JP5393238B2 - Electric motor drive system, electric motor control device, and electric motor drive method - Google Patents
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Description
本発明は、電動機駆動システム，電動機制御装置及び電動機の駆動方法に係り、特に、電動機に接続された回転機器の軸（シャフト）の振動を低減することに好適な電動機駆動システム，電動機制御装置及び電動機の駆動方法に関する。 The present invention relates to an electric motor drive system, an electric motor control device, and an electric motor drive method, and in particular, an electric motor drive system, an electric motor control device, and an electric motor drive system suitable for reducing vibration of a shaft of a rotating device connected to the electric motor. The present invention relates to a method for driving an electric motor.
電力変換器で電動機を可変速駆動し、減速ギア，増速ギアなどを介してファン，ポンプ，圧縮機などの回転機器を運転する電動機駆動システムにおいては、電動機と回転機器間の軸（シャフト）に特定周波数の振動成分が発生する場合がある。この振動周波数は機器に固有のものであり、電力変換器駆動では、この固有周波数の振動が機械に悪影響を与えないように制御することが必要である。 In an electric motor drive system that drives a rotating device such as a fan, pump, compressor, etc. via a reduction gear, an increasing gear, etc., by driving the electric motor at a variable speed with a power converter, a shaft (shaft) between the electric motor and the rotating device In some cases, a vibration component having a specific frequency is generated. This vibration frequency is unique to the device, and it is necessary for the power converter drive to control the vibration of this natural frequency so as not to adversely affect the machine.
このため、振動が大きくなる特定周波数での運転時間を短く（スキップ）するように、電力変換器の出力周波数を制御する技術が知られている。また、特定周波数近傍での駆動において、上記振動成分を打ち消すため、例えば、特開２０００−４１４００号公報や特開平４−３１９７１５号公報に記載されているように、速度変動やトルク変動成分を推定し、それらの脈動を打ち消すための逆電動機トルクをかけるように、電力変換器を制御する技術が知られている。 For this reason, a technique for controlling the output frequency of the power converter so as to shorten (skip) the operation time at a specific frequency at which vibrations increase is known. Further, in order to cancel the vibration component when driving near a specific frequency, for example, as described in Japanese Patent Application Laid-Open No. 2000-41400 and Japanese Patent Application Laid-Open No. 4-319715, speed fluctuation and torque fluctuation components are estimated. And the technique which controls a power converter so that the reverse motor torque for canceling those pulsations may be applied is known.
しかしながら、従来技術においては、速度推定や軸振動トルクの推定には、電動機や機械系の情報が不可欠である。これらの定数を事前に入手、もしくは測定する必要があり、それらの値が実値と違っていた場合、逆に振動を助長させるようなトルクが発生する可能性がある。また、上記推定には制御演算が複雑になり、制御遅れが顕著となった場合には、振動を助長させるようなトルクが発生する可能性がある。 However, in the prior art, information on the electric motor and the mechanical system is indispensable for speed estimation and shaft vibration torque estimation. It is necessary to obtain or measure these constants in advance, and if these values are different from the actual values, there is a possibility of generating torque that promotes vibration. Further, when the control is complicated in the above estimation and the control delay becomes remarkable, there is a possibility that a torque that promotes vibration may be generated.
本発明では、上記問題点に鑑み、適切に振動成分の抑制が可能な電動機駆動システム，電動機制御装置及び電動機の駆動方法を提供することにある。 In view of the above problems, an object of the present invention is to provide an electric motor drive system, an electric motor control device, and an electric motor drive method capable of appropriately suppressing vibration components.
上記目的を達成するために、本発明では、前記電動機で発生される電動機トルクもしくは電動機トルク電流に含まれる振動成分の位相が、前記電動機の電気角周波数に含まれる同一周波数の振動成分の位相に対し、９０度よりも大きくも且つ１８０度よりも小さく進むよう電動機を駆動するための電圧を制御する構成とした。 In order to achieve the above object, in the present invention, the phase of the vibration component included in the motor torque or the motor torque current generated in the motor is the phase of the vibration component of the same frequency included in the electrical angular frequency of the motor. On the other hand, the voltage for driving the electric motor is controlled so as to advance larger than 90 degrees and smaller than 180 degrees .
