JP2007020331A - Method for controlling inverter devices - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、直流電源であるバッテリと交流電流により駆動される回転電機との間に配置され、直流電流と交流電流との相互変換を行うインバータ装置の制御方法に関するものである。 The present invention relates to a method for controlling an inverter device that is arranged between a battery that is a direct current power source and a rotating electrical machine that is driven by alternating current, and that performs mutual conversion between direct current and alternating current.
従来、ステータと、ステータの外側に設けられたアウターロータと、から少なくとも構成される回転電機の一例として、円筒状のステータを挟み、内外周にアウターロータおよびインナーロータが配置され、ステータに巻回された多相コイルに複合電流を流すことで、アウターロータとインナーロータを独立して回転制御可能な複軸多層構造を有する回転電機が知られている(例えば、特許文献1参照)。
上述した構成の複軸多層構造を有する回転電機では、その駆動のために二つの周波数成分を有する複合電流を利用するが、回転電機を駆動する従来のインバータ装置において、周波数f1の電流と周波数f2の電流が加え合わされた複合電流が通電されているとき、f1とf2の値が近いとうなりを生じる。うなりの電流は2/(f1+f2)の短い周期と2/(f1−f2)の長い周期を有する。2/(f1−f2)の周期が長いと電流実効値の大きい時間が長く継続されるため、インバータ装置を構成するインテリジェント・パワー・モジュール(IPM)の温度が高くなり、耐圧が低下するという問題点があった。 In the rotating electrical machine having the multi-axis multilayer structure configured as described above, a composite current having two frequency components is used to drive the rotating electrical machine. However, in the conventional inverter device for driving the rotating electrical machine, the current having the frequency f 1 and the frequency When a composite current in which the current of f 2 is added is energized, a beat occurs when the values of f 1 and f 2 are close. The beat current has a short period of 2 / (f 1 + f 2 ) and a long period of 2 / (f 1 −f 2 ). If the period of 2 / (f 1 −f 2 ) is long, the time during which the current effective value is large is continued for a long time, so that the temperature of the intelligent power module (IPM) constituting the inverter device increases and the breakdown voltage decreases. There was a problem.
また、周波数f1の電流の振幅をI1、周波数f2の電流の振幅をI2とすると、複合電流の振幅は最大でI1+I2となり、サージ電圧が高くなってIPMが絶縁破壊や機能停止、劣化などの影響を受けるという問題があった。 If the amplitude of the current at frequency f 1 is I 1 and the amplitude of the current at frequency f 2 is I 2 , the maximum amplitude of the composite current is I 1 + I 2 , and the surge voltage increases, causing the IPM to break down. There was a problem of being affected by function stoppage and deterioration.
本発明は、このような問題点に鑑みてなされたものであり、本発明の目的は、複合電流を構成する2つの電流の周波数が近い場合でも複合電流の実効値を低減させて、IPMの温度が高くなり、耐圧が低下するのを防ぎ、またサージ電圧が高くなってIPMが絶縁破壊等を生じるのを防ぐことのできるインバータ装置の制御方法を提供することにある。 The present invention has been made in view of such problems, and an object of the present invention is to reduce the effective value of the composite current even when the frequencies of two currents constituting the composite current are close to each other. An object of the present invention is to provide a method for controlling an inverter device that can prevent the temperature from increasing and the breakdown voltage from decreasing, and the surge voltage from increasing to prevent the IPM from causing dielectric breakdown.
上記目的を達成するため、第1の発明は、周波数f1の電流と周波数f2の電流を加え合わせた複合電流を生成するインバータ装置の制御方法において、周波数f1および周波数f2から決まり、周波数f1および周波数f2と異なる周波数を有する補償電流を前記複合電流に加え合わせることを特徴とする。第2の発明は、第1の発明において前記補償電流の周波数が(f1+f2)/2であることを特徴とし、また、第3の発明では、第1または第2の発明において、振幅が周波数(f1+f2)/2で振動しながら周波数(f1−f2)/2で振動する前記複合電流の、周波数(f1−f2)/2の振動の極性が変わるたびに、前記補償電流の極性を変えることを特徴とする。 To achieve the above object, a first invention is a control method for inverter apparatus for generating a composite current combined addition of the current and the current of a frequency f 2 frequency f 1, determined from the frequency f 1 and frequency f 2, A compensation current having a frequency different from the frequency f 1 and the frequency f 2 is added to the composite current. The second invention is characterized in that in the first invention, the frequency of the compensation current is (f 1 + f 2 ) / 2, and in the third invention, in the first or second invention, the amplitude is the composite current, the frequency (f 1 -f 2) / 2 of each time the polarity of the vibration is changed but that oscillates at a frequency (f 1 -f 2) / 2 while oscillating at a frequency (f 1 + f 2) / 2 The polarity of the compensation current is changed.
