JP2006523406A - デジタル信号のボリューム制御装置 - Google Patents
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Abstract
デジタルボリューム制御装置はデジタル入力信号のボリューム制御のための論理ユニットを具備する。最大でkビットがアクティブである連続的に供給されるmビットワードは、ボリュームコントロール(4)の出力信号から得られるか、または、ボリュームコントロール(4)によって供給され、フィルタ処理されたmビットワードが量子化器(5)要素に通されるが、これらのフィルタ処理された信号の中の最上位jビットだけがアクティブビットである。ノイズシェイパはmビットワードが供給される周波数のk/j倍である周波数で動作する。アップサンプラ(3)はノイズシェイパへのフィルタ処理されたmビットワードの動作周波数調節のため設けられる。この動作周波数は、少なくともデジタル入力信号のサンプルレートのk/j倍よりも高い。論理ユニットのための制御信号は量子化器を通過したmビットワードによって形成される。
Description
本発明は、デジタルボリューム制御装置に係り、特に、制御されるべきデジタル入力信号が供給され、上記デジタル入力信号のボリューム制御がボリューム制御要素の出力信号から得られる制御信号によって決定され、ボリューム制御されたデジタル出力信号を提供する論理ユニットを具備するデジタルオーディオ信号のボリューム制御装置に関する。
ボリューム制御要素は、オーディオ機器の場合のように手動で制御される装置でもよく、制御信号が得られる出力信号を提供する自動ボリューム制御またはコンピュータの一部でもよい。
現在市場ではデジタルオーディオ信号用の種々のボリューム制御装置が入手可能であり、ソフトウェアで実施され、デジタル信号プロセッサ上で実行されるか、または、ハードウェアで実施されることもあり、他の信号処理ブロックと一体化されることがよくある。実際には、ハードウェアで実施されたデジタルボリューム制御装置は、乗算ワード長が非常に長い乗算器の形式の論理ユニットを有する。たとえば、24ビットの共通ワード長を有するパルス符号変調(PCM)オーディオ入力信号が供給され、これらのオーディオ入力信号のボリュームが約−83dと約+11.5dBとの間のレンジで制御されるべきであるとき、制御レンジ全体で2dBの分解能を達成するために、少なくとも18ビットの制御信号が供給されるべきである。制御レンジ全体で1.5dBの分解能を達成するためには、少なくとも20ビットの制御信号が必要である。しかし、24ビットのオーディオ入力信号と18または20ビットの制御信号との乗算は、大型かつ非常に高価な乗算器を必要とする。さらに、ボリューム変化中、すなわち、ボリューム制御装置の動的モード中では、約1.5dBの分解能でさえ可聴「クリック音」を回避するためには不十分である。
冒頭に記載されたデジタルボリューム制御装置は米国特許第6,405,092号により既知である。上記特許明細書中の論理ユニットは、第1の実施形態では、ビットシフタによって形成されるので、制御信号を用いて、供給されたワードが双方向にシフトされ得る。これは僅かに6dBの分解能しか得られないことを意味する。より精細な分解能、たとえば、1.5dBを達成するために、上記特許明細書中のさらなる実施形態では、多数のシフトされた入力ワードを加算するために加算器を備えた乗算器が使用されるが、1.5dBのボリュームステップによるボリューム変化中に、クリック音が依然として聞き取れるであろう。
本発明の目的は、大型で高価な乗算器を避け、ボリューム制御において高分解能が得られるデジタルボリューム制御装置を提供することである。
したがって、本発明によれば、冒頭の段落に記載されたようなデジタルボリューム制御装置は、
第1のサンプル周波数でkビットのアクティブビットを有する一連のmビットワードの形式の制御信号を受信し、第1のサンプル周波数の少なくともk/j倍よりも高い第2のサンプル周波数で、jビットのアクティブビットを有する一連のmビットワードを含む中間形式へ制御信号を変換する変換手段と、
中間信号にデジタル入力信号を乗算することにより乗算信号を生成し、この乗算信号を平均化することにより出力信号を生成する平均化手段と、をさらに具備することを特徴とする。
第1のサンプル周波数でkビットのアクティブビットを有する一連のmビットワードの形式の制御信号を受信し、第1のサンプル周波数の少なくともk/j倍よりも高い第2のサンプル周波数で、jビットのアクティブビットを有する一連のmビットワードを含む中間形式へ制御信号を変換する変換手段と、
中間信号にデジタル入力信号を乗算することにより乗算信号を生成し、この乗算信号を平均化することにより出力信号を生成する平均化手段と、をさらに具備することを特徴とする。
特に、量子化器が、ノイズシェイパへ供給されるワードの最上位アクティブビットだけを含むmビットワードを供給するように設計されるとき、すなわち、j=1である場合に、論理ユニットは簡単なシフトレジスタにより構成され得る。このような場合には、複雑な乗算の代わりに、多数の連続的なシフト演算だけが実行される。値がj=2または3になると、論理ユニット内では簡単な乗算がやはり必要である。