より具体的には、電動機の電流値９０度以上進むようにする場合、上記電力変換器の出力電圧を補正する出力電圧補正手段を設けた。また、上記出力電圧補正手段は、９０度以上進ませるための電圧指令補正値を演算するトルク進み電圧補正値演算部と、該電圧補正値を用いて、電圧指令値を補正する補正部によって構成される。また、上記トルク進み電圧補正値演算部は、比例部、もしくは比例部×一次遅れ部、もしくは（比例部−微分部）、もしくは比例部×一次遅れ部×不完全微分部、もしくは（比例部−微分部）×不完全微分部で構成されても良い。 More specifically, output voltage correction means for correcting the output voltage of the power converter is provided when the current value of the motor is advanced by 90 degrees or more. The output voltage correction means includes a torque advance voltage correction value calculation unit that calculates a voltage command correction value for advancing 90 degrees or more, and a correction unit that corrects the voltage command value using the voltage correction value. Is done. Further, the torque advance voltage correction value calculation unit is a proportional unit, or a proportional unit × first-order lag unit, or (proportional unit-differential unit), or a proportional unit × first-order lag unit × incomplete differential unit, or (proportional unit− (Differentiating part) × incomplete differentiation part.
本発明によれば、適切に振動成分の抑制が可能となる。具体的な例に係る発明では、電力変換器で電動機を可変速駆動し、減速ギア，増速ギアなどを介してファン，ポンプ，圧縮機などの回転機器を運転する電動機駆動システムにおいて、電動機と回転機器間の軸（シャフト）に発生する特定周波数の振動成分を、詳細な電動機や機械定数を必要とせず、簡単な制御系で実現することができる。 According to the present invention, vibration components can be appropriately suppressed. In an invention according to a specific example, in an electric motor drive system in which a motor is driven at a variable speed by a power converter and a rotating device such as a fan, a pump, or a compressor is operated via a reduction gear, an increase gear, etc., A vibration component having a specific frequency generated on the shaft (shaft) between the rotating devices can be realized with a simple control system without requiring a detailed electric motor or a mechanical constant.
以下本発明の詳細について図面を用いながら説明する。 The details of the present invention will be described below with reference to the drawings.
