JP2004015944A

JP2004015944A - Power unit

Info

Publication number: JP2004015944A
Application number: JP2002168352A
Authority: JP
Inventors: Yasuhiro Makino; 牧野　康弘; Keigo Onizuka; 鬼塚　圭吾; Isao Morita; 森田　功
Original assignee: Sanyo Electric Co Ltd; Sanyo Electric Air Conditioning Co Ltd
Current assignee: Sanyo Electric Co Ltd; Sanyo Electric Air Conditioning Co Ltd
Priority date: 2002-06-10
Filing date: 2002-06-10
Publication date: 2004-01-15

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a power unit which reduces higher harmonic currents by controlling the integrated value of input current values in the first half periods of half waves of input current waveform and the integrated value of input current values in the latter half periods so as to be roughly equal to each other. SOLUTION: The power unit is equipped with a rectifying circuit 58 for converting AC voltage inputted from an AC power source 52 into DC voltage, and a microcomputer 72 for controlling the input current waveform of this rectifying circuit 58, so as to be the approximate waveform corresponding to the input voltage waveform of the rectifying circuit 58. The microcomputer 72 controls the integrated value of the input current values in the first half periods of the half waves of the input current waveform, and the integrated value of the input current values in the later half periods so as to be roughly equal. COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電源から入力される交流電圧を直流電圧に変換する整流回路の入力電流波形が整流回路の入力電圧波形に対応する近似波形となるように制御する電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
冷凍サイクルによって冷暖房を行なう空気調和機では、冷暖房能力を調整するときに、圧縮機の運転周波数を変更するものがある。すなわち、空気調和機では、圧縮機の運転周波数を下げることにより冷暖房能力が下がり、圧縮機の運転周波数を高くすることにより冷暖房能力が高くなる。このような空気調和機では、インバータ制御によって圧縮機を駆動するモータの回転数を制御している。
【０００３】
このようなインバータ制御を行なう電源装置には、ＰＷＭ制御を行なうものに加えてＰＡＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：パルス振幅変調）制御を行なうものがある。ＰＡＭ制御では、交流電圧を整流回路によって直流電圧に変換した後、昇圧回路によって所望の電圧に変換するようになっている。この昇圧回路としてはチョッパ回路が一般的に用いられている。
【０００４】
昇圧回路（チョッパ回路）は、リアクトル素子とスイッチング素子及びダイオードとコンデンサを備え、スイッチング素子をオンしてリアクトル素子に蓄えたエネルギーを、スイッチング素子をオフすることによってコンデンサを充電する。これにより、コンデンサには、入力電圧とリアクトル素子に蓄えられたエネルギーに応じた電圧とが発生する。
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上述の電源装置では、整流回路で交流電圧を直流電圧に変換し、コンデンサで平滑して負荷に電力を供給していることから、整流回路の入力電流は電圧波形のピーク付近に流れるパルス状電流波形となるので、入力電流の基本波である周波数に対して、特に、３次高調波、５次高調波等の奇数高調波電流が発生するという問題がある。この高調波の発生が、電源ラインに接続された他の機器や配電設備等に悪影響を及ぼす恐れがあるという問題がある。
【０００６】
本発明の目的は、上述の事情を考慮してなされたものであり、高調波電流の低減を図る電源装置を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
請求項１に記載の発明は、電源から入力される交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、この整流回路の入力電流波形が前記整流回路の入力電圧波形に対応する近似波形となるように制御する制御手段とを備えた電源装置において、前記制御手段は、前記入力電流波形の半波の前半期間の入力電流値の積算値と、後半期間の入力電流値の積算値とが略等しくなるように制御することを特徴とするものである。
【０００８】
請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の発明において、前記整流回路の入力側及び／又は出力側に配置されるリアクトルと、前記整流回路の出力側に配置され、前記リアクトルに対するエネルギーの蓄積及び放出を制御するスイッチング手段とを備え、前記制御手段は、前記入力電流波形の半波の前半期間の入力電流値の積算値と、後半期間の入力電流値の積算値とが略等しくなるように、前記スイッチング手段のオン／オフのデューティ比を調整することを特徴とするものである。
【０００９】
請求項３に記載の発明は、請求項２に記載の発明において、前記制御手段は、前記入力電圧のゼロクロス点を検出してから半周期内に前記スイッチング手段をオン／オフする複数のスイッチング期間を設定し、各スイッチング期間で前記スイッチング手段のオン／オフのデューティ比を調整することを特徴とするものである。
【００１０】
請求項４に記載の発明は、請求項２又は３に記載の発明において、前記制御手段は、前記スイッチング手段のスイッチング周波数を可聴領域外の周波数としたこと特徴とするものである。
【００１１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の一実施の形態を、図面に基づき説明する。
【００１２】
図１は、本発明に係る電源装置の一実施の形態を示すブロック図である。図２は、図１のモータにより駆動される圧縮機を備えた空気調和機を示す冷媒回路図である。
【００１３】
図２に示す空気調和機１０は、被空調室に設置される室内ユニット１２と室外に設置される室外ユニット１４によって構成されており、室内ユニット１２と室外ユニット１４とは、冷媒を循環させる太管の冷媒配管１６Ａと、細管の冷媒配管１６Ｂとで接続されている。
【００１４】
室内ユニット１２には、室内熱交換器１８が設けられており、冷媒配管１６Ａ、１６Ｂのそれぞれの一端がこの室内熱交換器１８に接続されている。また、冷媒配管１６Ａの他端は、室外ユニット１４のバルブ２０Ａ、マフラー２２Ａを介して四方弁２４に接続されている。この四方弁２４は、アキュムレータ２８及びマフラー２２Ｂを介して圧縮機２６に接続されている。
【００１５】
