JP2006500815A

JP2006500815A - Ｌｃ発振器

Info

Publication number: JP2006500815A
Application number: JP2004537387A
Authority: JP
Inventors: ヨハンネスエイチエイブレケルマンス
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 2002-09-20
Filing date: 2003-08-08
Publication date: 2006-01-05
Also published as: US20050212610A1; EP1543610A1; DE60306532D1; AU2003253183A1; DE60306532T2; US7176766B2; ATE332031T1; CN1682433A; WO2004027978A1; CN100438324C; EP1543610B1

Abstract

ＬＣ発振器（１）は、一対のコンデンサ（Ｃｖａ，Ｃｖｂ）及び一対のインダクタンス（Ｌａ，Ｌｂ）が結合される交差結合されたＰＭＯＳトランジスタ対（Ｍａ，Ｍｂ）を有する。発振器の信号増幅を向上させるために、各々のＰＭＯＳトランジスタのドレインと、好ましくはソースとの間に結合される一対の補助トランジスタ回路（Ｑａ，Ｑｂ；Ｎａ，Ｎｂ）が設けられる。同調範囲を拡大することを可能にするためにコンデンサ（Ｃｖａ，Ｃｖｂ）は好ましくは可変コンデンサであり、インダクタンス（Ｌａ，Ｌｂ）は好ましくはグランドに接続される。

Description

本発明はＬＣ発振器に関する。更に特定すると、発振器信号を生成するためのＬＣ発振器であって、前記発振器信号の周波数を決定するための第一及び第二のコンデンサ並びに第一及び第二のインダクタンスを有する共振回路と、前記発振器信号を増幅するための第一及び第二のＰＭＯＳトランジスタを有し、各々の前記トランジスタのゲートは、直接交差（相互）結合された（クロスカップル）トランジスタ対をもたらすように他のトランジスタのドレインに直接結合される能動回路とを有し、前記能動回路は前記共振回路に結合されるＬＣ発振器に関する。

上記で規定されるこの種の発振器は、米国特許第ＵＳ６，２８１，７５８号公報において開示されている。米国特許第ＵＳ６，２８１，７５８号公報の発振器において、共振回路は“バラクタ同調回路（ｖａｒａｃｔｏｒｔｕｎｉｎｇｃｉｒｃｕｉｔ）”とラベル表示されており、コンデンサは、バラクタとしても知られている電圧制御コンデンサ（ｖｏｌｔａｇｅｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄｃａｐａｃｉｔｏｒ）によって構成されている。インダクタ及びコンデンサは、能動回路の交差結合されたＰＭＯＳトランジスタに直接結合されている。二つのインダクタを接続するノードは、今度はグランド（アース）に接続されるＮＭＯＳトランジスタを含むバッファリング回路に接続されている。

ＬＣ発振器の設計において、ＭＯＳ（金属酸化膜半導体（ＭｅｔａｌＯｘｉｄｅＳｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ））トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴとしても知られている）は、ＭＯＳトランジスタの雑音特性及び飽和動作領域から線形動作領域への滑らかな遷移のためにバイポーラトランジスタよりも好ましい。米国特許第ＵＳ６，２８１，７５８号公報の発振器は、従来から使用されているＮＭＯＳ（ｎ形チャネルＭＯＳ）トランジスタと比較してずっとより低いフリッカ（１／ｆ）雑音（ノイズ）（ｆｒｉｃｋｅｒｎｏｉｓｅ）及びより優れた基板絶縁分離（アイソレーション）をもたらす一対のＰＭＯＳ（ｐ形チャネルＭＯＳ）トランジスタを使用する。しかしながら、所与のバイアス電流に対してＰＭＯＳトランジスタの相互コンダクタンス（ｔｒａｎｓｃｏｎｄｕｃｔａｎｃｅ）が自身の片方のＮＭＯＳの相互コンダクタンスの約半分になり、その結果より低い発振器信号利得（ゲイン（ｇａｉｎ））はもたらされることが分かっている。

本発明の目的は、ＰＭＯＳトランジスタの有利な特性を保持しつつ改善された発振器信号利得を有する序文に記載のＬＣ発振器を提供することにある。

従って上記で規定される発振器は本発明によれば、発振器が、発振器信号を更に増幅するための第一及び第二の補助トランジスタ回路を更に有し、各々の前記補助トランジスタ回路は、第一及び第二のＰＭＯＳトランジスタのドレインにそれぞれ結合される入力端子を有することを特徴としている。