本実施例の電動機駆動システムについて、図１を用いて説明する。図１は本実施例を含む、電動機駆動システムの全体構成を示す。 The motor drive system of the present embodiment will be described with reference to FIG. FIG. 1 shows the overall configuration of an electric motor drive system including this embodiment.
図１では、交流電源１により電力変換器２に電力が供給される。電力変換器２で電動機３を可変速駆動しトルク伝達部４を介して負荷器５を運転する。電力変換器２は電流検出部６による電流値を基に、制御部１０により制御される。電力変換器２の出力電圧により電動機３が駆動される。電動機の回転トルクはトルク伝達部４の機械軸，ギア（減速ギア，増速ギア等）などを介し負荷器５に伝達される。負荷器５は、例えばファン，ポンプ，圧縮機などの回転機器などである。制御部１０では、本発明に係わる制御ブロックについて示しており、以下に詳細を説明する。
In FIG. 1, power is supplied to the
座標変換部１２では、電流検出部６からの交流電流信号をｄ（磁束軸），ｑ（トルク軸）方向の直流量に座標変換する。この、ｄ，ｑ座標系を用いて行うベクトル制御が本制御のベースとなっている。ベクトル制御は一般的であるため、詳しい内容は割愛する。座標変換に用いる位相θは周波数指令ω１*を用い、位相演算部１５で演算する。電圧指令演算部１４では、励磁電流指令Ｉｄ*，トルク電流指令Ｉｑ*，周波数指令ω１*を基に、直流電圧指令Ｖｄ*，Ｖｑ*を演算する。尚、電圧指令演算部１４では、電流指令のみでなく、トルク指令なども用いる事もある（図では省略）。トルク進み電圧補正値演算部１１では、トルク電流指令Ｉｑ*，トルク電流検出値ＩｑＦＢを基に、ｑ軸電圧補正値ΔＶｑ*を演算する。演算されたΔＶｑ*は、電圧指令演算部１４の出力であるＶｑ*を補正する。電圧指令演算部１４で作られた直流電圧指令Ｖｄ*，Ｖｑ*は、座標変換部１３で交流電圧指令に変換される。交流電圧指令はＰＷＭゲートパルス生成部１６で電力変換器２のスイッチング素子を制御するゲートパルスに変換され、電力変換器２に送られる。尚、位相演算部１５では、２種類のθを出力しているが、これは、交流出力電圧に座標変換するための座標変換部１３で用いるθと、交流電流検出値を座標変換する座標変換部１２で用いるθを各々出しているためである。これらは検出や演算の遅れなどを考慮して各々決められる。
The
トルク進み電圧補正演算部１１では、電動機の回転角周波数ωｒに含まれる振動成分に対し、トルク電流ＩｑＦＢもしくは電動機トルクτｅに含まれる振動成分が９０度以上進むように、ΔＶｑ*を設定する。９０度以上進ませることで、機械系の振動を抑制することができる。この理由については図２を用いて説明する。図２（ａ）は電動機角周波数ωｒから電動機トルクτｅまでの振動に寄与するループである。図中の記号については、各々、ｒσは電動機一次及び二次抵抗の一次側換算した合成成分、Ｌσは電動機漏れインダクタンスの一次及び二次成分の一次側換算した合成成分、Ｐは極数、Ｍは相互インダクタンス、Ｌ２は電動機相互インダクタンスと漏れ二次インダクタンスの和、Φ２ｄは電動機ｄ軸の二次磁束，ＪＭは電動機慣性モーメント，ｓは微分演算子を示す。図２（ａ）では、電動機に印加されるｑ軸電圧成分Ｖｑと電動機の誘起電圧ｅｍｆとの差分相当の電位差に電動機のインピーダンス成分ｒσ＋Ｌσ・ｓを介し、トルク電流Ｉｑが流れる。次に、Ｉｑが電動機トルクτｅを発生させ、機械側からのトルクτｓと、電動機慣性モーメントＪＭによって、電動機の回転角周波数ωｒが決まる。次に、τｅに含まれる振動成分がωｒに含まれる振動成分に対し９０度以上または９０度以内進んだ場合の等価ループを図２（ｂ−１），図２（ｂ−２）に各々記す。９０度以上、以内の位相のずれを比例ゲインβ，時定数αの一次遅れを用いて各々表す。これらを等価変換すると、図２（ｃ−１），図２（ｃ−２）のようになる。ここで、τｅの位相が９０度以上進んでいる場合は、図２（ｃ−１）で電気的減衰係数に相当するＫ″が正となり、減衰されるが、９０度以内進みの場合、図２（ｃ−２）では、減衰係数に相当するＫ″が負となり、振動が増加する。よって、ωｒに含まれる振動成分に対し、τｅ（もしくはトルク電流Ｉｑ）に含まれる振動成分が９０度以上進むように制御する事で、機械系のトルクτｓの振動を抑制することができる。
The torque advance voltage
次に、トルク進み電圧補正演算部１１の設定方法について述べる。図３にトルク進み電圧補正演算部１１を含む系のブロック図、図４に、−ωｒからＩｑの伝達ブロックを示す。前述の様にωｒに対するＩｑＦＢの位相∠ＩｑＦＢ／ωｒを９０度以上進み（本図の場合、∠Ｉｑ／−ωｒを９０度以内遅れ）にすれば、振動は低減できる。図４の伝達関数Ｇは数１のようになる。トルク進み電圧補正演算部１１のゲインはＫとした。
