JP2007185100A - Power supply - Google Patents

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Kazuhisa Otagaki
和久 太田垣
Yasuhiro Makino
康弘 牧野
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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a power supply which can efficiently improve power factor and can suppress higher harmonics. <P>SOLUTION: When a switching Tr provided between output terminals of a rectifying circuit is made switching; a switching signal ST<SB>1</SB>(time<SB>α</SB>) of higher harmonics is output from a zero cross point P of input voltage, and a switching signal ST<SB>2</SB>(time<SB>β</SB>) of higher harmonics is output. When the input voltage approaches the next zero cross point P, a switching signal ST<SB>3</SB>(time<SB>γ</SB>) of higher harmonics is output. At this time, duty ratio of the switching signals ST<SB>1</SB>, ST<SB>3</SB>is set in accordance with the current value of an input current, duty ratio of the switching signal ST<SB>2</SB>is set in accordance with output voltage, so as to improve the power factor and so as to suppress the higher harmonics. <P>COPYRIGHT: (C)2007,JPO&INPIT

Description

本発明は、交流電力を直流電力に変換する電源装置に関する。   The present invention relates to a power supply device that converts AC power into DC power.

冷凍サイクルによって冷暖房を行なう空気調和機（エアコン）では、冷暖房能力を調整するときに、コンプレッサの運転周波数を変更するものがある。すなわち、エアコンでは、コンプレッサの運転周波数を下げることにより冷暖房能力が下がり、コンプレッサの運転周波数を高くすることにより冷暖房能力が高くなる。このようなエアコンでは、インバータ制御によってコンプレッサを駆動するモータの回転数を制御している。   Some air conditioners (air conditioners) that perform air conditioning with a refrigeration cycle change the operating frequency of the compressor when adjusting the air conditioning capacity. That is, in an air conditioner, the cooling / heating capacity is lowered by lowering the operating frequency of the compressor, and the cooling / heating capacity is raised by raising the operating frequency of the compressor. In such an air conditioner, the rotation speed of a motor that drives the compressor is controlled by inverter control.

インバータ制御を行なう電源装置には、ＰＷＭ制御を行なうものに加えてＰＡＭ（Pulse Amplitude Modulation：パルス振幅変調）制御を行なうものがある。ＰＡＭ制御では、交流電圧を整流回路によって直流電圧に変換した後、昇圧回路によって所望の電圧に変換するようになっている。この昇圧回路としてはチョッパ回路が一般的に用いられている。
昇圧回路（チョッパ回路）は、リアクトル素子とスイッチング素子及びダイオードとコンデンサを備え、スイッチング素子をオンしてリアクトル素子に蓄えたエネルギーを、スイッチング素子をオフすることによりてコンデンサを充電する。これにより、コンデンサには、入力電圧とリアクトル素子に蓄えられたエネルギーに応じた電圧が発生する。
このような昇圧回路では、スイッチング素子のオン時間の比率（デューティ比）を制御することにより、前段の整流回路に入力される交流の入力電流の波形及び電流値を制御することができ、直流電圧の制御と共に力率改善及び高調波電流の低減が可能となっている。 Among power supply apparatuses that perform inverter control, there are those that perform PAM (Pulse Amplitude Modulation) control in addition to those that perform PWM control. In PAM control, an AC voltage is converted to a DC voltage by a rectifier circuit, and then converted to a desired voltage by a booster circuit. A chopper circuit is generally used as the booster circuit.
The booster circuit (chopper circuit) includes a reactor element, a switching element, a diode, and a capacitor, and charges the capacitor by turning on the switching element and turning off the switching element with the energy stored in the reactor element. Thereby, a voltage according to the input voltage and the energy stored in the reactor element is generated in the capacitor.
In such a booster circuit, by controlling the on-time ratio (duty ratio) of the switching element, it is possible to control the waveform and current value of the AC input current that is input to the rectifier circuit in the previous stage. It is possible to improve the power factor and reduce the harmonic current together with the control of.

一方、整流回路には、力率改善や高調波電流の低減が望まれており、このために受動部品を用いたパッシブ型フィルタがあるが、このパッシブ型フィルタでは、特に入力電圧（電源電圧）が２００Ｖ以上では、力率改善及び高調波電流の低減に限界があり、装置も大型化してしまう。これに対して、ＰＡＭ制御を行う所謂アクティブフィルタでは、出力電圧の制御と力率改善及び高調波電流の低減が可能となっている。
特開平７−１５９６６号公報 特開平１０−３２７５７６号公報 特開平３−３６６４号公報 On the other hand, the rectifier circuit is desired to improve the power factor and reduce the harmonic current. For this reason, there is a passive type filter using passive components. In this type of passive type filter, in particular, the input voltage (power supply voltage) However, if it is 200 V or more, there is a limit to the power factor improvement and the reduction of the harmonic current, and the apparatus becomes large. In contrast, so-called active filters that perform PAM control can control output voltage, improve power factor, and reduce harmonic current.
Japanese Patent Laid-Open No. 7-15966 JP-A-10-327576 Japanese Patent Laid-Open No. 3-3664

しかしながら、アクティブフィルタを用いた整流回路では、主回路損失が大きくなると言う問題がある。また、例えばリアクトル素子に高価な材質を用いる必要が生じている。
本発明は上記事実に鑑みてなされたものであり、力率を高効率とする力率改善及び高調波電流の低減を図ることができる電源装置を提案することを目的とする。また、本発明は、力率改善及び高調波抑制と共に出力電圧の制御を可能とする電源装置を提案することを目的とする。 However, a rectifier circuit using an active filter has a problem that main circuit loss increases. Further, for example, it is necessary to use an expensive material for the reactor element.
The present invention has been made in view of the above-described facts, and an object of the present invention is to propose a power supply device capable of improving the power factor and reducing the harmonic current to make the power factor highly efficient. It is another object of the present invention to propose a power supply apparatus that enables output voltage control as well as power factor improvement and harmonic suppression.

上記目的を達成するために本発明は、入力される交流電力を直流電力に変換して負荷へ供給する電源装置であって、前記交流電力を整流する整流回路と、前記整流手段からの出力を平滑化して直流電力を出力する平滑回路と、前記整流回路の出力端子の間に接続されて入力されるスイッチング信号のオン／オフに基づいて開閉されるスイッチング素子と、前記整流回路に入力される入力電圧ないし入力電力を検出する入力電力検出手段と、少なくとも前記平滑回路の出力電圧を検出する出力電力検出手段と、前記入力電力検出手段ないし前記出力電力検出手段の検出結果に基づいたデューティ比で前記スイッチング素子をオン／オフする制御手段と、を含むことを特徴とする。
この発明によれば、スイッチング素子を駆動するスイッチング信号のデューティ比を入力電流ないし出力電圧によって制御する。例えば、スイッチング信号のデューティ比を高くすることにより入力電流を増加させることができる。また、スイッチング素子のオン／オフによって出力電圧も変化するので、スイッチング信号のデューティ比によって出力電圧の制御が可能となる。
このような本発明は、前記制御手段が、前記入力電力検出手段によって検出した入力電圧値が正から負または負から正へと反転するゼロクロス点を基準にして前記スイッチング素子をオン／オフすることを特徴とする。
この発明によれば、スイッチング信号のタイミングを入力電圧のゼロクロス点に同期させる。これにより、入力電力の位相と共に入力電流の波形の調整が可能となり、高調波を抑制することができる。
また、本発明では、前記制御手段が、入力電圧あるいは入力電力のゼロクロスを検出してからの半周期内でスイッチング素子をオン／オフする第１のスイッチング期間及び次のゼロクロス点に達する前にスイッチング素子をオン／オフする第２のスイッチング期間と、を設定して前記スイッチング素子をオン／オフすることが好ましい。
また、本発明では、記第１及び第２のスイッチング期間のデューティ比を前記入力電力検出手段によって検出する入力電流に基づいて設定することが好ましい。
この発明によれば、電源周波数の半サイクル中に、入力電圧のゼロクロス点でスイッチングを開始する第１のスイッチング期間のみならず、入力電圧がゼロクロス点に近づくときにスイッチンを行う第２のスイッチング期間を設けている。
これにより、入力電圧の位相に入力電流の位相を一致させるときに、入力電力の位相が切り換わるときの電力電流の波形を滑らかにすることができ、効率的な高調波抑制が可能となる。
また、第１及び第２のスイッチング期間は、入力電圧のゼロクロス点近傍で、電圧の低い領域においてスイッチングを行うため、例えばリアクトルに流れる電流を増加させることがなく、リアクトルを流れる電流がスイッチング素子のオン／オフによって増加することによる損失を防止できる。
さらに、本発明では、前記第１のスイッチング期間に連続して前記スイッチング素子をオン／オフする第３のスイッチング期間を設定することが好ましい。
また、本発明では、前記第３のスイッチング期間で前記スイッチング素子をオン／オフするデューティ比を前記出力電力検出手段によって検出する出力電圧に基づいて設定することが好ましい。
このような本発明によれば、出力電圧に応じたデューティ比でスイッチング素子をスイッチングする第２のスイッチング期間を、第１のスイッチング期間に設けている。
この第２のスイッチング期間は、入力電圧の波形上で入力電圧が比較的高い区間となっており、この第２のスイッチング期間でスイッチング素子をオン／オフすることにより、効率的に出力電圧を上昇させることができる。また、出力電圧によって第２のスイッチング期間のデューティ比を設定することにより、出力電圧を効率的に所望の電圧に昇圧したり、出力電圧が一定となるように制御することができる。 In order to achieve the above object, the present invention provides a power supply device that converts input AC power into DC power and supplies the power to a load, and includes a rectifier circuit that rectifies the AC power, and an output from the rectifier. A smoothing circuit that smoothes and outputs DC power, a switching element that is connected between the output terminals of the rectifier circuit and that is opened and closed based on on / off of a switching signal that is input, and is input to the rectifier circuit Input power detection means for detecting an input voltage or input power, output power detection means for detecting an output voltage of at least the smoothing circuit, and a duty ratio based on a detection result of the input power detection means or the output power detection means Control means for turning on / off the switching element.
According to the present invention, the duty ratio of the switching signal for driving the switching element is controlled by the input current or the output voltage. For example, the input current can be increased by increasing the duty ratio of the switching signal. Further, since the output voltage also changes depending on on / off of the switching element, the output voltage can be controlled by the duty ratio of the switching signal.
In the present invention, the control unit turns on / off the switching element based on a zero cross point at which the input voltage value detected by the input power detection unit reverses from positive to negative or from negative to positive. It is characterized by.
According to the present invention, the timing of the switching signal is synchronized with the zero cross point of the input voltage. As a result, the waveform of the input current can be adjusted together with the phase of the input power, and harmonics can be suppressed.
In the present invention, the control means performs switching before reaching the first switching period and the next zero-crossing point in which the switching element is turned on / off within a half cycle after detecting the zero-crossing of the input voltage or input power. It is preferable to set a second switching period during which the element is turned on / off to turn the switching element on / off.
In the present invention, it is preferable to set the duty ratio of the first and second switching periods based on the input current detected by the input power detection means.
According to the present invention, during the half cycle of the power supply frequency, not only the first switching period in which switching starts at the zero cross point of the input voltage but also the second switching that performs switching when the input voltage approaches the zero cross point. There is a period.
As a result, when the phase of the input current is matched with the phase of the input voltage, the waveform of the power current when the phase of the input power is switched can be made smooth, and efficient harmonic suppression can be achieved.
In the first and second switching periods, switching is performed in the low voltage region near the zero cross point of the input voltage. For example, the current flowing through the reactor does not increase, and the current flowing through the reactor Loss due to an increase due to on / off can be prevented.
Furthermore, in the present invention, it is preferable to set a third switching period in which the switching element is turned on / off continuously after the first switching period.
In the present invention, it is preferable that a duty ratio for turning on / off the switching element in the third switching period is set based on an output voltage detected by the output power detection means.
According to the present invention as described above, the second switching period in which the switching element is switched at the duty ratio corresponding to the output voltage is provided in the first switching period.
The second switching period is a section where the input voltage is relatively high on the waveform of the input voltage, and the output voltage is efficiently increased by turning on / off the switching element in the second switching period. Can be made. Further, by setting the duty ratio of the second switching period according to the output voltage, it is possible to efficiently boost the output voltage to a desired voltage or control the output voltage to be constant.