さらに、室外ユニット１４には、室外熱交換器３０が設けられている。この室外熱交換器３０は、一方が四方弁２４に接続され、他方がキャピラリチューブ３２、ストレーナ３４、モジュレータ３８を介してバルブ２０Ｂに接続されている。また、ストレーナ３４とモジュレータ３８の間には、電動膨張弁３６が設けられ、バルブ２０Ｂには、冷媒配管１６Ｂの他端が接続されている。これによって、室内ユニット１２と室外ユニット１４の間に冷凍サイクルを形成する冷媒の密閉された循環路が構成されている。
【００１６】
空気調和機１０は、圧縮機２６と一体に設けている圧縮機モータ４０の回転駆動によって圧縮機２６が運転されると、この冷凍サイクル中を冷媒が循環される。このとき、空気調和機１０では、運転モード（冷房モード又は暖房モード）に応じて四方弁２４が切換えられ、電動膨張弁３６の弁開度を制御することにより、冷媒の蒸発温度が調整される。なお、図２では矢印によって暖房運転時（暖房モード）と冷房運転時（冷房モード又はドライモード）の冷媒の流れを示している。また、圧縮機モータ４０としては、ブラシレスＤＣモータを用いており、入力電圧の変化に応じて回転数が変化する。
【００１７】
冷房モードでは、圧縮機２６によって圧縮された冷媒が室外熱交換器３０へ供給されることにより液化され、この液化された冷媒が室内ユニット１２の室内熱交換器１８で気化することにより、室内熱交換器１８を通過する空気を冷却する。また、暖房モードでは、逆に、圧縮機２６によって圧縮された冷媒が、室内ユニット１２の室内熱交換器１８で凝縮されることにより放熱し、この冷媒が放熱した熱で室内熱交換器１８を通過する空気を加熱する。
【００１８】
室内ユニット１２は、送風用に設けられている図示しないクロスフローファンによって室内ユニット１２に吸引した空気を室内へ吹出すときに室内熱交換器１８を通過させ温調する。これにより、室内ユニット１２から吹出される空気によって室内が空調される。
【００１９】
図１に示す電源装置５０は、室外ユニット１４（図２）に設置されている。この電源装置５０は、圧縮機モータ４０に電力を供給する。すなわち、電源装置５０は、交流電源５２から入力される正弦波交流電圧を直流電圧に変換し、ついで所定周波数の交流電圧に変換して、負荷である圧縮機モータ４０に電力を供給する。
【００２０】
この電源装置５０は、入力開閉手段としてのリレー５４及び入力端子５９Ａに接続されたリアクトル５６を介して入力された単相交流電源５２の交流電圧を倍電圧整流する整流回路５８と、整流回路５８の出力端子６０Ａ、６０Ｂの間に接続され、リアクトル５６に対するエネルギーの蓄積及び放出を制御するスイッチング手段としてのスイッチング素子（例えばＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ　Ｇａｔｅ　ＢｉｐｏｌａｒＴｒａｎｓｉｓｔｏｒ）等のスイッチングトランジスタ６２）と、ダイオード６４を介して整流回路５８の出力端子６０Ａ、６０Ｂの間に接続される平滑回路としてのコンデンサ６６と、コンデンサ６６により平滑された直流電圧を擬似正弦波の三相交流電圧に変換し電力を圧縮機モータ４０に供給するインバータ回路６８と、制御装置７０とを備えて構成される。
【００２１】
制御装置７０は、制御手段としてのマイクロコンピュータ７２（以下「マイコン」という。）と、レベル変換器７４、７５と、スイッチングトランジスタ６２の駆動回路７６とを備えている。
【００２２】
マイコン７２は、電源装置５０の動作を制御するとともに、室外ユニット１４の動作を制御する。マイコン７２は、例えば、ワンチップマイコンであり、このマイコン７２には、ＣＰＵ９３、ＲＯＭ９４及びＲＡＭ９５が備えられている。ＲＯＭ９４には、電源装置５０の動作を制御するための制御プログラムや、室外ユニット１４の動作を制御するための制御プログラムが書き込まれており、ＣＰＵ９３は、このＲＯＭ９４の制御プログラムに従って制御を行う。
【００２３】
マイコン７２は、例えばシリアル通信等によって室内ユニット１２に設けられている図示しないマイコンと接続されており、この室内ユニット１２のマイコンからの信号に基づいて動作する。なお、マイコン７２は、室内ユニット１２のマイコンから送出された信号及び外気温度を検出する外気温度センサ、圧縮機２６（図２）の温度を検出する圧縮機温度センサ、室外熱交換器３０のコイル温度を検出するコイル温度センサ等の検出結果に基づいて圧縮機モータ４０とともに、四方弁２４、電動膨張弁３６、室外熱交換器３０を冷却する冷却ファン等の駆動を制御する。
【００２４】
つまり、空気調和機１０は、図示しないリモコンスイッチの操作によって、運転モード、設定温度等の運転条件、すなわち動作モードが設定され、運転／停止ボタンの操作によって運転開始が指示されると、室内ユニット１２に設けている図示しないマイコンが、設定された運転条件に応じて室内を空調するために必要な空調能力を演算し、この演算結果に基づいて圧縮機モータ４０の回転数を設定する。この後、室内ユニット１２に設けているマイコンは、設定した回転数で圧縮機モータ４０を駆動するように、室外ユニット１４に設けているマイコン７２に指示する。
【００２５】
整流回路５８は、ダイオード８０、８２及びコンデンサ８４、８６により構成されている。この整流回路５８に入力された交流電圧は、整流回路５８の入力端子５９Ａにおける電圧が正である場合、ダイオード８０を通じてコンデンサ８４に図示の極性に電荷が蓄えられる。コンデンサ８４の両端間の電圧Ｖ１は、入力電源のピーク電圧となる。次に整流回路５８の入力端子５９Ａにおける電圧が負になるとダイオード８２を通じてコンデンサ８６に図示の極性に電荷が蓄えられる。コンデンサ８６の両端間の電圧Ｖ２は、入力電源のピーク電圧となる。Ｖ１とＶ２は、交流電源５２のピーク電圧となるため、Ｖ１＝Ｖ２の関係がある。また、コンデンサ８４、８６は、直列に接続されているため整流回路５８の出力は、コンデンサ８４、８６の両端子電圧の和となるため、入力電源のピーク電圧の２倍となる。これにより、整流回路５８は、倍電圧両波整流回路を形成している。
【００２６】
スイッチングトランジスタ６２の出力側に配置されるコンデンサ６６は、整流回路５８から出力される脈流を平滑化する。また、スイッチングトランジスタ６２がスイッチング信号によってオンされることにより、リアクトル５６に蓄えたエネルギーを、スイッチングトランジスタ６２をオフすることによってコンデンサ６６を充電する。これにより、コンデンサ６６には、入力電圧とリアクトル５６に蓄えられたエネルギーに応じた電圧とが発生する。
【００２７】
また、スイッチングトランジスタ６２をオンしたときは、スイッチングトランジスタ６２に交流電源５２からの電流が流れるようになっている。つまり、電源装置５０には、スイッチングトランジスタ６２がスイッチング信号によってオン／オフされることにより、このスイッチング信号のオン／オフに応じて入力電流が流れる。
【００２８】
このスイッチングトランジスタ６２は、駆動回路７６を介してマイコン７２に接続されており、マイコン７２から出力される高周波のスイッチング信号ＳＴによってオン／オフされる。
【００２９】
インバータ回路６８は、スイッチング素子が設けられた一般的構成となっている。このインバータ回路６８は、マイコン７２に接続されており、マイコン７２から出力されるスイッチング信号によってスイッチング素子がオン／オフ制御されることにより、スイッチング信号に応じた電力が圧縮機モータ４０へ出力され、この電力に応じた回転数で圧縮機モータ４０が回転駆動される。すなわち、マイコン７２は、インバータ回路６８を用いてＰＷＭ制御によって圧縮機モータ４０の回転数を制御している。
【００３０】
このインバータ回路６８では、スイッチング信号のデューティ比を一定としたときに、出力電圧がインバータ回路６８への入力電圧、すなわち、コンデンサ６６の出力電圧に応じて変化させることができる。これにより、インバータ回路６８への入力電圧に応じても圧縮機モータ４０の回転数が変更可能となっている。すなわち、マイコン７２は、ＰＡＭ（Ｐｕｌｓｅ　Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ　Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：パルス振幅変調）制御によっても圧縮機モータ４０の回転数の制御が可能となっている。
【００３１】
一方、マイコン７２には、入力電圧検出手段としての電源電圧検出器９０が、レベル変換器７４を介して接続されている。また、マイコン７２には、入力電流検出手段としてＣＴ（Ｃｕｒｒｅｎｔ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ）９２がレベル変換器７５を介して接続されている。
【００３２】