また、第4の発明は、複数の周波数fk(k=1,2,3・・・)成分を含む複合電流を生成するインバータ装置の制御方法において、周波数(fi+fj)/2(i≠j)を有し、前記複合電流の実効値を低減できる補償電流を1つ以上複合電流に加え合わせることを特徴とする。 The fourth invention is a control method for an inverter device that generates a composite current including a plurality of frequency f k (k = 1, 2, 3...) Components, and the frequency (f i + f j ) / 2 ( i ≠ j), and at least one compensation current capable of reducing the effective value of the composite current is added to the composite current.
また、第5の発明は、第1から第4の発明のいずれかにおいて、前記補償電流の効果が最大となる振幅、電気角周波数、位相を計算により求め、求めた振幅、電気角周波数、位相の補償電流を加え合わせることを特徴とし、さらに、第6の発明は、第1から第5の発明のいずれかにおいて、IPMの温度を測定し、ある温度を超えた場合に前記補償電流を加え合わせることが好ましい。 According to a fifth invention, in any one of the first to fourth inventions, the amplitude, electrical angular frequency, and phase at which the effect of the compensation current is maximized are obtained by calculation, and the obtained amplitude, electrical angular frequency, and phase are obtained. Further, the sixth invention is characterized in that in any one of the first to fifth inventions, the temperature of the IPM is measured, and when the temperature exceeds a certain temperature, the compensation current is added. It is preferable to match.
第1の発明によれば、周波数f1の電流と周波数f2の電流を加え合わせた複合電流の振幅を打ち消すように、f1、f2と異なる周波数を有する補償電流を加え合わせることで、長時間電流実効値が大きい状態を避けることができる。これによりIPMが高温になることを妨げる。また、電流振幅も小さくなることから、サージ電圧が小さくなり、耐電圧の低い安価なIPMを使用でき、もしくは直流電源電圧を高くすることができる。 According to the first invention, by adding together the compensation current having a frequency different from f 1 and f 2 so as to cancel the amplitude of the combined current obtained by adding the current of frequency f 1 and the current of frequency f 2 , A state where the effective current value is large for a long time can be avoided. This prevents the IPM from becoming hot. Further, since the current amplitude is also reduced, the surge voltage is reduced, an inexpensive IPM having a low withstand voltage can be used, or the DC power supply voltage can be increased.
また、複合電流は、周波数f1と周波数f2が近い場合、周波数(f1+f2)/2で振動するから、第2の発明によれば、周波数(f1+f2)/2の振動を打ち消すように周波数(f1+f2)/2の補償電流を加えることで、長時間電流実効値が大きい状態を避けることができ、IPMが高温になることを妨げる。また、電流振幅も小さくなることから、サージ電圧が小さくなり、耐電圧の低い安価なIPMを使用でき、もしくは直流電源電圧を高くすることができる。 Further, since the composite current vibrates at the frequency (f 1 + f 2 ) / 2 when the frequency f 1 and the frequency f 2 are close, according to the second invention, the vibration of the frequency (f 1 + f 2 ) / 2 is caused. By adding a compensation current having a frequency (f 1 + f 2 ) / 2 so as to cancel out, a state where the current effective value is large for a long time can be avoided, and the IPM is prevented from becoming high temperature. Further, since the current amplitude is also reduced, the surge voltage is reduced, an inexpensive IPM having a low withstand voltage can be used, or the DC power supply voltage can be increased.