ローパスフィルタの適用の利点は可聴クリック音が回避されることである。ボリューム変化中に、たとえば、1.5dBのボリュームステップよりも遙かに小さい非常に多数のボリュームステップが生じる。定常状態では、たとえば、1.5dBのステップが生じるが、動的状態、すなわち、ボリューム変化中では、ローパスフィルタは非常に小さいボリュームステップをもたらす。
オーディオシステムでは、オーバーサンプリングされたデジタル入力信号が利用可能であることがよくある。たとえば、約44.1kHzの値fsであるCDプレーヤの標準的なサンプルレートを用いると、オーディオシステムの他の部分のデジタル入力信号は約11MHz、すなわち、256*fsのサンプルレートを必要とするので、振幅分解能に加えて、時間分解能が考えられる。ローパスフィルタが64*fsのクロック周波数で動作するとき、アップサンプラは4倍高い周波数、すなわち、256*fsでワードを提供可能である。これは、アップサンプラの4クロック周期のそれぞれの間に、ローパスフィルタ処理された信号によって形成された1個の信号と、ゼロだけで構成されている3個の信号とがノイズシェイパへ供給されるので、2のべき乗により構成された4個の倍率を時間的に連続して生成することにより、希望の倍率と対応した平均的な乗算が達成されることを意味する。複雑な乗算器の場合と同様に、精細なボリューム制御分解能と対応した希望の乗算は、このようにして、加算器を用いることなく多数回の連続的なシフト演算だけにより実現される。
本発明は、デジタルボリューム制御装置だけでなく、このようなデジタルボリューム制御装置を具備するオーディオ機器にも関係する。
本発明は、以下の好ましい実施形態の記述によって、かつ、添付図面を参照してさらに説明される。
デジタルオーディオ信号用のボリューム制御装置を表す図1のブロック図において、デシベル・リニア・デコーダは参照番号1で示されている。このデコーダへ、デジタルオーディオ入力信号用の手動ボリューム制御素子から生じ、所定のボリュームレンジをカバーするnビットワードの形式の入力信号が供給される。たとえば、これらの入力信号が6ビットワードにより形成され、−83dBから+11.5dBまでの約94.5dBのボリュームレンジをカバーするとき、それらは約1.5dBの分解能を有する。デコーダ1において、対数目盛を占めるnビットワードは、線形目盛を占めるmビットワードにより形成された出力信号にデコードされる。ここで、m>>nである。少なくとも本実施例におけるボリュームレンジ全体に亘って1.5dBの分解能を維持するためには、出力信号は、最大でk=4ビットがアクティブ(4ビットが1)である20ビットワードにより形成されればよい。
00000000001101100000 58.7dBに対応
00000000010000000000 60.2dB
00000000010011000001 61.7dB
00000000010110100000 63.2dB
00000000011011000000 64.7dB
00000000100000000000 66.2dB
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00000000100000000000 66.2dB
本実施例および以下の実施例において、上記の値は0dB値を基準にして用いられる。実際のボリューム値は−83dBの値で消失する。
デコーダ1の出力信号はローパスフィルタ2へ供給される。コスト節約の観点から、1次IIR(無限インパルス応答)フィルタが使用される。それでもなお、より高次のIIRフィルタを用いてもよい。
緩やかなボリューム変化を実現するために、ローパスフィルタ2は3.5Hzのカットオフ周波数を有し、ボリューム変化の開始からある時間経過後に、その出力信号がその入力信号の値と等しい値に常に到達するようにさらに設計される。このようにして、ローパスフィルタの出力信号は、定常状態において、最大で4ビットだけがアクティブであるワードを依然として含む。IIRフィルタだけが適用可能であるのではなく、FIR(有限インパルス応答)フィルタも使用可能である。このようなフィルタの長さはカットオフ周波数に依存する。本実施例の場合のように、カットオフ周波数の値が低いならば、かなり長いフィルタ、すなわち、非常に多数のフィルタ係数を含むフィルタが使用されるべきであるが、これは不利であると考えられる。
次に、ローパスフィルタ2の出力信号は、純然たるアップサンプラ3へ供給され、ボリューム利得が倍率4でアップサンプリングされる。アップサンプラは、4番目のクロック周期ごとに入力と等しい1個のサンプルを生成し、その他のクロック周期は値ゼロをサンプリングする。アップサンプリング倍率4は、後続の段、すなわち、アップサンプラからのサンプルが供給されるノイズシェイパ4の動作を説明した後に明らかになるように、本実施例の20ビットワード中のアクティブビットの最大個数に関連して選択される。