マイコン７２は、この電源電圧検出器９０によって検出されてレベル変換器７４によってマイコン７２で処理可能なレベルに変換された電源電圧（入力電圧）を示す信号を読み込み、マイコン７２内部のＡ／Ｄ変換部９６でＡ／Ｄ変換して、この入力電圧を示す信号から入力電圧の波形が負から正あるいは正から負のサイクルに切り換わるゼロクロス点Ｐ（図３（ａ）参照）を検出する。マイコン７２は、このゼロクロス点Ｐに基づいてスイッチング信号ＳＴを出力するタイミングを設定するようになっている。つまり、入力電流波形が入力電圧波形と同相となるようにスイッチング信号ＳＴを出力するタイミングを設定する。
【００３３】
また、マイコン７２は、ＣＴ９２によって検出されてレベル変換器７５によってマイコン７２で処理可能なレベルに変換された入力電流値を示す信号（電圧）を読み込み、マイコン７２内部のＡ／Ｄ変換部９６でＡ／Ｄ変換して、この入力電流値を示す信号に基づいて駆動回路７６にスイッチング信号ＳＴを出力する。
【００３４】
レベル変換器７５は、例えば交流電源５２からの入力電流が０［Ａ］のときに基準となる電圧である略２．５［Ｖ］の電圧をマイコン７２に出力するように設定されている。そして、レベル変換器７５は、空気調和機１０を最大出力で運転したとき、レベル変換器７５によって変換されて出力される入力電流値を示す信号である電圧の最大振幅が、例えば１．５［Ｖ］となるように設定されている。すなわち、レベル変換器７５は、マイコン７２で処理可能な電圧範囲のうち、例えば１［Ｖ］から４［Ｖ］の範囲の電圧をマイコン７２に出力するように設定されている。
【００３５】
マイコン７２には、図３（ａ）に示す交流電源５２入力電圧波形の周波数ｆ１の位相に同期させて、半波毎に周期的に同じタイミングでスイッチング信号ＳＴを出力するように設定されている。具体的に、マイコン７２には、入力電圧のゼロクロス点Ｐを検出してから半周期内にスイッチングトランジスタ６２をオン／オフする複数のスイッチング期間が設定されている。
【００３６】
特に、複数のスイッチング期間には、入力電圧のゼロクロス点Ｐの近傍に設定されているスイッチング期間を含んでいる。これによって、入力電流波形の位相が、入力電圧波形の位相により近づくので、より力率が改善される。
【００３７】
例えばマイコン７２には、図３（ｂ）に示すように、入力電圧波形の半波毎に周期的に同じタイミングでスイッチング信号ＳＴ１、ＳＴ２、ＳＴ３を出力するようにスイッチング期間α、β、γが設定されている。
【００３８】
スイッチング信号ＳＴ１は、入力電圧波形の半波のゼロクロス点Ｐ（位相角θ＝０°）からスイッチング期間αの間で出力され、スイッチング信号ＳＴ２は、スイッチング信号ＳＴ１の直後であり入力電圧波形の半波の前半期間であるスイッチング期間βの間で出力され、スイッチング信号ＳＴ３は、入力電圧波形の半波の後半期間であるスイッチング期間γの間で出力される。
【００３９】
なお、スイッチング信号ＳＴ（ＳＴ１、ＳＴ２、ＳＴ３）のスイッチング周波数は、可聴領域外の周波数（具体的には、１５ｋＨｚ以上）、例えば１７ｋＨｚに設定される。これによって、スイッチングトランジスタ６２のスイッチングによるリアクトル５６等から発生する異音を実質的に無騒音とすることができる。
【００４０】
スイッチング期間α、β、γにおいて出力されるスイッチング信号ＳＴ１、ＳＴ２、ＳＴ３のデューティ比は、予め初期設定されている。
【００４１】
例えば、スイッチング期間αでは、リアクトル５６によって電流が流れにくくなっているので、スイッチングトランジスタ６２に出力するスイッチング信号ＴＳ１のデューティ比は、入力電流が増加して正弦波に近くなるような値（例えば９０％）に設定されている。また、スイッチング期間βでは、スイッチング期間αと同じデューティ比であると電流が過剰に流れてしまうので、スイッチングトランジスタ６２に出力するスイッチング信号ＴＳ２のデューティ比は、スイッチング信号ＴＳ１のデューティ比よりも低く、入力電流が正弦波に近くなるような値（例えば３０％）に設定されている。また、スイッチング期間γにおいても、スイッチング信号ＴＳ３のデューティ比は、入力電流が正弦波に近くなるような値（例えば４０％）に設定されている。これによって、整流回路５８の入力電流波形は、整流回路５８の入力電圧波形に対応する同相の近似波形、即ち、正弦波に近づけられる。
【００４２】
尚、運転開始時の初期のスイッチング信号ＳＴ１、ＳＴ２、ＳＴ３のデューティ比は、予めマイコン７２（具体的には、マイコン７２のＲＯＭ９４）に設定されている。そして運転開始時にマイコン７２は、ＲＯＭ９４からデューティ比のデータを読み出してデューティ比の設定に従ってスイッチングトランジスタ６２をスイッチングする。
【００４３】
しかしながら、各スイッチング期間α、β、γにおけるスイッチングトランジスタ６２のオン／オフのデューティ比を一定とした場合、電源装置５０に接続される負荷に応じて入力電流値が変化することがあり、整流回路５８の入力電流波形が、整流回路５８の入力電圧波形と同相の正弦波からのずれが大きくなる場合が生じる。つまり、各スイッチング期間α、β、γにおけるスイッチングトランジスタ６２のオン／オフのデューティ比を調整する必要がある。
【００４４】
本実施の形態において、マイコン７２は、予め設定された運転開始時の各スイッチング期間α、β、γにおけるスイッチングトランジスタ６２のオン／オフのデューティ比を入力電流波形の半波の中心から前半期間の入力電流値の積算値と後半期間の入力電流値の積算値とが略等しくなるように調整するようにする。
【００４５】
以下、制御プログラムに基づくマイコン７２の制御動作について、図４に示すフローチャートを参照しながら説明する。
【００４６】
空気調和機１０の起動直後は、電源装置５０におけるリレー５４がオフ状態であり（ステップＳ１）、交流電源５２からの入力電流は０［Ａ］である。マイコン７２は、この入力電流が０［Ａ］時にレベル変換器７５が出力するデータを読み込む（ステップＳ２）。
【００４７】
このとき、マイコン７２におけるＡ／Ｄ変換部９６が８［ｂｉｔ］のＡ／Ｄ変換であるならば、分解能は、マイコン７２に入力される電圧の上限値を５［Ｖ］とすると、５［Ｖ］／２^８＝０．０１９５［Ｖ］である。そして、マイコン７２では、レベル変換器７５が出力する電圧が２．５［Ｖ］のとき、２^８／２＝１２８と定義している。
【００４８】
次に、マイコン７２は、ＣＴ９２の補正をする（ステップＳ３）。つまり、交流電源５２からの入力電流が０［Ａ］のとき、レベル変換器７５は、理想的には２．５［Ｖ］の電圧をマイコン７２に出力するように設定されているが、実際は、ＣＴ９２やレベル変換器７５のばらつきにより、レベル変換器７５の出力が２．５［Ｖ］の電圧からずれている場合がある。従って、交流電源５２からの入力電流が０［Ａ］のとき、レベル変換器７５が、例えば２．５２［Ｖ］の電圧をマイコン７２に出力するのであれば、マイコン７２は、分解能が略０．０２［Ｖ］であるので、１２９の値を検出したときを、交流電源５２からの入力電流が０［Ａ］であるとしている。
【００４９】
次に、マイコン７２は、リレー５４をオンにする（ステップＳ４）。
【００５０】
そして、マイコン７２は、所定のサンプリング周波数でＣＴ９２からレベル変換器７５を介して入力電流値を読み込む。
【００５１】
例えば、電源電圧の周波数が５０［Ｈｚ］である場合、１サイクルのサンプリングを４０回とすると、２［ｋＨｚ］のサンプリング周波数となるので、マイコン７２は、２［ｋＨｚ］のサンプリング周波数でＣＴ９２により検出された入力電流値を読み込む（ステップＳ５）。これら読み込まれた入力電流値は、ＲＡＭ９５に記憶される。
【００５２】
ステップＳ５における入力電流値の読み込みは、常時行われるのが好ましい。また、所定の周期で読み込むようにしてもよい。
【００５３】
マイコン７２は、ステップＳ５により２［ｋＨｚ］のサンプリング周波数で読み込まれた入力電流値に基づいて、入力電流波形の正及び／又は負の半波の中心から前半期間（前半の１／４サイクル）の入力電流値の大きさの積算値と、後半期間（後半の１／４サイクル）の入力電流値の大きさの積算値とを演算する。
【００５４】
尚、マイコン７２は、入力電流波形の複数周期分の正及び／又は負の半波の中心から前半期間の入力電流値の大きさの積算値と、後半期間の入力電流値の大きさの積算値とを演算するのが好ましい。
【００５５】
一例として、マイコン７２は、入力電流波形の４周期分の正及び負の半波の中心から前半期間の入力電流値の大きさの積算値ΣＩ１（図３（ｃ）中、４周期分のＩ区間＋ＩＩＩ区間のサンプリングの合計）と、後半期間の入力電流値の大きさの積算値ΣＩ２（図３（ｃ）中、４周期分のＩＩ区間＋ＩＶ区間のサンプリングの合計）とを演算する（ステップＳ６）。