また、複合電流は、周波数f1と周波数f2が近い場合、周波数(f1+f2)/2で振動しながら周波数(f1−f2)/2で振動するから、周波数(f1+f2)/2の振動を打ち消すように周波数(f1+f2)/2の補償電流を加えると、複合電流の周波数(f1−f2)/2の振動の極性が変わったとき、打ち消すように加えた補償電流が逆に足し合わされてしまう。第3の発明によれば、周波数(f1−f2)/2の振動の極性が変わるごとに、周波数(f1+f2)/2の補償電流の極性を反転させることで、継続的に電流実効値や電流振幅を小さくできる。 Further, when the frequency f 1 is close to the frequency f 2 , the composite current vibrates at the frequency (f 1 −f 2 ) / 2 while oscillating at the frequency (f 1 + f 2 ) / 2. Therefore, the frequency (f 1 + f 2 ) When a compensation current having a frequency (f 1 + f 2 ) / 2 is applied so as to cancel the vibration of 2 ) / 2, it is canceled when the polarity of the vibration of the frequency (f 1 -f 2 ) / 2 of the composite current is changed. On the contrary, the compensation current added to is added. According to the third aspect of the invention, the polarity of the compensation current at the frequency (f 1 + f 2 ) / 2 is inverted every time the polarity of the vibration at the frequency (f 1 -f 2 ) / 2 is changed. The effective current value and current amplitude can be reduced.
また、第4の発明によれば、周波数f1と周波数f2からなる複合電流に周波数f3の補償電流を加えることで、周波数f2と周波数f3、周波数f3と周波数f1の間でうなりが生じても、計算により電流実効値の低減が生じるかどうかを求め、電流実効値の低減が生じる場合には、f2とf3の間のうなりに対しては周波数(f2+f3)/2の補償電流を、f3とf1の間のうなりに対しては周波数(f3+f1)/2の補償電流を加えることで、長時間電流実効値が大きい状態を避けることができる。これによりIPMが高温になることを妨げる。また、電流振幅も小さくなることから、サージ電圧が小さくなり、耐電圧の低い安価なIPMを使用でき、もしくは直流電源電圧を高くすることができる。 According to the fourth aspect of the invention, by adding a compensation current of a frequency f 3 to the combined current consisting of the frequency f 1 and frequency f 2, the frequency f 2 and the frequency f 3, while the frequency f 3 and the frequency f 1 Even if a beat occurs, whether or not a reduction in the effective current value occurs is obtained by calculation. If a decrease in the effective current value occurs, the frequency (f 2 + f) is used for the beat between f 2 and f 3. 3 ) / 2 compensation current of frequency (f 3 + f 1 ) / 2 is applied to the beat between f 3 and f 1 to avoid a state where the current effective value is large for a long time. Can do. This prevents the IPM from becoming hot. Further, since the current amplitude is also reduced, the surge voltage is reduced, an inexpensive IPM having a low withstand voltage can be used, or the DC power supply voltage can be increased.
また、第5の発明によれば、複合電流の振幅、周波数、位相といった情報を基に、加える補償電流の振幅、周波数、位相の最適値を計算により求められることから、長時間電流実効値が大きい状態の緩和や電流ピークの低減の効果を最大にすることができる。 Further, according to the fifth aspect, since the optimum values of the amplitude, frequency, and phase of the compensation current to be applied are obtained by calculation based on information such as the amplitude, frequency, and phase of the composite current, the long-term current effective value is obtained. The effect of alleviating the large state and reducing the current peak can be maximized.
さらに、電流実効値の低減のために補償電流を加える場合に、補償電流の振幅の最適値を計算したり、補償電流の極性を変化させる時間を計算したりすると、制御系に負担がかかることが考えられるが、第6の発明によれば、IPM温度が上昇した場合のみ電流実効値の低減制御を行うことにより、制御系に常に負担をかけることなく、電流実効値および電流振幅を低減できる。 Furthermore, when adding a compensation current to reduce the effective current value, calculating the optimum value of the amplitude of the compensation current or calculating the time to change the polarity of the compensation current will impose a burden on the control system. However, according to the sixth invention, the effective current value and the current amplitude can be reduced without always placing a burden on the control system by performing the effective current value reduction control only when the IPM temperature rises. .