Next, a setting method of the torque advance voltage
Ｇ＝Ａ／((ｒσ＋Ｋ)＋Ｌσ・ｓ) (尚、Ａ＝Ｐ／２×Ｍ／Ｌ２×Φ２ｄ)…（数１） G = A / ((rσ + K) + Lσ · s) (where A = P / 2 × M / L2 × Φ2d) (Equation 1)
ゲインＧは数２のように表され、Ｋを大きくすることで小さくなる。
The gain G is expressed as in
｜Ｇ(ｊω)｜＝Ａ／√((ｒσ＋Ｋ)＋Ｌσ・ω) …（数２） | G (jω) | = A / √ ((rσ + K) + Lσ · ω) (Expression 2)
また、−ωｒからＩｑＦＢまでの位相差を数３に表す。
Further, the phase difference from −ωr to IqFB is expressed by
∠Ｇ(ｊω)＝−ｔａｎ-1(ω・Ｔσ′) (Ｔσ′≡Ｌσ／(ｒσ＋Ｋ)) …（数３） ∠G (jω) = − tan −1 (ω · Tσ ′) (Tσ′≡Lσ / (rσ + K)) (Equation 3)
数３では、時定数Ｔσ′が数３の様になる。電動機電流の変動時定数であるＴσ（＝Ｌσ／ｒσ）に対し、Ｔσ′（＝Ｌσ／（ｒσ＋Ｋ））はＫの分だけ小さくなる。これは、Ｋを大きくすることで−ωｒからＩｑＦＢまでの遅れが小さくなることを示す。言い換えれば、Ｋを大きくすることで、ωｒからＩｑＦＢまでの遅れが大きくなり（図５参照）、抑振効果が期待できる。
In
このように、トルク進み電圧補正演算部１１では、電動機３で発生される電動機トルクもしくは電動機トルク電流に含まれる振動成分の位相が、電動機３の電気角周波数に含まれる同一周波数の振動成分の位相に対し、９０度以上進むような、比例成分Ｋを設定するのである。なお、比例成分Ｋを大きくすると、システム全体が不安定になることより、機械系のトルクτｓの振動の振幅が予め決められた所定以上となった場合に９０度以上進ませるような比例成分Ｋを設定し、それ以外では、比例成分Ｋを９０度以上進ませるような値よりも小さく設定しても良い。
Thus, in the torque advance voltage
具体的な動作について図６を用いて説明する。図６（ａ）において、電動機３の電気角周波数ωｒを一定値である例えば６０Ｈｚに制御したいと仮定する。しかしながら、減速ギア，増速ギアなどを介して負荷器５を運転しているので、これらの影響を受けて、電動機３と負荷器５の軸（シャフト）に振動が発生し、電動機３の電気角周波数ωｒは周期的（周期Ｔ）に振幅６０Ｈｚ±αの間で振動する。すなわち、図６（ａ）において、周期Ｔで振幅αの振動成分を持つのである。これに対して、図６（ｂ）では、電動機のトルクτｅもしくはトルク電流ＩｑＦＢにおいて、電動機３の電気角周波数ωｒの振動成分と同一周波数（周期Ｔ）の成分を持ち、かつ、電気角周波数ωｒの振動成分よりも９０度以上進ませるようにするのである。
A specific operation will be described with reference to FIG. In FIG. 6A, it is assumed that the electrical angular frequency ωr of the
以上より、本実施例では、電動機回転角周波数の振動成分に対し、トルク電流もしくはトルクの振動成分の位相を９０度以上進めることで、振動の減衰係数を大きくすることができる。また、制御には詳細な機械系の定数は用いておらず、簡易に制御系を設定することが可能である。 As described above, in this embodiment, the vibration damping coefficient can be increased by advancing the phase of the torque current or the vibration component of the torque by 90 degrees or more with respect to the vibration component of the motor rotation angular frequency. Further, detailed mechanical system constants are not used for the control, and the control system can be easily set.