【００５６】
次に、マイコン７２は、ステップＳ６の演算結果に基づいて、積算値ΣＩ１と積算値ΣＩ２とが略等しくなるように、スイッチングトランジスタ６２をオン／オフ制御する。具体的に、マイコン７２は、可聴領域外の周波数である１７［ｋＨｚ］のスイッチング周波数でオン／オフするとともに、各スイッチング期間ＳＴ１、ＳＴ２、ＳＴ３でスイッチングトランジスタ６２のオン／オフのパルスのデューティ比を調整する制御を行う。
【００５７】
例えば、マイコン７２は、
｜（ΣＩ１）−（ΣＩ２）｜＞Ｘ
であるか否かを判断する（ステップＳ７）。
【００５８】
Ｘは、所定値（例えば、０．１［Ａ］）である。マイコン７２は、ＣＴ９２によって検出する入力電流の最大値、すなわち負荷の大きさに基づいて、所定値Ｘを変化させるようにしている。この所定値Ｘは、負荷の大きさ（空気調和機１０の動作モード）に応じて予め定められており、テーブルデータとしてマイコン７２のＲＯＭ９４に記憶されている。すなわち、マイコン７２は、ＲＯＭ９４に記憶されたテーブルデータから負荷に応じた所定値Ｘを読み込んで処理する。
【００５９】
ステップＳ７において、積算値ΣＩ１と積算値ΣＩ２との差分が所定値Ｘ（０．１［Ａ］）よりも小さければ、即ち、ステップＳ７の判断で否定されれば、積算値ΣＩ１と積算値ΣＩ２とが略等しいので、マイコン７２は、各スイッチング期間ＳＴ１、ＳＴ２、ＳＴ３におけるスイッチングトランジスタ６２へのパルスのデューティ比は、そのまま変更しない（ステップＳ８）。
【００６０】
積算値ΣＩ１と積算値ΣＩ２との差分が所定値Ｘ（０．１［Ａ］）よりも大きければ、即ち、ステップＳ７の判断で肯定されれば、マイコン７２は、
（ΣＩ１）−（ΣＩ２）＞Ｘ
であるか否かを判断する（ステップＳ９）。
【００６１】
ステップＳ９の判断において肯定されれば、即ち、積算値ΣＩ１が積算値ΣＩ２よりも大きく、その差分が所定値Ｘ（０．１［Ａ］）よりも大きければ、Ｉ、ＩＩＩの区間におけるスイッチング期間α、βのパルス（スイッチング信号ＳＴ１、ＳＴ２）のデューティ比を減ずる（ステップＳ１０）。
【００６２】
また、ステップＳ９の判断において否定されれば、即ち、積算値ΣＩ２が積算値ΣＩ１よりも大きく、その差分が所定値Ｘ（０．１［Ａ］）よりも大きければ、ＩＩ、ＩＶの区間におけるスイッチング期間γのパルス（スイッチング信号ＳＴ３）のデューティ比を減ずる（ステップＳ１１）。
【００６３】
これらステップＳ７〜Ｓ１１によって、積算値ΣＩ１と積算値ΣＩ２とが略等しくなるように制御される。これによって、入力電流の高調波成分（特に、奇数高調波成分）が低減されて、図３（ｃ）に示すように、電流波形が正弦波に近づく。
【００６４】
以上、本実施の形態によれば、マイコン７２が、整流回路５８に入力される電流の入力電流値を所定のサンプリング周波数（例えば、１７［ｋＨｚ］）で読み込んで、入力電流波形の半波の中心から前半期間（前半の１／４サイクル）の入力電流値の積算値ΣＩ１と、後半期間（後半の１／４サイクル）の入力電流値の積算値ΣＩ２とが略等しくなるように、スイッチングトランジスタ６２をオン／オフ制御することから、入力電流波形が正弦波に近づいていくので、入力電流の高調波成分（特に、奇数高調波成分）を低減することができる。
【００６５】
また、本実施の形態によれば、マイコン７２は、予め設定された運転開始時の各スイッチング期間α、β、γにおけるスイッチングトランジスタ６２のオン／オフのデューティ比を入力電流波形の半波の中心から前半期間の入力電流値の積算値ΣＩ１と後半期間の入力電流値の積算値ΣＩ２とが略等しくなるように調整するようにしたことから、各スイッチング信号ＳＴ１、ＳＴ２、ＳＴ３を初期設定のまま固定した場合と比較しても、入力電流波形がより滑らかになって正弦波に近づいていくので、より入力電流の高調波成分（特に、奇数高調波成分）を低減することができる。
【００６６】
また、本実施の形態によれば、マイコン７２は、入力電流波形の半波の中心から前半期間の入力電流値の大きさの積算値ΣＩ１と、後半期間の入力電流値の大きさの積算値ΣＩ２との差分が、負荷（入力電流の最大値）の大きさに応じて設定した所定値Ｘを超えないように制御することから、所定値Ｘを一定値に固定した場合と比べて、より細かい入力電流の制御を行うことができるので、より入力電流の高調波成分（特に、奇数高調波成分）を低減することができる。
【００６７】
また、本実施の形態によれば、整流回路５８は、倍電圧両波整流回路となっているので、電源効率（入力電力に対する出力電力の割合）を向上させることができる。
【００６８】
尚、本実施の形態では、整流回路５８の入力端子５９Ａにリアクトル５６が接続される場合について説明したが、これに限るものではなく、整流回路５８の出力端子６０Ａにリアクトルが接続される場合であってもよいし、整流回路５８の入力端子５９Ａ及び出力端子６０Ａにリアクトルが接続される場合であってもよい。この場合、スイッチングトランジスタ６２は、出力端子６０Ａに接続されたリアクトルを介して出力端子６０Ａ、６０Ｂ間に接続される。
【００６９】
また、本実施の形態では、マイコン７２が、入力電流波形の半波の中心から前半期間の入力電流値の積算値ΣＩ１と後半期間の入力電流値の積算値ΣＩ２とを演算してから差分を演算するようにしたが、これに限るものではなく、整流回路５８に入力される電流の入力電流値を所定のサンプリング周波数で読み込んで、入力電流波形の半波の中心から前半期間の入力電流値を順次加算していき、前半期間の入力電流値を順次減算していってもよい。
【００７０】
また、本実施の形態では、マイコン７２が、入力電流波形の半波の中心から前半期間の入力電流値の積算値ΣＩ１と後半期間の入力電流値の積算値ΣＩ２との差分を演算し、演算した差分が所定値Ｘを上回らないように、スイッチングトランジスタ６２をオン／オフ制御する場合について説明したが、これに限るものではなく、マイコン７２が、入力電流波形の半波の中心から前半期間の入力電流値の積算値ΣＩ１と後半期間の入力電流値の積算値ΣＩ２との比を演算し、演算した比が１に近づくように、スイッチングトランジスタ６２をオン／オフ制御する場合であってもよい。言い換えれば、演算した比が、１を基準とした所定範囲（例えば、０．９から１．１の範囲）から外れないように、スイッチングトランジスタ６２をオン／オフ制御する場合であってもよい。
【００７１】
また、本実施の形態では、各スイッチング期間α、β、γにおけるスイッチング周波数が、同一の周波数（例えば、１７［ｋＨｚ］）とした場合について説明したが、これに限るものではなく、各スイッチング期間において所定のスイッチング周波数を設定してもよい。例えば、スイッチング期間α、β、γのそれぞれにおけるスイッチング周波数は１６［ｋＨｚ］、１６．５［ｋＨｚ］、１７［ｋＨｚ］というように設定してもよい。
【００７２】
以上、本発明を上記実施の形態に基づいて説明したが、本発明はこれに限定されるものではない。
【００７３】
【発明の効果】
本発明に係る電源装置によれば、高調波電流を低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本実施の形態に適用した電源装置の概略を示すブロック図である。
【図２】本実施の形態の電源装置を適用した空気調和機の冷凍サイクルを示す概略図である。
【図３】図１に示す電源装置の動作波形であり、（ａ）は入力電圧波形、（ｂ）はスイッチング信号波形、（ｃ）は入力電流波形である。
【図４】図１に示すマイクロコンピュータの制御動作を示すフローチャートである。
【符号の説明】
１０　空気調和機
４０　圧縮機モータ
５０　電源装置
７２　マイクロコンピュータ（制御手段）
５８　整流回路
５２　交流電源
６８　インバータ回路
５６　リアクトル
７８　スイッチングトランジスタ（スイッチング手段）
α、β、γ　スイッチング期間[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a power supply device that controls an input current waveform of a rectifier circuit that converts an AC voltage input from a power supply into a DC voltage to be an approximate waveform corresponding to the input voltage waveform of the rectifier circuit.
