JP2006511170A - 時間ダイバーシティを有する等化信号をノイズ・レベルを使用してポストスケールする無線受信機 - Google Patents
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Abstract
空間および時間ダイバーシティを有する着信信号を受信する無線受信機。受信機は多数の受信機チェイン信号のノイズベース・プリスケーリングを使用してコンポジット等化信号内の受信機チェイン信号を最適に結合し、かつ等化信号のノイズベース時間変動ポストスケーリングを使用する。受信機は信号シンボルを着信信号に対するトレーニング・シーケンスの分散されたレプリカ・シンボルと比較してノイズベース・スケールファクタを決定する。
Description
(発明の背景)
(発明の分野)
本発明は一般的にダイバーシティに関し、特に、ノイズ・レベルを使用して多数の信号を結合し、ノイズ・レベルを使用して等化信号のダイナミック・スケーリングを行い、かつノイズ・レベルを決定する方法を有する無線受信機に関する。
(発明の分野)
本発明は一般的にダイバーシティに関し、特に、ノイズ・レベルを使用して多数の信号を結合し、ノイズ・レベルを使用して等化信号のダイナミック・スケーリングを行い、かつノイズ・レベルを決定する方法を有する無線受信機に関する。
(従来技術の説明)
セルラー電話および無線ローカル・エリア・ネットワーク(LAN)等の無線システムに対する需要が徐々に増してきている。この需要および経済的要因がより高いデータ・スループットおよびより広範なこれらのシステムに対する要求を駆り立てている。しかしながら、データ・レートおよびレンジが増加するにつれて、これらのシステムにおける無線信号はバースト・ノイズおよび時間変化周波数選択減衰(フェージング)および遅延歪みにより、次第に劣化する。一般的に送信機と受信機間に多数の信号経路すなわちチャネルを有することにより生じるこのフェージングおよび歪みはマルチパス・フェージングまたはマルチパス歪みまたは単にマルチパスとして知られている。
セルラー電話および無線ローカル・エリア・ネットワーク(LAN)等の無線システムに対する需要が徐々に増してきている。この需要および経済的要因がより高いデータ・スループットおよびより広範なこれらのシステムに対する要求を駆り立てている。しかしながら、データ・レートおよびレンジが増加するにつれて、これらのシステムにおける無線信号はバースト・ノイズおよび時間変化周波数選択減衰(フェージング)および遅延歪みにより、次第に劣化する。一般的に送信機と受信機間に多数の信号経路すなわちチャネルを有することにより生じるこのフェージングおよび歪みはマルチパス・フェージングまたはマルチパス歪みまたは単にマルチパスとして知られている。
実際に送信されたビットを推定するための、マルチパスの影響の補償に等化と呼ばれる技術が一般的に使用される。最も新しいシステムは、受信機が復号アルゴリズムを使用して、等化後の受信ビット内のエラーを検出および訂正できるようにする追加情報を付けて送信されるビットを、送信機が符号化するエラー検出および訂正を使用している。
最近のシステムは送信されたビットの確率が推定されるソフト等化により標準すなわちハード・ビット判断等化を改良している。ソフト等化が使用される場合、受信機復号アルゴリズムがエラー検出および訂正のために等化された送信ビットの確率に作用する。
等化および符号化の他に、無線システムにおいてしばしば時間ダイバーシティおよび空間ダイバーシティ等の他の技術の使用が、バースト・ノイズおよびマルチパス対策になる。時間ダイバーシティでは、送信ビットは送信機において時間分離パケット内へインターリーブされ、拡散されて特定パケット内のバースト・ノイズやマルチパス・フェージングの影響を低減する。インターリーブされたビットは、次に、受信機においてデインターリーブされてそれらの元の順序を再生成する。しかしながら、ソフト等化が使用される既知のシステムでは、受信機におけるエラー検出および訂正復号プロセスの信頼性は時間分離中のノイズおよびマルチパスの変化により制限される。
無線信号を送信または受信するための空間ダイバーシティのために多数のアンテナが使用される。多数のアンテナは異なる空間位置を有するため信号パスが異なり、したがって、マルチパスが異なる。多数の信号は受信機において結合される。無線受信機はマルチパスが異なる信号パスにおいて異なるという概念をマルチパスにより生じる劣化を低減するのに使用することができる。最大比結合および等利得結合等のいくつかの結合方法が従来技術で知られている。しかしながら、等化の存在下で信号を最適に結合する方法は知られていない。
等化のある空間ダイバーシティおよび時間ダイバーシティを使用してマルチパス効果を低減する改善された方法が必要とされている。
(発明の概要)
したがって、多数の信号がそれらのノイズ・レベルに従って重み付けられかつ結合されて最適コンポジット等化信号を与える空間ダイバーシティ受信機および方法を提供することが本発明の目的である。
したがって、多数の信号がそれらのノイズ・レベルに従って重み付けられかつ結合されて最適コンポジット等化信号を与える空間ダイバーシティ受信機および方法を提供することが本発明の目的である。
本発明のもう1つの目的は信号がデインターリーブされる前にソフト等化信号のノイズ・スケーリングを使用する時間ダイバーシティ受信機および方法を提供することである。
本発明のもう1つの目的は信号ノイズ・レベルの表現を決定する単純な装置および簡便な方法を提供することである。
簡潔に言えば、本発明の方法および受信機は受信信号のノイズ・レベル比を決定し、次に、ノイズ・レベル比を使用してノイズ・ベース・スケールファクタを決定する。空間ダイバーシティでは、ノイズ・ベース・スケールファクタはコンポジット等化信号を与えるそれらの各ノイズ・レベルに従って多数の受信信号を逆に重み付けするのに使用される。時間ダイバーシティでは、ノイズ・ベース・スケールファクタはノイズおよびマルチパスの時間変動を補償するために等化信号をダイナミックにスケールするのに使用される。一緒に使用される時間ダイバーシティおよび空間ダイバーシティでは、スケールされる等化信号はコンポジット等化信号である。
好ましい実施例では、空間ダイバーシティに対して本発明の受信機は多数の受信機チェインおよびノイズ・ベース空間ダイバーシティ結合器を含んでいる。時間ダイバーシティに対して本発明の受信機はノイズ・ポストスケーラを含んでいる。結合された空間および時間ダイバーシティに対して、受信機は多数の受信機チェイン、空間ダイバーシティ結合器、およびノイズ・ポストスケーラを含んでいる。
空間ダイバーシティに対して、受信機チェインは着信信号を受信してサンプルされた受信機チェイン信号を空間ダイバーシティ結合器に与える。空間ダイバーシティ結合器は、方程式1に示すように、一組のコンポジット等化器分岐メトリクスtn(s→s’)を計算することによりサンプル化された受信機チェイン信号をスケールおよび等化し、次に、コンポジット等化器分岐メトリクスtn(s→s’)を使用して、方程式2に示すように、コンポジット等化信号uiを与える。