次に、本発明の第２の実施例について、第１の実施例と異なる点について説明する。第１の実施例では、トルク進み電圧補正演算部１１において、ゲインＫを上げた際、数２の系全体のゲイン｜Ｇ｜が下がるため、振動に対して感度が下がる場合がある。そこで、本実施例では、系全体のゲイン｜Ｇ｜を下げずに、位相のみを進める方法として、ゲインＫを数４のような形にする。すなわち、トルク進み電圧補正演算部１１において、電動機３で発生される電動機トルクもしくは電動機トルク電流に含まれる振動成分の位相が、電動機３の電気角周波数に含まれる同一周波数の振動成分の位相に対し、９０度以上進むようなＫ２，Ｌσ′等を設定するのである。
Next, a difference between the second embodiment of the present invention and the first embodiment will be described. In the first embodiment, when the gain lead K is increased in the torque advance voltage
Ｋ→Ｋ２−Ｌσ′・ｓ …（数４） K → K2−Lσ ′ · s (Equation 4)
これにより、数１，数２，数３は数５，数６，数７のようになる。
As a result,
Ｇ＝Ａ／((ｒσ＋Ｋ２)＋(Ｌσ−Ｌσ′)・ｓ) …（数５）
｜Ｇ(ｊω)｜＝Ａ／√((ｒσ＋Ｋ２)＋(Ｌσ−Ｌσ′)・ω) …（数６）
∠Ｇ(ｊω)＝−ｔａｎ-1(ω・Ｔσ″)
(Ｔσ″≡(Ｌσ−Ｌσ′)／(ｒσ＋Ｋ２)) …（数７）
G = A / ((rσ + K2) + (Lσ−Lσ ′) · s) (Expression 5)
| G (jω) | = A / √ ((rσ + K2) + (Lσ−Lσ ′) · ω) (Expression 6)
∠G (jω) = − tan −1 (ω · Tσ ″)
(Tσ ″ ≡ (Lσ−Lσ ′) / (rσ + K2)) (Expression 7)
このため、Ｌσ′を調整することにより、Ｋ２を大きくしても、Ｌσ′をＬσに近づけることで、ゲインは変えずに位相のみを進めることができる。 For this reason, even if K2 is increased by adjusting Lσ ′, only the phase can be advanced without changing the gain by bringing Lσ ′ closer to Lσ.
換言すれば、トルク進み電圧補正演算部１１において、Ｋ２を第１の実施例におけるＫよりも小さな値としつつ、電動機３で発生される電動機トルクもしくは電動機トルク電流に含まれる振動成分の位相が、電動機３の電気角周波数に含まれる同一周波数の振動成分の位相に対し、９０度以上進むようなＬσ′を設定しておくのである。ここで、Ｋ２−Ｌσ′・ｓを実現する場合、ｓは微分を行っても良いし、もしくは以下のように一次遅れを用いて得ることができる。
In other words, in the torque advance voltage
１／(Ｋ２＋Ｌσ′・ｓ)−＞(Ｋ２−ｊ・ω・Ｌσ′)／(Ｋ２2＋Ｌσ′2・ω2)
−＞(Ｋ２−Ｌσ′・ｓ)／(Ｋ２2＋Ｌσ′2・ω2)
＝＞Ｋ２−Ｌσ′・ｓ＝(Ｋ２2＋Ｌσ′2・ω2)／(Ｋ２＋Ｌσ′・ｓ) …（数８）
1 / (K2 + Lσ ′ · s) −> (K2−j · ω · Lσ ′) / (K2 2 + Lσ ′ 2 · ω 2 )
-> (K2−Lσ ′ · s) / (K2 2 + Lσ ′ 2 · ω 2 )
=> K2−Lσ ′ · s = (K2 2 + Lσ ′ 2 · ω 2 ) / (K2 + Lσ ′ · s) (Equation 8)
以上より、トルク進み電圧補正演算部１１のゲインは実施例１のように、比例系Ｋで設定すればωｒの振動成分に対し、Ｉｑの振動成分の位相を９０度以上進めることは可能であるが、更に数８のように、比例系×一時遅れ系で設定することで、ゲインを下げずに位相をずらすことになりより効果的である。また、数８の様にではなく、数４のように直接、比例系−微分系でゲインを設定しても良い。また、本ゲインにより、機械系の固有振動数よりも低周波数（数Ｈｚ）の振動成分が生じた場合は、低周波数カット用の不完全微分系をさらに加えても良い。また、本実施例では、トルク電流検出値とトルク電流指令値を用いているが、トルク検出値とトルク指令値を用いても同様の効果を得ることができる。
As described above, if the gain of the torque advance voltage
尚、回転角周波数の振動成分とトルク電流もしくはトルクの振動成分がきれいな正弦波になっていない場合、波形を積分して得られる平均値と波形の交差する点をゼロ点として、その位相差を見れば、トルク電流もしくはトルクの振動波形が、回転角周波数の振動波形に対し、９０度以上遅れているかどうかの判断は可能である。もしくは、回転電気角周波数の振動波形の最大値ピーク間を１８０度とし、同様に、トルク電流もしくはトルクの振動周波数の振動波形の最大値ピーク間を１８０度とし、上記トルク電流もしくはトルクの振動波形の最大値ピークの、上記電気角周波数の振動波形から得られた最大値ピークに対する進み角を見てもよい。 