JP2007143352A - インバータの電源電圧検出装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】インバータのスイッチング周波数を可変にすると電源電圧検出用のトランスの2次巻線電圧が変化する装置においても電源電圧を正確に検出できるインバータの電源電圧検出装置を提供する。
【解決手段】インバータ2のスイッチング素子を駆動する駆動信号のスイッチング周波数に基づいてトランス4の2次巻線N13に発生する電圧から推定した直流電源の出力電圧Vdの値を補正する。より詳細には、インバータのスイッチング周波数fswと基準スイッチング周波数fsw1との差に基づいて1次巻線N11に流れる電流を断続するための駆動信号のデューティ補正値Dadjを演算し、インバータのスイッチング周波数が基準スイッチング周波数fsw1である場合における駆動信号デューティの値である駆動信号デューティ基準値Drefと前記デューティ補正値Dadjとに基づいて補正後の出力電圧推定値を演算する。
【選択図】図1
【解決手段】インバータ2のスイッチング素子を駆動する駆動信号のスイッチング周波数に基づいてトランス4の2次巻線N13に発生する電圧から推定した直流電源の出力電圧Vdの値を補正する。より詳細には、インバータのスイッチング周波数fswと基準スイッチング周波数fsw1との差に基づいて1次巻線N11に流れる電流を断続するための駆動信号のデューティ補正値Dadjを演算し、インバータのスイッチング周波数が基準スイッチング周波数fsw1である場合における駆動信号デューティの値である駆動信号デューティ基準値Drefと前記デューティ補正値Dadjとに基づいて補正後の出力電圧推定値を演算する。
【選択図】図1
Description
本発明は電動機を駆動するインバータに印加する電源電圧を検出する技術に関する。
電動機を駆動するインバータの電源電圧を検出する装置としては、下記特許文献1に記載の装置が知られている。この装置はインバータの入力側に接続された1次巻線と複数の2次巻線とを備えたトランスを備え、2次巻線の一つに発生する電力をインバータのスイッチング素子を駆動する駆動回路の電源として用いると共に、他の一つの2次巻線に発生する電圧を検出することによって、インバータに印加する入力電源の出力電圧を検出し、該検出した電圧と電動機の要求駆動力に基づいてインバータのスイッチング素子のデューティ比を制御するように構成されている。
特開平8−66045号公報
上記のような電動機の制御装置におけるインバータの電源電圧検出装置においては、インバータの効率向上のために、動作状態に応じてインバータのスイッチング周波数を可変とする場合があるが、このようにスイッチング周波数を変えると、スイッチング素子を駆動するために消費される電力が変化するので、トランスの1次巻線に流す電流を変化させる必要が生じ、それに応じて電圧検出用の2次巻線電圧も変化するので、電圧検出精度が悪くなる、という問題があった。
本発明は上記の問題を解決するものであり、インバータのスイッチング周波数を変えた場合でもインバータに印加する電源電圧を正確に検出することのできるインバータの電源電圧検出装置を提供することを目的とする。
本発明は上記の問題を解決するものであり、インバータのスイッチング周波数を変えた場合でもインバータに印加する電源電圧を正確に検出することのできるインバータの電源電圧検出装置を提供することを目的とする。
上記の目的を達成するため本発明においては、インバータのスイッチング素子を駆動する駆動信号のスイッチング周波数に基づいてトランスの2次巻線に発生する電圧から推定した直流電源の出力電圧の値を補正するように構成している。より詳細には、請求項2に記載のように、インバータのスイッチング周波数fswと基準スイッチング周波数fsw1との差に基づいて1次巻線N11に流れる電流を断続するための駆動信号のデューティ補正値Dadjを演算し、インバータのスイッチング周波数が基準スイッチング周波数fsw1である場合における駆動信号デューティの値である駆動信号デューティ基準値Drefと前記デューティ補正値Dadjとに基づいて補正後の出力電圧推定値を演算するように構成している。
本発明においては、インバータのスイッチング周波数を変えた場合でもインバータに印加する電源電圧を正確に検出することが出来ると共に、基本的には従来と同様の構成部品を用い、インバータ制御用のCPU内部の演算によって出力電圧推定値の補正演算を行うことができるので、新たな構成部品を追加する必要が無く、インバータの電源電圧検出の精度向上をコストアップなしで実現することができる、という効果がある。