また、本発明は、可聴領域外の周波数の信号により前記スイッチング素子をオン／オフすることを特徴とする。   Further, the present invention is characterized in that the switching element is turned on / off by a signal having a frequency outside the audible range.

この発明によれば、スイッチング素子を可聴領域外の周波数でスイッチングする。   According to the present invention, the switching element is switched at a frequency outside the audible range.

一般に、スイッチング素子のオン／オフによってリアクトルに流れる電流が変化するので、電磁音が発生しやすい。このスイッチング素子をスイッチングする周期を可聴周波数外の高い周波数とすることにより、実質的に無騒音とすることができる。   In general, since the current flowing through the reactor changes depending on on / off of the switching element, electromagnetic noise is likely to be generated. By setting the period for switching the switching element to a high frequency outside the audible frequency, noise can be substantially reduced.

以上説明したように本発明によれば、スイッチング素子をオン／オフする時のデューティ比を入力電圧あるいは入力電力に基づいて設定することにより、力率改善と共に入力電流の波形整形を行うことができ、力率の向上と高調波抑制が可能となる優れた効果が得られる。また、本発明によれば、デューティ比を出力電圧に基づいて設定することにより、力率改善を図りながら出力電圧の昇圧及び出力電圧の制御を行うことができる。   As described above, according to the present invention, by setting the duty ratio when turning on / off the switching element based on the input voltage or the input power, it is possible to improve the power factor and shape the waveform of the input current. As a result, it is possible to obtain an excellent effect that power factor can be improved and harmonics can be suppressed. In addition, according to the present invention, by setting the duty ratio based on the output voltage, it is possible to boost the output voltage and control the output voltage while improving the power factor.

以下に図面を参照しながら、本発明の実施の形態を説明する。図２には、本実施の形態に適用した空気調和機（以下「エアコン１０」と言う）の冷凍サイクルを示している。
このエアコン１０は、被空調室に設置される室内ユニット１２と室外に設置される室外ユニット１４によって構成されており、室内ユニット１２と室外ユニット１４とは、冷媒を循環させる太管の冷媒配管１６Ａと、細管の冷媒配管１６Ｂとで接続されている。 Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 2 shows a refrigeration cycle of an air conditioner (hereinafter referred to as “air conditioner 10”) applied to the present embodiment.
The air conditioner 10 includes an indoor unit 12 installed in an air-conditioned room and an outdoor unit 14 installed outside the room. The indoor unit 12 and the outdoor unit 14 are thick refrigerant pipes 16A that circulate refrigerant. And a thin refrigerant pipe 16B.

室内ユニット１２には、熱交換器１８が設けられており、冷媒配管１６Ａ、１６Ｂのそれぞれの一端がこの熱交換器１８に接続されている。また、冷媒配管１６Ａの他端は、室外ユニット１４のバルブ２０Ａ、マフラー２２Ａを介して四方弁２４に接続されている。この四方弁２４は、アキュムレータ２８及びマフラー２２Ｂを介してコンプレッサ２６に接続されている。
さらに、室外ユニット１４には、熱交換器３０が設けられている。この熱交換器３０は、一方が四方弁２４に接続され、他方がキャピラリチューブ３２、ストレーナ３４、モジュレータ３８を介してバルブ２０Ｂに接続されている。また、ストレーナ３４とモジュレータ３８の間には、電動膨張弁３６が設けられ、バルブ２０Ｂには、冷媒配管１６Ｂの他端が接続されている。これによって、室内ユニット１２と室外ユニット１４の間に冷凍サイクルを形成する冷媒の密閉された循環路が構成されている。 The indoor unit 12 is provided with a heat exchanger 18, and one ends of the refrigerant pipes 16 </ b> A and 16 </ b> B are connected to the heat exchanger 18. The other end of the refrigerant pipe 16A is connected to the four-way valve 24 via the valve 20A and the muffler 22A of the outdoor unit 14. The four-way valve 24 is connected to the compressor 26 via an accumulator 28 and a muffler 22B.
Furthermore, the outdoor unit 14 is provided with a heat exchanger 30. One of the heat exchangers 30 is connected to the four-way valve 24, and the other is connected to the valve 20 </ b> B via a capillary tube 32, a strainer 34, and a modulator 38. An electric expansion valve 36 is provided between the strainer 34 and the modulator 38, and the other end of the refrigerant pipe 16B is connected to the valve 20B. Thereby, a sealed circulation path of the refrigerant forming the refrigeration cycle is configured between the indoor unit 12 and the outdoor unit 14.

エアコン１０は、コンプレッサ２６と一体に設けているコンプレッサモータ４０の回転駆動によってコンプレッサ２６が運転されると、この冷凍サイクル中を冷媒が循環される。このとき、エアコン１０では、運転モード（冷房モード又は暖房モード）に応じて四方弁２４が切換えられ、電動膨張弁３６の弁開度を制御することにより、冷媒の蒸発温度が調整される。なお、図２では矢印によって暖房運転時（暖房モード）と冷房運転時（冷房モードまたはドライモード）の冷媒の流れを示している。   In the air conditioner 10, when the compressor 26 is operated by the rotational drive of the compressor motor 40 provided integrally with the compressor 26, the refrigerant is circulated in the refrigeration cycle. At this time, in the air conditioner 10, the four-way valve 24 is switched according to the operation mode (cooling mode or heating mode), and the evaporation temperature of the refrigerant is adjusted by controlling the valve opening degree of the electric expansion valve 36. In addition, in FIG. 2, the flow of the refrigerant | coolant at the time of heating operation (heating mode) and cooling operation (cooling mode or dry mode) is shown by the arrow.

冷房モードでは、コンプレッサ２６によって圧縮された冷媒が熱交換器３０へ供給されることにより液化され、この液化された冷媒が室内ユニット１２の熱交換器１８で気化することにより、熱交換器１８を通過する空気を冷却する。また、暖房モードでは、逆に、コンプレッサ２６によって圧縮された冷媒が、室内ユニット１２の熱交換器１８で凝縮されることにより放熱し、この冷媒が放熱した熱で熱交換器１８を通過する空気を加熱する。
室内ユニット１２は、送風用に設けられている図示しないクロスフローファンによって室内ユニット１２に吸引した空気を室内へ吹出すときに熱交換器１８を通過させ温調する。これにより、室内ユニット１２から吹出される空気によって室内が空調される。 In the cooling mode, the refrigerant compressed by the compressor 26 is liquefied by being supplied to the heat exchanger 30, and the liquefied refrigerant is vaporized by the heat exchanger 18 of the indoor unit 12. Cool the passing air. In the heating mode, conversely, the refrigerant compressed by the compressor 26 dissipates heat by being condensed in the heat exchanger 18 of the indoor unit 12, and the air passing through the heat exchanger 18 with the heat dissipated by the refrigerant. Heat.
When the air sucked into the indoor unit 12 is blown into the room by a cross flow fan (not shown) provided for blowing air, the indoor unit 12 passes through the heat exchanger 18 and adjusts the temperature. Thereby, the room is air-conditioned by the air blown from the indoor unit 12.