本発明のインバータ装置の制御方法について説明する前に、本発明に係るインバータ装置によって駆動される内外に2つのロータを備えた複軸多層構造を有する回転電機についてまず説明する。図1は、インバータ装置の駆動対象となる回転電機の一例としての複軸多層モータが適用されたハイブリッド駆動ユニットの全体図である。図1において、Eはエンジン、Mは複軸多層モータ、Gはラビニョウ型複合遊星歯車列、Dは駆動出力機構、1はモータカバー、2はモータケース、3はギヤハウジング、4はフロントカバーである。 Before explaining the control method of the inverter device of the present invention, a rotating electric machine having a multi-shaft multilayer structure having two rotors inside and outside driven by the inverter device according to the present invention will be described first. FIG. 1 is an overall view of a hybrid drive unit to which a multi-axis multilayer motor as an example of a rotating electrical machine to be driven by an inverter device is applied. In FIG. 1, E is an engine, M is a multi-shaft multilayer motor, G is a Ravigneaux type planetary gear train, D is a drive output mechanism, 1 is a motor cover, 2 is a motor case, 3 is a gear housing, 4 is a front cover is there.
前記エンジンEは、ハイブリッド駆動ユニットの主動力源であり、エンジン出力軸5とラビニョウ型複合遊星歯車列Gの第2リングギヤR2とは、回転変動吸収ダンパー6および多板クラッチ7を介して連結されている。
The engine E is a main power source of the hybrid drive unit, and the engine output shaft 5 and the second ring gear R2 of the Ravigneaux type planetary gear train G are connected via a rotation
前記複軸多層モータMは、外観的には1つのモータであるが2つのモータジェネレータ機能を有する副動力源である。この複軸多層モータMは、前記モータケース2に固定され、コイルを巻いた固定電機子としてのステータSと、前記ステータSの内側に配置し、永久磁石を埋設したインナーロータIRと、前記ステータSの外側に配置し、永久磁石を埋設したアウターロータORと、を同軸上に三層配置することで構成されている。前記インナーロータIRに固定の第1モータ中空軸8は、ラビニョウ型複合遊星歯車列Gの第1サンギヤS1に連結され、前記アウターロータORに固定の第2モータ軸9は、ラビニョウ型複合遊星歯車列Gの第2サンギヤS2に連結されている。 The multi-axis multilayer motor M is a sub-power source having two motor generator functions although it is one motor in appearance. This multi-shaft multilayer motor M is fixed to the motor case 2 and has a stator S as a fixed armature wound with a coil, an inner rotor IR disposed inside the stator S and embedded with permanent magnets, and the stator The outer rotor OR, which is disposed outside the S and has a permanent magnet embedded therein, is arranged in three layers on the same axis. A first motor hollow shaft 8 fixed to the inner rotor IR is connected to a first sun gear S1 of a Ravigneaux type planetary gear train G, and a second motor shaft 9 fixed to the outer rotor OR is a Ravigneaux type planetary gear. It is connected to the second sun gear S2 of the row G.
前記ラビニョウ型複合遊星歯車列Gは、二つのモータ回転数を制御することにより無段階に変速比を変える無段変速機能を有する遊星歯車機構である。このラビニョウ型複合遊星歯車列Gは、互いに噛み合う第1ピニオンP1と第2ピニオンP2を支持する共通キャリヤCと、第1ピニオンP1に噛み合う第1サンギヤS1と、第2ピニオンP2に噛み合う第2サンギヤS2と、第1ピニオンP1に噛み合う第1リングギヤR1と、第2ピニオンP2に噛み合う第2リングギヤR2との5つの回転要素を有して構成されている。前記第1リングギヤR1とギヤハウジング3との間には多板ブレーキ10が介装されている。前記共通キャリヤCには、出力ギヤ11が連結されている。
The Ravigneaux-type compound planetary gear train G is a planetary gear mechanism having a continuously variable transmission function that changes the gear ratio steplessly by controlling two motor rotation speeds. The Ravigneaux type planetary gear train G includes a common carrier C that supports the first pinion P1 and the second pinion P2 that mesh with each other, a first sun gear S1 that meshes with the first pinion P1, and a second sun gear that meshes with the second pinion P2. It has five rotational elements of S2, a first ring gear R1 that meshes with the first pinion P1, and a second ring gear R2 that meshes with the second pinion P2. A
前記駆動出力機構Dは、出力ギヤ11と、第1カウンターギヤ12と、第2カウンターギヤ13と、ドライブギヤ14と、ディファレンシャル15と、ドライブシャフト16,16により構成されている。そして、出力ギヤ11からの出力回転および出力トルクは、第1カウンターギヤ12→第2カウンターギヤ13→ドライブギヤ14→ディファレンシャル15を経過し、ドライブシャフト16,16から図外の駆動輪へ伝達される。
The drive output mechanism D includes an
すなわち、ハイブリッド駆動ユニットは、前記第2リングギヤR2とエンジン出力軸5を連結し、前記第1サンギヤS1と第1モータ中空軸8とを連結し、前記第2サンギヤS2と第2モータ軸9とを連結し、前記共通キャリヤCに出力ギヤ11を連結することにより構成されている。