方程式1において、nは受信シンボルの時間指数でありrn,a,rn,b...rn,mは、それぞれ、受信機チェイン“a”,“b”...“m”内で受信されたn番目シンボルを表し、hk,a,hk,b...hk,mは、それぞれ、“a”,“b”...“m”受信機チェインに対するチャネルインパルス応答セットの0からKの係数のk番目を表し、xn(s→s’)はn番目シンボルに対する開始状態sから新しい状態s’への等化器遷移により一意的に決定されるシンボルを表し、xn−k(s)はn番目シンボルに対する状態sおよび1からKの係数のk番目により一意的に決定されるシンボルを表し、pa 2,pb 2...pm 2は、それぞれ、“a”,“b”...“m”受信機チェイン内のノイズ分散を表す量であり、tn(s→s’)はn番目受信機シンボルに対する等化器遷移に対応するコンポジット等化器分岐メトリクスを表す。最も最近のKシンボル
は開始状態sにより一意的に決定される。1/pa,1/pb...1/pmまたはそれらの二乗はノイズ−ベース・スケールファクタである。
は開始状態sにより一意的に決定される。1/pa,1/pb...1/pmまたはそれらの二乗はノイズ−ベース・スケールファクタである。
各指数(index)nに対してS=PK+1の状態sから状態s’への等化器遷移があり、“P”は送信信号内の変調状態数であり“K+1”は長さすなわちチャネル・インパルス応答内の係数の数である。たとえば、BPSKに対して“P”は2である。2のPおよび5のKに対して、等化器分岐メトリクスtn(s→s’)の数Sは各指数nに対して64である。
方程式2において、コンポジット等化信号uiは全等化器分岐メトリクスの関数に対するi番目の指数である。コンポジット等化信号uiはi=0...(N−1)番目の受信シンボルに対するビット確率のサンプルストリームの形を有し、Nは等化器が作用する受信シンボルの総数である。これはエラー訂正復号器に供給する「ソフト」情報である。
方程式1に示すように本発明は、それが等化器内で計算されるため、各コンポジット等化器分岐メトリクスtn(s→s’)のノイズスケーリングによりインプリメントすることができる。しかしながら、それには指数n当りいくつかの乗算が必要であり、乗算数は等化器トレリス内の状態遷移総数(前例では64)によって決まる。したがって、好ましい実施例では空間ダイバーシティ結合器は方程式3A−Cおよび4A−Cに従って受信機チェイン信号rn,a,rn,b...rn,mおよびチャネルインパルス応答セットhk,a,hk,b...hk,mをプリスケールするノイズ・プレスケーラを含んでいる。
方程式3A−Cおよび4A−Cにおいて、pmin=min(pa,pb...pm)であり、pminはpa,pb...pmの中で最小であり、
はプレスケールされた受信機チェイン信号を表し、
はプレスケールされたチャネル・インパルス応答セットを表す。pmin/pa,pmin/pb...pmin/pmはノイズベース・スケールファクタである。方程式5はプレスケールされた受信機チェイン信号
およびプレスケールされたチャネル・インパルス応答セット
から決定されるコンポジット等化器分岐メトリクス
を示す。
はプレスケールされた受信機チェイン信号を表し、
はプレスケールされたチャネル・インパルス応答セットを表す。pmin/pa,pmin/pb...pmin/pmはノイズベース・スケールファクタである。方程式5はプレスケールされた受信機チェイン信号
およびプレスケールされたチャネル・インパルス応答セット
から決定されるコンポジット等化器分岐メトリクス
を示す。
受信機チェイン信号の最適結合に必要なのはスケールファクタの比であってそれらの実際の値ではないため、スケールファクタの分子のpminは任意の定数で置換できる。しかしながら、pminを使用する利点は他の受信機チェインの信号レベルが下げられる間に支配的受信機チェイン信号の自動利得制御(AGC)後の信号レベルが維持され、等化器のダイナミックレンジの使用が維持されることである。方程式6は方程式2のコンポジット等化信号uiと同様なビット確率のサンプル・ストリームのコンポジット等化信号
を示す。
を示す。
時間ダイバーシティを使用するシステムでは、ノイズレベル内のパケット・ツー・パケット変化の影響を解消するためにノイズ・ポストスケーラはコンポジット等化信号
のパケットを1/pmin 2だけダイナミックにスケールする。
のパケットを1/pmin 2だけダイナミックにスケールする。
1/pmin 2だけスケールされたコンポジット等化器分岐メトリクス
は方程式1に示すコンポジット等化器分岐メトリクスtn(s→s’)に等しく、1/pmin 2倍したコンポジット等化信号
はコンポジット等化信号uiである。しかしながら、本発明のプレスケーリングおよびポストスケーリングは必要な乗算数を実質的に低減する。
は方程式1に示すコンポジット等化器分岐メトリクスtn(s→s’)に等しく、1/pmin 2倍したコンポジット等化信号
はコンポジット等化信号uiである。しかしながら、本発明のプレスケーリングおよびポストスケーリングは必要な乗算数を実質的に低減する。
方程式7において、
はノイズ表現pa 2を除く全ノイズ表現pa 2,pb 2...pm 2の積であり、
はノイズ表現pb 2を除く全ノイズ表現pa 2,pb 2...pm 2の積であり、
はノイズ表現pm 2を除く全ノイズ表現pa 2,pb 2...pm 2の積であり、
はn番目の指数に対する状態sから状態s’へのトレリス遷移に対応する等化器分岐メトリクスを表す。
またはそれらの二乗はノイズベース・スケールファクタである。2つだけの受信機チェイン「a」および「b」に対して、
はpb 2であり
はpa 2である。この代替実施例に対して、空間ダイバーシティ結合器は受信機チェイン「a」および「b」に対するプレスケーリング付き空間ダイバーシティ結合器用コンポジット等化器分岐メトリクス
を決定する方程式8A−C,9A−Cおよび10をインプリメントするためのノイズプレスケーラを含んでいる。
はノイズ表現pa 2を除く全ノイズ表現pa 2,pb 2...pm 2の積であり、
はノイズ表現pb 2を除く全ノイズ表現pa 2,pb 2...pm 2の積であり、
はノイズ表現pm 2を除く全ノイズ表現pa 2,pb 2...pm 2の積であり、
はn番目の指数に対する状態sから状態s’へのトレリス遷移に対応する等化器分岐メトリクスを表す。
またはそれらの二乗はノイズベース・スケールファクタである。2つだけの受信機チェイン「a」および「b」に対して、
はpb 2であり
はpa 2である。この代替実施例に対して、空間ダイバーシティ結合器は受信機チェイン「a」および「b」に対するプレスケーリング付き空間ダイバーシティ結合器用コンポジット等化器分岐メトリクス
を決定する方程式8A−C,9A−Cおよび10をインプリメントするためのノイズプレスケーラを含んでいる。
方程式8A−Cおよび9A−Cにおいて、pmax=max(pa,pb...pm)であり、pmaxはpa,pb...pmの中で最大であり、
はプレスケールされた受信機チェイン信号を表し、
はプレスケールされたチャネル・インパルス応答セットを表し、
は受信機チェイン信号
およびチャネル・インパルス応答セット
に対するコンポジット等化器分岐メトリクスを表す。
は最大ノイズ表現で除した受信機チェイン「a」を除く全受信機チェインに対するノイズ表現の積であり、
は最大ノイズ表現で除した受信機チェイン「b」を除く全受信機チェインに対するノイズ表現の積であり、
