチング電源装置は、トランスの１次巻線に接続されたスイッチング素子と、前記スイッチング素子に直列に接続された抵抗素子と、所定のデューティ比及び所定の周期を有するパルス電圧を発生すると共に、前記パルス電圧の周期と一致した周期を有する三角波電圧を発生する発振器と、前記三角波電圧を三角波電流に変換し、前記スイッチング素子を流れる電流に前記三角波電流を重畳させた重畳電流を前記抵抗素子に供給する電圧−電流コンバータと、前記抵抗素子に前記重畳電流が流れたときに前記抵抗素子の一端側に現れる電圧と、所定の基準電圧とを比較する比較回路と、前記比較回路の比較出力と前記パルス電圧との論理積をとり、その論理積出力により前記スイッチング素子をスイッチングするＰＷＭ回路と、を設けたことを特徴とするものである。

また、本発明によるスイッチング電源装置は、前記三角波電流の振幅を変更する抵抗を前記電圧−電流変換回路に接続したことを特徴とする。

また、本発明によるスイッチング電源装置は、前記パルス電圧及び三角波電圧の周期を変更する抵抗又はコンデンサの少なくともいずれか一方を前記発振器に接続したことを特徴とする。

本発明によれば、サブハーモニック現象の発生を有効に防止することができ、動作の安定したスイッチング電源装置を実現することができる。

以下、本発明の実施の形態を図面と共に説明する。
図１は本発明の実施の形態による電流モード制御方式によるスイッチング電源装置の本発明に関する部分の構成を示す回路図、図２は図１の各部の波形図である。
図１において、１は発振器で、図２（ａ）にＳＡＷ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｗａｖｅとして示す所定の周期を有する三角波電圧と、図２（ｂ）にＤｕｔｙ Ｓｉｇｎａｌとして示す所定の周期及びデューティ比を有するパルス列からなる電圧（以下、パルス電圧という）とを発振する。２は上記三角波電圧を図２（ｃ）にＳＡＷ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｗａｖｅとして示す三角波電流に変換するＶ−Ｉコンバータ（電圧―電流コンバータ）である。

３はＭＯＳＦＥＴ等からなるスイッチング素子で、後述するＰＷＭ信号によりスイッチングされる。Ｒ１は、スイッチング素子３の出力電流（ソース電流）に、Ｖ−Ｉコンバータ２からの三角波電流を重畳して得られる重畳電流に応じた電圧を検出する抵抗（抵抗素子）である。図２（ｄ）には、スイッチング素子３の出力電流（ソース電流）のみによって得られる電圧ＣＳの波形と、重畳電流によって得られる電圧ＣＳ１の波形を示している。４は電流検出比較器（比較回路）で、重畳電流によって得られる電圧ＣＳ１（図２（ｄ））と、所定の基準電圧Ｖｓ（図２（ｄ））とを比較し、図２（ｅ）にＣＳ Ｃｏｍｐ Ｏｕｔとして示す比較出力を得るものである。５はＰＷＭ回路で、上記パルス電圧（Ｄｕｔｙ Ｓｉｇｎａｌ）と、電流検出比較器４の比較出力との論理積をとることにより、パルス電圧のデューティ比を出力電圧に応じて変調し、図２（ｆ）にＰＷＭ Ｓｉｇｎａｌ Ｏｕｔとして示すＰＷＭ信号を出力する。６はゲートドライバで、上記ＰＷＭ信号をスイッチング素子３のゲート端子に供給することにより、このスイッチング素子３をスイッチングする。

Ｒ２、Ｃ1は三角波電圧及びパルス電圧の周期を調整するための抵抗及びコンデンサである。Ｒ３は三角波電流の振幅を調整するための抵抗である。７はワンチップＩＣ回路を示し、上記抵抗Ｒ２、コンデンサＣ1、抵抗Ｒ３はこのＩＣ回路７に外付けされるものである。

スイッチング素子３のドレインは、トランスＴの１次巻線Ｎ１の一端に直列に接続されている。スイッチング素子３のソースには、抵抗Ｒ１が直列に接続され、抵抗Ｒ１は接地されている。さらに、スイッチング素子３と抵抗Ｒ１との間と、Ｖ−Ｉコンバータ２と電流検出比較器４との間とは、電路Ｌを介して電気的に接続されている。
また、1次巻線Ｎ１の他端には電源電圧＋Ｖｃｃが供給されている。トランスＴの２次巻線Ｎ２に得られる出力パルス電圧は、ダイオードＤ１及びコンデンサＣ２により整流平滑されて所定の直流電圧となり、出力端子８から負荷(図示せず)に供給される。