That is, the hybrid drive unit connects the second ring gear R2 and the engine output shaft 5, connects the first sun gear S1 and the first motor hollow shaft 8, and connects the second sun gear S2 and the second motor shaft 9 to each other. And the
本発明は、上述した内外に2つのロータを備えた複軸多層構造を有する回転電機を駆動するためのインバータ装置の制御方法に関するものである。回転電機を駆動するインバータ装置において、周波数f1の電流と周波数f2の電流が加え合わされた複合電流が通電されているときに、周波数f1とf2の値が近いとうなりを生じて、電流実効値の大きい時間が長く継続するが、本発明は、複合電流を構成する2つの電流の周波数が近い場合でも、複合電流の振幅を打ち消すように、f1、f2と異なる周波数を有する補償電流を加え合わせることで、複合電流の実効値を低減させることを特徴とするものである。このように構成することで、本発明は、IPMの温度が高くなり、耐圧が低下するのを防ぎ、またサージ電圧が高くなってIPMが絶縁破壊等を生じるのを防ぐことができる。 The present invention relates to a method of controlling an inverter device for driving a rotating electrical machine having a multi-axis multilayer structure including two rotors inside and outside. In an inverter device for driving a rotating electrical machine, when a composite current obtained by adding a current of a frequency f 1 and a current of a frequency f 2 is energized, a beat occurs when the values of the frequencies f 1 and f 2 are close to each other. Although the time when the current effective value is large continues for a long time, the present invention has a frequency different from f 1 and f 2 so as to cancel the amplitude of the composite current even when the frequencies of the two currents constituting the composite current are close. The effective value of the composite current is reduced by adding the compensation current. With this configuration, the present invention can prevent the temperature of the IPM from increasing and the breakdown voltage from decreasing, and the surge voltage from increasing to prevent the IPM from causing dielectric breakdown or the like.
以下、本発明のインバータ装置の制御方法について詳細に説明する。図2は、複軸多層構造を有するモータの制御システム図である。ここでは、インナーロータを6相の電流で駆動し、アウターロータを3相の電流で駆動する例について説明する。電流センサ32によって検出されたモータ33の相電流値は、相電流分離手段27により周波数f1のインナー分と周波数f2のアウター分とに分離され、インナー6相電流値は、6φ→dq軸変換手段25において、dq軸電流値に変換され、アウター3相電流値は、3φ→dq軸変換手段26において、dq軸電流値に変換される。
Hereinafter, the control method of the inverter apparatus of this invention is demonstrated in detail. FIG. 2 is a control system diagram of a motor having a multi-axis multilayer structure. Here, an example in which the inner rotor is driven with a six-phase current and the outer rotor is driven with a three-phase current will be described. The phase current value of the
インナーPI制御手段21は、インナーdq軸電流目標値が与えられると、6φ→dq軸変換手段25からの実際のdq軸電流値をインナーdq軸電流目標値に近づけるように電流PI制御を行い、インナーdq軸電圧指令値を演算する。アウターPI制御手段22は、アウターdq軸電流目標値が与えられると、実際のdq軸電流値をアウターdq軸電流目標値に近づけるように電流PI制御を行い、アウターdq軸電圧指令値を演算する。また、補償電流演算手段19は、相電流分離手段27からインナー6相電流値とアウター3相電流値を入力して、複合電流の実効値を低減するための補償電流を生成するか否かを判断し、補償電流を生成すると判断した場合は補償dq軸電圧指令値を演算する。 When the inner dq axis current target value is given, the inner PI control means 21 performs current PI control so that the actual dq axis current value from the 6φ → dq axis conversion means 25 approaches the inner dq axis current target value, The inner dq axis voltage command value is calculated. When the outer dq-axis current target value is given, outer PI control means 22 performs current PI control so that the actual dq-axis current value approaches the outer dq-axis current target value, and calculates the outer dq-axis voltage command value. . Further, the compensation current calculation means 19 inputs the inner 6-phase current value and the outer 3-phase current value from the phase current separation means 27, and determines whether or not to generate a compensation current for reducing the effective value of the composite current. If it is determined that a compensation current is to be generated, a compensation dq axis voltage command value is calculated.