[0002]
[Prior art]
Some air conditioners that perform cooling and heating using a refrigeration cycle change the operating frequency of a compressor when adjusting the cooling and heating capacity. That is, in the air conditioner, the cooling / heating capacity is reduced by lowering the operating frequency of the compressor, and the cooling / heating capacity is increased by increasing the operating frequency of the compressor. In such an air conditioner, the rotation speed of a motor that drives the compressor is controlled by inverter control.
[0003]
Some power supply devices that perform such inverter control perform PAM (Pulse Amplitude Modulation) control in addition to those that perform PWM control. In the PAM control, an AC voltage is converted into a DC voltage by a rectifier circuit, and then converted into a desired voltage by a booster circuit. A chopper circuit is generally used as the booster circuit.
[0004]
The booster circuit (chopper circuit) includes a reactor element, a switching element, a diode, and a capacitor, and charges a capacitor by turning on the switching element and turning off the energy stored in the reactor element. As a result, a voltage corresponding to the input voltage and the energy stored in the reactor element is generated in the capacitor.
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the power supply device described above, the rectifier circuit converts an AC voltage into a DC voltage, smoothes the voltage with a capacitor, and supplies power to the load. Therefore, the input current of the rectifier circuit is a pulse flowing near the peak of the voltage waveform. Because of the current waveform, odd harmonic currents such as the third harmonic and the fifth harmonic are generated with respect to the frequency that is the fundamental wave of the input current. There is a problem that the generation of this harmonic may adversely affect other devices connected to the power supply line, power distribution equipment, and the like.
[0006]
An object of the present invention has been made in consideration of the above-described circumstances, and an object of the present invention is to provide a power supply device for reducing a harmonic current.
[0007]
[Means for Solving the Problems]
According to a first aspect of the present invention, a rectifier circuit for converting an AC voltage input from a power supply into a DC voltage, and an input current waveform of the rectifier circuit is an approximate waveform corresponding to an input voltage waveform of the rectifier circuit. In the power supply device having control means for controlling, the control means makes the integrated value of the input current value in the first half period of the half-wave of the input current waveform substantially equal to the integrated value of the input current value in the second half period Control is performed as described above.
[0008]
According to a second aspect of the present invention, in the first aspect of the present invention, a reactor disposed on an input side and / or an output side of the rectifier circuit, and an energy disposed on the output side of the rectifier circuit to the reactor Switching means for controlling accumulation and release of the input current waveform, wherein the integrated value of the input current value in the first half period of the half-wave of the input current waveform is substantially equal to the integrated value of the input current value in the second half period. In this case, the on / off duty ratio of the switching means is adjusted.
[0009]
According to a third aspect of the present invention, in the second aspect of the present invention, the control means includes a plurality of switching periods for turning on / off the switching means within a half cycle after detecting a zero cross point of the input voltage. And adjusting the on / off duty ratio of the switching means in each switching period.
[0010]
According to a fourth aspect of the present invention, in the second or third aspect, the control means sets a switching frequency of the switching means to a frequency outside an audible range.
[0011]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
[0012]
FIG. 1 is a block diagram showing one embodiment of a power supply device according to the present invention. FIG. 2 is a refrigerant circuit diagram showing an air conditioner including a compressor driven by the motor of FIG.
[0013]
The air conditioner 10 shown in FIG. 2 includes an indoor unit 12 installed in a room to be air-conditioned and an outdoor unit 14 installed outdoors. The indoor unit 12 and the outdoor unit 14 It is connected by a refrigerant pipe 16A of a pipe and a refrigerant pipe 16B of a thin pipe.
[0014]
The indoor unit 12 is provided with an indoor heat exchanger 18, and one end of each of the refrigerant pipes 16 A and 16 B is connected to the indoor heat exchanger 18. The other end of the refrigerant pipe 16A is connected to the four-way valve 24 via the valve 20A and the muffler 22A of the outdoor unit 14. The four-way valve 24 is connected to a compressor 26 via an accumulator 28 and a muffler 22B.
[0015]
Further, the outdoor unit 14 is provided with an outdoor heat exchanger 30. One of the outdoor heat exchangers 30 is connected to the four-way valve 24, and the other is connected to the valve 20B via the capillary tube 32, the strainer 34, and the modulator 38. An electric expansion valve 36 is provided between the strainer 34 and the modulator 38, and the other end of the refrigerant pipe 16B is connected to the valve 20B. Thereby, a closed circulation path of the refrigerant forming a refrigeration cycle is formed between the indoor unit 12 and the outdoor unit 14.
[0016]
In the air conditioner 10, when the compressor 26 is driven by the rotational driving of the compressor motor 40 provided integrally with the compressor 26, the refrigerant is circulated in the refrigeration cycle. At this time, in the air conditioner 10, the four-way valve 24 is switched according to the operation mode (the cooling mode or the heating mode), and the evaporating temperature of the refrigerant is adjusted by controlling the valve opening of the electric expansion valve 36. . In FIG. 2, the arrows indicate the flows of the refrigerant during the heating operation (heating mode) and during the cooling operation (cooling mode or dry mode). In addition, a brushless DC motor is used as the compressor motor 40, and the number of revolutions changes according to a change in input voltage.
[0017]
In the cooling mode, the refrigerant compressed by the compressor 26 is liquefied by being supplied to the outdoor heat exchanger 30, and the liquefied refrigerant is vaporized by the indoor heat exchanger 18 of the indoor unit 12, thereby producing indoor heat. The air passing through the exchanger 18 is cooled. In the heating mode, on the contrary, the refrigerant compressed by the compressor 26 condenses in the indoor heat exchanger 18 of the indoor unit 12 to radiate heat, and the heat radiated by the refrigerant radiates the indoor heat exchanger 18. Heat the passing air.
[0018]
The indoor unit 12 passes through the indoor heat exchanger 18 and controls the temperature when blowing air drawn into the indoor unit 12 into a room by a cross flow fan (not shown) provided for air blowing. Thereby, the room is air-conditioned by the air blown from the indoor unit 12.
[0019]
The power supply device 50 shown in FIG. 1 is installed in the outdoor unit 14 (FIG. 2). The power supply 50 supplies power to the compressor motor 40. That is, the power supply device 50 converts a sine-wave AC voltage input from the AC power supply 52 into a DC voltage, then converts it into an AC voltage having a predetermined frequency, and supplies power to the compressor motor 40 as a load.