は最大ノイズ表現で除した受信機チェイン「m」を除く全受信機チェインに対するノイズ表現の積である。
はノイズベース・スケーリングファクタである。2つだけの受信機チェイン「a」および「b」に対して、
はpb/pmaxであり
はpa/pmaxである。3つの受信機チェイン「a」、「b」および「c」に対して、
はpbpc/p2 maxであり、
はpapc/p2 maxであり、
はpapb/p2 maxである。受信機チェイン信号の最適結合に必要なのはスケールファクタの比であってそれらの実際の値ではないため、スケールファクタの分母のpmaxは任意の定数で置換できる。しかしながら、pmaxを使用する利点は他の受信機チェインの信号レベルが下げられる間に支配的受信機チェイン信号の自動利得制御(AGC)後の信号レベルが維持され、等化器のダイナミックレンジの使用が維持されることである。
はプレスケールされた受信機チェイン信号を表し、
はプレスケールされたチャネル・インパルス応答セットを表し、
は受信機チェイン信号
およびチャネル・インパルス応答セット
に対するコンポジット等化器分岐メトリクスを表す。
は最大ノイズ表現で除した受信機チェイン「a」を除く全受信機チェインに対するノイズ表現の積であり、
は最大ノイズ表現で除した受信機チェイン「b」を除く全受信機チェインに対するノイズ表現の積であり、
は最大ノイズ表現で除した受信機チェイン「m」を除く全受信機チェインに対するノイズ表現の積である。
はノイズベース・スケーリングファクタである。2つだけの受信機チェイン「a」および「b」に対して、
はpb/pmaxであり
はpa/pmaxである。3つの受信機チェイン「a」、「b」および「c」に対して、
はpbpc/p2 maxであり、
はpapc/p2 maxであり、
はpapb/p2 maxである。受信機チェイン信号の最適結合に必要なのはスケールファクタの比であってそれらの実際の値ではないため、スケールファクタの分母のpmaxは任意の定数で置換できる。しかしながら、pmaxを使用する利点は他の受信機チェインの信号レベルが下げられる間に支配的受信機チェイン信号の自動利得制御(AGC)後の信号レベルが維持され、等化器のダイナミックレンジの使用が維持されることである。
時間ダイバーシティを使用するシステムにおいて、代替実施例のノイズ・ポストスケーラはノイズレベルのパケット・ツー・パケット変化を解消するためにコンポジット等化器分岐メトリクス
をpmax 2(M−1)/pa 2pb 2...pm 2のポストスケールファクタだけスケールし、ここに、Mは受信機チェインの総数でありpa 2pb 2...pm 2は全受信機チェイン「a」、「b」...「m」のノイズ分散を表す量の積である。2つだけの受信機チェイン「a」および「b」に対して、ポストスケールファクタはp2 max/pa 2pb 2である。p2 max/pa 2Pb 2だけスケールされたコンポジット等化器分岐メトリクス
は方程式1に示すコンポジット等化器分岐メトリクスtn(s→s’)に等しい。したがって、2つのシステムは同じ結果を与える。
をpmax 2(M−1)/pa 2pb 2...pm 2のポストスケールファクタだけスケールし、ここに、Mは受信機チェインの総数でありpa 2pb 2...pm 2は全受信機チェイン「a」、「b」...「m」のノイズ分散を表す量の積である。2つだけの受信機チェイン「a」および「b」に対して、ポストスケールファクタはp2 max/pa 2pb 2である。p2 max/pa 2Pb 2だけスケールされたコンポジット等化器分岐メトリクス
は方程式1に示すコンポジット等化器分岐メトリクスtn(s→s’)に等しい。したがって、2つのシステムは同じ結果を与える。
空間ダイバーシティを使用するが時間ダイバーシティは使用しないシステムでは、ポストスケーラは不要である。時間ダイバーシティは使用するが空間ダイバーシティは使用しないシステムでは、一つだけの受信機チェイン「a」しか必要とせず、空間ダイバーシティ結合器はノイズベース・プリスケーリングを必要とせずに受信機チェイン信号rn,aをチャネル・インパルス応答セットhk,aと等化させる等化器である。単一受信機チェイン「a」しかない受信機に対して、ポストスケーラは各データパケット内の等化信号をスケールするのに1/pa 2のスケールファクタを使用する。
受信機チェイン信号rn,a,rn,b...rn,mに対する真のノイズ分散を計算して、それぞれ、量pa 2,pb 2...pm 2に対して使用することができる。しかしながら、このようなノイズ分散の計算には実および虚ノイズ成分を二乗し、次に、それらの平方根をとって方程式3A−Cおよび4A−Cまたは8A−Cおよび9A−Cに必要なプリスケールファクタを計算するという計算集約的演算が必要である。本発明のノイズ推定器は受信機チェイン信号rn,a,rn,b...rn,mのシンボルを計算されたチャネルインパルス応答係数に従って分散された既知のプリアンブルと比較することにより実および虚ノイズを決定する実および虚巡回有限インパルス応答(FIR)フィルタを使用することにより二乗および平方根演算を回避する。次に、ノイズ推定器はノイズ表現pa,pb...pmを決定するために実および虚ノイズを単純に加算する。方程式11は受信機チェイン「a」に対するノイズ表現paの決定を示す。多数の受信機チェイン「b」...「m」を有する受信機に対してノイズ表現pb...pmが同様に計算される。
方程式11において、wn−kは着信信号内の既知のトレーニング・シーケンスに対応するシンボルを表し、ξは受信機チェイン「a」内で受信されたトレーニング・シーケンスに対応する第1の受信シンボルの時間指数オフセットであり、外括弧「<>」は平均化を示す。本発明の方法は着信信号上のノイズは実および虚間でほぼ非相関であり実および虚ノイズは共にほぼガウス分布を有するという事実を利用することに注目されるべきである。
移動通信用グローバル・システム(GSM)システム用の好ましい実施例では、巡回FIRフィルタは26ビットプリアンブルが巡回動作に対して16ビット中央部の最後の5ビットを二重にするプリペンド5ビットおよび中央部の16ビットの最初の5ビットを二重にするポストペンド5ビットを含むという事実を利用する。
本発明のこれらのおよびその他の目的および利点は、当業者ならば、本概要およびさまざまな図面に示される好ましい実施例の下記の詳細な説明を読めば疑いなく自明である。
(好ましい実施例の詳細な説明)
図1は一般的に参照番号10で示す本発明の受信機の好ましい実施例のブロック図である。受信機10は14Aで示すアンテナAaにより受信された信号を処理する受信機チェイン12A、および14Bで示すアンテナAbにより受信された信号を処理する受信機チェイン12Bを含んでいる。受信機10は2チャネルについて例示され説明されるが、この概念は任意数のチャネルに拡張することができる。
図1は一般的に参照番号10で示す本発明の受信機の好ましい実施例のブロック図である。受信機10は14Aで示すアンテナAaにより受信された信号を処理する受信機チェイン12A、および14Bで示すアンテナAbにより受信された信号を処理する受信機チェイン12Bを含んでいる。受信機10は2チャネルについて例示され説明されるが、この概念は任意数のチャネルに拡張することができる。