インナーPI制御手段21で演算されたインナーdq軸電圧指令値は、dq軸→6φ変換手段23でインナー6相電圧指令値に変換され、アウターPI制御手段で演算されたアウターdq軸電圧指令値は、dq軸→3φ変換手段24でアウター3相電圧指令値に変換され、補償電流演算手段19で演算された補償dq軸電圧指令値は、dq軸→相電圧変換手段20で補償相電圧指令値に変換される。 The inner dq axis voltage command value calculated by the inner PI control means 21 is converted into an inner six-phase voltage command value by the dq axis → 6φ conversion means 23, and the outer dq axis voltage command value calculated by the outer PI control means is The compensation dq axis voltage command value converted by the dq axis → 3φ conversion means 24 into the outer three-phase voltage command value and calculated by the compensation current calculation means 19 is the compensation phase voltage command value by the dq axis → phase voltage conversion means 20. Is converted to
加算手段28は、インナー6相電圧指令値とアウター3相電圧指令値と補償相電圧指令値とを加算し、デューティ生成手段29は、各相のデューティを生成する。ゲート信号生成手段30は、デューティ生成手段29で生成されたパルスから、インバータ装置31のP側とN側を制御するためのPWM信号を生成し、インバータ装置31を駆動する。インバータ装置31からは、モータ33に、周波数f1の電流と周波数f2の電流が加え合わされた電流に、周波数f1および周波数f2から決まり、周波数f1および周波数f2と異なる周波数を有する補償電流が加え合わされた複合電流が通電される。
The adding means 28 adds the inner 6-phase voltage command value, the outer 3-phase voltage command value, and the compensation phase voltage command value, and the duty generation means 29 generates the duty of each phase. The gate signal generation unit 30 generates a PWM signal for controlling the P side and the N side of the
次に、複合電流の実効値が低減できることについて、数式を用いて説明する。
振幅I1、角速度ω1の電流と、振幅I2、角速度ω2の電流を加え合わせてできる複合電流は、次の式(1)ように表される。
A composite current formed by adding the current having the amplitude I 1 and the angular velocity ω 1 and the current having the amplitude I 2 and the angular velocity ω 2 is expressed by the following equation (1).
式(1)と図3により、複合電流は、角速度(ω1+ω2)/2でsinの振動をしながら角速度(ω1−ω2)/2でcosの振動をしていることがわかる。ここで、電流振幅低減のため、角速度(ω1+ω2)/2、振幅I3の電流3を補償電流として式(1)に加減する。すなわち、式(1)の右辺第1項のcosの値が正のときは電流3を減じ、負のときは電流3を加える。 From the equation (1) and FIG. 3, it can be seen that the composite current oscillates at an angular velocity (ω 1 −ω 2 ) / 2 and a cos at an angular velocity (ω 1 + ω 2 ) / 2. . Here, in order to reduce the current amplitude, the current 3 having the angular velocity (ω 1 + ω 2 ) / 2 and the amplitude I 3 is added to or subtracted from the equation (1) as a compensation current. That is, when the value of cos in the first term on the right side of the equation (1) is positive, the current 3 is decreased, and when the value is negative, the current 3 is added.