すなわち補助トランジスタ回路は、発振器の基本構成体が影響を受けないようにしつつ自身の利得を改善するようにＬＣ発振器に追加される。特に交差結合されたＰＭＯＳトランジスタ構成体は変更されない。代わりに補助トランジスタ回路が、交差結合されたＰＭＯＳトランジスタ対に実質的に外付けされると共に、発振器の基本雑音特性に不利な影響を及ぼさないような態様で結合される。

好ましい実施例において、第一及び第二の補助トランジスタ回路はそれぞれ、第一及び第二のＰＭＯＳトランジスタのソースに結合される出力端子を有している。すなわち補助トランジスタ回路はＰＭＯＳトランジスタのドレインとソースとの間にそれぞれ結合される。好ましくは第一及び第二の補助トランジスタ回路の出力端子は、結合（カップリング）コンデンサ（ｃｏｕｐｌｉｎｇｃａｐａｃｉｔｏｒ）を介してＰＭＯＳトランジスタのソースに結合される。

特に有利な実施例において、第一及び第二のＰＭＯＳトランジスタが、各々の補助トランジスタ回路の出力端子に結合されるバックゲート（ｂａｃｋｇａｔｅ）をそれぞれ備えている。これにより、発振器信号の増幅を補助する更なる信号パス（経路（ｐａｔｈ））がもたらされる。

代わりの実施例において、第一及び第二の補助トランジスタ回路がそれぞれ、第一及び第二のＰＭＯＳトランジスタに各々直列に接続されている。すなわち当該補助トランジスタ回路は好ましくは各々のＰＭＯＳトランジスタのソースに直接結合される。

補助トランジスタ回路の出力端子はＰＭＯＳトランジスタ（のソース）に結合されることが好ましいが、第一及び第二の補助トランジスタ回路はそれぞれ、共振回路に結合される出力端子を有することが予想され得る。

第一及び第二の補助トランジスタ回路はそれぞれ、バイポーラトランジスタ、ＭＯＳトランジスタ、又はその両方を有していてもよい。好ましくは当該ＭＯＳトランジスタはＮＭＯＳトランジスタとなる。

好ましくは第一及び／又は第二のコンデンサは可変コンデンサとなる。これにより、発振周波数は同調されることが可能になる。しかしながら、固定値を有するコンデンサを使用することも可能である。

本発明の重要な更なる態様によれば、共振回路がグランドに直接結合されることは好ましい。このことは、共振回路が可変コンデンサを含む実施例において特に有利となる。当該コンデンサは、共振回路がグランドに結合される場合、そうでない場合よりもずっと広い範囲に渡って変化され得る同調電圧（ｔｕｎｉｎｇｖｏｌｔａｇｅ）を必要とする。このようにより広い周波数同調範囲が得られる。更に可変コンデンサの（アノード）端子が、グランドへの直接のＤＣ（直流）カップリングを備え、その結果超低雑音（ｖｅｒｙｌｏｗｎｏｉｓｅ）を有する同調電圧、及びそれ故に高いスペクトル純度（ｈｉｇｈｓｐｅｃｔｒａｌｐｕｒｉｔｙ）を有する発振器信号がもたらされる。

共振回路の直接グランドへの結合が、非同調ＬＣ発振器（ｎｏｎ−ｔｕｎｅａｂｌｅＬＣｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）、すなわち固定コンデンサ値を有する発振器においてもたらされてもよい。

本発明は、上記で規定されるＬＣ発振器を有するデバイスだけでなく、上記で規定されるＬＣ発振器を有する集積回路を更に提供する。本発明の発振器は特に、比較的低い電源電圧が使用される用途に適している。例えば本発明の発振器が有利に使用され得るデバイスは、限定されることはないが、テレビジョンチューナ、チャネルコンバータ、及び同様の通信デバイスである。

本発明は、添付図面に記載の実施例を参照して以下に更に記載されるであろう。

図１において単に限定されない例によって示されている発振器１は、共振回路、能動回路、及び二つの補助トランジスタ回路を有している。（タンク回路（ｔａｎｋｃｉｒｃｕｉｔ）と称されてもよい）共振回路は、直列接続される第一のインダクタＬａ及び第二のインダクタＬｂと、閉ループ（ｃｌｏｓｅｄｌｏｏｐ）を形成するようにインダクタと並列にもたらされると共にここでも直列接続される第一のコンデンサＣｖａ及び第二のコンデンサＣｖｂとを有している。コンデンサＣｖａ及びＣｖｂは可変コンデンサであり、自身の共通ノードにおいて同調電圧Ｖｔｕｎを受ける。以下より詳細に記載されるであろうが、インダクタの共通ノードはグランドに接続されるように示されている。