受信機チェイン12Aは24Aで示すアナログ回路Ga,26Aで示すアナログ/デジタル・コンバータA/Da,および28Aで示すデジタル回路gaを含んでいる。同様に、受信機チェイン12Bは24Bで示すアナログ回路Gb,26Bで示すアナログ/デジタル・コンバータA/Db,および28Bで示すデジタル回路gbを含んでいる。アンテナAa14AおよびAb14Bは入力無線周波数(RF)信号をエアウェーブから伝導形式へ変換する。アナログ回路Ga24AおよびGb24Bは伝導RF信号をフィルタし、増幅し、より低い周波数へダウンコンバートする。アナログ回路Ga24AおよびGb24Bは信号用自動利得制御(AGC)も行う。A/Da26AおよびA/Db26Bは低周波数信号をアナログ形式からデジタル形式へ変換する。デジタル回路ga28Aおよびgb28Bはデジタル化信号にさらにフィルタリング、増幅、周波数変換、およびAGCを行ってサンプル化受信機チェイン信号rn,aおよびrn,bを発し、ここに、nは、それぞれ、受信機チェイン12Aおよび12B内で受信されたn番目信号の指数である。アンテナAa14AはアンテナAb14Bとは異なる空間位置を有するため、空間ダイバーシティを提供する。
図2に関して、受信機10は送信機31からの信号30を、それぞれ、アンテナAa14AおよびアンテナAb14Bへの32Aで示す信号送信チャネルAおよび32Bで示す信号送信チャネルBを介して受信する。アンテナAa14AおよびAb14Bは物理的に分離されているため、信号送信チャネルA 32AおよびB 32Bは異なり一般的に異なるマルチパスを有する。時間ダイバーシティに対して、送信機31は情報ビットをシステム仕様に従って時間分離パケット内にインターリーブする。また、送信機31は情報ビットをエラー検出/訂正アルゴリズムにより符号化してパケット内にフレームする。送信ビットの符号化されインターリーブされフレームされたパケットは信号30上で運ばれる。
図1に戻って、受信機10は和分器34、タイミング回復回路36、ノイズ比較器37、ダイバーシティ・プロセッサ38、およびポストプロセッサ39も含んでいる。ダイバーシティ・プロセッサ38は方程式1または方程式10に従って有効等化器分岐メトリクスを決定することにより受信機チェイン信号rn,aおよびrn,bを重み付け、結合し等化する。
ダイバーシティ・プロセッサ38は、好ましくは、ノイズベース空間ダイバーシティ結合器40およびノイズ・ポストスケーラ41を含んでいる。空間ダイバーシティ結合器40はノイズ・プリスケーラ42A、ノイズ・プリスケーラ42B、および等化器43を含んでいる。ノイズ・プリスケーラ42Aは受信機チェイン12Aの一部とみなすことができ、同様に、ノイズ・プリスケーラ42Bは受信機チェイン12Bの一部とみなすことができる。
受信機チェイン12Aはチャネル推定器44A、二乗器45A、ノイズ推定器46A、およびバッファ48Aおよび49Aも含んでいる。同様に、受信機チェイン12Bはチャネル推定器44B、二乗器45B、ノイズ推定器46B、およびバッファ48Bおよび49Bを含んでいる。本発明の目的に対して、アナログ回路Ga,Gb24A,B,アナログ/デジタルコンバータA/Da,A/Db26A,B,デジタル回路ga,gb28A,B,およびチャネル推定器44A,B,二乗器45A,B,およびノイズ推定器46A,Bが受信機チェイン12A,12Bに対して別々に構成されるか、受信機チェイン12A,12Bにわたって構成されるかに著しい違いはない。
ノイズ推定器46Aはデジタル回路ga28Aからの受信機チェイン信号に対する、信号干渉を含む、ノイズに対するノイズ分散の表現paを決定してノイズ比較器37に通す。同様に、ノイズ推定器46Bはデジタル回路gb28Bからの受信機チェイン信号に対する、信号干渉を含む、ノイズに対するノイズ分散の表現pbを決定してノイズ比較器37に通す。ノイズ表現paおよびpbは実際のノイズ分散である必要はなく、各々が実際のノイズ分散比に直接的とすることができる関係または比を有すればよい。ノイズ比較器37はノイズ表現paおよびpbの最も小さいものを最小ノイズ表現pminとして決定し、次に、受信機チェイン12Aに対するノイズベーススケールファクタpmin/paおよび受信機チェイン12Bに対するノイズベーススケールファクタpmin/pbを計算する。
チャネル推定器44Aおよび44Bは、それぞれ、デジタル回路ga28Aおよびgb28Bからの受信機チェイン信号のフレーム内に埋め込まれたトレーニング・シーケンスを使用して、それぞれ、チャネルインパルス応答セットhk,aおよびhk,bを推定する。二乗器45Aおよび45Bはチャネルインパルス応答hk,aおよびhk,bの絶対値を二乗して和分器34に二乗した出力HaおよびHbを送る。和分器34は二乗したチャネルインパルス応答HaおよびHbを加算してタイミング回復回路36へ送る。タイミング回復回路36は和分し二乗したチャネルインパルス応答を使用してシンボル同期指数を提供する。バッファ48Aおよび48Bはシンボル同期指数を使用して、それぞれ、受信機チェイン信号rn,aおよびrn,bをバッファする。バッファ48Aおよび48Bは、それぞれ、チャネルインパルス応答セットhk,aおよびhk,bを同期化する。
ノイズ比較器37はスケールファクタpmin/paおよびpmin/pbを、それぞれ、ノイズプリスケーラ42Aおよび42Bに通す。ノイズプリスケーラ42Aは信号プリスケーラ52Aおよび送信チャネルプリスケーラ54Aを含んでいる。信号プリスケーラ52Aはバッファし受信した信号サンプルrn,aにpmin/paを乗じて方程式3Aに示すようにプリスケールされた受信機チェイン信号
を与える。送信チャネルプリスケーラ54Aはバッファしたチャネルインパルス応答セットhk,aにpmin/paを乗じて方程式4Aに示すようにプリスケールされたチャネルインパルス応答セット
を与える。同様に、ノイズプリスケーラ42Bは信号プリスケーラ52Bおよび送信チャネルプリスケーラ54Bを含んでいる。信号プリスケーラ52Bはバッファした受信機チェイン信号rn,bにpmin/pbを乗じて方程式3Bに示すようにプリスケールされた受信機チェイン信号
を与える。送信チャネルプリスケーラ54Bはバッファしたチャネルインパルス応答セットhk,bにpmin/pbを乗じて方程式4Bに示すようにプリスケールされたチャネルインパルス応答セット
を与える。ノイズ・プリスケーラ41はノイズ比較器37から受信した1/p2 minのスケールファクタを使用してコンポジット等化信号をダイナミックにスケールする。
を与える。送信チャネルプリスケーラ54Aはバッファしたチャネルインパルス応答セットhk,aにpmin/paを乗じて方程式4Aに示すようにプリスケールされたチャネルインパルス応答セット
を与える。同様に、ノイズプリスケーラ42Bは信号プリスケーラ52Bおよび送信チャネルプリスケーラ54Bを含んでいる。信号プリスケーラ52Bはバッファした受信機チェイン信号rn,bにpmin/pbを乗じて方程式3Bに示すようにプリスケールされた受信機チェイン信号
を与える。送信チャネルプリスケーラ54Bはバッファしたチャネルインパルス応答セットhk,bにpmin/pbを乗じて方程式4Bに示すようにプリスケールされたチャネルインパルス応答セット
を与える。ノイズ・プリスケーラ41はノイズ比較器37から受信した1/p2 minのスケールファクタを使用してコンポジット等化信号をダイナミックにスケールする。