したがって、角速度(ω1−ω2)/2である振動の1周期をTとすると、0≦t≦(1/4)Tと(3/4)T≦t≦Tでは、cosの値が正であるから式(1)から電流3を減じる。その結果、式(2)が得られる。
(1/4)T≦t≦(3/4)Tでは、cosの値が負であるから式(1)に電流3を加える。その結果、式(3)が得られる。
次に、電流3を加えるか否かの判断基準について説明する。図4は、電流3を加えるか否かを判断するフローチャートである。まず、電流3を加えた場合の電流実効値Iaと、電流3を加えない場合の電流実効値Ibを計算する。次に、電流実効値Iaと電流実効値Ibを比較し、電流実効値Ibの方が電流実効値Iaよりも大きい場合は、電流3の加減の切り替え時間と、各給電線に流す電流3の位相を計算した後、電流3を加減する。電流実効値Iaが電流実効値Ib以上であるときは、何も加えない。 Next, criteria for determining whether or not to apply the current 3 will be described. FIG. 4 is a flowchart for determining whether or not to apply the current 3. First, to calculate the current effective value I a in the case of adding the current 3, the current effective value I b for the absence of added current 3. Next, compare the current effective value I a and the current effective value I b, when towards the current effective value I b is greater than the current effective value I a is the switching time of the acceleration of the current 3, the respective feeder lines After calculating the phase of the flowing current 3, the current 3 is adjusted. When the current effective value I a is the current effective value I b above, nothing added.
一例として(1/4)T≦t≦(3/4)Tの区間で、電流3を加えた場合の電流実効値の2乗を計算する。
電流3を加えないときの電流実効値は、以下のように表される。
したがって、電流3を加えたことによる電流実効値の減少量は、式(5)から式(4)を引き、平方根を求めることにより計算される。減少量の2乗は以下のように計算される。
次に、実効値低減量を最大とする電流3の振幅の求め方について説明する。式(6)に、電流1の振幅I1、角周波数ω1、電流2の振幅I2、角周波数ω2を代入し、値が正ならば、式(6)を電流3の振幅I3について微分する。極大値をとるときの振幅I3を求めることにより、実効値低減量を最大とする振幅I3が得られる。 Next, how to determine the amplitude of the current 3 that maximizes the effective value reduction amount will be described. When the amplitude I 1 , the angular frequency ω 1 , the amplitude I 2 of the current 2 , and the angular frequency ω 2 are substituted into the equation (6) and the values are positive, the equation (6) is converted into the amplitude I 3 of the current 3. Differentiate with respect to. By determining the amplitude I 3 when taking the maximum value, the amplitude I 3 to the maximum effective value reduction amount obtained.
特にω1≒ω2の場合については、式(6)を近似すると式(7)のようになる。
式(7)の右辺を0として振幅I3について微分すると、
したがって、極値をとるときの振幅I3を求めると、
次に、複合電流に複数の電流を加え合わせる場合について考える。電流1と電流2で構成される複合電流に電流3を加えると、次の式(10)のようになり、電流2と電流3、電流3と電流1の間でもうなりを生じる。
そこで、式(11)に示すように、電流振幅がI4、角周波数がω2とω3(ω3=(ω1+ω2)/2)の平均である電流4と、電流振幅がI5、角周波数がω3とω1の平均である電流5を補償電流として加えることにより、長時間電流実効値が大きい状態を避け、電流ピークを低減することが可能になる場合がある。
式(10)の右辺第3項と第4項、第5項と第6項の振幅をそれぞれ比較すると、第3項、第5項の方が大きい。したがって、第3項、第5項を小さくするように制御する。具体的には、第3項、第5項のcosの値が正のときは電流4、電流5を減じ、負のときは加えるようにする。電流3のみを加減したときと電流4、電流5を加減したときに対して電流実効値を計算し、比較する。電流4、電流5を加減した方が、電流実効値が低減するようなら、電流4、電流5を加減する。これにより、電流3のみを加えたときよりも更に制御の効果を高めることができる。 Comparing the amplitudes of the third and fourth terms on the right side of equation (10), and the fifth and sixth terms, the third and fifth terms are larger. Therefore, control is performed so as to reduce the third and fifth terms. Specifically, the current 4 and the current 5 are reduced when the cos values of the third and fifth terms are positive, and are added when negative. The effective current value is calculated and compared for when only current 3 is adjusted and when current 4 and current 5 are adjusted. If the effective current value is reduced by adjusting the currents 4 and 5, the currents 4 and 5 are adjusted. Thereby, the effect of control can be further enhanced as compared with the case where only the current 3 is applied.