ノイズシェイパ4は、量子化器の入力信号(Sin+Sf)と出力信号(Sout)との差、すなわち、誤差信号(Sd)をノイズシェイパの入力(Sin)へ帰還させるために、量子化器5と、1クロックサイクル遅延要素7を備えたフィードバックループ6とにより形成される。ノイズシェイパの入力信号と、遅延誤差信号(Sf)との合計は、引き続くクロックサイクルで量子化器へ送り込むために使用される。本実施例では、量子化器において、最上位アクティブビットだけが通過し、20ビットワードのその他のビットはゼロにされる。定常状態では、ノイズシェイパの動作は、その後のクロック周期t0、t1、t2およびt3における信号Sin、Sout、SdおよびSfを見ると明らかである。
t0 Sf = 00000000000000000000
Sin = 00000000010011000001(61.7dB)
Sf+Sin= 00000000010011000001
Sout = 00000000010000000000
Sd = 00000000000011000001
t1 Sin = 00000000000000000000
Sf+Sin= 00000000000011000001
Sout = 00000000000010000000
Sd = 00000000000001000001
t2 Sin = 00000000000000000000
Sf+Sin= 00000000000001000001
Sout = 00000000000001000000
Sd = 00000000000000000001
t3 Sin = 00000000000000000000
Sf+Sin= 00000000000000000001
Sout = 00000000000000000001
Sd = 00000000000000000000
t0 Sf = 00000000000000000000
Sin = 00000000010011000001(61.7dB)
Sf+Sin= 00000000010011000001
Sout = 00000000010000000000
Sd = 00000000000011000001
t1 Sin = 00000000000000000000
Sf+Sin= 00000000000011000001
Sout = 00000000000010000000
Sd = 00000000000001000001
t2 Sin = 00000000000000000000
Sf+Sin= 00000000000001000001
Sout = 00000000000001000000
Sd = 00000000000000000001
t3 Sin = 00000000000000000000
Sf+Sin= 00000000000000000001
Sout = 00000000000000000001
Sd = 00000000000000000000
したがって、4クロック周期後に、誤差信号は再びゼロであり、4クロック周期の次のサイクルが始まる。これらの4クロック周期におけるノイズシェイパ4の出力信号は、
00000000010000000000
00000000000010000000
00000000000001000000
00000000000000000001
である。これらの出力信号は倍率を形成し、その倍率を用いて、たとえば、24ビットのオーディオ信号のボリュームを制御する。これらの倍率は、本実施例では、デジタル入力信号がボリューム制御装置へ供給される周波数の4倍の周波数で発生させられる。定常状態では、この倍率のシーケンスは繰り返され、図2Aに示されている。24ビットのオーディオ信号を20ビットの倍率で乗算する代わりに、乗算は1ビットのアクティブビットだけを有するワードによる4回の乗算に簡単化される。複雑な乗算器の形式の論理ユニットの代わりに、この場合、論理ユニットは、連続的なシフト演算が実行される20個のシフト位置を有する簡単なシフトレジスタ(バレルシフタ)8により構成される。図2Aに示されるような倍率と図2Bに示されたデジタル入力信号を用いると、シフトレジスタの出力信号は図2Cに示されているような出力信号になる。これらの図は定常状態すなわち、ボリューム変化が起こらない状態だけを示していることを強調しておく。
00000000010000000000
00000000000010000000
00000000000001000000
00000000000000000001
である。これらの出力信号は倍率を形成し、その倍率を用いて、たとえば、24ビットのオーディオ信号のボリュームを制御する。これらの倍率は、本実施例では、デジタル入力信号がボリューム制御装置へ供給される周波数の4倍の周波数で発生させられる。定常状態では、この倍率のシーケンスは繰り返され、図2Aに示されている。24ビットのオーディオ信号を20ビットの倍率で乗算する代わりに、乗算は1ビットのアクティブビットだけを有するワードによる4回の乗算に簡単化される。複雑な乗算器の形式の論理ユニットの代わりに、この場合、論理ユニットは、連続的なシフト演算が実行される20個のシフト位置を有する簡単なシフトレジスタ(バレルシフタ)8により構成される。図2Aに示されるような倍率と図2Bに示されたデジタル入力信号を用いると、シフトレジスタの出力信号は図2Cに示されているような出力信号になる。これらの図は定常状態すなわち、ボリューム変化が起こらない状態だけを示していることを強調しておく。