図１に示されるように、室外ユニット１４には、電源装置４２及びマイコン４４が設けられている。電源装置４２は、交流電力をコンプレッサモータ４０の駆動用の直流電力に変換する。また、マイコン４４は、室外ユニット１４の作動を制御すると共に、電源装置４２の作動を制御する。   As shown in FIG. 1, the outdoor unit 14 is provided with a power supply device 42 and a microcomputer 44. The power supply device 42 converts AC power into DC power for driving the compressor motor 40. The microcomputer 44 controls the operation of the outdoor unit 14 and also controls the operation of the power supply device 42.

例えば、マイコン４４は、例えばシリアル通信等によって室内ユニット１２に設けられている図示しないマイコンと接続されており、この室内ユニット１２のマイコンからの信号に基づいて作動する。なお、マイコン４４は、室内ユニット１２のマイコンから送出された信号及び外気温度を検出する外気温度センサ、コンプレッサ２６の温度を検出するコンプレッサ温度センサ、熱交換器３０のコイル温度を検出するコイル温度センサ等の検出結果に基づいてコンプレッサモータ４０と共に、四方弁、電動膨張弁３６、熱交換器３０を冷却する冷却ファン等の駆動を制御する。   For example, the microcomputer 44 is connected to a microcomputer (not shown) provided in the indoor unit 12 by, for example, serial communication, and operates based on a signal from the microcomputer of the indoor unit 12. The microcomputer 44 includes an outside temperature sensor that detects a signal sent from the microcomputer of the indoor unit 12 and the outside temperature, a compressor temperature sensor that detects the temperature of the compressor 26, and a coil temperature sensor that detects the coil temperature of the heat exchanger 30. Based on the detection results of the above, the compressor motor 40 and the driving of a cooling fan or the like for cooling the four-way valve, the electric expansion valve 36 and the heat exchanger 30 are controlled.

室外ユニット１４に設けられている電源装置４２は、整流回路４６と平滑回路４８を備えており、交流電源５０から供給される交流電力を所定電圧の直流電力に変換し、インバータ回路５２へ出力する。インバータ回路５２は、スイッチング素子が設けられた一般的構成となっており、スイッチング信号によってスイッチング素子をがン／オフ制御されることにより、スイッチング信号に応じた電力をコンプレッサモータ４０へ出力し、この電力（電圧）に応じた回転数でコンプレッサモータ４０を回転駆動する。
インバータ回路５２は、マイコン４４に接続されており、マイコン４４から出力されるスイッチング信号に基づいてスイッチング素子が駆動される。すなわち、マイコン４４は、インバータ回路５２を用いてＰＷＭ制御によってコンプレッサモータ４０の回転数を制御している。 The power supply device 42 provided in the outdoor unit 14 includes a rectifier circuit 46 and a smoothing circuit 48, converts AC power supplied from the AC power supply 50 into DC power having a predetermined voltage, and outputs the DC power to the inverter circuit 52. . The inverter circuit 52 has a general configuration in which a switching element is provided. When the switching element is turned on / off by a switching signal, power corresponding to the switching signal is output to the compressor motor 40. The compressor motor 40 is rotationally driven at a rotational speed corresponding to electric power (voltage).
The inverter circuit 52 is connected to the microcomputer 44, and the switching element is driven based on a switching signal output from the microcomputer 44. That is, the microcomputer 44 uses the inverter circuit 52 to control the rotation speed of the compressor motor 40 by PWM control.

近年、コンプレッサモータ４０としては、ＤＣブラシレスモータを用いており、入力電圧の変化に応じて回転数が変化する。したがって、スイッチング信号のデューティ比に応じた電圧がインバータ回路５２からコンプレッサモータ４０へ出力されることにより、コンプレッサモータ４０は、この電圧に応じた回転数で回転駆動する。   In recent years, a DC brushless motor is used as the compressor motor 40, and the number of revolutions changes in accordance with a change in input voltage. Therefore, when a voltage corresponding to the duty ratio of the switching signal is output from the inverter circuit 52 to the compressor motor 40, the compressor motor 40 is rotationally driven at a rotational speed corresponding to this voltage.

このインバータ回路５２では、スイッチング信号のデューティ比を一定としたときに、出力電圧がインバータ回路５２への入力電圧、すなわち、平滑回路４８の出力電圧Ｖ0 に応じて変化させることができる。これにより、インバータ回路５２への入力電圧に応じてもコンプレッサモータ４０の回転数が変更可能となっている。すなわち、マイコン４４は、ＰＡＭ（Pulse Amplitude Modulation ：パルス振幅変調）制御によってもコンプレッサモータ４０の回転数の制御が可能となっている。
一方、整流回路４６は、ダイオード５４をブリッジ状に接続した整流器５６が設けられており、この整流器５６の入力端子５８Ａ、５８Ｂにチョークコイルであるリアクトル６０を介して、交流電源５０が接続される。本実施の形態に適用したエアコン１０の室外ユニット１４は、所定電圧（例えば単相１００Ｖ）の交流電力が供給されることにより運転される。 In this inverter circuit 52, when the duty ratio of the switching signal is made constant, the output voltage can be changed according to the input voltage to the inverter circuit 52, that is, the output voltage V 0 of the smoothing circuit 48. Thereby, the rotational speed of the compressor motor 40 can be changed even in accordance with the input voltage to the inverter circuit 52. That is, the microcomputer 44 can control the rotation speed of the compressor motor 40 also by PAM (Pulse Amplitude Modulation) control.
On the other hand, the rectifier circuit 46 is provided with a rectifier 56 in which a diode 54 is connected in a bridge shape, and an AC power supply 50 is connected to input terminals 58A and 58B of the rectifier 56 via a reactor 60 that is a choke coil. . The outdoor unit 14 of the air conditioner 10 applied to the present embodiment is operated by supplying AC power of a predetermined voltage (for example, single-phase 100V).

整流器５６の出力端子６２Ａ、６２Ｂには、ダイオード７２、７４を介して平滑回路４８が接続されている。平滑回路４８は、直列接続されたコンデンサ６４、６６と、このコンデンサ６４、６６に並列接続されたコンデンサ６８によって構成され、整流器５６から出力される脈流を平滑化する。
一方、整流回路４６には、整流器５６の一方の入力端子５８Ｂとコンデンサ６４、６６の接続点６５の間にスイッチ７０が設けられており、スイッチ７０を開くことにより両波整流回路が形成され、スイッチ７０を閉じることにより倍電圧両波整流回路が形成される。
これにより、電源装置４２は、整流器５６から出力される電力を平滑回路４８によって平滑化することにより、交流電圧が１００Ｖ／２００Ｖのいずれであっても、約２７０Ｖの電圧を出力可能となっている。なお、スイッチ７０としてリレー接点を設け、マイコン４４が交流電源５０の電圧に応じてリレーを操作して接点を開閉するようにしても良い。 A smoothing circuit 48 is connected to the output terminals 62A and 62B of the rectifier 56 via diodes 72 and 74. The smoothing circuit 48 includes capacitors 64 and 66 connected in series and a capacitor 68 connected in parallel to the capacitors 64 and 66, and smoothes the pulsating current output from the rectifier 56.
On the other hand, the rectifier circuit 46 is provided with a switch 70 between one input terminal 58B of the rectifier 56 and the connection point 65 of the capacitors 64 and 66. By opening the switch 70, a double-wave rectifier circuit is formed. By closing the switch 70, a voltage doubler wave rectifier circuit is formed.
Thereby, the power supply device 42 can output a voltage of about 270 V regardless of whether the AC voltage is 100 V / 200 V by smoothing the power output from the rectifier 56 by the smoothing circuit 48. . A relay contact may be provided as the switch 70 so that the microcomputer 44 operates the relay according to the voltage of the AC power supply 50 to open and close the contact.

ところで、整流器５６の出力端子６２A、６２Ｂの間には、スイッチング回路７６が接続されている。このスイッチング回路７６は、スイッチング素子としてＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）等のスイッチングＴr７８とダイオード８０によって構成されており、スイッチングＴr７８がスイッチング信号によってオンされることにより出力端子６２Ａから出力端子６２Ｂへ電流が流れるようになっている。
このスイッチングＴr７８は、駆動回路８２を介してマイコン４４に接続されており、マイコン４４から出力される高周波のスイッチング信号ＳＴによってオン／オフされる。 Incidentally, a switching circuit 76 is connected between the output terminals 62A and 62B of the rectifier 56. The switching circuit 76 includes a switching Tr 78 such as an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) as a switching element and a diode 80. When the switching Tr 78 is turned on by a switching signal, a current flows from the output terminal 62A to the output terminal 62B. It comes to flow.
The switching Tr 78 is connected to the microcomputer 44 via the drive circuit 82 and is turned on / off by a high-frequency switching signal ST output from the microcomputer 44.

一方、マイコン４４には、入力電力検出手段として、電源電圧検出回路８４と電源電流検出回路８４が接続されている。マイコン４４は、この電源電圧検出回路８４によって電源電圧（入力電圧）と共に入力電圧の波形の位相信号を読み込み、位相信号から電源電圧の波形が切り換わるゼロクロス点Ｐ（図３参照）を検出する。マイコン４４は、このゼロクロス点Ｐに基づいてスイッチング信号ＳＴを出力するタイミングを設定するようになっている。   On the other hand, the power supply voltage detection circuit 84 and the power supply current detection circuit 84 are connected to the microcomputer 44 as input power detection means. The microcomputer 44 reads the phase signal of the waveform of the input voltage together with the power supply voltage (input voltage) by the power supply voltage detection circuit 84, and detects the zero cross point P (see FIG. 3) at which the waveform of the power supply voltage is switched from the phase signal. The microcomputer 44 sets the timing for outputting the switching signal ST based on the zero cross point P.