図3はノイズ・プリスケーラ42Aおよび42Bからノイズ・プリスケーラ42Mまでに信号を供給する受信機チェイン12Aおよび12Bから受信機チェイン12Mまでを示す受信機10のブロック図である。ノイズ・プリスケーラ42A−Mは前記したように等化器43に信号を通す。受信機チェイン12Mはあらゆる点で受信機チェイン12Aおよび12Bと同様であり、ノイズ・プリスケーラ42Mはあらゆる点でノイズ・プリスケーラ42Aおよび42Bと同様である。受信機10は空間ダイバーシティまたは空間および時間ダイバーシティ用の多くの受信機チェイン12A−M、あるいは空間ダイバーシティではなく時間ダイバーシティ用の一つだけの受信機チェイン12Aを有することができる。受信機チェイン12A,12B...12Mは二乗したチャネルインパルス応答Ha,Hb...Hmを和分器34に与えタイミング回復回路36から指数を受信する。ノイズ・プリスケーラ42A−Mはノイズ比較器37からプリスケールスケールファクタを受信する。好ましくは、等化器43は実際のビットが推定されるハード等化器とは反対にビット確率を与えるソフト等化器である。
等化器43は分岐メトリック計算器62用機能ブロック、結合器64、およびDSP回路が単一物理的ブロックとして構成されるデジタル信号プロセッサ(DPS)集積回路内に好ましくは一緒にインプリメントされる確率計算器66を含んでいる。DSP回路は単一ブロックとして構成されるため、機能ブロックを物理的に分離できないことがある。
分岐メトリック計算器62はプリスケールされたチャネルインパルス応答セット
を使用してプリスケールされた受信機チェイン信号
を等化し、それぞれ、受信機チェイン12A,12B...12Mに対する等化器分岐メトリクスの各ノイズ重み付け項を与える。結合器64はノイズ重み付け項を加算して方程式5に示すようにコンポジット等化器分岐メトリクス
を与える。確率計算器66はコンポジット等化器分岐メトリクス
を使用して方程式6に示すようにコンポジット等化確率信号
を与える。等化器分岐メトリクスから等化確率信号を決定する技術的情報がKluwer Academic Publishersにより2001年に出版された”Principles of Mobile Communication,Second Edition”の329−335頁にゴルドン・エル・スチューバ(Gordon L Stuber)により示されており、またProceedings of the International Conference on Telecommunications,ICT−98に1998年6月に出版された”A Comparison of Soft−In/Soft−Out Algorithms for“Turbo−Detection”の259−263頁にジャハード・ブランチ(Gerhard Branch)およびフォルカー・フランツ(Volker Franz)により示されている。DSP集積回路を使用する好ましいインプリメンテーションでは、コンポジット分岐メトリクス
は等化器43内で使用されるが等化器43外では必ずしも入手できない中間結果である。
を使用してプリスケールされた受信機チェイン信号
を等化し、それぞれ、受信機チェイン12A,12B...12Mに対する等化器分岐メトリクスの各ノイズ重み付け項を与える。結合器64はノイズ重み付け項を加算して方程式5に示すようにコンポジット等化器分岐メトリクス
を与える。確率計算器66はコンポジット等化器分岐メトリクス
を使用して方程式6に示すようにコンポジット等化確率信号
を与える。等化器分岐メトリクスから等化確率信号を決定する技術的情報がKluwer Academic Publishersにより2001年に出版された”Principles of Mobile Communication,Second Edition”の329−335頁にゴルドン・エル・スチューバ(Gordon L Stuber)により示されており、またProceedings of the International Conference on Telecommunications,ICT−98に1998年6月に出版された”A Comparison of Soft−In/Soft−Out Algorithms for“Turbo−Detection”の259−263頁にジャハード・ブランチ(Gerhard Branch)およびフォルカー・フランツ(Volker Franz)により示されている。DSP集積回路を使用する好ましいインプリメンテーションでは、コンポジット分岐メトリクス
は等化器43内で使用されるが等化器43外では必ずしも入手できない中間結果である。
ポストプロセッサ39はデインターリーバ74およびデコーダ76を含んでいる。ノイズ・ポストスケーラ41はポストスケールされコンポジット等化された確率信号をデインターリーバ74へ送る。デインターリーバ74はサンプルを配置するシステム仕様のインターリービングを送信機31により実施されるインターリービングが無い場合の逆順序へ戻し、デインターリーブされた信号をデコーダ76に通す。デコーダ76はシステム仕様に従ってデコーディングアルゴリズムを使用して、情報ビットを回復するためにデインターリーブされた信号内のエラーを検出し訂正する。所期のユーザへのアプリケーションに対して情報を通すために、情報ビットはより高いレベルの処理を受けることができる。
受信機10は方程式3A−C,4A−C,5,および6に示すようなプリスケール・ノイズベース・スケールファクタpmin/pa,pmin/pb...pmin/pm,および1/p2 minのポストスケール・ノイズベース・スケールファクタを使用して詳細な実施例で説明された。代替実施例では、本発明の受信機110は方程式8A−C,9A−Cおよび10に示すような
のプリスケール・ノイズベース・スケールファクタおよびpmax 2(M−1)/pa 2pb 2...pm 2のポストスケール・ノイズベース・スケールファクタを使用する。
のプリスケール・ノイズベース・スケールファクタおよびpmax 2(M−1)/pa 2pb 2...pm 2のポストスケール・ノイズベース・スケールファクタを使用する。
受信機110内で、ノイズ比較器137はノイズ推定器46Aからノイズ表現paを受信し、ノイズ推定器46Bからノイズ表現pbを受信し、ノイズ表現pa,pbの最大のものを最大ノイズpmaxとして決定し、次に、受信機チェイン12Aに対するスケールファクタpb/pmaxおよび受信機チェイン12Bに対するスケールファクタpa/pmaxを計算する。ノイズ比較器137はスケールファクタpb/pmaxをノイズ・プリスケーラ42Aに通し、pa/pmaxをノイズ・プリスケーラ42Bに通し、スケールファクタpmax 2(M−1)/pa 2pb 2...pm 2をノイズ・プリスケーラ41に通す。
2つの受信機チェイン12Aおよび12Bに対して、ノイズ・プリスケーラ42Aは方程式8Aに示すようにスケールファクタpb/pmaxを使用してバッファされた受信機チェイン信号rn,aをプリスケールしてプリスケールされた受信機チェイン信号
を与え、かつ方程式9Aに示すようにバッファされたチャネルインパルス応答セットhk,aをプリスケールしてプリスケールされたチャネルインパルス応答セット
