JP2007110811A - インバータ装置とその制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】出力電流検出可能で出力電圧を拡大できるインバータ装置とその制御方法を提供する
【解決手段】２個の半導体スイッチと電流検出抵抗を直列に接続したスイッチングアームを３組直流電源と並列に接続した電力変換器（１）と、電流信号を生成する電流検出器（１１）と、電流指令と電流信号から電圧指令を生成する電流制御器（１２）と、パルス幅変調器（１３）と、ゲートドライブ回路（１８）と、キャリア生成器（１４）からなるインバータ装置において、直流電源の電圧を検出し電源電圧信号を生成する直流電源電圧検出器（１５）と、電圧指令の波高値を電源電圧信号で除して変調率とする変調率演算器（１６）と、変調率が所定値以上になるとキャリアを第１周波数から第１周波数よりも低周波数の第２周波数に切替える周波数切替器（１７）とを備えた。
【選択図】図１０

Description

本発明は、２個の半導体スイッチと電流検出抵抗を直列に接続したスイッチングアームを３組直流電源と並列に接続した電力変換器を有するインバータ装置の出力電流検出可能な出力電圧範囲を拡大したインバータ装置に関する。

従来のインバータ装置の電流検出には、特許文献１のように直流電源のＮ母線に電流検出器を挿入して出力電圧の位相に応じて検出可能な相の電流を検出し、この方式で電流検出が困難となる出力周波数が高い領域ではキャリア周波数を上げて検出可能な範囲を拡大するものがある。図１２は、特許文献１のモータ制御装置のブロック図である。図１２では、直流電源１０１の電圧を、パルス幅変調（ＰＷＭ）された交流電圧に変換して同期モータ１０３のＵ 相、Ｖ相、Ｗ相の固定子巻線に供給して同期モータ１０３を回転させるインバータ回路１０２と、速度指令信号に応じて前記同期モータ１０３の制御処理を行う制御回路１０４と、この制御回路１０４からの信号に従ってインバータ回路１０２を駆動するドライバ１０５と、直流電源１０１からインバータ回路１０２に流れる直流電流Ｉ Ｄ Ｃを検出する抵抗器１０６とを備えている。制御回路１０４は、ワンチップマイクロコンピュータまたはこれを利用したハイブリットＩＣである。また、インバータ回路１０２は、図１２に示す通り、直列接続された２つの半導体スイッチング素子対の３組が、それぞれ直流電源の正端子と負端子間に接続されたインバータであって、正端子側の上アーム側がＵ ＋ 、Ｖ＋ 、 Ｗ ＋ 、また負端子側の下アーム側がＵ − 、Ｖ− 、 Ｗ − である。インバータ回路の半導体スイッチング素子にはパワーＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴを用いる。制御回路１０４には、抵抗器１０６と一緒に直流電流検出回路を構成して、抵抗器１０６に発生する直流電流検出電圧 を増幅する増幅器１０７と、増幅器１０７の出力電圧を、ＡＤ起動時間決定部１１１から出力されるＡＤ変換起動時間に従い、サンプリングしてアナログ値をディジタル値に変換するＡＤ変換ユニットを備えたＡＤ変換部１０８と、ＡＤ変換値を通電モード情報を基に、ゼロ電流情報とモータ電流情報とに分けて出力する選択器１０９と、通電モード情報と、ＡＤ起動間隔設定器１１２から出力されるＡＤ起動の時間間隔Ｔｗと、ＡＤ変換サンプリング時間設定器１１３にて設定されるＡＤサンプリング時間 とからＡＤ変換起動時間を決定するＡＤ起動時間決定部１１１と、通電モード情報とゼロ電流情報とモータ電流情報と三相モータ電流推定値とを基に、モータ電流を再現してモータ電流再現値を出力するモータ電流再現部１１４と、モータ電流再現値を入力してｄ軸ｑ軸電流に変換する３φ／ｄｑ座標変換部１１６と、ｄ軸ｑ軸電流を入力して平均値を出力するフィルタ１２１と、ｄ軸電流とｑ軸電流の平均値を入力して三相モータ電流推定値を出力するｄｑ／３φ逆変換部１１５と、ｄ軸ｑ軸電流とモータ定数と指令速度とｄ軸電流指令とｑ軸電流指令とから、ｄ軸ｑ軸電流がそれぞれの指令と一致するようにモータへ印加するｄ軸ｑ軸モータ印加電圧情報を生成するモータ印加電圧生成部１１７と、ｄ軸ｑ軸モータ印加電圧情報から座標逆変換して三相モータ印加電圧情報とキャリア周期データとを出力する座標逆変換／キャリア周期決定部１１８と、三相モータ印加電圧情報とキャリア周期データとからＰＷＭ信号を生成するためのタイマ情報とＡＤ変換起動時間の決定とモータ電流再現に必要な通電モード情報とを出力するＰＷＭ信号生成タイマ情報部１１９と、ＰＷＭ信号生成タイマ情報をドライバ１０５へのＰＷＭ信号に変換するＰＷＭ信号生成部１２２とを備えているというものである。