If the vibration component of the rotational angular frequency and the torque current or the vibration component of the torque are not clean sine waves, the average value obtained by integrating the waveform and the point where the waveform intersects is taken as the zero point, and the phase difference is calculated. If it sees, it can be judged whether the torque current or the vibration waveform of a torque is over 90 degree | times with respect to the vibration waveform of a rotation angular frequency. Alternatively, the maximum value peak of the vibration waveform of the rotating electrical angular frequency is 180 degrees, and similarly, the maximum value peak of the vibration waveform of the torque current or the vibration frequency of the torque is 180 degrees. The advance angle of the maximum value peak with respect to the maximum value peak obtained from the vibration waveform of the electrical angular frequency may be seen.
以上より、本実施例では、電動機回転角周波数の振動成分に対し、トルク電流もしくはトルクの振動成分の位相を９０度以上進めることで、振動の減衰係数を大きくすることができる。この際、第１の実施例に比べ、系全体のゲインを下げることがないため、より効果的である。また、制御には機械系の定数は用いておらず、電動機の抵抗とインダクタンスの成分がわかれば良く、簡易に制御系を設定することが可能である。 As described above, in this embodiment, the vibration damping coefficient can be increased by advancing the phase of the torque current or the vibration component of the torque by 90 degrees or more with respect to the vibration component of the motor rotation angular frequency. In this case, compared with the first embodiment, the gain of the entire system is not lowered, which is more effective. In addition, mechanical system constants are not used for the control, and it is only necessary to know the resistance and inductance components of the motor, and the control system can be easily set.
次に、本発明の第３の実施例について、第１及び第２の実施例と異なる点について説明する。図７では、直流電圧指令を補正していたのに対し、本実施例では、交流電圧指令を補正する。交流電流指令値演算部２３では、直流電流指令Ｉｄ*，Ｉｑ*を、位相演算部１５からの位相θを用いて、座標変換等により３相交流電流指令値に変換する。トルク進み交流電圧補正値演算部２２では、上記の交流電流指令値と、電流検出部６で検出された交流電流検出値を用い、例えば、各相（Ｕ，Ｖ，Ｗ）の指令値と検出値の差分を基に、実施例１，実施例２と同様に、比例系，比例系×一次遅れ系，（比例系−微分系）、及び各々に不完全微分系をかけたもので、各々各相の交流電圧補正値を演算する。また、本実施例の交流電圧補正と、図１の直流電圧補正の両方を行っても良い。
Next, a difference between the third embodiment of the present invention and the first and second embodiments will be described. In FIG. 7, the DC voltage command is corrected. In this embodiment, the AC voltage command is corrected. The alternating current command
以上より、本実施例では、交流成分の補正を行うことで、第１及び第２の実施例と同様、電動機回転角周波数の振動成分に対し、トルク電流もしくはトルクの振動成分の位相を９０度以上進めることにより、簡易に機械系の振動成分を減衰させることができる。 As described above, in this embodiment, by correcting the alternating current component, the phase of the torque current or the vibration component of the torque is 90 degrees with respect to the vibration component of the motor rotation angular frequency, as in the first and second embodiments. By proceeding as described above, the vibration component of the mechanical system can be easily damped.