を与え、同様に、ノイズ・プリスケーラ42Bは方程式8Aに示すようにスケールファクタpa/pmaxを使用してバッファされた受信機チェイン信号rn,bをプリスケールしてプリスケールされた受信機チェイン信号
を与え、かつ方程式9Bに示すようにバッファされたチャネルインパルス応答セットhk,bをプリスケールしてプリスケールされたチャネルインパルス応答セット
を与える。等化器43の分岐メトリック計算器62はプリスケールされたチャネルインパルス応答セット
を使用してプリスケールされた受信機チェイン信号
を等化し、結合器64は項を加算して方程式10に示すようにコンポジット分岐メトリクスの値を出す。確率計算器66はコンポジット等化器分岐メトリクス
を使用して方程式6に示すコンポジット等化信号
と同様なコンポジット等化確率信号
を与える。
を与え、かつ方程式9Aに示すようにバッファされたチャネルインパルス応答セットhk,aをプリスケールしてプリスケールされたチャネルインパルス応答セット
を与え、同様に、ノイズ・プリスケーラ42Bは方程式8Aに示すようにスケールファクタpa/pmaxを使用してバッファされた受信機チェイン信号rn,bをプリスケールしてプリスケールされた受信機チェイン信号
を与え、かつ方程式9Bに示すようにバッファされたチャネルインパルス応答セットhk,bをプリスケールしてプリスケールされたチャネルインパルス応答セット
を与える。等化器43の分岐メトリック計算器62はプリスケールされたチャネルインパルス応答セット
を使用してプリスケールされた受信機チェイン信号
を等化し、結合器64は項を加算して方程式10に示すようにコンポジット分岐メトリクスの値を出す。確率計算器66はコンポジット等化器分岐メトリクス
を使用して方程式6に示すコンポジット等化信号
と同様なコンポジット等化確率信号
を与える。
図4は受信機10,110が移動通信用グローバル・システム(GSM)セルホーン受信機である受信機チェイン12Aに対する本発明のノイズ推定器46Aのブロック図である。GSMシステムはw11,w12,w13,w14,w15,w0,w1,w2,w3,w4,w5,w6,w7,w8,w9,w10,w11,w12,w13,w14,w15,w0,w1,w2,w3,w4の形の26シンボル・トレーニング・シーケンスを指定する。ノイズ推定器46AはGSMトレーニング・シーケンスを実および虚巡回有限インパルス応答(FIR)フィルタ内で使用して方程式11に示すようなノイズ表現paを与える。受信機チェイン12Bに対するノイズ推定器46Bや付加受信機チェイン12B...12Mに対する付加ノイズ推定器のブロック図は同じである。
ノイズ推定器46Aはシフトレジスタによりインプリメントされた巡回シンボル間干渉(ISI)シーケンス発生器102、実および虚コンボルバ104Iおよび104Qによりインプリメントされたコンボルバ、実および虚信号比較器106Iおよび106Qによりインプリメントされた比較器、および線型ノイズ結合器108を含んでいる。ISIシーケンス発生器102はGSMシステム仕様に従って既知の26シンボルGSMトレーニング・シーケンスの16の中央シンボルw0,...w15をシフトし再巡回する。
26シンボルGSMトレーニング・シーケンスは5つのシンボルw11,...w15のプリペンド部を含み、それには16のシンボルw0,...w15の中央部が続き、さらに、5つのシンボルw0,...w4の5つのポストペンド部が続く。プリペンドされた5つのシンボル部は中央の16のシンボル部の最後の5つのシンボル(w11,...w15)の複製であり、ポストペンドされた5つのシンボル部は中央の16のシンボル部の最初の5つのシンボル(w0,...w4)の複製である。コンボルバ104Iは6つの係数h0,a...h5,aのインパルス応答セットに対して示されている。他の数の係数を使用することもできる。始めに、指数n=0に対する受信機チェイン信号rn+ξ,a=rξ,aがISIシーケンス発生器102の開始に示すようにw0と同期化される。
コンボルバ104Iは乗算器112Iおよび畳込み和分器114Iを含んでいる。指数n=0に対して、乗算器112Iは発生器102内の最初の6つのシンボルw0,w15...w11に、それぞれ、6つのインパルス応答係数h0,a,h1,a...h5,aを乗じて6つの積を与える。6つの積は畳込み和分器114I内で加算され、実n=0チャネル分散トレーニング・シンボルの畳込み結果は信号比較器106Iに通される。信号比較器106Iはn=0チャネル分散トレーニング・シンボルと受信機チェインシンボルrξ,a間の差を決定し、差の絶対値を第1のトレーニング・シンボルに対する実シンボルノイズ振幅として決定する。第1の実シンボルノイズ振幅が線型ノイズ結合器108に通される。実シンボルノイズ振幅は絶対値であることに注目願いたい。
ISIシーケンス発生器102が同じ速度で巡回する間に、これは1...15に等しい指数nに対して繰り返され、結果が線型ノイズ結合器108に通される。たとえば、次の指数(n=1)に対して、発生器102はその第1のシンボルがw1、その第2のシンボルがw0、以下同様となってその15番目のシンボルがw2となるように巡回される。乗算器112Iは発生器102内の最初の6つのシンボルw1,w0...w12に、それぞれ、6つのインパルス応答係数h0,a,h1,a...h5,aを乗じて6つの新しい積を与える。この6つの新しい積は畳込み和分器114I内で加算され、実n=1チャネル分散トレーニング・シンボルが信号比較器106Iに通される。信号比較器106Iはn=1チャネル分散トレーニング・シンボルを受信機チェイン・シンボルrξ+1,aから減じて、差の絶対値を第2の実シンボルノイズ振幅として線型ノイズ結合器108に通す。
線型ノイズ結合器108は実および虚累算器122Iおよび122Qおよび実虚加算器124を含んでいる。累算器122Iは実シンボルノイズ振幅を受信する。累算器122Iは0...15のnに対する実シンボルノイズ振幅を累算している時は、累算結果を加算器124に通す。虚コンボルバ104Q、虚信号比較器106Q、および虚累算器122Qは同様に動作する。
方程式11に示すように、加算器124は実および虚累算器122Iおよび122Qからの累算結果を加算してノイズ表現paを与える。等価代替ブロック図では、実および虚シンボルノイズ振幅が加算され、次に、和が累算されてノイズ表現paを与える。方程式11に示す平均化は加算で使用された、前記説明では16である、シンボル数で除した全ての実および虚シンボルノイズ絶対値を加算することと等価である。ノイズ表現paは実および虚ノイズ成分を二乗したり実および虚ノイズ成分の任意の結合の平方根をとる必要なしに求められる。
図5は着信信号30のダイバーシティ処理を行う受信機10,110内の方法のフロー図である。ステップ202において、受信機10,110は信号30を受信して受信機チェイン信号を与える。ステップ210において、受信機チェイン信号のノイズレベルに対するノイズ表現が求められる。各受信機チェインに対する受信機チェイン信号のノイズ表現がある。ステップ212において、各受信機チェイン信号に対するノイズベース・スケールファクタがノイズ表現から計算される。次に、ステップ220において、コンポジット等化信号を決定するために、スケールファクタを使用して受信機チェイン信号を表す等化器分岐メトリックを有効に重み付けする。ステップ224において、時間ダイバーシティに対して、コンポジット等化信号がデインターリーブされる。次に、ステップ226においてデインターリーブされたコンポジット等化信号が復号されて、送信機31により送信されかつ信号30上に変調された符号化され、インターリーブされたシンボルの形で運ばれた情報ビットの最善推定値を与える。