(実施例1)
図1は、本発明の一実施例の回路図である。
図1において、直流電源1からの電力をインバータ2で3相の交流電力に変換し、その交流電力で電動機3を駆動する。インバータ2は、一般にUVWの各相ごとに2個のスイッチング素子(パワーMOSFETやIGBT:Insulated Gate Bipolar Transistor等)がカスケード接続(縦続接続)された回路で構成されており、動作時には、2個のスイッチング素子の一方がオン、他方がオフになり、これを切り替えることによって電動機巻線に電流を流すようになっている。上記のスイッチング素子の切り替えを制御するPWM駆動信号Sinvは、インバータ駆動回路6から与えられる。
図1は、本発明の一実施例の回路図である。
図1において、直流電源1からの電力をインバータ2で3相の交流電力に変換し、その交流電力で電動機3を駆動する。インバータ2は、一般にUVWの各相ごとに2個のスイッチング素子(パワーMOSFETやIGBT:Insulated Gate Bipolar Transistor等)がカスケード接続(縦続接続)された回路で構成されており、動作時には、2個のスイッチング素子の一方がオン、他方がオフになり、これを切り替えることによって電動機巻線に電流を流すようになっている。上記のスイッチング素子の切り替えを制御するPWM駆動信号Sinvは、インバータ駆動回路6から与えられる。
CPU8は外部から与えられるトルク指令信号や電動機3の回転速度および直流電源1の出力電圧(インバータ2の電源電圧)に応じた3相の制御信号をインバータ駆動回路6へ送り、インバータ駆動回路6はCPU8から与えられる制御信号に応じたデューティ比のPWM駆動信号Sinvを発生し、このデューティ比を変えることによって電動機3に印加する電圧を制御する。このようなPWM駆動信号Sinvのデューティ制御による電動機の制御は一般に行われているものである。
一方、トランス4は、1次巻線N11、第1の2次巻線N12および第2の2次巻線N13を備え、1次巻線N11とスイッチング素子9との直列回路が直流電源1の両端に接続されている。このスイッチング素子9を電源制御部5からの駆動信号によってスイッチングすることにより、1次巻線N11に電流を流し、第1の2次巻線N12と第2の2次巻線N13にパルス状の交流電圧を発生する。
上記の第1の2次巻線N12に発生した交流電圧をダイオード10で整流し、コンデンサ11で平滑した後、インバータ駆動回路6の電源として与える。このインバータ駆動回路6の電源電圧Vgを電圧検出器12で検出し、電源制御部5は上記電源電圧Vgが一定となるようにスイッチング素子9に与える駆動信号のデューティ比を制御する。なお、電圧検出器12は、例えば単に抵抗分圧で電源電圧Vgに相当する電圧を得るか、或いは演算増幅器のような高入力インピーダンスの回路を介してVgの値を電源制御部5に送るものでよい。このようにインバータ駆動回路6の電源電圧Vgをフィードバック制御することにより、直流電源1の出力電圧Vinが変動した場合でもインバータ駆動回路6に与える電源電圧Vgを一定に保つことができる。
上記の第1の2次巻線N12に発生した交流電圧をダイオード10で整流し、コンデンサ11で平滑した後、インバータ駆動回路6の電源として与える。このインバータ駆動回路6の電源電圧Vgを電圧検出器12で検出し、電源制御部5は上記電源電圧Vgが一定となるようにスイッチング素子9に与える駆動信号のデューティ比を制御する。なお、電圧検出器12は、例えば単に抵抗分圧で電源電圧Vgに相当する電圧を得るか、或いは演算増幅器のような高入力インピーダンスの回路を介してVgの値を電源制御部5に送るものでよい。このようにインバータ駆動回路6の電源電圧Vgをフィードバック制御することにより、直流電源1の出力電圧Vinが変動した場合でもインバータ駆動回路6に与える電源電圧Vgを一定に保つことができる。
また、第2の2次巻線N13に発生した交流電圧は、ダイオード13で整流しフィルタ部7で平滑した後、検出電圧VdとしてCPU8が読み込む。
上記の検出電圧Vdは直流電源1の出力電圧Vinに対応する値であり、CPU8はこの検出電圧Vdを電動機3の制御に用いると共に、この検出電圧Vdを監視することにより直流電源1の出力電圧Vinを監視し、その値が所定の限度を越えた異常時にはインバータ駆動回路6を制御してインバータ2を停止させる等の過電圧保護動作を行わせることができる。
なお、インバータ駆動回路6の電源を、トランス4を介してインバータ2の電源とは別に生成するのは、両者の基準電位が異なるので、両者を絶縁するためである。