また、従来のインバータ装置の電流検出には、特許文献２のようにインバータの下アーム半導体スイッチング素子の直流電源側の部分に電流検出用の抵抗器を挿入して、この抵抗器の電位差から電流を検出するものがある。特許文献２は、三相のインバータ主回路のうち下アーム半導体スイッチング素子がオフの状態でも、電流に追従したアナログ電流を検出するものであり、三相アナログ電流検出回路２０６を備えた三相インバータの運転中の出力電流を三相アナログ電流検出回路２０６により三相アナログ電圧に変換し、インバータの出力電流を検出するインバータの出力電流検出方法である。これは、インバータの出力電圧指令の電気角に応じて、三相インバータの主回路のうち下アーム半導体スイッチング素子駆動信号のオフ時間が短い二相を順次選択し、選択した二相に対応するアナログ電圧をディジタル変換することによりインバータの出力電流を検出するというものである。図１３は電流検出用抵抗器に流れる電流のタイムチャートを示している。
特開２００４−６４９０３号公報（第１２−１３頁、図１、図１２） 特開平１０−５４８５２号公報（第４−５頁、図６）

特許文献１は、直流電源に電流検出用の抵抗器を挿入しているため、同一時刻に三相出力の中の一相分しか検出できず、相電圧が大きい場合、電流検出可能領域を拡大するため、キャリア周波数を上げるものである。

特許文献２は、通常は同一時刻に二相分の電流を同時に検出することが可能であるが、変調率が大きくなった場合に、下側アームが二相分オンしている時間が短くなり、図１３に示すようにマイナス電流（インバータの出力としてはプラス電流）の時間幅が短くなる。このように、変調率が大きい場合に電流検出ができず、キャリア周波数が高いほど変調率が小さく制限されるという問題があった。