図6はコンポジット等化信号を決定するステップ220に対する好ましい実施例のフロー図である。ステップ232において、それぞれ、受信機チェイン12A−Mの受信機チェイン信号に対してチャネルインパルス応答係数が求められる。各受信機チェイン信号に対して、それぞれ、1組のチャネルインパルス応答係数がある。ステップ234において、各受信機チェイン信号のチャネルインパルス応答係数はその受信機チェイン信号に対するプリスケールファクタによりプリスケールされる。ステップ242において、受信機チェイン信号は各プリスケールファクタによりプリスケールされる。ステップ250において、プリスケールされた受信機チェイン信号はプリスケールされたチャネルインパルス応答係数により等化されてコンポジット等化信号を決定する。時間ダイバーシティが使用される場合には、コンポジット等化信号は予備コンポジット等化信号である。ステップ260において、時間ダイバーシティに対して予備コンポジット等化器信号がポストスケールファクタによりポストスケールされてコンポジット等化器信号を与える。
受信機チェイン信号を機能的に等化するステップ250はステップ262,264,266を含んでいる。ステップ262において、プリスケールされた受信機チェイン信号およびプリスケールされたチャネルインパルス応答係数からプリスケールされた等化器分岐メトリクスが決定される。ステップ262において、空間ダイバーシティに対して、受信機チェイン12A−Mに対するプリスケールされた等化器分岐メトリクスが結合されてコンポジット等化器分岐メトリクスが与えられる。ステップ266において、コンポジット等化器分岐メトリクスが処理されてコンポジット等化信号を決定する。ステップ262−266は関数が物理的に分離できてもできなくてもよいデジタル信号処理技術によりさまざまな方法で実施できる関数演算であることを強調しなければならない。
図7はノイズ表現を決定するステップ210に対する好ましい実施例のフロー図である。ステップ232において、それぞれ、受信機チェイン12A−Mの受信機チェイン信号に対するチャネル・インパルス応答係数が決定される。ステップ272において、予め定められたトレーニング・シンボルの保存されたレプリカ・シーケンスが連続的にシフトされシフト・シーケンスのレプリカ・シンボルが並列に発せられる。GSMの例では、トレーニング・シンボルは巡回サイクルとしてシフトインされる。しかしながら、シンボルは異なるシステム仕様に対して異なる方法でシフトインすることができる。実シフト・レプリカ・シンボルはステップ274において実チャネル・インパルス応答係数により畳み込まれ、虚シフト・レプリカ・シンボルはステップ275において虚チャネル・インパルス応答係数により畳み込まれて実および虚チャネル分散レプリカ・シンボルを与える。ステップ276において、対応する受信機チェイン信号内の実分散レプリカ・シンボルおよび実シンボル間の差の絶対値から実シンボル・ノイズ振幅が決定される。ステップ277において、対応する受信機チェイン信号内の虚チャネル分散レプリカ・シンボルおよび虚シンボル間の差の絶対値から虚シンボルノイズ振幅が決定される。受信機チェイン信号内の各シンボルは無符号実ノイズ値および無符号虚ノイズを有する。ステップ280において、受信機チェイン信号に対する実および虚シンボル・ノイズ値はあるシンボル数にわたって累算されてその受信機チェイン信号に対するノイズ表現を決定する。
現在好ましい実施例に関して本発明を説明してきたが、このような開示は限定的なものと解釈してはならない。当業者ならば、前記開示を読めば疑いなくさまざまな変更および修正が自明である。したがって、添付特許請求の範囲は本発明の真の精神および範囲内に入る全ての変更および修正をカバーするものとする。
Claims (30)
- 時間ダイバーシティを有する着信信号を受信する受信機であって、
前記着信信号のノイズレベルに対する少なくとも1つの時間変化ノイズ表現を決定する少なくとも1つのノイズ推定器であって、前記ノイズ表現は時間変化ポストスケールファクタを決定するのに使用される前記少なくとも1つのノイズ推定器と、
前記着信信号を等化してソフト等化信号を与えるソフト等化器と、
前記時間変化ポストスケールファクタを使用して前記等化信号をスケールしてノイズ・スケールされた等化信号を発生させるノイズ・ポストスケーラと、
を含む前記受信機。 - 請求項1に記載の受信機であって、
前記ポストスケールファクタは前記時間変化ノイズ表現に逆依存する前記受信機。 - 請求項1に記載の受信機であって、
前記時間変化ポストスケールファクタは前記着信信号の、それぞれ、期間に対応するレベルを有し、
前記ノイズ・ポストスケーラは前記期間に対応する前記等化信号を前記期間に対応する前記ポストスケールファクタ・レベルによりスケールして前記ノイズ・スケールされた等化信号を発生させる、受信機。 - 請求項3に記載の受信機であって、
前記期間は、それぞれ、パケットに対応する、受信機。 - 請求項3に記載の受信機であって、さらに、
前記ノイズ・スケールされた等化信号内の一連のビット確率をシステムインターリーブ仕様に従って再順序付けするデインターリーバと、
前記再順序付けされたビット確率から前記システム符号化仕様に従って情報ビットを決定する復号器と、
を含む前記受信機。 - 請求項1に記載の受信機であって、さらに、
前記着信信号を受信して、それぞれ、2つ以上の受信機チェイン信号を発生させる2つ以上の受信機チェイン、前記2つ以上の受信機チェイン信号を使用して、それぞれ、2つ以上の前記ノイズ表現を決定する2つ以上のノイズ推定器と、
前記ノイズ表現から2つ以上のノイズベース・スケールファクタを決定するノイズ比較器と、
前記スケールファクタを使用して前記受信機チェイン信号の表現を重み付けして前記等化信号をコンポジット等化信号として発生させるノイズベース空間ダイバーシティ結合器と、
を含む前記受信機。 - 請求項6に記載の受信機であって、
前記ノイズベース空間ダイバーシティ結合器は、それぞれ、前記受信機チェイン信号に対応する重み付けされた等化器分岐メトリクスの和に基づいて前記コンポジット等化信号を決定する等化器を含み、前記重み付けされた等化器分岐メトリクスは前記ノイズベース・スケールファクタに対応する前記受信機。 - 請求項6に記載の受信機であって、
前記ノイズベース・スケールファクタは、それぞれ、前記2つ以上の受信機チェイン信号に対応する2つ以上のプリスケールファクタを含み、
前記空間ダイバーシティ結合器は前記受信機チェイン信号を前記対応するプリスケールファクタによりプリスケールして、それぞれ、プリスケールされた受信機チェイン信号を発生させる2つ以上のノイズプリスケーラ、および前記プリスケールされた受信機チェイン信号を等化して前記コンポジット等化信号を発生させる等化器を含む、前記受信機。 - 請求項8に記載の受信機であって、