上記の検出電圧Vdは直流電源1の出力電圧Vinに対応する値であり、CPU8はこの検出電圧Vdを電動機3の制御に用いると共に、この検出電圧Vdを監視することにより直流電源1の出力電圧Vinを監視し、その値が所定の限度を越えた異常時にはインバータ駆動回路6を制御してインバータ2を停止させる等の過電圧保護動作を行わせることができる。
なお、インバータ駆動回路6の電源を、トランス4を介してインバータ2の電源とは別に生成するのは、両者の基準電位が異なるので、両者を絶縁するためである。
上記の構成において、インバータ駆動回路6の消費電力が一定であれば、電源電圧Vgが一定になるようにフィードバック制御されるので、直流電源1の出力電圧Vinの変動に応じてスイッチング素子9を駆動する信号のデューティ比が多少変化し、それに応じて第2の2次巻線N13に発生する検出電圧Vdが変化し、それによってCPU8は直流電源1の出力電圧Vinの変化を監視している。
しかし、電動機3の運転状態に応じてインバータ2の効率を向上させるため、インバータ2を制御するPWM駆動信号Sinvのスイッチング周波数を変化させた場合には、インバータ駆動回路6の消費電力が変化する。インバータ駆動回路6の消費電力Pswとスイッチング周波数fswとの関係は下記(数1)式で示される。
Psw=Vge×Qg×fsw …(数1)
ただし、Vge:インバータ駆動回路6を構成するスイッチング素子のゲート駆動電圧
Qg:上記スイッチング素子のゲート容量
上記のように、スイッチング周波数に応じてインバータ駆動回路6の消費電力Pswは変動する。したがってスイッチング周波数を変更した場合には、トランス4に流す電流を制御するスイッチング素子9を駆動する信号のデューティ比も変えてやらなければインバータ駆動回路6に与える電源電圧Vgが変化してしまう。
Psw=Vge×Qg×fsw …(数1)
ただし、Vge:インバータ駆動回路6を構成するスイッチング素子のゲート駆動電圧
Qg:上記スイッチング素子のゲート容量
上記のように、スイッチング周波数に応じてインバータ駆動回路6の消費電力Pswは変動する。したがってスイッチング周波数を変更した場合には、トランス4に流す電流を制御するスイッチング素子9を駆動する信号のデューティ比も変えてやらなければインバータ駆動回路6に与える電源電圧Vgが変化してしまう。
図2は、上記のような駆動制御を行った場合における各部の信号波形を示す図である。図2において、インバータ2のスイッチング周波数が2.5kHzの場合には、スイッチング素子9の駆動信号のデューティ比は小さな値で一定である。そして1次巻線N11の電圧V11はスイッチング素子9の駆動信号に対応した波形になり、第1の2次巻線N12に流れる電流I12は電圧V11の波形を微分した波形になっている。このとき第2の2次巻線電圧V13を整流して平滑した検出電圧Vdは低い値になっている。
上記の状態から、インバータ2のスイッチング周波数を5kHzに大きくした場合には、インバータ駆動回路6の電力が前記(数1)式に示すように増大するので、それを補うためにスイッチング素子9の駆動信号のデューティ比が大きな値に変化し、2次巻線電流I12が増加してインバータ駆動回路6の電力増加を負担する。それと共に第2の2次巻線電圧V13のデューティ比も大きな値になるので、それを整流して平滑した検出電圧Vdが大きな値になる。しかし、この状態では直流電源1の出力電圧Vinは変化していないにも拘らず、検出電圧Vdが大きな値になるので、CPU8は直流電源1の出力電圧Vinが変化したものと誤認識してしまう。
上記の問題を解決するために、本実施例においては、検出電圧Vdをスイッチング周波数に応じて補正するように構成している。
以下、検出電圧Vdの補正について説明する。
直流電源1の出力電圧Vinと検出電圧Vdとの関係は下記(数2)式で示される。
Vin=〔1/(N・D)〕・Vd …(数2)
ただし、N:トランス巻数比=n13/n11
n11:1次巻線の巻数
n13:第2の2次巻線13の巻数
D:スイッチング素子9の駆動信号デューティ
Vin:直流電源1の出力電圧
したがって検出電圧Vdから推定する直流電源1の出力電圧推定値Vineは、下記(数3)式で示される。
Vine=〔1/(N・Dref)〕・Vd …(3)
ただし、Dref:スイッチング素子9の駆動信号デューティの基準値
N:トランス巻数比=n13/n11
なお、Drefはスイッチング素子9の駆動信号デューティの基準値であり、例えばインバータスイッチング周波数fsw1が5kHz時の駆動信号デューティとする。この場合にはfsw1=5kHzを基準スイッチング周波数とする。