本実施例では、シフトレジスタ8の最上位28ビットだけが通過する。1次IIRフィルタとして実現され得るローパスフィルタ9を用いて、ビットシフタ8の出力ワードはフィルタ処理され、再び24ビットワードに削減される。高次のIIRフィルタまたはFIRフィルタでも同様なことが可能ある。FIRフィルタが適用されるとき、その出力信号は図2Dに示されているような出力信号である。1次IIRフィルタが使用されるとき、ある程度の高周波成分が依然として存在する。
定常状態では、4サイクル乗算プロセスは、4タップFIRフィルタが後に続く64*fsから256*fsまでのデジタル入力信号のアップサンプリングと機能的に等価である。このような概念的なFIRフィルタは、最初に最大の値があり、その後に減少していく値が続くような態様で係数が配置されるならば、64*fsおよび128*fsの付近の周波数を抑制しない。このように、出力は64*fsおよび128*fsの付近にエイリアス(aliases)を含み、それらは付加的なIIRまたはFIRフィルタ9が使用されるときにフィルタリングされる。
ボリューム変化、たとえば、
00000000001001100001(55.5dB)から
00000000010000000000(60dB)までの
4.5dBの変化がある場合、ローパスフィルタ2は、ボリューム変化中に可聴アーティファクトを取り除くために、緩やかなボリューム変化を実現する。これは、フィルタ出力信号が上記の2個の変化値の間の値を有する24ビットワードのかなり長いシーケンスによって形成され、それらのワードが4個よりも多数のアクティブビットを含み得ることを意味する。すなわち、一般に、4クロック周期が経過するたびに、誤差信号はゼロにならない。
00000000001001100001(55.5dB)から
00000000010000000000(60dB)までの
4.5dBの変化がある場合、ローパスフィルタ2は、ボリューム変化中に可聴アーティファクトを取り除くために、緩やかなボリューム変化を実現する。これは、フィルタ出力信号が上記の2個の変化値の間の値を有する24ビットワードのかなり長いシーケンスによって形成され、それらのワードが4個よりも多数のアクティブビットを含み得ることを意味する。すなわち、一般に、4クロック周期が経過するたびに、誤差信号はゼロにならない。
最終値00000000010000000000に達する直前のある時点で、信号Sf+Sinが00000000001111111111であるとき、後続の4クロック周期における信号Sin、Sout、SdおよびSfは、
t0 Sf+Sin= 00000000001111111111
Sout = 00000000001000000000
Sd = 00000000000111111111
t1 Sin = 00000000000000000000
Sf+Sin= 00000000000111111111
Sout = 00000000000100000000
Sd = 00000000000011111111
t2 Sin = 00000000000000000000
Sf+Sin= 00000000000011111111
Sout = 00000000000010000000
Sd = 00000000000001111111
t3 Sin = 00000000000000000000
Sf+Sin= 00000000000001111111
Sout = 00000000000001000000
Sd = 00000000000000111111
であり、過去の4クロック周期の誤差を考慮に入れて新たな一連の4クロック周期が始まり、
t0 Sin = 00000000010000000000
Sf+Sin= 00000000010000111111
Sout = 00000000010000000000
Sd = 00000000000000111111
t1 Sin = 00000000000000000000
Sf+Sin= 00000000000000111111
Sout = 00000000000000100000
Sd = 00000000000000011111
t2 Sin = 00000000000000000000
Sf+Sin= 00000000000000011111
Sout = 00000000000000010000
Sd = 00000000000000001111
t3 Sin = 00000000000000000000
Sf+Sin= 00000000000000001111
Sout = 00000000000000001000
Sd = 00000000000000000111
t0 Sf+Sin= 00000000001111111111
Sout = 00000000001000000000
Sd = 00000000000111111111
t1 Sin = 00000000000000000000
Sf+Sin= 00000000000111111111
Sout = 00000000000100000000
Sd = 00000000000011111111
t2 Sin = 00000000000000000000
Sf+Sin= 00000000000011111111