[0020]
The power supply device 50 includes a rectifier circuit 58 for rectifying the AC voltage of the single-phase AC power supply 52 input through a relay 54 connected to an input opening / closing means and a reactor 56A connected to an input terminal 59A, and a rectifier circuit 58. And a switching element (for example, a switching transistor 62 such as an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor)) as switching means for controlling the accumulation and release of energy to and from the reactor 56, and a diode 64. A capacitor 66 as a smoothing circuit connected between the output terminals 60A and 60B of the rectifier circuit 58, and a DC voltage smoothed by the capacitor 66 is converted into a pseudo-sine wave three-phase AC voltage, and the electric power is supplied to the compressor motor 40. Inverter circuit 6 to supply When constituted by a control unit 70.
[0021]
The control device 70 includes a microcomputer 72 (hereinafter, referred to as “microcomputer”) as control means, level converters 74 and 75, and a drive circuit 76 for the switching transistor 62.
[0022]
The microcomputer 72 controls the operation of the outdoor unit 14 while controlling the operation of the power supply device 50. The microcomputer 72 is, for example, a one-chip microcomputer, and the microcomputer 72 includes a CPU 93, a ROM 94, and a RAM 95. A control program for controlling the operation of the power supply device 50 and a control program for controlling the operation of the outdoor unit 14 are written in the ROM 94, and the CPU 93 performs control according to the control program of the ROM 94.
[0023]
The microcomputer 72 is connected to a microcomputer (not shown) provided in the indoor unit 12 by, for example, serial communication or the like, and operates based on a signal from the microcomputer of the indoor unit 12. The microcomputer 72 includes a signal sent from the microcomputer of the indoor unit 12 and an outside air temperature sensor for detecting an outside air temperature, a compressor temperature sensor for detecting a temperature of the compressor 26 (FIG. 2), and a coil of the outdoor heat exchanger 30. Based on a detection result of a coil temperature sensor or the like for detecting a temperature, the compressor controls the driving of the four-way valve 24, the electric expansion valve 36, and the cooling fan for cooling the outdoor heat exchanger 30, together with the compressor motor 40.
[0024]
That is, the operation condition of the air conditioner 10, such as an operation mode and a set temperature, that is, an operation mode is set by operating a remote control switch (not shown), and when the operation start is instructed by operating the operation / stop button, the indoor unit A microcomputer (not shown) provided at 12 calculates an air-conditioning capacity necessary for air-conditioning the room in accordance with the set operating conditions, and sets the rotation speed of the compressor motor 40 based on the calculation result. Thereafter, the microcomputer provided in the indoor unit 12 instructs the microcomputer 72 provided in the outdoor unit 14 to drive the compressor motor 40 at the set rotation speed.
[0025]
The rectifier circuit 58 includes diodes 80 and 82 and capacitors 84 and 86. When the voltage at the input terminal 59 A of the rectifier circuit 58 is positive, the AC voltage input to the rectifier circuit 58 is stored in the capacitor 84 through the diode 80 in the polarity shown in the drawing. The voltage V1 across the capacitor 84 becomes the peak voltage of the input power supply. Next, when the voltage at the input terminal 59A of the rectifier circuit 58 becomes negative, electric charges are stored in the capacitor 86 through the diode 82 to the polarity shown in the figure. The voltage V2 across the capacitor 86 becomes the peak voltage of the input power supply. Since V1 and V2 are peak voltages of the AC power supply 52, there is a relationship of V1 = V2. In addition, since the capacitors 84 and 86 are connected in series, the output of the rectifier circuit 58 is the sum of the voltages of both terminals of the capacitors 84 and 86, and thus is twice the peak voltage of the input power supply. Thus, the rectifier circuit 58 forms a double voltage double-wave rectifier circuit.
[0026]
The capacitor 66 arranged on the output side of the switching transistor 62 smoothes the pulsating current output from the rectifier circuit 58. When the switching transistor 62 is turned on by the switching signal, the energy stored in the reactor 56 is charged by turning off the switching transistor 62 to charge the capacitor 66. As a result, an input voltage and a voltage corresponding to the energy stored in the reactor 56 are generated in the capacitor 66.
[0027]
When the switching transistor 62 is turned on, a current from the AC power supply 52 flows through the switching transistor 62. That is, when the switching transistor 62 is turned on / off by the switching signal, the input current flows through the power supply device 50 in accordance with the on / off of the switching signal.
[0028]
The switching transistor 62 is connected to a microcomputer 72 via a drive circuit 76, and is turned on / off by a high-frequency switching signal ST output from the microcomputer 72.
[0029]
The inverter circuit 68 has a general configuration provided with a switching element. The inverter circuit 68 is connected to the microcomputer 72, and the switching element is turned on / off by a switching signal output from the microcomputer 72, so that power corresponding to the switching signal is output to the compressor motor 40, The compressor motor 40 is rotationally driven at a rotational speed according to the electric power. That is, the microcomputer 72 controls the number of revolutions of the compressor motor 40 by PWM control using the inverter circuit 68.
[0030]
In the inverter circuit 68, when the duty ratio of the switching signal is fixed, the output voltage can be changed according to the input voltage to the inverter circuit 68, that is, the output voltage of the capacitor 66. Thus, the rotation speed of the compressor motor 40 can be changed according to the input voltage to the inverter circuit 68. That is, the microcomputer 72 can also control the rotation speed of the compressor motor 40 by PAM (Pulse Amplitude Modulation) control.
[0031]
On the other hand, a power supply voltage detector 90 as input voltage detection means is connected to the microcomputer 72 via a level converter 74. Further, a CT (Current Transformer) 92 is connected to the microcomputer 72 via a level converter 75 as an input current detecting means.
[0032]
The microcomputer 72 reads a signal indicating the power supply voltage (input voltage) detected by the power supply voltage detector 90 and converted to a level that can be processed by the microcomputer 72 by the level converter 74, and performs A / D conversion inside the microcomputer 72. The A / D conversion is performed by the unit 96, and a zero-cross point P (see FIG. 3A) at which the waveform of the input voltage switches from a negative to a positive or a positive to a negative cycle is detected from the signal indicating the input voltage. The microcomputer 72 sets the timing for outputting the switching signal ST based on the zero cross point P. That is, the timing for outputting the switching signal ST is set such that the input current waveform has the same phase as the input voltage waveform.
[0033]
The microcomputer 72 reads a signal (voltage) indicating the input current value detected by the CT 92 and converted to a level that can be processed by the microcomputer 72 by the level converter 75, and the A / D converter 96 in the microcomputer 72 reads the signal. A / D conversion is performed, and a switching signal ST is output to the drive circuit 76 based on the signal indicating the input current value.
[0034]
The level converter 75 is set to output a voltage of approximately 2.5 [V], which is a reference voltage, to the microcomputer 72 when the input current from the AC power supply 52 is 0 [A], for example. When the air conditioner 10 is operated at the maximum output, the maximum amplitude of the voltage indicating the input current value converted and output by the level converter 75 is, for example, 1.5 [ V]. That is, the level converter 75 is set so as to output to the microcomputer 72 a voltage in a range of, for example, 1 [V] to 4 [V] in a voltage range that can be processed by the microcomputer 72.
[0035]
The microcomputer 72 is set so as to output the switching signal ST periodically at the same timing every half wave in synchronization with the phase of the frequency f1 of the input voltage waveform of the AC power supply 52 shown in FIG. . Specifically, the microcomputer 72 is set with a plurality of switching periods during which the switching transistor 62 is turned on / off within a half cycle after detecting the zero cross point P of the input voltage.
[0036]
In particular, the plurality of switching periods include a switching period set near the zero cross point P of the input voltage. As a result, the phase of the input current waveform approaches the phase of the input voltage waveform, so that the power factor is further improved.
[0037]
For example, as shown in FIG. 3B, the microcomputer 72 sets the switching periods α, β, and γ so that the switching signals ST1, ST2, and ST3 are periodically output at the same timing for each half-wave of the input voltage waveform. Is set.