図３に示されるように、マイコン４４は、交流電源５０の周波数ｆ1の位相に同期させて、周波数ｆ1の１／２サイクル毎に、スイッチング信号ＳＴを出力するようになっている。また、マイコン４４では、スイッチング信号ＳＴを、スイッチング信号ＳＴ1、ＳＴ2、ＳＴ3に分割して出力するように設定されている（以下総称するときは「スイッチング信号ＳＴ」とする）。
すなわち、マイコン４４は、周波数ｆ1の１／２サイクル内で、スイッチング信号ＳＴ1、ＳＴ2、ＳＴ3の何れかを出力する時間α、β、γと、スイッチング信号ＳＴを停止する時間δ、εによって５分割するように設定されている。
スイッチング信号ＳＴ1は、ゼロクロス点Ｐ（位相角θ＝０）から時間αの間で出力され、スイッチング信号ＳＴ3は、次のゼロクロス点（θ＝１８０°）の直前で停止する時間γの間で出力するようにしている。これにより、スイッチング信号ＳＴ3と次のスイッチング信号ＳＴ1の間で、僅かながらスイッチング信号ＳＴが停止する時間εを設けるようにしている。 As shown in FIG. 3, the microcomputer 44 outputs the switching signal ST every 1/2 cycle of the frequency f 1 in synchronization with the phase of the frequency f 1 of the AC power supply 50. Further, the microcomputer 44 is set so that the switching signal ST is divided into switching signals ST 1 , ST 2 , ST 3 and outputted (hereinafter collectively referred to as “switching signal ST”).
That is, the microcomputer 44 outputs time α, β, γ for outputting any of the switching signals ST 1 , ST 2 , ST 3 and time δ for stopping the switching signal ST within a half cycle of the frequency f 1 . It is set to divide into 5 by ε.
The switching signal ST 1 is output during the time α from the zero cross point P (phase angle θ = 0), and the switching signal ST 3 is during the time γ that stops immediately before the next zero cross point (θ = 180 °). To output. As a result, a time ε during which the switching signal ST stops slightly is provided between the switching signal ST 3 and the next switching signal ST 1 .

また、スイッチング信号ＳＴ2は、スイッチング信号ＳＴ1に引き続いて時間βの間で出力するようになっており、スイッチング信号ＳＴ2とスイッチング信号ＳＴ3の間の電源電圧のピークを挟んで、スイッチングＴr７８のスイッチングを停止する時間δを設けている。
これにより、マイコン４４が、ゼロクロス点Ｐからスイッチング信号ＳＴ1、ＳＴ2を出力した後、一旦、スイッチング信号ＳＴを出力を停止してからスイッチング信号ＳＴ3を出力する。なお、周波数ｆ1の１／２サイクル内での時間α〜εは、任意の設定するものであってもよいが、以下では、一例として予め設定されているものとする。 The switching signal ST 2 is output during the time β following the switching signal ST 1 , and the switching Tr 78 sandwiches the power supply voltage peak between the switching signal ST 2 and the switching signal ST 3. The time δ for stopping the switching is provided.
Thus, after the microcomputer 44 outputs the switching signals ST 1 and ST 2 from the zero cross point P, the microcomputer 44 temporarily stops outputting the switching signal ST and then outputs the switching signal ST 3 . Note that the times α to ε within a half cycle of the frequency f 1 may be set arbitrarily, but are set in advance as an example below.

スイッチング信号ＳＴ1の時間αは、電圧波形の位相角θに換算すると位相角θが０°〜３５°（１８０°〜２１５°）の間となっており、スイッチング信号ＳＴ2の時間βは、位相角θが３５°〜７０°（２１５°〜２５０°）の間としている。また、スイッチング信号ＳＴ3の時間γは、位相角θが１５０°〜１８０°付近（３３０°〜０°付近）までとしており、電圧波形の位相角θが１８０°に達する前（例えばθ＝１７５°）に停止するようにしている。 When the time α of the switching signal ST 1 is converted into the phase angle θ of the voltage waveform, the phase angle θ is between 0 ° to 35 ° (180 ° to 215 °), and the time β of the switching signal ST 2 is The phase angle θ is between 35 ° and 70 ° (215 ° to 250 °). Further, the time γ of the switching signal ST 3 is set so that the phase angle θ is in the vicinity of 150 ° to 180 ° (near 330 ° to 0 °), and before the phase angle θ of the voltage waveform reaches 180 ° (for example, θ = 175). °) to stop.

マイコン４４は、少なくとも１５ｋHz以上の可聴領域外の周波数ｆを周期とした所定のデューティ比のスイッチング信号ＳＴ（ＳＴ1、ＳＴ2、ＳＴ3）を出力する。なお、本実施の形態では、一例として、この周波数ｆを１７ｋHzとしている。 The microcomputer 44 outputs a switching signal ST (ST 1 , ST 2 , ST 3 ) having a predetermined duty ratio with a frequency f outside the audible region of at least 15 kHz as a cycle. In the present embodiment, as an example, the frequency f is 17 kHz.

また、スイッチング信号ＳＴ1とスイッチング信号ＳＴ3のデューティ比は、３０％を基準とし、スイッチング信号ＳＴ2のデューティ比は、６０％を基準としている。
また、マイコン４４には、電源装置４２から出力される出力電圧Ｖoを検出する出力電圧検出回路９０が接続されている。マイコン４４は、この出力電圧検出回路９０によって検出する出力電圧Ｖoに基づいてスイッチング信号ＳＴ2のデューティ比を変化させるようになっている。 Further, the duty ratio of the switching signal ST 1 and the switching signal ST 3 is based on 30%, and the duty ratio of the switching signal ST 2 is based on 60%.
The microcomputer 44 is connected to an output voltage detection circuit 90 that detects an output voltage Vo output from the power supply device 42. The microcomputer 44 changes the duty ratio of the switching signal ST 2 based on the output voltage Vo detected by the output voltage detection circuit 90.

電源装置４２では、スイッチング信号ＳＴ2が６０％のデューティ比となることにより、出力電圧Ｖoが、例えば２８０Ｖ（基準電圧Ｖs＝２８０Ｖ）となるように設定されている。マイコン４４は、出力電圧Ｖoが基準電圧Ｖsより下がると、出力電圧Ｖoが上昇するように、スイッチング信号ＳＴ２のデューティ比を高くし、出力電圧Ｖoが基準電圧Ｖsより高くなるとスイッチング信号ＳＴ2のデューティ比を下げるようにしている。 In the power supply device 42, by the switching signal ST 2 of 60% duty ratio, the output voltage Vo is set to for example a 280 V (reference voltage Vs = 280 V). The microcomputer 44, when the output voltage Vo falls below the reference voltage Vs, the output voltage as Vo rises, increasing the duty ratio of the switching signal ST2, the output voltage Vo when becomes higher than the reference voltage Vs duty of the switching signal ST 2 The ratio is lowered.

すなわち、マイコン４４は、出力電圧Ｖoを昇圧するときにスイッチング信号ＳＴ2を出力するようになっている。なお、マイコン４４は、電源電流検出回路８６によって検出する入力電流Ｉiに基づいてスイッチング信号ＳＴ1、ＳＴ3のデューティ比を変化させようにしている。 That is, the microcomputer 44, and outputs a switching signal ST 2 when boosting the output voltage Vo. The microcomputer 44 changes the duty ratio of the switching signals ST 1 and ST 3 based on the input current I i detected by the power source current detection circuit 86.

〔第１実施例〕
以下に本実施の形態に係る第１実施例を説明する。この第１実施例では、室外ユニット１４が接続される交流電源５０として単相１００Ｖを用いており、これにより電源装置４２では、スイッチ７０が閉じられて倍電圧両波整流を行うようになっている。また、第１の実施の形態では、スイッチング信号ＳＴ1、ＳＴ3を出力し、スイッチング信号ＳＴ2の出力を停止するようにしている。すなわち、電源装置４２の出力電圧Ｖoを昇圧せずに出力するようにしている。 [First embodiment]
A first example according to the present embodiment will be described below. In the first embodiment, a single-phase 100 V is used as the AC power supply 50 to which the outdoor unit 14 is connected. As a result, the power supply device 42 closes the switch 70 and performs double voltage double wave rectification. Yes. In the first embodiment, the switching signals ST 1 and ST 3 are output, and the output of the switching signal ST 2 is stopped. That is, the output voltage Vo of the power supply device 42 is output without being boosted.

エアコン１０は、図示しないリモコンスイッチの操作によって、運転モード、設定温度等の運転条件が設定され、運転／停止ボタンの操作によって運転開始が指示されてると、室内ユニット１２に設けている図示しないマイコンが、設定された運転条件に応じて室内を空調するために必要な空調能力を演算し、この演算結果に基づいてコンプレッサモータ４０の回転数を設定する。この後、室内ユニット１２に設けているマイコンは、設定した回転数でコンプレッサモータ４０を駆動するように、室外ユニット１４に設けているマイコン４４に指示する。
マイコン４４は、室内ユニット１２のマイコンによって指示されたコンプレッサ２６の回転数が得られるように電源装置４２及びインバータ回路５２を制御しながらコンプレッサモータ４０を回転駆動する。これにより、エアコン１０では、コンプレッサ２６で圧縮された冷媒が冷凍サイクル中を循環され、室内ユニット１２に設けている熱交換器１８を通過する空気を温調する。この室内ユニット１２の熱交換器１８を通過することにより温調された空気が、室内ユニット１２から吹出されることにより、室内の空調が図られる。 The air conditioner 10 has a microcomputer (not shown) provided in the indoor unit 12 when an operation condition such as an operation mode and a set temperature is set by operating a remote control switch (not shown) and the start of operation is instructed by operating the operation / stop button. However, the air conditioning capacity necessary for air conditioning the room is calculated according to the set operating conditions, and the rotation speed of the compressor motor 40 is set based on the calculation result. Thereafter, the microcomputer provided in the indoor unit 12 instructs the microcomputer 44 provided in the outdoor unit 14 to drive the compressor motor 40 at the set rotation speed.
The microcomputer 44 rotationally drives the compressor motor 40 while controlling the power supply device 42 and the inverter circuit 52 so that the rotation speed of the compressor 26 instructed by the microcomputer of the indoor unit 12 is obtained. Thereby, in the air conditioner 10, the refrigerant compressed by the compressor 26 is circulated in the refrigeration cycle, and the temperature of the air passing through the heat exchanger 18 provided in the indoor unit 12 is adjusted. Air that has been temperature-controlled by passing through the heat exchanger 18 of the indoor unit 12 is blown out of the indoor unit 12, thereby air conditioning the room.