本発明はこのような問題点に鑑みてなされたものであり、出力電流検出可能で出力電圧を拡大できるインバータ装置とその制御方法を提供することを目的とする。

上記問題を解決するため、本発明は、次のようにしたのである。
請求項１に記載の発明は、２個の半導体スイッチと電流検出抵抗を直列に接続したスイッチングアームを３組直流電源と並列に接続した電力変換器と、前記電流検出抵抗の電圧降下から電流信号を生成する電流検出器と、電流指令と前記電流信号から電圧指令を生成する電流制御器と、前記電圧指令をキャリアと比較してパルス幅変調信号を生成するパルス幅変調器と、前記パルス幅変調信号から前記半導体スイッチのゲートドライブ信号を生成するゲートドライブ回路と、前記キャリアを生成するキャリア生成器とからなるインバータ装置において、前記直流電源の電圧を検出し電源電圧信号を生成する直流電源電圧検出器と、電圧指令の波高値を電源電圧信号で除して変調率とする変調率演算器と、前記変調率が所定値以上になるとキャリアを第１周波数から前記第１周波数よりも低周波数の第２周波数に切替える周波数切替器と、を備えることを特徴とするものである。
請求項２に記載の発明は、２個の半導体スイッチと電流検出抵抗を直列に接続したスイッチングアームを３組直流電源と並列に接続した電力変換器と、前記電流検出抵抗の電圧降下から電流信号を生成する電流検出器と、電流指令と前記電流信号から電圧指令を生成する電流制御器と、前記電圧指令をキャリアと比較してパルス幅変調信号を生成するパルス幅変調器と、前記パルス幅変調信号から前記半導体スイッチのゲートドライブ信号を生成するゲートドライブ回路と、前記キャリアを生成するキャリア生成器とからなるインバータ装置において、前記電圧指令が所定値以上になると前記キャリアを第１周波数から前記第１周波数よりも低周波数の第２周波数に切替える周波数切替器を備えることを特徴とするものである。
請求項３に記載の発明は、請求項１または２のいずれかに記載のインバータ装置において、前記キャリアは、三角波あるいはのこぎり波であることを特徴とするものである。
請求項４に記載の発明は、請求項１または２のいずれかに記載のインバータ装置において、前記第１周波数から前記第２周波数への切替えは連続的に行われることを特徴とするものである。
請求項５に記載の発明は、２個の半導体スイッチと電流検出抵抗を直列に接続したスイッチングアームを３組直流電源と並列に接続した電力変換器と、前記電流検出抵抗の電圧降下から電流信号を生成する電流検出器と、電流指令と前記電流信号から電圧指令を生成する電流制御器と、前記電圧指令をキャリアと比較してパルス幅変調信号を生成するパルス幅変調器と、前記パルス幅変調信号から前記半導体スイッチのゲートドライブ信号を生成するゲートドライブ回路と、前記キャリアを生成するキャリア生成器とからなるインバータ装置の制御方法において、前記直流電源の電圧を検出し電源電圧信号を生成するステップと、前記電圧指令を前記電源電圧信号で除して変調率を演算するステップと、前記変調率が所定値未満の時は第１周波数、所定値以上の時は前記第１周波数よりも低周波数の第２周波数にキャリアを切替えるステップと、を備えることを特徴とするものである。
請求項６に記載の発明は、２個の半導体スイッチと電流検出抵抗を直列に接続したスイッチングアームを３組直流電源と並列に接続した電力変換器と、前記電流検出抵抗の電圧降下から電流信号を生成する電流検出器と、電流指令と前記電流信号から電圧指令を生成する電流制御器と、前記電圧指令をキャリアと比較してパルス幅変調信号を生成するパルス幅変調器と、前記パルス幅変調信号から前記半導体スイッチのゲートドライブ信号を生成するゲートドライブ回路と、前記キャリアを生成するキャリア生成器とからなるインバータ装置の制御方法において、前記キャリアを前記電圧指令が所定値未満の時は第１周波数に、前記所定値以上の時は前記第１周波数よりも低周波数の第２周波数に切替えるステップ、を備えることを特徴とするものである。

本発明によると、出力電流検出可能で出力電圧を拡大できるインバータ装置とその制御方法を提供することができる。

以下、本発明の具体的実施例について、図を用いて説明する。

図１は、本発明の方法を実施するインバータ装置の主回路構成を示すブロック図である。電力変換器１は、別途準備された直流電源により供給される直流電源電圧ＶＤＣを後述の図７に示すインバータ装置によって与えられる半導体スイッチのオン・オフ信号（ＰＵ、ＮＵ、ＰＶ、ＮＶ、ＰＷ、ＮＷ）に基づいて半導体スイッチ（Ｑ１〜Ｑ６）をオン・オフし、所定の周波数・振幅の電圧を出力するものである。電力変換器１においてダイオードＤ１〜Ｄ６は、電流の還流用のダイオードである。半導体電力変換素子Ｑ２、Ｑ４、Ｑ６のＮ電源側には、それぞれＵ相電流検出抵抗４、Ｖ相電流検出抵抗５、Ｗ相電流検出抵抗６が設けられている。電力変換器１の直流電源に設けられている平滑コンデンサ２は、直流電源電圧の平滑用である。電力変換器１に供給される直流電圧は、一般的には交流の商用電源をダイオードブリッジで整流して与えられている。電力変換器１から出力される電圧は負荷３に供給される。Ｕ相電流検出抵抗ＲＮＵに流れる電流ＩＮＵは、Ｕ相電流検出抵抗ＲＮＵの両端の電圧ＶＲＮＵを測定し、ＩＮＵ＝ＶＲＵ／ＲＮＵにより求める。Ｖ相、Ｗ相も同様である。負荷３に流れる電流は代数和で示すとＩＵ＋ＩＶ＋ＩＷ＝０の関係があるので、任意の二相の電流が検出できれば三相全ての電流がわかる。