Sout = 00000000000010000000
Sd = 00000000000001111111
t3 Sin = 00000000000000000000
Sf+Sin= 00000000000001111111
Sout = 00000000000001000000
Sd = 00000000000000111111
であり、過去の4クロック周期の誤差を考慮に入れて新たな一連の4クロック周期が始まり、
t0 Sin = 00000000010000000000
Sf+Sin= 00000000010000111111
Sout = 00000000010000000000
Sd = 00000000000000111111
t1 Sin = 00000000000000000000
Sf+Sin= 00000000000000111111
Sout = 00000000000000100000
Sd = 00000000000000011111
t2 Sin = 00000000000000000000
Sf+Sin= 00000000000000011111
Sout = 00000000000000010000
Sd = 00000000000000001111
t3 Sin = 00000000000000000000
Sf+Sin= 00000000000000001111
Sout = 00000000000000001000
Sd = 00000000000000000111
ローパスフィルタ2の出力はその定常状態に達しているが、依然として誤差信号Sdが存在する。この誤差信号は次の4クロック周期で消失する。
t0 Sin = 00000000010000000000
Sf+Sin= 00000000010000000111
Sout = 00000000010000000000
Sd = 00000000000000000111
t1 Sin = 00000000000000000000
Sf+Sin= 00000000000000000111
Sout = 00000000000000000100
Sd = 00000000000000000011
t2 Sin = 00000000000000000000
Sf+Sin= 00000000000000000011
Sout = 00000000000000000010
Sd = 00000000000000000001
t3 Sin = 00000000000000000000
Sf+Sin= 00000000000000000001
Sout = 00000000000000000001
Sd = 00000000000000000000
t0 Sin = 00000000010000000000
Sf+Sin= 00000000010000000111
Sout = 00000000010000000000
Sd = 00000000000000000111
t1 Sin = 00000000000000000000
Sf+Sin= 00000000000000000111
Sout = 00000000000000000100
Sd = 00000000000000000011
t2 Sin = 00000000000000000000
Sf+Sin= 00000000000000000011
Sout = 00000000000000000010
Sd = 00000000000000000001
t3 Sin = 00000000000000000000
Sf+Sin= 00000000000000000001
Sout = 00000000000000000001
Sd = 00000000000000000000
今度は、ノイズシェイパがその定常状態に達している。ノイズシェイパの出力信号は、連続的に、
00000000001000000000
00000000000100000000
00000000000010000000
00000000000001000000
00000000010000000000
00000000000000100000
00000000000000010000
00000000000000001000
00000000010000000000
00000000000000000100
00000000000000000010
00000000000000000001
であり、さらに定常状態にあるときのように、
00000000010000000000
00000000000000000000
00000000000000000000
00000000000000000000
00000000010000000000
00000000000000000000
であり、以下同様に続く。この場合も、倍率は2のべき乗であるため、ボリューム変化はシフト演算の時間シーケンスのみによって実現される。
00000000001000000000
00000000000100000000
00000000000010000000
00000000000001000000
00000000010000000000
00000000000000100000
00000000000000010000
00000000000000001000