前記受信機チェインは、さらに、前記2つ以上の受信機チェイン信号にそれぞれ対応する2つ以上のチャネル・インパルス応答係数を決定するチャネル推定器を含み、
前記ノイズ・プリスケーラは、それぞれ、対応するプリスケールファクタにより前記インパルス応答係数をプリスケールして対応するプリスケールされたインパルス応答係数を発生させる送信チャネル・プリスケーラを含み、
前記等化器は前記プリスケールされた受信機チェイン信号を前記対応するプリスケールされたインパルス応答係数により等化して前記コンポジット等化信号を発生させる、前記受信機。 - 請求項8に記載の受信機であって、
1番目の前記受信機チェイン信号に対応する1番目の前記プリスケールファクタは前記1番目の受信機チェイン信号に対応する1番目の前記ノイズ表現に逆依存する、前記受信機。 - 請求項10に記載の受信機であって、
前記ノイズ比較器が最小の前記ノイズ表現を決定し、
前記1番目のプリスケールファクタは前記最小のノイズ表現に直接依存する、前記受信機。 - 請求項8に記載の受信機であって、
1番目の前記受信機チェイン信号に対応する1番目の前記プリスケールファクタは1番目の前記ノイズ表現を除く前記全てのノイズ表現の積に直接依存し、前記1番目のノイズ表現は前記1番目の受信機チェイン信号に対応する、前記受信機。 - 請求項12に記載の受信機であって、
前記ノイズ比較器は最大の前記ノイズ表現を決定し、
前記1番目のプリスケールファクタは前記最大のノイズ表現に逆依存する、前記受信機。 - 請求項6に記載の受信機であって、
前記ノイズベース・スケールファクタは最小の前記ノイズ表現の二乗に逆依存する前記時間変化ポストスケールファクタを含み、
前記ポストスケーラは前記コンポジット等化信号を前記ポストスケールファクタによりポストスケールする、前記受信機。 - 請求項6に記載の受信機であって、
前記ノイズベース・スケールファクタは最大の前記ノイズ表現の二乗に直接依存する前記ポストスケールファクタを含み、
前記ポストスケーラは前記コンポジット等化信号を前記ポストスケールファクタによりポストスケールする、前記受信機。 - 時間ダイバーシティを有する着信信号を受信する方法であって、
前記着信信号のノイズレベルに対する1つ以上の時間変化ノイズ表現を決定するステップと、
前記ノイズ表現に基づいて時間変化ポストスケールファクタを計算するステップと、
前記着信信号を等化してソフト等化信号を発生させるステップと、
前記ポストスケールファクタを使用して前記等化信号をポストスケールしてノイズ・スケールされた等化信号を発生させるステップと、
を含む前記方法。 - 請求項16に記載の方法であって、
前記ポストスケールファクタは前記時間変化ノイズ表現に逆依存する前記方法。 - 請求項17に記載の方法であって、
前記時間変化ポストスケールファクタは前記着信信号の、それぞれ、期間に対応するレベルを有し、
前記ポストスケールするステップは前記期間に対応する前記等化信号を前記期間に対応する前記ポストスケールファクタ・レベルによりスケールして前記ノイズスケールされた等化信号を発生させるステップを含む、前記方法。 - 請求項18に記載の方法であって、
前記期間は、それぞれ、パケットに対応する前記方法。 - 請求項18に記載の方法であって、さらに、
前記ノイズ・スケールされた等化信号内の一連のビット確率をシステム・インターリーブ仕様に従って再順序付けするステップと、
前記システム符号化仕様に従って前記再順序付けされたビット確率から情報ビットを決定するステップと、
を含む前記方法。 - 請求項16に記載の方法であって、さらに、
2つ以上の受信機チェインにより前記着信信号を受信して、それぞれ、2つ以上の受信機チェイン信号を発生させるステップと、
前記2つ以上の受信機チェイン信号から、それぞれ、2つ以上の前記ノイズ表現を決定するステップと、
前記ノイズ表現から2つ以上のノイズベース・スケールファクタを決定するステップと、
前記スケールファクタを使用して前記等化信号に対するコンポジット等化信号を決定して前記受信機チェイン信号の表現を重み付けするステップと、
を含む前記方法。 - 請求項21に記載の方法であって、
コンポジット等化信号を決定する前記ステップは、それぞれ、前記受信機チェイン信号に対応する重み付けされた等化器分岐メトリクスの和に基づいて前記コンポジット等化信号を決定するステップを含み、前記重み付けされた等化器分岐メトリクスは前記ノイズベース・スケールファクタに対応する重みを有する前記方法。 - 請求項21に記載の方法であって、
前記ノイズベース・スケールファクタは、それぞれ、前記2つ以上の受信機チェイン信号に対応する2つ以上のノイズベース・プリスケールファクタを含み、
コンポジット等化信号を決定する前記ステップは、前記受信機チェイン信号を前記対応するプリスケールファクタによりプリスケールして、それぞれ、プリスケールされた受信機チェイン信号を発生させるステップを含み、前記着信信号を等化する前記ステップは前記プリスケールされた受信機チェイン信号を等化して前記コンポジット等化信号を発生させるステップを含む、前記方法。 - 請求項23に記載の方法であって、
前記プリスケールされた受信機チェイン信号を等化する前記ステップは、それぞれ、前記2つ以上の受信機チェイン信号に対応するチャネル・インパルス応答係数の2つ以上のセットを決定し、前記インパルス応答係数を対応するプリスケールファクタによりプリスケールして対応するプリスケールされたインパルス応答係数を発生させ、前記プリスケールされた受信機チェイン信号を前記対応するプリスケールされたインパルス応答係数により等化して前記コンポジット等化信号を発生させるステップを含む、前記方法。 - 請求項23に記載の方法であって、
1番目の前記受信機チェイン信号に対応する1番目の前記プリスケールファクタは前記1番目の受信機チェイン信号に対応する1番目の前記ノイズ表現に逆依存する前記方法。 - 請求項25に記載の方法であって、さらに、
最小の前記ノイズ表現を決定するステップを含み、
前記1番目のプリスケールファクタは前記最小のノイズ表現に直接依存する前記方法。 - 請求項23に記載の方法であって、
1番目の前記受信機チェイン信号に対応する1番目の前記プリスケールファクタは1番目の前記ノイズ表現を除く前記全てのノイズ表現の積に直接依存し、前記1番目のノイズ表現は前記1番目の受信機チェイン信号に対応する前記方法。 - 請求項27に記載の方法であって、さらに、
最大の前記ノイズ表現を決定するステップを含み、
前記1番目のプリスケールファクタは前記最大のノイズ表現に逆依存する前記方法。 - 請求項21に記載の方法であって、
前記ノイズベース・スケールファクタは最小の前記ノイズ表現の二乗に逆依存する前記ポストスケールファクタを含み、
前記等化信号をポストスケールする前記ステップは前記コンポジット等化信号を前記ポストスケールファクタによりポストスケールするステップを含む、前記方法。 - 請求項21に記載の方法であって、
前記ノイズベース・スケールファクタは最大の前記ノイズ表現の二乗に直接依存する前記ポストスケールファクタを含み、
前記等化信号をポストスケールする前記ステップは、前記コンポジット等化信号を前記ポストスケールファクタによりポストスケールするステップを含む前記方法。
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