図２は下側の半導体素子のＮ電源側に挿入した抵抗による電流検出原理を説明するタイムチャートである。これは図１の回路に基づいてシミュレーションを行い、そのときのキャリア波形、Ｕ相電圧指令ＶＵ、Ｕ相の下側アームの半導体電力変換素子Ｑ２のオン・オフ信号ＮＵ、Ｕ相電流検出抵抗ＲＮＵに流れる電流ＩＮＵを示したものである。ＶＵ指令がキャリア波形よりも下にある期間が下側の半導体電力変換素子がオンする部分である。図２に示すように、ＩＮＵが検出できるのは、下側アームがオンしている期間である。このときのＵ相出力電流ＩＵは、図１記載の矢印の方向を正（＋）とすると、ＩＵ＝−ＩＮＵとなる。Ｖ、Ｗ相についても同様である。

図３はある周波数、振幅の電圧指令におけるＵ相、Ｖ相、Ｗ相の電圧指令波形を示したものである。なお、電圧指令には、出力電圧を可能な限り大きくとるため、基本波に対して第３高調波が十数％含ませている。この条件では、どの位相においても常にいずれか二相の下側の半導体電力変換素子がオンしており、二相分の電流検出が可能である。

図４は電圧指令が図３よりも更に電圧指令が大きくなった場合である。図４に破線で示した部分では、二相の上側アームがオンしており、下側のアームは１つしかオンしていない。すなわち、一相分の出力電流しか検出できない状態が発生している。同じ電圧指令であっても、直流電源電圧が下がった場合には、実際の出力電圧を指令どおりにするためには、三角波と比較する電圧のレベルを大きくする（すなわち変調率を上げる）必要があるので同様の問題が発生する。ここでは、便宜上、直流電源電圧に対する出力電圧の波高値の割合、または電圧指令と電源電圧信号の比を変調率と定義して説明している。

図５は、実際の装置において不可欠な電流検出に必要とする時間を図２に書き加えたものである。このように電流検出に必要とする時間分、実際に許容される電圧指令のレベルは三角波の頂点よりも低いレベルに制限される。また、キャリア周波数が高くなるほど三角波の変化率が大きくなるので、キャリア周波数が高くなるほど許容される電圧レベルが低くなり、使用できる出力電圧が制限されることになる。

図６は、この問題を解決するための方法の原理を説明したものである。出力電圧指令が大きくなったとき、もしくは変調率が大きくなったときは、三角波の傾きを緩やかにすなわちキャリア周波数を下げるようにしたものである。図６に示したように、電圧指令がキャリア波形よりも下側にある期間が長くなり、電流検出を可能とすることができる。

図7は、本発明の第１実施例のインバータ装置を示し、図１の電力変換器１の半導体スイッチＱ１〜Ｑ６のゲートにドライブ信号を供給する制御部の構成を示すブロック図である。図７において、１１は図１の電流検出抵抗が生成する電圧信号を電流信号に変換する電流検出器、１２は電流制御器、１３はパルス幅変調器、１４はキャリア生成器、１５は直流電源電圧を電圧信号に変換する直流電源電圧検出器、１６は電圧指令信号の振幅を電源電圧で除して変調率を演算する変調率演算器、１７はキャリア生成器の周波数を通常運転の第１周波数から、周波数の低い第２周波数に切替える周波数切替器である。

次に動作について説明する。実施例はキャリアが三角波の場合で、直流電源電圧検出器１５は直流電源電圧ＶＤＣを演算用の単位に換算した電源電圧検出信号を生成する。電流検出器１１は電圧信号を演算用の単位に変換して、電流信号を生成する。電流制御器１２は電流指令と電流信号を減算し電流誤差をＰＩＤ制御処理して電圧指令を生成する。パルス幅変調器１２は電圧指令をキャリアと比較し、パルス幅変調信号を生成する。ゲートドライブ回路１８はパルス幅変調信号を絶縁増幅し、ゲートドライブ信号を生成する。ゲートドライブ信号ＰＵはＵ相のプラス側半導体スイッチＱ１のゲートをドライブし、ＮＵはＵ相のマイナス側半導体スイッチＱ４のゲートをドライブする。同様に、ＰＶとＮＶはそれぞれ、Ｑ３とＱ６のゲートをドライブし、ＰＷとＮＷはそれぞれ、Ｑ５とＱ２のゲートをドライブする。負荷３への出力電圧は、半導体スイッチのオン、オフ時間によるパルス幅とそのパルスの高さすなわち直流電源電圧の大きさによって決まるので、直流電源電圧信号を用いてパルス幅の調整を行う。