[0038]
The switching signal ST1 is output during the switching period α from the zero cross point P (phase angle θ = 0 °) of the half-wave of the input voltage waveform, and the switching signal ST2 is immediately after the switching signal ST1 and is half the input voltage waveform. The switching signal ST3 is output during the switching period β, which is the first half of the wave, and the switching signal ST3 is output during the switching period γ, which is the second half of the half wave of the input voltage waveform.
[0039]
The switching frequency of the switching signal ST (ST1, ST2, ST3) is set to a frequency outside the audible range (specifically, 15 kHz or more), for example, 17 kHz. Accordingly, abnormal noise generated from the reactor 56 or the like due to switching of the switching transistor 62 can be made substantially noiseless.
[0040]
The duty ratios of the switching signals ST1, ST2, ST3 output during the switching periods α, β, γ are preset in advance.
[0041]
For example, in the switching period α, the current becomes difficult to flow due to the reactor 56, so that the duty ratio of the switching signal TS1 output to the switching transistor 62 is such that the input current increases and approaches a sine wave (for example, 90). %). In the switching period β, if the duty ratio is the same as the switching period α, an excessive current flows, so that the duty ratio of the switching signal TS2 output to the switching transistor 62 is lower than the duty ratio of the switching signal TS1, The input current is set to a value (for example, 30%) that approaches a sine wave. Also in the switching period γ, the duty ratio of the switching signal TS3 is set to a value (for example, 40%) such that the input current approaches a sine wave. Thus, the input current waveform of the rectifier circuit 58 is approximated to an in-phase approximate waveform corresponding to the input voltage waveform of the rectifier circuit 58, that is, a sine wave.
[0042]
Note that the duty ratios of the initial switching signals ST1, ST2, and ST3 at the start of the operation are set in the microcomputer 72 (specifically, the ROM 94 of the microcomputer 72) in advance. At the start of operation, the microcomputer 72 reads the data of the duty ratio from the ROM 94 and switches the switching transistor 62 according to the setting of the duty ratio.
[0043]
However, when the ON / OFF duty ratio of the switching transistor 62 in each of the switching periods α, β, and γ is constant, the input current value may change according to the load connected to the power supply device 50, and the rectifier circuit In some cases, the deviation of the input current waveform 58 from the sine wave in phase with the input voltage waveform of the rectifier circuit 58 increases. That is, it is necessary to adjust the on / off duty ratio of the switching transistor 62 in each of the switching periods α, β, and γ.
[0044]
In the present embodiment, the microcomputer 72 sets the on / off duty ratio of the switching transistor 62 in each of the predetermined switching periods α, β, and γ at the start of the operation from the center of the half wave of the input current waveform to the first half period. The adjustment is made so that the integrated value of the input current value and the integrated value of the input current value in the latter half period are substantially equal.
[0045]
Hereinafter, a control operation of the microcomputer 72 based on the control program will be described with reference to a flowchart shown in FIG.
[0046]
Immediately after the activation of the air conditioner 10, the relay 54 of the power supply device 50 is off (step S1), and the input current from the AC power supply 52 is 0 [A]. The microcomputer 72 reads the data output by the level converter 75 when the input current is 0 [A] (Step S2).
[0047]
At this time, if the A / D conversion unit 96 in the microcomputer 72 performs A / D conversion of 8 [bit], the resolution is 5 [V] when the upper limit value of the voltage input to the microcomputer 72 is 5 [V]. V] / 2 ⁸ = 0.0195 [V]. When the voltage output from the level converter 75 is 2.5 [V], ⁸ / 2 = 128.
[0048]
Next, the microcomputer 72 corrects the CT 92 (step S3). That is, when the input current from the AC power supply 52 is 0 [A], the level converter 75 is ideally set to output a voltage of 2.5 [V] to the microcomputer 72. , CT92 or the level converter 75, the output of the level converter 75 may deviate from the voltage of 2.5 [V]. Therefore, when the level converter 75 outputs a voltage of, for example, 2.52 [V] to the microcomputer 72 when the input current from the AC power supply 52 is 0 [A], the microcomputer 72 has a resolution of approximately 0. .02 [V], it is assumed that the input current from the AC power supply 52 is 0 [A] when the value of 129 is detected.
[0049]
Next, the microcomputer 72 turns on the relay 54 (step S4).
[0050]
Then, the microcomputer 72 reads the input current value from the CT 92 via the level converter 75 at a predetermined sampling frequency.
[0051]
For example, if the frequency of the power supply voltage is 50 [Hz], and if one cycle of sampling is forty times, the sampling frequency is 2 [kHz], the microcomputer 72 uses the CT 92 at the sampling frequency of 2 [kHz]. The detected input current value is read (step S5). These read input current values are stored in the RAM 95.
[0052]
The reading of the input current value in step S5 is preferably performed at all times. Further, the data may be read at a predetermined cycle.
[0053]
The microcomputer 72 performs the first half period (1/4 cycle of the first half) from the center of the positive and / or negative half wave of the input current waveform based on the input current value read at the sampling frequency of 2 [kHz] in step S5. And the integrated value of the magnitude of the input current value in the second half period (the last quarter cycle).
[0054]
The microcomputer 72 calculates the integrated value of the input current value in the first half period from the center of the positive and / or negative half-waves for a plurality of cycles of the input current waveform and the integrated value of the input current value in the second half period. It is preferable to calculate a value.
[0055]
As an example, the microcomputer 72 calculates the integrated value ΣI1 of the magnitude of the input current value in the first half period from the center of the positive and negative half-waves for four cycles of the input current waveform (I in four cycles in FIG. 3C). The sum of the sampling of the section + III section) and the integrated value ΣI2 of the magnitude of the input current value in the latter half period (the sum of the sampling of the II section + IV section for four cycles in FIG. 3C) are calculated (step). S6).
[0056]
Next, the microcomputer 72 controls ON / OFF of the switching transistor 62 based on the calculation result of step S6 such that the integrated value ΣI1 and the integrated value ΣI2 become substantially equal. Specifically, the microcomputer 72 turns on / off at a switching frequency of 17 [kHz], which is a frequency outside the audible range, and sets the duty ratio of the on / off pulse of the switching transistor 62 in each of the switching periods ST1, ST2, and ST3. The control for adjusting is performed.
[0057]
For example, the microcomputer 72
| (ΣI1) − (ΣI2) |> X
Is determined (step S7).
[0058]
X is a predetermined value (for example, 0.1 [A]). The microcomputer 72 changes the predetermined value X based on the maximum value of the input current detected by the CT 92, that is, the magnitude of the load. The predetermined value X is predetermined according to the magnitude of the load (the operation mode of the air conditioner 10), and is stored in the ROM 94 of the microcomputer 72 as table data. That is, the microcomputer 72 reads a predetermined value X corresponding to the load from the table data stored in the ROM 94 and processes the read data.
[0059]
In step S7, if the difference between the integrated value ΣI1 and the integrated value ΣI2 is smaller than the predetermined value X (0.1 [A]), that is, if the determination in step S7 is negative, the integrated value ΣI1 and the integrated value ΣI2 Are substantially equal, the microcomputer 72 does not change the duty ratio of the pulse to the switching transistor 62 in each of the switching periods ST1, ST2, and ST3 (step S8).
[0060]
If the difference between the integrated value ΣI1 and the integrated value ΣI2 is larger than the predetermined value X (0.1 [A]), that is, if the determination in step S7 is affirmative, the microcomputer 72
(ΣI1) − (ΣI2)> X
Is determined (step S9).
[0061]
If the determination in step S9 is affirmative, that is, if the integrated value ΣI1 is larger than the integrated value ΣI2 and the difference is larger than a predetermined value X (0.1 [A]), the switching period in the section between I and III The duty ratio of the α and β pulses (switching signals ST1 and ST2) is reduced (step S10).