次に、上記構成による動作について説明する。
発振器１から出力されるパルス電圧（Ｄｕｔｙ Ｓｉｇｎａｌ）はＰＷＭ回路５の一方の入力端子に入力される。また、発振器１から出力される三角波電圧（ＳＡＷ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｗａｖｅ）はＶ−Ｉコンバータ２により三角波電流（ＳＡＷ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｗａｖｅ）に変換される。この三角波電流は、電路Ｌを介して、抵抗Ｒ１に流れる。また、抵抗Ｒ１には、スイッチング素子３を流れる出力電流（ソース電流）が流れることから、Ｖ−Ｉコンバータ２からの三角波電流は、点Ａにおいて、スイッチング素子３に流れる出力電流（ソース電流）に重畳される。そして、この重畳された重畳電流が抵抗Ｒ１を流れ、このとき抵抗Ｒ１の一端側（点Ａ）に現れた電圧ＣＳ１が抵抗Ｒ１によって検出される。この電圧ＣＳ１は、電流検出比較器４に供給され、電流検出比較器４において基準電圧Ｖｓと比較される。この結果、電流検出比較器４によりスイッチング素子３の出力電流に応じた値が電流検出電圧として出力される。

図３（ｂ）（ｄ）（ｅ）（ｆ）は、電圧ＣＳに三角波電流を重畳しないで電流検出比較器４において電圧ＣＳをそのまま基準電圧Ｖｓと比較する従来の場合における各部の波形を示すもので、図２の（ｂ）（ｄ）（ｅ）（ｆ）の波形とそれぞれ対応している。
図示のように従来は電圧ＣＳと基準電圧Ｖｓとを比較することにより、電圧ＣＳが基準電圧Ｖｓを超える期間と同じパルス幅を持つ（ｅ）のようなＣＳ Ｃｏｍｐ Ｏｕｔが電流検出比較器４から出力される。ＰＷＭ回路５はこのＣＳ Ｃｏｍｐ ＯｕｔとＤｕｔｙ Ｓｉｇｎａｌとの論理積をとることにより、（ｆ）のような電圧ＣＳに応じたパルス幅を有するＰＷＭ Ｓｉｇｎａｌ Ｏｕｔを出力する。

次に、本発明によりサブハーモニック現象をなくすための原理について説明する。
電圧ＣＳは、トランスＴの１次巻線Ｎ１のインダクタンスにより右上がりの波形になっている。これに発振器からの三角波電流を重畳することで、スイッチング素子３がオンしてから、電流検出比較器４の基準電圧Ｖｓに到達する時間が一定になるように収束する。これにより、サブハーモニック現象を回避する事が可能になる。

そこで本実施の形態においては、スイッチング素子３の出力電流（ソース電流）に、図２（ｃ）に示すような三角波電流（ＳＡＷ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｗａｖｅ）を重畳して、これにより図２（ｄ）の点線で示すようなスロープ部分が補償された電圧ＣＳ１を得る。このスロープ補償された電圧ＣＳ１は図５の点線にも示すようにスロープ補償されない元の電圧ＣＳに三角波電流を重畳した電圧波形を形成しているので、サブハーモニック対策専用の回路を構成する事無く、５０％以上の重負荷でも安定に動作することができる。

以上説明したように、本実施の形態によれば、サブハーモニック現象の発生を有効に防止することができる。
また、三角波電流の振幅は外付けの抵抗Ｒ３の値を調整することにより容易に変更することができる。

本発明の実施の形態によるスイッチング電源装置の構成を示す回路図である。 図１の各部の出力波形図である。 従来の場合の各部の波形図である。 スロープ補償されない電圧ＣＳとスロープ補償された電圧ＣＳ1を示す特性図である。

符号の説明

１ 発振器
２ Ｖ−Ｉコンバータ（電圧−電流コンバータ）
３ スイッチング素子
４ 電流検出比較器（比較回路）
５ ＰＷＭ回路
Ｒ１ 抵抗（抵抗素子）
ＳＡＷ Ｖｏｌｔａｇｅ Ｗａｖｅ 三角波電圧
Ｄｕｔｙ Ｓｉｇｎａｌ パルス電圧
ＳＡＷ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｗａｖｅ 三角波電流
ＣＳ スロープ補償されない電圧
ＣＳ1 スロープ補償された電圧
ＣＳ Ｃｏｍｐ Ｏｕｔ 比較出力（電流検出電圧）
ＰＷＭ Ｓｉｇｎａｌ ＰＷＭ信号（スイッチング信号）

Claims (3)

1. トランスの１次巻線に接続されたスイッチング素子と、
   前記スイッチング素子に直列に接続された抵抗素子と、
   所定のデューティ比及び所定の周期を有するパルス電圧を発生すると共に、前記パルス電圧の周期と一致した周期を有する三角波電圧を発生する発振器と、
   前記三角波電圧を三角波電流に変換し、前記スイッチング素子を流れる電流に前記三角波電流を重畳させた重畳電流を前記抵抗素子に供給する電圧−電流コンバータと、
   前記抵抗素子に前記重畳電流が流れたときに前記抵抗素子の一端側に現れる電圧と、所定の基準電圧とを比較する比較回路と、
   前記比較回路の比較出力と前記パルス電圧との論理積をとり、その論理積出力により前記スイッチング素子をスイッチングするＰＷＭ回路と、を設けたことを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 前記三角波電流の振幅を変更する抵抗を前記電圧−電流変換回路に接続したことを特徴とする請求項１記載のスイッチング電源装置。
3. 前記パルス電圧及び三角波電圧の周期を変更する抵抗又はコンデンサの少なくともいずれか一方を前記発振器に接続したことを特徴とする請求項１又は２記載のスイッチング電源装置。
   

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