図８は本発明の第２実施例のインバータ装置の構成を示すブロック図である。周波数切替器は、電圧指令が所定値以上になると第１周波数から第２周波数への切替信号を有効にする。

図７および図８のキャリア生成器１４で作成されるキャリア波形として上記の三角波の他にのこぎり波を用いる方法もある。

図９はインバータ装置のキャリアが第１周波数から周波数の低い第２周波数に切替えるときの波形を示したもので、三角波の波形は連続する。通常三角波のキャリア生成は、アップダウンカウンタとクロック信号により行われる。アップダウンカウンタの最小値と最大値を設定して、最小値から最大値まではクロックをカウントアップし、最大値から最小値までは、カウントダウンさせる。第１周波数から第２周波数にへの切替えは、クロック周波数を切替ることで連続的な三角波を得ることができる。
第２周波数ｆ２は、電流検出の処理が電流検出が可能となると同時すなわち下側アームがＯＮすると同時に開始されるものとすると、電流検出抵抗器を流れる電流のサンプルホールド時間またはＡＤ変換器などの読み込み時間Ｔｒｄとキャリア周波数切替条件の電圧指令レベルＶｒlｖｌとキャリアの三角波の頂点の電圧Ｖｔｐによって以下の式以下に設定される。
ｆ２＜（１／２）・（Ｖｔｐ−Ｖｒｌｖｌ）／（Ｖｔｐ・Ｔｒｄ）
また、変調率をｍで表しｍ＝Ｖｒｌｖｌ／Ｖｔｐとすれば、第２周波数は、以下の式以下に設定される。
ｆ２＜（１／２）・（１−ｍ）／Ｔｒｄ
また、電流開始処理の実施をキャリア波形の三角波の頂点から開始するようにした場合には、電流検出可能な期間が上記の半分となるので、
ｆ２＜（１／４）・（１−ｍ）／Ｔｒｄ
となる。

図１０は本発明のインバータ装置の制御方法を示すフローチャートである。図１０は変調率を演算した後の処理から記載している。変調率が所定値未満の時はキャリアを通常周波数の第１周波数で運転（ＳＴＥＰ１０２）し、電圧指令が大きい場合や直流電源電圧が低いなど変調率が所定値以上になると（ＳＴＥＰ１０１）、通常の第１周波数よりも低い周波数の第２周波数に切替えて運転（ＳＴＥＰ１０２）するという処理を施したものである。ＳＴＥＰ１０２における通常の第１周波数は、使用者が設定する任意の周波数であり、ＳＴＥＰ１０３における通常の第１周波数よりも低い第２周波数は、電流検出時間に必要な時間等を考慮して、図６に示したように電流検出が可能になるように設定した周波数である。また、変調率が所定値未満になれば通常の第１周波数に切替えて運転する。実際の処理は、所定値に微小値を加減算してヒステリシスを加え、チャタリング状動作になるのを防いでいる。

図１１は本発明のインバータ装置の制御方法を示すフローチャートである。一般的に直流電源電圧は使用条件により事前に定まっているので、キャリアの周波数を切替えるのに変調率を用いるのではなく、電圧指令を用いる場合であり、電圧指令に基づいてキャリアを第１周波数から第２周波数に切替える（ＳＴＥＰ２０１）ステップを設けたものである。ＳＴＥＰ２０２およびＳＴＥＰ２０３のキャリア周波数の設定は図１０のＳＴＥＰ１０２およびＳＴＥＰ１０３と同様であり、所定値にヒステリシスを設けている。

本発明によれば、電流検出可能で出力電圧を拡大することができ産業機械や民生機器などへの適用が期待できる。

従来技術および本発明の方法を適用するインバータ装置の主回路構成を示すブロック図 従来技術および本発明の方法を適用するインバータ装置の電流検出原理を説明するタイムチャート 従来技術の問題点を説明するための電圧指令波形（１） 従来技術の問題点を説明するための電圧指令波形（２） 従来技術の問題点を説明するための波形 本発明の原理を説明するための波形 本発明のインバータ装置の構成を示すブロック図 本発明のインバータ装置の構成を示すブロック図 本発明の三角波波形および切替え時のキャリア周波数の変化を示すタイムチャート 本発明の制御方法を示すフローチャート 本発明の制御方法を示すフローチャート 従来例の構成を示すブロック図 変調率と電流波形を示すタイムチャート