以下、検出電圧Vdの補正について説明する。
直流電源1の出力電圧Vinと検出電圧Vdとの関係は下記(数2)式で示される。
Vin=〔1/(N・D)〕・Vd …(数2)
ただし、N:トランス巻数比=n13/n11
n11:1次巻線の巻数
n13:第2の2次巻線13の巻数
D:スイッチング素子9の駆動信号デューティ
Vin:直流電源1の出力電圧
したがって検出電圧Vdから推定する直流電源1の出力電圧推定値Vineは、下記(数3)式で示される。
Vine=〔1/(N・Dref)〕・Vd …(3)
ただし、Dref:スイッチング素子9の駆動信号デューティの基準値
N:トランス巻数比=n13/n11
なお、Drefはスイッチング素子9の駆動信号デューティの基準値であり、例えばインバータスイッチング周波数fsw1が5kHz時の駆動信号デューティとする。この場合にはfsw1=5kHzを基準スイッチング周波数とする。
しかし、前述の通りスイッチング素子9の駆動信号デューティDは、インバータ駆動回路6の駆動負荷(スイッチング周波数fswに対応した値)に応じて変化するので、スイッチング素子9の駆動信号デューティの基準値Drefをインバータスイッチング周波数fswにより補正する必要がある。
スイッチング素子9の駆動信号デューティDはインバータ駆動回路6の駆動負荷Pswおよびインバータスイッチング周波数fswに対して下記(数4)式で示す関係がある。
D=K・Psw=K・L・fsw …(数4)
ただし、K:係数1、L:係数2 この係数K、Lは、インバータ2とインバータ駆動回路6により定まる値であり、予め計測した値を用いる。
スイッチング素子9の駆動信号デューティDはインバータ駆動回路6の駆動負荷Pswおよびインバータスイッチング周波数fswに対して下記(数4)式で示す関係がある。
D=K・Psw=K・L・fsw …(数4)
ただし、K:係数1、L:係数2 この係数K、Lは、インバータ2とインバータ駆動回路6により定まる値であり、予め計測した値を用いる。
これより、基準スイッチング周波数fsw1に対するデューティ補正値Dadjは、下記(数5)式で示される。
Dadj=K・L・(fsw1−fsw) …(数5)
したがって補正後の出力電圧推定値Vine’は、下記(数6)式で与えられる。
Vine’=1/[1/〔N(Dref+Dadj)〕]・Vd …(数6)。
Dadj=K・L・(fsw1−fsw) …(数5)
したがって補正後の出力電圧推定値Vine’は、下記(数6)式で与えられる。
Vine’=1/[1/〔N(Dref+Dadj)〕]・Vd …(数6)。
図3は、CPU8における上記の検出電圧Vdの補正演算過程を示すブロック図である。図3においては、係数K、Lを予め記憶した補正デューティテーブルを用いる場合を示している。
また、図4はスイッチング周波数fswとデューティ補正値Dadjとの関係を示す図であり、スイッチング周波数fswが基準スイッチング周波数fsw1よりも大きい範囲ではデューティ補正値Dadjが負の値になり、小さい範囲では正の値になる特性を示している。
また、図4はスイッチング周波数fswとデューティ補正値Dadjとの関係を示す図であり、スイッチング周波数fswが基準スイッチング周波数fsw1よりも大きい範囲ではデューティ補正値Dadjが負の値になり、小さい範囲では正の値になる特性を示している。
また、図5は補正演算過程を示すフローチャートであり、ステップS3において上記のごとき出力電圧推定値の補正演算を行う。
上記のような補正演算を行うことにより、インバータ駆動信号の周波数を変更した場合でも、CPU8において直流電源1の出力電圧(インバータ2の電源電圧)を正確に検出することができる。そしてその値を電動機3の制御に用いると共に、インバータ2に与える電源電圧の異常を検出し、インバータ動作停止等の過電圧保護処置を適宜行わせることができる。
上記のような補正演算を行うことにより、インバータ駆動信号の周波数を変更した場合でも、CPU8において直流電源1の出力電圧(インバータ2の電源電圧)を正確に検出することができる。そしてその値を電動機3の制御に用いると共に、インバータ2に与える電源電圧の異常を検出し、インバータ動作停止等の過電圧保護処置を適宜行わせることができる。
また、本発明においては、基本的には従来と同様の構成部品を用い、インバータ制御用のCPU内部の演算によって出力電圧推定値の補正演算を行うことができるので、新たな構成部品を追加する必要が無く、インバータの電源電圧検出の精度向上をコストアップなしで実現することができる。
1…直流電源 2…インバータ
3…電動機 4…トランス