ところで、室外ユニット１４に設けられているマイコン４４は、電源装置４２に設けているスイッチング回路７６のスイッチングＴr７８を制御することにより、入力電流Ｉiの位相を入力電圧Ｖiの位相に合わせるようにしている。すなわち、電源装置４２は、マイコン４４によってスイッチング回路７６のスイッチングＴr７８を制御することにより力率改善を図っている。   By the way, the microcomputer 44 provided in the outdoor unit 14 controls the switching Tr 78 of the switching circuit 76 provided in the power supply device 42 so that the phase of the input current Ii matches the phase of the input voltage Vi. . In other words, the power supply device 42 improves power factor by controlling the switching Tr 78 of the switching circuit 76 by the microcomputer 44.

第１実施例では、図４及び図５を参照しながら、スイッチング信号ＳＴ1、ＳＴ3による力率改善について説明する。なお、図４及び図５では、交流電源５０の周波数ｆ1を６０Hzとし、負荷（インバータ回路５２及びコンプレッサモータ）を２ｋｗとしたシュミレーション結果を示している。図４は、入力電圧Ｖi（電源電圧）と入力電圧Viに対するスイッチング信号ＳＴ1、ＳＴ3及び入力電流Ｉiの変化を示しており、図５は、コンデンサ６４、６６、６６のそれぞれに印加される電圧Ｖ1、Ｖ2、Ｖ3を示しており、電圧Ｖ3がコンデンサ６８によって平滑化されることにより出力電圧Ｖoが得られる。 In the first embodiment, the power factor improvement by the switching signals ST 1 and ST 3 will be described with reference to FIGS. 4 and 5. FIG. 4 and 5 show simulation results in which the frequency f 1 of the AC power supply 50 is 60 Hz and the load (inverter circuit 52 and compressor motor) is 2 kW. FIG. 4 shows changes in the switching signals ST 1 and ST 3 and the input current Ii with respect to the input voltage Vi (power supply voltage) and the input voltage Vi, and FIG. 5 is applied to each of the capacitors 64, 66 and 66. Voltages V 1 , V 2 , and V 3 are shown, and the output voltage Vo is obtained by smoothing the voltage V 3 by the capacitor 68.

電源装置４２を制御するマイコン４４は、交流電源５０から整流回路５６に入力される入力電圧Ｖiの電圧波形のゼロクロス点Pを検出すると、スイッチング信号ＳＴ1を出力する。このスイッチング信号ＳＴ1は、予め設定されているデューティ比（一例として３０％）でオン／オフされる。
電源装置４２では、スイッチングＴr７８が、電圧波形のゼロクロス点Ｐからスイッチング信号ＳＴ1に基づいてオン／オフされることにより、このスイッチング信号ＳＴ1のオン／オフに応じて入力電流Ｉiが流れる。 Microcomputer 44 for controlling the power supply unit 42 detects a zero-cross point P of the voltage waveform of the input voltage Vi supplied from the AC power source 50 to the rectifier circuit 56, and outputs a switching signal ST 1. This switching signal ST 1 is turned on / off at a preset duty ratio (30% as an example).
In the power supply device 42, the switching Tr 78 is turned on / off based on the switching signal ST 1 from the zero-cross point P of the voltage waveform, so that the input current I i flows according to the on / off of the switching signal ST 1 .

これにより、図４に示されるように、電圧波形のゼロクロス点Ｐから入力電流Ｉiが流れはじめ、入力電圧Ｖiの位相に対して入力電流Ｉiの位相が遅れていると、入力電流Ｉiの位相が入力電圧Ｖiの位相と一致するように進められる。   As a result, as shown in FIG. 4, when the input current Ii begins to flow from the zero crossing point P of the voltage waveform and the phase of the input current Ii is delayed with respect to the phase of the input voltage Vi, the phase of the input current Ii is The process proceeds to match the phase of the input voltage Vi.

一方、マイコン４４は、電圧波形が次のゼロクロス点Ｐ（図３のゼロクロス点Ｐ1）に近づくとスイッチング信号ＳＴ3の出力を開始する。このスイッチング信号ＳＴ3は、電圧波形の位相角θが１５０°となると出力され、位相角θが次のゼロクロス点Ｐ1である１８０°の近傍（例えばθ＝１７５°）に達すると停止される。この後、位相角θが次のゼロクロス点Ｐ1（位相角θ＝１８０°）に達すると、新たにスイッチング信号ＳＴ1の出力が開始される。 On the other hand, the microcomputer 44 starts outputting the switching signal ST 3 when the voltage waveform approaches the next zero cross point P (zero cross point P 1 in FIG. 3). The switching signal ST 3 is output when the phase angle θ of the voltage waveform reaches 150 °, and is stopped when the phase angle θ reaches the vicinity of 180 ° (for example, θ = 175 °) which is the next zero cross point P 1. . Thereafter, when the phase angle θ reaches the next zero cross point P 1 (phase angle θ = 180 °), the output of the switching signal ST 1 is newly started.

図４に示されるように、入力電流Ｉiは、入力電圧Ｖiの電圧波形の位相が切り換わる直前で減少した後、電圧波形の位相が切り換わるのに合わせて増加する。このように、スイッチング信号ＳＴ1に加えてスイッチング信号ＳＴ3を用いることにより、入力電流Ｉiの位相を入力電圧Ｖiの位相に合わせて滑らかに変化させることができる。
特に１００Ｖ電源を用いた倍電圧整流では、入力電流Ｉiの位相が変わるときに極性も変わるため、スイッチング信号ＳＴ1のみだと、ゼロクロス点Ｐでスイッチング信号ＳＴ1によって電流値が大きく変化することがあり、このために、入力電流Ｉiに高調波成分が生じることになる。 As shown in FIG. 4, the input current Ii decreases immediately before the phase of the voltage waveform of the input voltage Vi switches, and then increases as the phase of the voltage waveform switches. Thus, by using the switching signal ST 3 in addition to the switching signal ST 1 , the phase of the input current I i can be smoothly changed in accordance with the phase of the input voltage Vi.
Particularly in the double voltage rectifier with 100V power, the polarity also changes when the phase of the input current Ii varies, the I only the switching signals ST 1, is the current value by the switching signal ST 1 at the zero-cross point P is greatly changed For this reason, harmonic components are generated in the input current Ii.

これに対して、スイッチング信号ＳＴ3によってゼロクロス点Ｐの近傍で、予め電流値を減少させることができるため、ゼロクロス点Ｐの近傍での電流波形を滑らかにすることができ、入力電流Ｉiの高調波成分の低減が可能となる。 On the other hand, since the current value can be reduced in the vicinity of the zero cross point P in advance by the switching signal ST 3 , the current waveform in the vicinity of the zero cross point P can be smoothed, and the harmonics of the input current I i can be obtained. Wave components can be reduced.

図５に示されるように、電源装置４２では、コンデンサ６４、６６のそれぞれに電圧Ｖ1、V2が印加され、コンデンサ６８に倍電圧両波整流された電圧Ｖ3が印加される。
このように、電源装置４２では、簡単なスイッチング回路７６を設けた構成で、電圧波形のゼロクロス点Ｐを挟むようにスイッチング信号ＳＴ1、ＳＴ3を出力することにより、スイッチング信号ＳＴ1のみで力率改善を図る場合と比較し、入力電流Ｉiの位相の切り換わりを円滑にすることができると共に、より力率を高くすることができる（例えば力率が０．９７以上）。 As shown in FIG. 5, in the power supply device 42, the voltages V 1 and V 2 are applied to the capacitors 64 and 66, respectively, and the voltage V 3 subjected to double voltage rectification is applied to the capacitor 68.
Thus, in the power supply device 42, in providing a simple switching circuit 76 constituted by outputting a switching signal ST 1, ST 3 so as to sandwich the zero-cross point P of the voltage waveforms, the force only in the switching signal ST 1 Compared with the case of improving the rate, the phase of the input current Ii can be switched smoothly, and the power factor can be further increased (for example, the power factor is 0.97 or more).