次に、実施例として回転電機の多相コイルに表1に示す6相電流と3相電流からなる複合電流を通電したときの電流3の位相について説明する。表1は、給電線U1を流れる電流位相を0°とした場合の各給電線に流れる電流の位相差を示している。 Next, as an example, the phase of the current 3 when the composite current composed of the 6-phase current and the 3-phase current shown in Table 1 is applied to the multiphase coil of the rotating electrical machine will be described. Table 1 shows the phase difference between the currents flowing through the power supply lines when the phase of the current flowing through the power supply line U1 is 0 °.
式(1)は、6相電流と3相電流に位相差がない場合を示している。しかし、給電線U1以外は位相差があることから、位相差も含めて考える。給電線U1を基準とし、6相電流の位相差をα、3相電流の位相差をβとすると、式(1)は式(12)のようになる。
電流3を加えるか減じるかは式(12)の第1項にあるcosの値が正であるか負であるかにより判断される。例えば、給電線V1の場合、式(12)の第1項のcosの括弧内は、
次に、複合電流を構成する6相電流、3相電流と電流3の位相差について考える。式(12)の第1項のsinの括弧内は、例えば、給電線V1の場合
なお、補償電流である電流3を加えるに当たり相電流の和が0とならない場合には、各相の中性点を接続することができない。したがって、図5に示すように、中性点が接続された通常のインバータ回路ではなく、図6に示すように、補償電流を流すため中性点を分離したインバータ回路を用いる必要がある。 If the sum of the phase currents does not become zero when adding the current 3 that is the compensation current, the neutral point of each phase cannot be connected. Therefore, it is necessary to use an inverter circuit in which the neutral point is separated as shown in FIG. 6 instead of a normal inverter circuit to which the neutral point is connected as shown in FIG.
また、インバータ装置を構成するインテリジェント・パワー・モジュール(IPM)の温度を測定し、ある温度を超えた場合に補償電流を加減するようにすることも可能である。電流実効値の低減のために補償電流を加える場合、加える電流振幅の最適値を計算したり、位相を180°変化させる時間を計算したりすると、制御系に負担がかかることが考えられる。したがって、IPMの温度が上昇した場合のみ電流実効値の低減制御を行うことにより、制御系に常に負担をかけることなく、電流実効値を低減できる。ここで、インテリジェント・パワー・モジュールとは、スイッチング素子の小型化や低損失化と、複数の素子を1パッケージに収めるモジュール化と、ベース(ゲート)ドライブ回路や保護機能を含めたインテリジェント化と、を図ったスイッチング回路をいう。 It is also possible to measure the temperature of the intelligent power module (IPM) that constitutes the inverter device and adjust the compensation current when the temperature exceeds a certain temperature. When a compensation current is added to reduce the effective current value, it may be considered that the control system is burdened if the optimum value of the applied current amplitude or the time for changing the phase by 180 ° is calculated. Therefore, the effective current value can be reduced without constantly burdening the control system by performing the effective current value reduction control only when the temperature of the IPM rises. Here, the intelligent power module means that the switching element is reduced in size and loss, modularized to accommodate multiple elements in one package, and intelligent including the base (gate) drive circuit and protection functions, This is a switching circuit designed for
19 補償電流演算手段
20 dq軸→相電圧変換手段
21 インナーPI制御手段
22 アウターPI制御手段
23 dq軸→6φ変換手段
24 dq軸→3φ変換手段
25 6φ→dq軸変換手段
26 3φ→dq軸変換手段
27 相電流分離手段
28 加算手段
29 デューティ生成手段
30 ゲート信号生成手段
31 インバータ装置
32 電流センサ
33 モータ
19 Compensation current calculation means 20 dq axis → phase voltage conversion means 21 inner PI control means 22 outer PI control means 23 dq axis → 6φ conversion means 24 dq axis → 3φ conversion means 25 6φ → dq axis conversion means 26 3φ → dq
Claims (6)
6. The method of controlling an inverter device according to claim 1, wherein the temperature of the intelligent power module is measured, and when the temperature exceeds a certain temperature, the compensation current is added to the composite current.
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JP2005200305A JP2007020331A (en) | 2005-07-08 | 2005-07-08 | Method for controlling inverter devices |
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JP2010233309A (en) * | 2009-03-26 | 2010-10-14 | Nissan Motor Co Ltd | Motor controller |
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