１ 交流電源
２ 電力変換器
３ 電動機
４ トルク伝達部
５ 負荷器
６ 電流検出部
１０ 制御部
１１ トルク進み電圧補正値演算部
１２，１３ 座標変換部
１４ 電圧指令演算部
１５ 位相演算部
１６ ＰＷＭゲートパルス生成部
２１ 交流電圧補正部
２２ トルク進み交流電圧補正値演算部
２３ 交流電流指令値演算部
DESCRIPTION OF
Claims (9)
In a motor drive system having a power converter that controls a voltage for driving the motor according to a current value of the motor, the power converter controls a voltage for driving the motor, The motor torque generated by the motor or vibration included in the motor torque current by processing the torque current value in a loop system including a means for detecting the torque current value of the motor and a temporary delay portion or a differentiation portion. Control that outputs a pulse signal to the power converter so that the phase of the component advances more than 90 degrees and less than 180 degrees with respect to the phase of the vibration component of the same frequency included in the electrical angular frequency of the electric motor The motor drive system characterized by having a part .
In a motor drive system having a power converter for controlling a voltage for driving the motor according to a current value of the motor, a voltage command calculation means for calculating a voltage command for driving the motor, and the power converter Controls the voltage for driving the motor, and processes the torque current value by means of a loop system including a means for detecting the torque current value of the motor and a temporary delay part or a differentiation part. in the phase of the vibration component included in the electric motor torque or motor torque current is generated by the electric motor, to the phase of the oscillating component of the same frequency in electrical angular frequency of the motor, and also greater than 90 degrees 180 Patent in that a output voltage correction means for correcting the voltage command to output a pulse signal to the power converter to advance less than degrees To, electric motor drive system.
The output voltage correction means according to claim 2, wherein the output voltage correction means calculates a difference between the detected current of the motor and a current command value, and uses the difference value to generate a motor torque or a motor torque current generated in the motor. A voltage command correction value for causing the phase of the vibration component included to be larger than 90 degrees and smaller than 180 degrees relative to the phase of the vibration component of the same frequency included in the electrical angular frequency of the motor is calculated. An electric motor drive system comprising: a torque advance voltage correction value calculation unit; and a correction unit that corrects a voltage command value using the voltage correction value.
3. The loop system according to claim 1 , wherein the loop system includes any one of proportionality, proportionality and primary delay, proportionality and differentiation, proportionality and primary delay and incomplete differentiation, or proportionality, differentiation and incomplete differentiation. An electric motor drive system characterized by that.
The loop system according to claim 1 , wherein the loop system calculates, as an operation, either proportional or proportional × first-order lag, proportional-derivative, proportional × first-order lag × incomplete differentiation, or proportional-derivative × incomplete differentiation. An electric motor drive system characterized by comprising.
5. The average of the waveform of the vibration component of the torque current or the vibration frequency of the torque according to claim 1, wherein an intersection between the average value of the vibration component of the electrical angular frequency and the waveform of the vibration component is a zero point. When the intersection of the value and the vibration component waveform is defined as a zero point, the zero point obtained from the torque current or the vibration component waveform of the torque is the zero point obtained from the vibration component waveform of the electrical angular frequency. On the other hand, the motor drive system is characterized by being advanced 90 degrees or more.
6. The waveform of the vibration component of the torque current or the vibration frequency of the torque according to claim 1, wherein a phase between the maximum value peak of the vibration component waveform of the electrical angular frequency and the next minimum value peak is 180 degrees. An electric motor drive system characterized in that a phase between a maximum value peak and a next minimum value peak is 180 degrees.
In the motor control device for controlling the voltage for driving the motor according to the current value of the motor, the voltage for driving the motor is controlled by a power converter, and the torque current value of the motor is detected. And the torque current value is processed by a loop system including a temporary delay part or a differential part, so that the motor torque generated by the motor or the phase of the vibration component included in the motor torque current is An electric motor control device that outputs a pulse signal to the power converter so as to advance more than 90 degrees and less than 180 degrees with respect to the phase of the vibration component of the same frequency included in the electrical angular frequency .
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