00000000010000000000
00000000000000000100
00000000000000000010
00000000000000000001
であり、さらに定常状態にあるときのように、
00000000010000000000
00000000000000000000
00000000000000000000
00000000000000000000
00000000010000000000
00000000000000000000
であり、以下同様に続く。この場合も、倍率は2のべき乗であるため、ボリューム変化はシフト演算の時間シーケンスのみによって実現される。
別のボリューム変化、たとえば、
00000000010000000000から
00000000001001100001までの
−4.5dBの変化がある場合、ローパスフィルタ2は、ボリューム変化中に可聴アーティファクトを取り除くために、やはり緩やかなボリューム変化を実現する。これもまた、フィルタ出力信号が上記の2個の変化値の間の値を有する24ビットワードのかなり長いシーケンスによって形成され、それらのワードが同様に4個よりも多数のアクティブビットを含み得ることを意味する。
00000000010000000000から
00000000001001100001までの
−4.5dBの変化がある場合、ローパスフィルタ2は、ボリューム変化中に可聴アーティファクトを取り除くために、やはり緩やかなボリューム変化を実現する。これもまた、フィルタ出力信号が上記の2個の変化値の間の値を有する24ビットワードのかなり長いシーケンスによって形成され、それらのワードが同様に4個よりも多数のアクティブビットを含み得ることを意味する。
最終値00000000001001100001に達する直前のある時点で、信号Sf+Sinが00000000001001100010であるとき、後続の4クロック周期における信号Sin、Sout、SdおよびSfは、
t0 Sf+Sin= 00000000001001100010
Sout = 00000000001000000000
Sd = 00000000000001100010
t1 Sin = 00000000000000000000
Sf+Sin= 00000000000001100010
Sout = 00000000000001000000
Sd = 00000000000000100010
t2 Sin = 00000000000000000000
Sf+Sin= 00000000000000100010
Sout = 00000000000000100000
Sd = 00000000000000000010
t3 Sin = 00000000000000000000
Sf+Sin= 00000000000000000010
Sout = 00000000000000000010
Sd = 00000000000000000000
であり、この場合も誤差信号はゼロであり、定常状態に達している。
t0 Sf+Sin= 00000000001001100010
Sout = 00000000001000000000
Sd = 00000000000001100010
t1 Sin = 00000000000000000000
Sf+Sin= 00000000000001100010
Sout = 00000000000001000000
Sd = 00000000000000100010
t2 Sin = 00000000000000000000
Sf+Sin= 00000000000000100010
Sout = 00000000000000100000
Sd = 00000000000000000010
t3 Sin = 00000000000000000000
Sf+Sin= 00000000000000000010
Sout = 00000000000000000010
Sd = 00000000000000000000
であり、この場合も誤差信号はゼロであり、定常状態に達している。
本実施例では、kは4に選択され、供給されたmビットワードの最上位ビットだけを含む20ビットワードが量子化器を通過し、他のビットはゼロにされ、すなわち、j=1の場合である。
kのその他の値が可能であることは明らかである。アクティブビットの最大個数がk=3であるとすると、約2dBのステップの変化が以下の20ビット制御ワードを用いて実行可能である。
00000000000100000000 約48dBと対応
00000000000101000100 50dB
00000000000110010000 52dB
00000000001000000000 54dB
00000000001010001000 56dB
00000000000100000000 約48dBと対応
00000000000101000100 50dB
00000000000110010000 52dB
00000000001000000000 54dB
00000000001010001000 56dB