また、スイッチング信号ＳＴ1、ＳＴ3は、入力電流Ｉiが少ないときに入力電流Ｉiを増加させるようにしているため、スイッチングＴr７８のオン／オフによってリアクトル６０に流れる電流（入力電流Ｉi）も少ないので、リアクトル６０で大きな損失を生じさせることがない。また、スイッチング信号ＳＴは、可聴領域外の周波数ｆでスイッチングＴr７８をスイッチングさせるため、スイッチングによりリアクトル６０に電流の変化が生じても、電磁音等の異音を感じさせることがない。すなわち、実質的にリアクトル６０を無騒音状態とすることができる。
これにより、リアクトル６０の騒音を防止するために、フェライト、アモルファス等の高価な材質を用いる必用がなく安価なケイ素鋼鈑等の汎用材を用いることができ、低コストでの力率改善と高調波抑制が可能となる。 Further, since the switching signals ST 1 and ST 3 increase the input current Ii when the input current Ii is small, the current (input current Ii) flowing through the reactor 60 due to the on / off of the switching Tr 78 is also small. The reactor 60 does not cause a large loss. Further, since the switching signal ST switches the switching Tr 78 at a frequency f outside the audible range, even if a change in current occurs in the reactor 60 due to switching, no abnormal sound such as electromagnetic sound is felt. That is, the reactor 60 can be made substantially noiseless.
Thereby, in order to prevent the noise of the reactor 60, it is not necessary to use an expensive material such as ferrite and amorphous, and an inexpensive general-purpose material such as a silicon steel plate can be used. Wave suppression is possible.

一方、スイッチング信号ＳＴ1、ＳＴ３のデューティ比は、負荷の大きさ、すなわち入力電流Ｉiの電流値（又は入力電力）によって変化させることが好ましい。
すなわち、スイッチング信号ＳＴ1、ＳＴ3のデューティ比が高いと入力電流Ｉiの変化も大きくなる。このため、負荷が小さく電流値も小さいときには、スイッチング信号ＳＴ1、ＳＴ3によって必要以上に入力電流Ｉiを変化させてしまうことになり、高調波成分を増加させてしまう恐れがある。 On the other hand, the duty ratios of the switching signals ST 1 and ST 3 are preferably changed according to the magnitude of the load, that is, the current value (or input power) of the input current Ii.
That is, when the duty ratio of the switching signals ST 1 and ST 3 is high, the change in the input current Ii also increases. For this reason, when the load is small and the current value is small, the input current Ii is changed more than necessary by the switching signals ST 1 and ST 3 , which may increase the harmonic component.

このため、負荷又は入力電流の電流値又は入力電力に応じてスイッチング信号ＳＴ1、ＳＴ3のデューティ比を調整することにより、力率向上共により適切な高調波抑制が可能となる。なお、スイッチング信号ＳＴ１、ＳＴ２の時間α、γも入力電流Ｉiの電流値又は入力電力に基づいて変化させるようにしてもよく、より好ましい。 For this reason, by adjusting the duty ratios of the switching signals ST 1 and ST 3 according to the current value or input power of the load or input current, it is possible to suppress harmonics more appropriately for both power factor improvement. Note that the times α and γ of the switching signals ST1 and ST2 may be changed based on the current value or input power of the input current Ii, and more preferably.

〔第２実施例〕
以下に、本実施の形態に係る第２実施例を図６及び図７を参照しながら説明する。
第２実施例では、マイコン４４が、スイッチング信号ＳＴとして、スイッチング信号ＳＴ1に引き続いて、時間βでスイッチング信号ＳＴ2を出力する。電源装置４２では、スイッチング信号ＳＴ2によってスイッチングＴr７８がオン／オフされることにより、出力電圧Ｖoが増加する。すなわち、電源装置４２では、スイッチング回路７６が昇圧回路の機能も果たしている。 [Second Embodiment]
A second example according to the present embodiment will be described below with reference to FIGS.
In the second embodiment, the microcomputer 44 outputs the switching signal ST 2 at time β following the switching signal ST 1 as the switching signal ST. In the power supply device 42, by switching Tr78 is turned on / off by the switching signal ST 2, the output voltage Vo increases. That is, in the power supply device 42, the switching circuit 76 also functions as a booster circuit.

このスイッチング信号ＳＴ2のデューティ比は、例えば、出力電圧Ｖoが２８０Ｖとなるように６０％を基準にしている。マイコン４４は、このときの出力電圧Ｖoを基準電圧Ｖsとして、出力電圧Ｖoが基準電圧Ｖsとなるようにデューティ比を変化させる。
マイコン４４は、ゼロクロス点Ｐを検出すると、所定のデューティ比でスイッチング信号ＳＴ1を出力させた後、引き続いてスイッチング信号ＳＴ2を出力する。このとき、マイコン４４は、出力電圧検出回路９０によって検出した出力電圧Ｖoと基準電圧Ｖsを比較し、出力電圧Ｖoが基準電圧Ｖsより低い時には、スイッチング信号ＳＴ2のデューティ比を高く、出力電圧Ｖoが基準電圧Ｖsより高くなるとスイッチング信号ＳＴ2のデューティ比を下げる。 The duty ratio of the switching signal ST 2, for example, the output voltage Vo is referenced to 60% so that 280 V. The microcomputer 44 uses the output voltage Vo at this time as the reference voltage Vs, and changes the duty ratio so that the output voltage Vo becomes the reference voltage Vs.
When the microcomputer 44 detects the zero-cross point P, it outputs the switching signal ST 1 with a predetermined duty ratio, and subsequently outputs the switching signal ST 2 . At this time, the microcomputer 44 compares the output voltage Vo and the reference voltage Vs detected by the output voltage detection circuit 90, when the output voltage Vo is lower than the reference voltage Vs is higher the duty ratio of the switching signal ST 2, the output voltage Vo There lowering the duty ratio of the switching signal ST 2 becomes higher than the reference voltage Vs.

これにより、出力電圧Ｖoが基準電圧Vsより低い時には、出力電圧Ｖoが上昇し、出力電圧Ｖoが基準電圧Ｖsより高い時には、出力電圧Ｖoが下げられ、出力電圧Ｖoが略一定となってインバータ回路５２へ供給される。また、スイッチング信号ＳＴ2によって出力電圧Ｖoを変化させることができるため、スイッチング信号ＳＴ2によってコンプレッサ２６のＰＡＭ制御が可能となる。 As a result, when the output voltage Vo is lower than the reference voltage Vs, the output voltage Vo increases, and when the output voltage Vo is higher than the reference voltage Vs, the output voltage Vo is lowered and the output voltage Vo becomes substantially constant, so that the inverter circuit. 52. Moreover, since it is possible to vary the output voltage Vo by the switching signal ST 2, it is possible to PAM control of the compressor 26 by the switching signal ST 2.

また、マイコン４４は、出力電圧Ｖoが、予め設定している上限値に達するとスイッチング信号ＳＴ２のデューティ比を「０」にする。これにより、スイッチング信号ＳＴ２が停止して、電源装置４２での出力電圧Ｖoの昇圧が停止する。
これにより、例えば、出力電圧Ｖoの上限値をコンデンサ６４〜６８やインバータ回路５２に設けているスイッチング素子の耐圧に基づいて設定すれば、コンデンサ６４〜６８やインバータ回路５２の高電圧に対する保護が可能となる。 Further, the microcomputer 44 sets the duty ratio of the switching signal ST2 to “0” when the output voltage Vo reaches a preset upper limit value. As a result, the switching signal ST2 is stopped, and the boosting of the output voltage Vo in the power supply device 42 is stopped.
Thereby, for example, if the upper limit value of the output voltage Vo is set based on the breakdown voltage of the switching elements provided in the capacitors 64 to 68 and the inverter circuit 52, the capacitors 64 to 68 and the inverter circuit 52 can be protected from the high voltage. It becomes.

一方、スイッチング信号ＳＴ1に引き続いてスイッチング信号ＳＴ2を出力して、スイッチングＴr７８をオン／オフすることにより、このスイッチング信号ＳＴ2のオン／オフに応じて入力電流Ｉiも増加する。
これにより、図６に示されるように、スイッチング信号ＳＴ1を停止した直後の入力電流Ｉiの落ち込みを防止でき、入力電流Ｉiの波形整形が可能となる。 On the other hand, it outputs a switching signal ST 2 subsequent to the switching signal ST 1, by turning on / off the switching Tr78, the input current Ii is also increased in accordance with on / off of the switching signal ST 2.
Thus, as shown in FIG. 6, it is possible to prevent a drop of the input current Ii immediately after stopping the switching signals ST 1, it is possible to waveform shaping of input current Ii.

入力電流Ｉiは、高調波成分が増加することにより波形が崩れる。これに対して、入力電流Ｉiの波形を整形して滑らかにすることにより高調波成分が除去されることになる。すなわち、電源装置４２では、スイッチング信号ＳＴ2によってスイッチングＴr７８を所定のデューティ比でスイッチングすることにより、入力電流Ｉiに高調波成分が含まれてしまうのを抑えることができる。 The waveform of the input current Ii collapses as the harmonic component increases. On the other hand, the harmonic component is removed by shaping and smoothing the waveform of the input current Ii. That is, in the power supply device 42, by switching the switching Tr78 at a predetermined duty ratio by the switching signal ST 2, it is possible to suppress the thus contains harmonic components in the input current Ii.

一方、図７に示されるように、スイッチング信号ＳＴ2によってスイッチングＴr７８をスイッチングすることにより、スイッチングＴr７８をオフしたとき（図５参照）よりもコンデンサ６４、６６に印加される電圧Ｖ1、Ｖ2の振幅の変化も大きくなる。これにより、電圧Ｖ3と共に出力電圧Ｖoも高くなり、電源装置４２から出力される出力電圧Ｖoが昇圧される。
したがって、基準電圧Ｖsと出力電圧Ｖoに基づいてスイッチング信号ＳＴ2のデューティ比を変化させることにより、出力電圧Ｖoを基準電圧Vsとなるように制御できる。また、例えば室内ユニット１２から要求されるコンプレッサモータ４０の回転数に応じて基準電圧Ｖsを変化させるか、スイッチング信号ＳＴ2のデューティ比を変化させることにより、コンプレッサモータ４０、すなわち、コンプレッサ２６のＰＡＭ制御が可能となる。 On the other hand, as shown in FIG. 7, by switching the switching Tr 78 with the switching signal ST 2 , the voltages V 1 and V 2 applied to the capacitors 64 and 66 than when the switching Tr 78 is turned off (see FIG. 5). The change in the amplitude also increases. As a result, the output voltage Vo increases with the voltage V 3 , and the output voltage Vo output from the power supply device 42 is boosted.
Therefore, by changing the duty ratio of the switching signal ST 2 based on the reference voltage Vs and the output voltage Vo, the output voltage Vo can be controlled so that the reference voltage Vs. Further, for example, or changing the reference voltage Vs in accordance with the rotational speed of the compressor motor 40 required by the indoor unit 12, by changing the duty ratio of the switching signal ST 2, the compressor motor 40, i.e., PAM compressor 26 Control becomes possible.