符号の説明

１ 電力変換器
２ 平滑コンデンサ
３ 負荷
４ Ｕ相電流検出抵抗
５ Ｖ相電流検出抵抗
６ Ｗ相電流検出抵抗
１１ 電流検出器
１２ 電流制御器
１３ パルス幅変調器
１４ キャリア生成器
１５ 直流電源電圧検出器
１６ 変調率演算器
１７ 周波数切替器
１８ ゲートドライブ回路

Claims (6)

1. ２個の半導体スイッチと電流検出抵抗を直列に接続したスイッチングアームを３組直流電源と並列に接続した電力変換器と、前記電流検出抵抗の電圧降下から電流信号を生成する電流検出器と、電流指令と前記電流信号から電圧指令を生成する電流制御器と、前記電圧指令をキャリアと比較してパルス幅変調信号を生成するパルス幅変調器と、前記パルス幅変調信号から前記半導体スイッチのゲートドライブ信号を生成するゲートドライブ回路と、前記キャリアを生成するキャリア生成器とからなるインバータ装置において、
   前記直流電源の電圧を検出し電源電圧信号を生成する直流電源電圧検出器と、
   電圧指令の波高値を電源電圧信号で除して変調率とする変調率演算器と、
   前記変調率が所定値以上になるとキャリアを第１周波数から前記第１周波数よりも低周波数の第２周波数に切替える周波数切替器と、
   を備えることを特徴とするインバータ装置。
2. ２個の半導体スイッチと電流検出抵抗を直列に接続したスイッチングアームを３組直流電源と並列に接続した電力変換器と、前記電流検出抵抗の電圧降下から電流信号を生成する電流検出器と、電流指令と前記電流信号から電圧指令を生成する電流制御器と、前記電圧指令をキャリアと比較してパルス幅変調信号を生成するパルス幅変調器と、前記パルス幅変調信号から前記半導体スイッチのゲートドライブ信号を生成するゲートドライブ回路と、前記キャリアを生成するキャリア生成器とからなるインバータ装置において、
   前記電圧指令が所定値以上になると前記キャリアを第１周波数から前記第１周波数よりも低周波数の第２周波数に切替える周波数切替器を備えることを特徴とするインバータ装置。
3. 前記キャリアは、三角波あるいはのこぎり波であることを特徴とする請求項１または２のいずれかに記載のインバータ装置。
4. 前記第１周波数から前記第２周波数への切替えは連続的に行われることを特徴とする請求項１または２のいずれかに記載のインバータ装置。
5. ２個の半導体スイッチと電流検出抵抗を直列に接続したスイッチングアームを３組直流電源と並列に接続した電力変換器と、前記電流検出抵抗の電圧降下から電流信号を生成する電流検出器と、電流指令と前記電流信号から電圧指令を生成する電流制御器と、前記電圧指令をキャリアと比較してパルス幅変調信号を生成するパルス幅変調器と、前記パルス幅変調信号から前記半導体スイッチのゲートドライブ信号を生成するゲートドライブ回路と、前記キャリアを生成するキャリア生成器とからなるインバータ装置の制御方法において、
   前記直流電源の電圧を検出し電源電圧信号を生成するするステップと、
   前記電圧指令を前記電源電圧信号で除して変調率を演算するステップと、
   前記変調率が所定値未満のときは第１周波数、所定値以上の時は前記第１周波数よりも低周波数の第２周波数にキャリアを切替えるステップと、
   を備えることを特徴とするインバータ装置の制御方法。
6. ２個の半導体スイッチと電流検出抵抗を直列に接続したスイッチングアームを３組直流電源と並列に接続した電力変換器と、前記電流検出抵抗の電圧降下から電流信号を生成する電流検出器と、電流指令と前記電流信号から電圧指令を生成する電流制御器と、前記電圧指令をキャリアと比較してパルス幅変調信号を生成するパルス幅変調器と、前記パルス幅変調信号から前記半導体スイッチのゲートドライブ信号を生成するゲートドライブ回路と、前記キャリアを生成するキャリア生成器とからなるインバータ装置の制御方法において、
   前記キャリアを前記電圧指令が所定値未満のときは第１周波数に、前記所定値以上の時は前記第１周波数よりも低周波数の第２周波数に切替えるステップ、
   を備えることを特徴とするインバータ装置の制御方法。

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