この場合、アップサンプラは、2個の連続した20ビットのフィルタ処理されたワードの間に、ゼロにより構成された2個の20ビットワードだけを挿入し、一方、ノイズシェイパの動作周波数はデシベル・リニア・デコーダ1が20ビットの制御信号を発生するときの周波数の3倍である。その他のk値は、ボリューム制御変化の希望のステップサイズに応じて適用可能である。
好ましい実施形態では、ノイズシェイパの出力ワードは1ビットだけのアクティブビットをもつ(j=1)。それにもかかわらず、2ビット以上のアクティブビットが可能である(j=2以上)。2クロック周期のサイクルにおいて、k=4およびj=2とすると、ノイズシェイパの出力ワード内の2ビットのアクティブビットは、デジタル入力信号の所望の乗算と対応する平均化乗算を得るために、簡単な乗算を2回行うことを示す。
ボリュームレンジが約94dBよりも狭いとき、デシベル・リニア・デコーダの出力ワードは20ビット未満により構成され得る。このボリュームレンジが約94dBよりも広いとき、所望のボリュームステップサイズに依存することは当然ながら、20ビットを超えるビットでさえ必要である。
このタイプのボリューム制御は、ハードウェアで実施されるボリューム制御が必要であるときに適用可能である。入力サンプルレートの少なくともk/j倍であるクロック周波数が(kおよびjが上記のように定められた場合)、その動作のため要求される。考えられ得るアプリケーション領域にはシグマデルタD/A変換器およびデジタルオーディオアンプが含まれるが、その理由は、その装置がオーバーサンプリングされた信号を使用し、乗算器を備えた信号処理コアを欠く場合が多いからである。動的ボリューム制御は乗算器を必要とせず、非常に少数のハードウェア要素に集積化可能であり、したがって、小チップ面積である。ボリューム制御は、利用可能なクロック周波数が十分に高いならば、CDソース、DVDソースまたはSACDソースから生ずる信号のような、現在の信号フォーマットの全ての共通タイプを取り扱うことが可能である。
上記の実施形態にはノイズシェイパが含まれるが、当業者に明らかであるように、シグマデルタ変調器のようなその他のビットストリーム変換器を代わりに使用してもよい。
Claims (12)
- 制御されるべきデジタル入力信号が供給され、前記デジタル入力信号のボリューム制御が制御入力信号によって決定され、ボリューム制御されたデジタル出力信号を提供するデジタルボリューム制御装置であって、
第1のサンプル周波数でkビットのアクティブビットを有する一連のmビットワードの形式をした前記制御信号を受信し、前記第1のサンプル周波数の少なくともk/j倍よりも高い第2のサンプル周波数で、jビットのアクティブビットを有する一連のmビットワードを含む中間信号へ前記制御信号を変換する変換手段と、
前記中間信号に前記デジタル入力信号を乗算することにより乗算された信号を生成し、前記乗算された信号を平均化することにより前記出力信号を生成する平均化手段と、をさらに具備する、デジタルボリューム制御装置。 - 前記変換手段は、前記制御信号をアップサンプリングするアップサンプラと、前記アップサンプリングされた制御信号を前記中間信号へ変換するビットストリーム変換器と、を具備する、請求項1に記載のデジタルボリューム制御装置。
- 前記ビットストリーム変換器は、前記制御信号をmビット誤差信号と合成することによりmビット合成信号を生成する合成器と、前記合成信号の最上位jビットだけを伝達し残りのビットをゼロにセットすることにより前記中間信号を生成する量子化器と、前記量子化器の誤差から前記誤差信号を生成するフィードバックループと、を有するノイズシェイパである、請求項2に記載のデジタルボリューム制御装置。
- j=1であり、前記平均化手段は前記中間信号に前記デジタル入力信号を乗算するシフトレジスタを具備する、請求項1から請求項3のいずれか一項に記載のデジタルボリューム制御装置。
- 前記変換手段は、アップサンプリングの前に前記制御信号をフィルタリングするために設けられたローパスフィルタを具備する、請求項1から請求項4のいずれか一項に記載のデジタルボリューム制御装置。
- 前記ローパスフィルタは無限インパルス応答フィルタである、請求項5に記載のデジタルボリューム制御装置。
- 前記平均化手段はローパス出力フィルタを具備する、請求項1から請求項6のいずれか一項に記載のデジタルボリューム制御装置。
- 前記ローパス出力フィルタは無限インパルス応答フィルタである、請求項7に記載のデジタルボリューム制御装置。
- アップサンプラが倍率k/jで前記デジタル入力信号をアップサンプリングするために設けられ、前記ローパス出力フィルタはk/j個のタップを有する有限インパルス応答フィルタにより形成される、請求項7に記載のデジタルボリューム制御装置。
- デシベル・リニア・デコーダがnビット対数の制御信号に基づいて前記制御信号を生成するために設けられている、請求項1から請求項9のいずれか一項に記載のデジタルボリューム制御装置。
- n=6、m=20およびk=4であり、前記ボリューム装置の前記出力信号は約94dBのレンジをカバーする、請求項10に記載のデジタルボリューム制御装置。
- 請求項1から請求項11のいずれか一項に記載のデジタルボリューム制御装置を具備する、オーディオ機器。
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