なお、第１及び第２実施例では、周波数ｆ1の１サイクル中で二度づつ出力するスイッチング信号ＳＴ1、ＳＴ2、ＳＴ3のデューティ比を同じにして説明したが、最初の半サイクルと次の半サイクルでデューティ比を変えるようにしても良い。これにより、入力電流Ｉiの波形をより一層良化することができると共に、コンデンサ６４、６６の保護が可能となる。
すなわち、倍電圧両波整流を行う場合、コンデンサ６４、６６は、容量の等しいものを用いることが好ましいが、同一規格のものを用いても５％〜１０％程度の容量が生じていることがある。これにより正相と負相で蓄積容量が変わり、電圧値や電流値も変化するために、コンデンサ６４、６６に負担がかかると共に相によって入力電流Ｉi（例えばピーク値）も変わってしまう。 In the first and second embodiments, the switching signals ST 1 , ST 2 , and ST 3 that are output twice in one cycle of the frequency f 1 have been described with the same duty ratio. The duty ratio may be changed in the next half cycle. As a result, the waveform of the input current Ii can be further improved, and the capacitors 64 and 66 can be protected.
That is, when performing double voltage double wave rectification, it is preferable to use capacitors 64 and 66 having the same capacity, but even when the same standard is used, a capacity of about 5% to 10% is generated. is there. As a result, the storage capacity changes between the positive phase and the negative phase, and the voltage value and the current value also change, so that a load is applied to the capacitors 64 and 66 and the input current Ii (for example, the peak value) also changes depending on the phase.

このとき、例えばスイッチング信号ＳＴ１、ＳＴ３のデューティ比を変えたり、スイッチング信号ＳＴ２のデューティ比を変えることにより、コンデンサ６４、６６に容量の差が生じていても、蓄積電力を同じにすることができる。これにより、コンデンサ６４、６６の保護が可能となると共に、相毎に電圧や電流が変わるのを防止することができ、入力電流Ｉiの波形は勿論ピーク値も略同じにすることができる。   At this time, for example, by changing the duty ratio of the switching signals ST1 and ST3 or changing the duty ratio of the switching signal ST2, the accumulated power can be made the same even if there is a difference in capacitance between the capacitors 64 and 66. . As a result, the capacitors 64 and 66 can be protected, the voltage and current can be prevented from changing for each phase, and the waveform of the input current Ii can of course have substantially the same peak value.

〔第３実施例〕
以下に、本実施の形態の第３実施例を説明する。なお、前記した第１及び第２実施例では、交流電源５０として単相１００Ｖを室外ユニット１４の電源装置４２へ供給するものとして説明したが、第３実施例では、交流電源５０として単相２００Ｖを用いている。これにより、電源装置４２のスイッチ７０が開放され、電源装置４２では両波整流を行う。このとき、整流回路４６と平滑回路４８の間に設けているダイオード７２、７４を省略することができ、また、コンデンサ６４、６６、６８も一つにすることができる。
したがって、図８に示されるように、、第３実施例では、コンデンサ９２によって構成される平滑回路９４、スイッチング回路７６及び整流回路５６によって構成される電源装置９６として説明する。 [Third embodiment]
The third example of the present embodiment will be described below. In the first and second embodiments described above, the single-phase 100 V is supplied as the AC power supply 50 to the power supply 42 of the outdoor unit 14. However, in the third embodiment, the single-phase 200 V is used as the AC power supply 50. Is used. Thereby, the switch 70 of the power supply device 42 is opened, and the power supply device 42 performs both-wave rectification. At this time, the diodes 72 and 74 provided between the rectifier circuit 46 and the smoothing circuit 48 can be omitted, and the capacitors 64, 66, and 68 can be made one.
Therefore, as shown in FIG. 8, the third embodiment will be described as a power supply device 96 constituted by a smoothing circuit 94 constituted by a capacitor 92, a switching circuit 76 and a rectifier circuit 56.

図９乃至図１１には、電源装置９６を用いたシュミレーション結果を示している。なお、このシュミレーションでは、４ｋｗの負荷に電力を供給するものとしている。
マイコン４４は、入力電圧Ｖiのゼロクロス点Ｐを検出するとスイッチング信号ＳＴ1の出力を開始し、このスイッチング信号ＳＴ1に引き続いてスイッチング信号ＳＴ2を出力する。また、マイコン４４は、スイッチング信号ＳＴ2を停止すると、時間δだけ経過した後にスイッチング信号ＳＴ3を出力する。 9 to 11 show simulation results using the power supply device 96. FIG. In this simulation, power is supplied to a 4 kW load.
When the microcomputer 44 detects the zero-cross point P of the input voltage Vi, it starts outputting the switching signal ST 1 and outputs the switching signal ST 2 following the switching signal ST 1 . The microcomputer 44, when stopping the switching signal ST 2, and outputs a switching signal ST 3 after the lapse of time [delta].

これにより、スイッチングＴr７８は、スイッチング信号ＳＴ1、ＳＴ2でスイッチングされた後、スイッチング信号ＳＴ3でスイッチングされるのを繰り返す。
これにより、図９に示されるように、入力電流Ｉiの波形は、スイッチング信号ＳＴ1、ＳＴ2、ＳＴ3に応じて変化し、図１０（Ａ）及び図１０（Ｂ）に示されるように、入力電流Ｉiは、位相が入力電圧Ｖiの位相に合わせられ、かつ、正弦波に近い波形に整形される。 As a result, the switching Tr 78 is repeatedly switched by the switching signal ST 3 after being switched by the switching signals ST 1 and ST 2 .
As a result, as shown in FIG. 9, the waveform of the input current Ii changes according to the switching signals ST 1 , ST 2 , ST 3 , as shown in FIGS. 10 (A) and 10 (B). , The phase of the input current Ii is matched to the phase of the input voltage Vi and is shaped into a waveform close to a sine wave.

すなわち、電源装置９６では、電源装置４２と同様にスイッチング信号ＳＴ1に引き続いてスイッチング信号ＳＴ2を所定のデューティ比及び時間α、βで出力し、時間δの間、スイッチングを停止した後、スイッチング信号ＳＴ3を所定のデューティ比で出力し、このスイッチング信号ＳＴ3を次のゼロクロス点Ｐの手前で停止させることにより、位相が入力電圧Ｖiの位相に合わせられた入力電流Ｉiが得られる。したがって、電源装置９６においても、大幅な力率改善が図られる。このとき、リアクトル６０は、入力端子５８Ａと交流電源５０の間、もしくは出力端子６２Ａとスイッチング回路７６の間のどちらに接続しても良い。 That is, in the power supply device 96, power supply 42 and likewise subsequent to switching signals ST 1 switching signal ST 2 a predetermined duty ratio and time alpha, output in beta, during the time [delta], after stopping the switching, switching By outputting the signal ST 3 at a predetermined duty ratio and stopping the switching signal ST 3 before the next zero cross point P, an input current I i whose phase is matched to the phase of the input voltage Vi is obtained. Therefore, the power source device 96 can also achieve a significant power factor improvement. At this time, the reactor 60 may be connected between the input terminal 58 </ b> A and the AC power supply 50 or between the output terminal 62 </ b> A and the switching circuit 76.

一方、図１１には、入力電流Ｉiの周波数に対する電流値、すなわち、電源装置９６が発生する高調波電流値を示している。
電源装置９６によって得られる入力電流Ｉiには、入力電流Ｉiの基本波である周波数ｆ1に対して、3次高調波ｆ3、５次高調波ｆ5、７次高調波ｆ7、９次高調波ｆ9、１１次高調波ｆ11、１３次高調波ｆ13、１５次高調波ｆ15、１７次高調波ｆ17及び２１次高調波ｆ21が含まれており、特に、３次高調波ｆ3、７次高調波ｆ7及び９次高調波ｆ9が大きくなっている。 On the other hand, FIG. 11 shows a current value with respect to the frequency of the input current Ii, that is, a harmonic current value generated by the power supply device 96.
The input current Ii obtained by the power supply device 96 includes a third-order harmonic f 3 , a fifth-order harmonic f 5 , a seventh-order harmonic f 7 , and a ninth-order with respect to the frequency f 1 that is the fundamental wave of the input current Ii. Harmonic f 9 , 11th harmonic f 11 , 13th harmonic f 13 , 15th harmonic f 15 , 17th harmonic f 17 and 21st harmonic f 21 are included, especially the 3rd harmonic. The wave f 3 , the seventh harmonic f 7 and the ninth harmonic f 9 are increased.