5…電源制御部 6…インバータ駆動回路
7…フィルタ部 8…CPU
9…スイッチング素子 10…ダイオード
11…コンデンサ 12…電圧検出器
13…ダイオード N11…1次巻線
N12…第1の2次巻線 N13…第2の2次巻線
Vd …検出電圧
Vin …直流電源1の出力電圧(インバータ2の電源電圧)
Vg …インバータ駆動回路6の電源電圧
Sinv …PWM駆動信号 Vine’…補正後の出力電圧推定値
3…電動機 4…トランス
5…電源制御部 6…インバータ駆動回路
7…フィルタ部 8…CPU
9…スイッチング素子 10…ダイオード
11…コンデンサ 12…電圧検出器
13…ダイオード N11…1次巻線
N12…第1の2次巻線 N13…第2の2次巻線
Vd …検出電圧
Vin …直流電源1の出力電圧(インバータ2の電源電圧)
Vg …インバータ駆動回路6の電源電圧
Sinv …PWM駆動信号 Vine’…補正後の出力電圧推定値
Claims (3)
- 直流電源からの電力をインバータを介して電動機に供給する電動機の制御装置であって、前記直流電源に接続された1次巻線と第1および第2の2次巻線とを有するトランスを設け、前記1次巻線に流れる電流を断続することによって前記第1の2次巻線に発生する電力を前記インバータの駆動信号生成用のインバータ駆動回路の電源として使用すると共に、前記第2の2次巻線に発生する電圧を検出し、その検出電圧に基づいて前記直流電源の出力電圧を推定するインバータの電源電圧検出装置において、
前記インバータのスイッチング素子を駆動する駆動信号のスイッチング周波数に基づいて前記第2の2次巻線に発生する電圧から推定した前記直流電源の出力電圧の値を補正する手段を備えたことを特徴とするインバータの電源電圧検出装置。 - 前記直流電源の出力電圧の値を補正する手段は、
インバータのスイッチング周波数fswと所定の基準スイッチング周波数fsw1との差に基づいて前記1次巻線に流れる電流を断続するための駆動信号のデューティ補正値Dadjを演算し、インバータのスイッチング周波数が前記所定の基準スイッチング周波数fsw1である場合における駆動信号デューティの値である駆動信号デューティ基準値Drefと前記デューティ補正値Dadjとに基づいて補正後の出力電圧推定値Vine’を演算することを特徴とする請求項1に記載のインバータの電源電圧検出装置。 - 前記直流電源の出力電圧の値を補正する手段は、
前記1次巻線に流れる電流を断続するための駆動信号のデューティをD、前記インバータ駆動回路の駆動負荷をPsw、前記インバータのスイッチング周波数をfswとした場合に、
D=K・Psw=K・L・fsw ただし、K:係数1、L:係数2
で表される駆動信号のデューティDに対して、所定の基準スイッチング周波数をfsw1とした場合に、
Dadj=K・L・(fsw1−fsw)
で表されるデューティ補正値Dadjを演算し、そのデューティ補正値Dadjを用いて、下式から補正後の出力電圧推定値Vine’を演算することを特徴とする請求項2に記載のインバータの電源電圧検出装置。
Vine’=1/[1/〔N(Dref+Dadj)〕]・Vd
ただし、
Dref:駆動信号デューティDの基準値であり、前記インバータのスイッチング周波数が前記所定の基準スイッチング周波数fsw1である場合における前記駆動信号デューティの値
Vd:前記第2の2次巻線に発生する電圧
N:前記トランスにおける第2の2次巻線数n13と1次巻線数n11との比=n13/n11
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Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2009291006A (ja) * | 2008-05-29 | 2009-12-10 | Fujitsu Ltd | 電圧変換装置、電圧変換方法、およびデューティ比決定プログラム |
JP2011036000A (ja) * | 2009-07-30 | 2011-02-17 | Mitsubishi Electric Corp | インバータ装置 |
-
2005
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JP2009291006A (ja) * | 2008-05-29 | 2009-12-10 | Fujitsu Ltd | 電圧変換装置、電圧変換方法、およびデューティ比決定プログラム |
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