[0062]
If the result of the determination in step S9 is negative, that is, if the integrated value ΣI2 is larger than the integrated value 差分 I1 and the difference is larger than the predetermined value X (0.1 [A]), in the section between II and IV, The duty ratio of the pulse (switching signal ST3) in the switching period γ is reduced (step S11).
[0063]
Through these steps S7 to S11, control is performed so that the integrated value ΣI1 and the integrated value ２I2 are substantially equal. As a result, the harmonic components (particularly, odd harmonic components) of the input current are reduced, and the current waveform approaches a sine wave as shown in FIG.
[0064]
As described above, according to the present embodiment, the microcomputer 72 reads the input current value of the current input to the rectifier circuit 58 at the predetermined sampling frequency (for example, 17 [kHz]) and reads the half-wave of the input current waveform. The switching transistor is set so that the integrated value ΣI1 of the input current value in the first half period (first quarter cycle) from the center is substantially equal to the integrated value ΣI2 of the input current value in the second half period (second quarter cycle). Since the input current waveform approaches a sine wave by controlling ON / OFF of 62, harmonic components (particularly, odd harmonic components) of the input current can be reduced.
[0065]
Further, according to the present embodiment, the microcomputer 72 sets the on / off duty ratio of the switching transistor 62 in each of the predetermined switching periods α, β, γ at the start of operation to the center of the half-wave of the input current waveform. Since the integrated value ΣI1 of the input current value in the first half period and the integrated value ΣI2 of the input current value in the second half period are adjusted to be substantially equal to each other, the switching signals ST1, ST2, and ST3 are kept at the initial settings. Compared with the case where the input current is fixed, the input current waveform becomes smoother and approaches a sine wave, so that higher harmonic components (particularly, odd harmonic components) of the input current can be further reduced.
[0066]
Further, according to the present embodiment, the microcomputer 72 calculates the integrated value ΔI1 of the magnitude of the input current value in the first half period from the center of the half wave of the input current waveform and the integrated value of the magnitude of the input current value in the second half period制御 Since the difference from I2 is controlled so as not to exceed a predetermined value X set in accordance with the magnitude of the load (the maximum value of the input current), the difference is larger than when the predetermined value X is fixed to a constant value. Since fine control of the input current can be performed, higher harmonic components (particularly, odd harmonic components) of the input current can be further reduced.
[0067]
Further, according to the present embodiment, since rectifier circuit 58 is a double-voltage double-wave rectifier circuit, power supply efficiency (the ratio of output power to input power) can be improved.
[0068]
In the present embodiment, the case where the reactor 56 is connected to the input terminal 59A of the rectifier circuit 58 has been described. However, the present invention is not limited to this, and the case where the reactor is connected to the output terminal 60A of the rectifier circuit 58 will be described. Alternatively, the reactor may be connected to the input terminal 59A and the output terminal 60A of the rectifier circuit 58. In this case, the switching transistor 62 is connected between the output terminals 60A and 60B via a reactor connected to the output terminal 60A.
[0069]
Further, in the present embodiment, the microcomputer 72 calculates the integrated value ΣI1 of the input current value in the first half period from the center of the half wave of the input current waveform and the integrated value ΣI2 of the input current value in the second half period, and then calculates the difference. However, the present invention is not limited to this. The input current value of the current input to the rectifier circuit 58 is read at a predetermined sampling frequency, and the input current value in the first half period from the center of the half wave of the input current waveform is read. May be sequentially added, and the input current value in the first half period may be sequentially subtracted.
[0070]
In the present embodiment, the microcomputer 72 calculates the difference between the integrated value ΣI1 of the input current value in the first half period and the integrated value ΣI2 of the input current value in the second half period from the center of the half wave of the input current waveform. The case where the on / off control of the switching transistor 62 is controlled so that the calculated difference does not exceed the predetermined value X has been described. However, the present invention is not limited to this case. The ratio of the integrated value of the input current value ΔI1 to the integrated value of the input current value in the second half period ΔI2 may be calculated, and the switching transistor 62 may be turned on / off so that the calculated ratio approaches 1. . In other words, the on / off control of the switching transistor 62 may be performed so that the calculated ratio does not deviate from a predetermined range based on 1 (for example, a range of 0.9 to 1.1).
[0071]
In this embodiment, the case where the switching frequency in each of the switching periods α, β, and γ is the same frequency (for example, 17 [kHz]) has been described. However, the present invention is not limited to this. , A predetermined switching frequency may be set. For example, the switching frequency in each of the switching periods α, β, and γ may be set to 16 [kHz], 16.5 [kHz], 17 [kHz].
[0072]
As described above, the present invention has been described based on the above embodiment, but the present invention is not limited to this.
[0073]
【The invention's effect】
According to the power supply device according to the present invention, harmonic current can be reduced.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram schematically showing a power supply device applied to the present embodiment.
FIG. 2 is a schematic diagram showing a refrigeration cycle of an air conditioner to which the power supply device of the present embodiment is applied.
3A and 3B are operating waveforms of the power supply device shown in FIG. 1, wherein FIG. 3A shows an input voltage waveform, FIG. 3B shows a switching signal waveform, and FIG. 3C shows an input current waveform.
FIG. 4 is a flowchart showing a control operation of the microcomputer shown in FIG.
[Explanation of symbols]
10 air conditioner
40 Compressor motor
50 power supply
72 Microcomputer (control means)
58 Rectifier circuit
52 AC power supply
68 Inverter circuit
56 reactor
78 Switching transistor (switching means)
α, β, γ switching period

Claims

電源から入力される交流電圧を直流電圧に変換する整流回路と、この整流回路の入力電流波形が前記整流回路の入力電圧波形に対応する近似波形となるように制御する制御手段とを備えた電源装置において、
前記制御手段は、前記入力電流波形の半波の前半期間の入力電流値の積算値と、後半期間の入力電流値の積算値とが略等しくなるように制御することを特徴とする電源装置。A power supply comprising: a rectifier circuit that converts an AC voltage input from a power supply into a DC voltage; and a control unit that controls an input current waveform of the rectifier circuit to be an approximate waveform corresponding to an input voltage waveform of the rectifier circuit. In the device,
The power supply device, wherein the control means controls the integrated value of the input current value in the first half period of the half-wave of the input current waveform to be substantially equal to the integrated value of the input current value in the second half period.

前記整流回路の入力側及び／又は出力側に配置されるリアクトルと、前記整流回路の出力側に配置され、前記リアクトルに対するエネルギーの蓄積及び放出を制御するスイッチング手段とを備え、
前記制御手段は、前記入力電流波形の半波の前半期間の入力電流値の積算値と、後半期間の入力電流値の積算値とが略等しくなるように、前記スイッチング手段のオン／オフのデューティ比を調整することを特徴とする請求項１に記載の電源装置。A reactor disposed on an input side and / or an output side of the rectifier circuit; and a switching unit disposed on an output side of the rectifier circuit and controlling accumulation and release of energy to and from the reactor,
The control means controls the on / off duty of the switching means so that the integrated value of the input current value in the first half period of the half wave of the input current waveform is substantially equal to the integrated value of the input current value in the second half period. The power supply device according to claim 1, wherein the ratio is adjusted.

前記制御手段は、前記入力電圧のゼロクロス点を検出してから半周期内に前記スイッチング手段をオン／オフする複数のスイッチング期間を設定し、各スイッチング期間で前記スイッチング手段のオン／オフのデューティ比を調整することを特徴とする請求項２に記載の電源装置。The control means sets a plurality of switching periods for turning on / off the switching means within a half cycle after detecting the zero crossing point of the input voltage, and sets an on / off duty ratio of the switching means in each switching period. The power supply device according to claim 2, wherein the power supply is adjusted.

前記制御手段は、前記スイッチング手段のスイッチング周波数を可聴領域外の周波数としたこと特徴とする請求項２又は３に記載の電源装置。The power supply device according to claim 2, wherein the control unit sets a switching frequency of the switching unit to a frequency outside an audible range.