２００Ｖを使用する電気機器の高調波電流発生限度値（例えばＩＥＣ規格）の最大許容高調波電流である最大許容高調波電流値は、３次高調波、７次高調波及び９次高調波がそれぞれ２．６４Ａ、０．８８Ａ、０．４６Ａとなっている。
これに対して、電源装置９６の発生する３次高調波ｆ3、７次高調波ｆ7及び９次高調波ｆ9の各高調波電流値は勿論、いずれの次数の高調波電流値も、２００Ｖを使用する電気機器の最大許容高調波電流値を越えるものではない。 The maximum allowable harmonic current value that is the maximum allowable harmonic current of the harmonic current generation limit value (for example, IEC standard) of electrical equipment using 200 V is the third harmonic, the seventh harmonic, and the ninth harmonic, respectively. 2.64A, 0.88A, and 0.46A.
On the other hand, not only the harmonic current values of the third harmonic f 3 , the seventh harmonic f 7 and the ninth harmonic f 9 generated by the power supply device 96, but also the harmonic current values of any order, It does not exceed the maximum allowable harmonic current value of electrical equipment using 200V.

一般に２００Ｖの電力を使用する電気機器は、高調波電流発生限度値をクリアするのが困難とされ、高調波電流発生限度値をクリアするために、複雑な機構を用いているが、電源装置９６では、スイッチングＴr７８を入力電圧Ｖiのゼロクロス点を基準にしたスイッチング信号ＳＴ1、ＳＴ2、ＳＴ3によってスイッチングする簡単な構成で、２００Ｖを使用する電気機器の高調波電流発生限度値を確実にクリアすることができている。 In general, it is difficult to clear the harmonic current generation limit value in an electric device using 200V electric power, and a complicated mechanism is used to clear the harmonic current generation limit value. Now, with a simple configuration that switches the switching Tr 78 with the switching signals ST 1 , ST 2 , ST 3 based on the zero crossing point of the input voltage Vi, the harmonic current generation limit value of the electric equipment using 200 V is surely cleared. Have been able to.

なお、以上の説明は、本発明の構成を限定するものではなく、本発明は、種々の構成を適用することができる。   The above description does not limit the configuration of the present invention, and various configurations can be applied to the present invention.

例えば、本実施の形態では、スイッチング素子としてスイッチングＴｒ７８を設けたが、スイッチング素子としては、ＩＧＢＴ、ＭＯＳＦＥＴ等の種々のスイッチング素子を用いることができる。   For example, in the present embodiment, the switching Tr 78 is provided as a switching element, but various switching elements such as IGBT and MOSFET can be used as the switching element.

また、本実施の形態では、エアコン１０の室外ユニット１４に設けた電源装置４２、９６を例に説明したが、本発明は、エアコン１０等の空気調和機に限らず、種々の電気機器に設けられて、交流電力を所定の一定電圧の直流電力または任意の電圧に昇圧した直流電力を得るための電源装置に適用が可能である。   Further, in the present embodiment, the power supply devices 42 and 96 provided in the outdoor unit 14 of the air conditioner 10 have been described as an example. However, the present invention is not limited to the air conditioner such as the air conditioner 10 and is provided in various electric devices. Thus, the present invention can be applied to a power supply device for obtaining a DC power obtained by boosting an AC power to a predetermined constant voltage or an arbitrary voltage.

本実施の形態に適用した電源装置の概略を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the outline of the power supply device applied to this Embodiment. 本実施の形態の電源装置を適用したエアコンの冷凍サイクルを示す概略図である。It is the schematic which shows the refrigerating cycle of the air-conditioner to which the power supply device of this Embodiment is applied. 本発明に係る入力電圧の電圧波形に対するスイッチング信号の出力期間を示す線図である。It is a diagram which shows the output period of the switching signal with respect to the voltage waveform of the input voltage which concerns on this invention. 第１実施例での入力電圧の電圧波形に対するスイッチング信号と入力電流の電流波形の概略を示す線図である。It is a diagram which shows the outline of the switching signal with respect to the voltage waveform of the input voltage in 1st Example, and the current waveform of input current. 第１実施例でのコンデンサに印加される電圧波形の概略を示す線図である。It is a diagram which shows the outline of the voltage waveform applied to the capacitor | condenser in 1st Example. 第２実施例での入力電圧の電圧波形に対するスイッチング信号と入力電流の電流波形の概略を示す線図である。It is a diagram which shows the outline of the switching signal with respect to the voltage waveform of the input voltage in 2nd Example, and the current waveform of input current. 第２実施例でのコンデンサに印加される電圧波形の概略を示す線図である。It is a diagram which shows the outline of the voltage waveform applied to the capacitor | condenser in 2nd Example. 第３実施例に係る電源装置の概略を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the outline of the power supply device which concerns on 3rd Example. 第３実施例に係るスイッチング信号に対する入力電流の電流波形の概略を示す線図である。It is a diagram which shows the outline of the current waveform of the input current with respect to the switching signal which concerns on 3rd Example. （Ａ）は第３実施例での入力電流の電流波形を示す線図、（Ｂ）は入力電圧と出力電圧を示す線図である。(A) is a diagram showing a current waveform of an input current in the third embodiment, and (B) is a diagram showing an input voltage and an output voltage. 第３実施例であられる入力電流中の高調波成分を示す線図である。It is a diagram which shows the harmonic component in the input current which is a 3rd Example.

符号の説明Explanation of symbols

１０ エアコン
４０ コンプレッサモータ
４２、９６ 電源装置
４４ マイコン（制御手段）
４６ 整流回路
４８、９４ 平滑回路
５０ 交流電源
５２ インバータ回路
６０ リアクトル
７６ スイッチング回路
７８ スイッチングＴr（スイッチング素子）
８４ 電源電圧検出回路（入力電力手段）
８６ 電源電流検出回路入力電力手段
９０ 出力電圧検出回路（出力電力検出手段）
α 時間（第１のスイッチング期間）
β 時間（第３のスイッチング期間）
γ 時間（第２のスイッチング期間） DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 Air conditioner 40 Compressor motor 42, 96 Power supply device 44 Microcomputer (control means)
46 Rectifier circuit 48, 94 Smoothing circuit 50 AC power supply 52 Inverter circuit 60 Reactor 76 Switching circuit 78 Switching Tr (switching element)
84 Power supply voltage detection circuit (input power means)
86 Power supply current detection circuit input power means 90 Output voltage detection circuit (output power detection means)
α time (first switching period)
β time (third switching period)
γ time (second switching period)

Claims (7)

入力される交流電力を直流電力に変換して負荷へ供給する電源装置であって、
前記交流電力を整流する整流回路と、
前記整流手段からの出力を平滑化して直流電力を出力する平滑回路と、
前記整流回路の出力端子の間に接続されて入力されるスイッチング信号のオン／オフに基づいて開閉されるスイッチング素子と、
前記整流回路に入力される入力電圧ないし入力電力を検出する入力電力検出手段と、
少なくとも前記平滑回路の出力電圧を検出する出力電力検出手段と、
前記入力電力検出手段ないし前記出力電力検出手段の検出結果に基づいたデューティ比で前記スイッチング素子をオン／オフする制御手段とを含むことを特徴とする電源装置。 A power supply device that converts input AC power into DC power and supplies it to a load,
A rectifier circuit for rectifying the AC power;
A smoothing circuit that smoothes the output from the rectifier and outputs DC power;
A switching element that is connected between output terminals of the rectifier circuit and is opened and closed based on on / off of a switching signal that is input;
Input power detection means for detecting input voltage or input power input to the rectifier circuit;
Output power detection means for detecting at least the output voltage of the smoothing circuit;
And a control means for turning on / off the switching element at a duty ratio based on a detection result of the input power detection means or the output power detection means. 前記制御手段が、前記入力電力検出手段によって検出した入力電圧値が正から負または負から正へと反転するゼロクロス点を基準にして前記スイッチング素子をオン／オフすることを特徴とする請求項１に記載の電源装置。 2. The control unit turns on / off the switching element with reference to a zero cross point at which an input voltage value detected by the input power detection unit reverses from positive to negative or from negative to positive. The power supply device described in 1. 前記制御手段が、入力電圧あるいは入力電力のゼロクロスを検出してからの半周期内でスイッチング素子をオン／オフする第１のスイッチング期間及び次のゼロクロス点に達する前にスイッチング素子をオン／オフする第２のスイッチング期間とを設定していることを特徴とする請求項２に記載の電源装置。 The control means turns on / off the switching element before reaching the first switching period and the next zero-crossing point in which the switching element is turned on / off within a half cycle after detecting the zero-cross of the input voltage or input power. The power supply device according to claim 2, wherein a second switching period is set. 前記第１及び第２のスイッチング期間のデューティ比を前記入力電力検出手段によって検出する入力電流に基づいて設定することを特徴とする請求項３に記載の電源装置。 4. The power supply device according to claim 3, wherein the duty ratio of the first and second switching periods is set based on an input current detected by the input power detection means. ゼロクロスを検出してからの半周期内でスイッチング素子をオン／オフする第１のスイッチング期間及び、前記第１のスイッチング期間に連続して前記スイッチング素子をオン／オフする第３のスイッチング期間を設定していることを特徴とする請求項１から請求項４の何れか１項に記載の電源装置。 A first switching period in which the switching element is turned on / off within a half cycle after the zero cross is detected, and a third switching period in which the switching element is turned on / off in succession to the first switching period are set. The power supply device according to any one of claims 1 to 4, wherein the power supply device is provided. 前記第３のスイッチング期間で前記スイッチング素子をオン／オフするデューティ比を前記出力電力検出手段によって検出する出力電圧に基づいて設定することを特徴とする請求項５に記載の電源装置。 6. The power supply device according to claim 5, wherein a duty ratio for turning on / off the switching element in the third switching period is set based on an output voltage detected by the output power detection means. 可聴領域外の周波数の信号により前記スイッチング素子をオン／オフすることを特徴とする請求項１から請求項６の何れか１項に記載の電源装置。 The power supply device according to any one of claims 1 to 6, wherein the switching element is turned on / off by a signal having a frequency outside the audible range.
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* Cited by examiner, † Cited by third party
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