能動回路は、交差結合される二つのＰＭＯＳトランジスタＭａ及びＭｂを有している。すなわちトランジスタＭｂのゲートはトランジスタＭａのドレインに接続される一方、トランジスタＭａのゲートはトランジスタＭｂのドレインに接続される。第一及び第二のＰＭＯＳトランジスタＭａ及びＭｂは、第一及び第二のコンデンサＣｖａ及びＣｖｂと、第一及び第二のインダクタＬａ及びＬｂとにもそれぞれ結合される。ＰＭＯＳトランジスタＭａ及びＭｂのソースは、（同じ）バイアス電流をもたらす電流源に接続される。

本発明によれば発振器回路１は、トランジスタＱａ及びＱｂをそれぞれ有する二つの補助トランジスタ回路（又は補助増幅回路）を更に有する。バイポーラｎｐｎ型トランジスタ（ｂｉｐｏｌａｒｎｐｎ−ｔｙｐｅｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）となるように示されているこれらのトランジスタＱａ及びＱｂは、結合コンデンサＣＢａ及びＣＢｂを介して各々のＰＭＯＳトランジスタのドレインに結合されるベースをそれぞれ有する。ＰＭＯＳトランジスタＭａ及びＭｂに結合コンデンサＣＢａ及びＣＢｂを接続するノードは各々の補助トランジスタ回路の入力端子を構成する一方、出力端子は、ＰＭＯＳトランジスタＭａ及びＭｂのソースに更なる結合コンデンサＣＥａ及びＣＥｂを接続するノードによって構成される。この更なる結合コンデンサＣＥａ及びＣＥｂはトランジスタＱａ及びＱｂのエミッタに接続され、それ故にエミッタフォロワ（ｅｍｉｔｔｅｒｆｏｌｌｏｗｅｒ）回路が形成される。

ＰＭＯＳトランジスタＭａ及びＭｂのバックゲートは、トランジスタＱａ及びＱｂのエミッタにも接続される。バックゲート又は“バルク接続部（ｂｕｌｋｃｏｎｎｅｃｔｉｏｎ）”は、信号制御の更なる自由度（ｏｐｐｏｒｔｕｎｉｔｙ）をもたらす寄生ＭＯＳトランジスタ端子となる。

図１から理解され得るように、図１のＬＣ発振器１の基本構成体は、従来から知られているものと同じである。しかしながらトランジスタＱａ及びＱｂを有する補助トランジスタ回路は更なる利点をもたらす。この更なる利点は、基本発振器回路の卓越した雑音特性に影響を及ぼすことなく実現される。

上記のように、図１の実施例の共振回路（Ｃｖａ、Ｃｖｂ、Ｌａ、Ｌｂ）はグランドに直接接続される。これにより、可変コンデンサ（バラクタ）Ｃｖａ及びＣｖｂにもたらされる同調電圧Ｖｔｕｎは、電源電圧Ｖｃｃからバラクタをバイアスするのに必要とされる約０．３Ｖの最小電圧までの範囲で変化し得る。この同調範囲は、共振回路が通常電源電圧とグランドとの間の範囲で変化する電圧にある従来のＬＣ発振器における範囲よりもかなり広くなっている。ＡＣ（交流）カップリングを使用して擬似的に可変コンデンサのアノード端子をグランドに接続する手段は、スペクトル純度及び周波数同調範囲に不利な影響を及ぼす。その結果本発明の発振器はずっとより広い同調範囲を有する。

示されている例において、補助トランジスタ回路はそれぞれ単一のバイポーラトランジスタを有している。しかしながらバイポーラトランジスタの代わりにＭＯＳトランジスタを使用するか、又は各々の補助トランジスタ回路において複数のトランジスタを使用することも可能である。

本発明の発振器１の好ましい実施例が図１に示されているが、代わりの実施例は可能である。当該代わりの実施例の一つが、図２に示されている。当該実施例は図１に示されているものと同じである。しかしながら補助トランジスタ回路の出力端子はＰＭＯＳトランジスタのソースに接続されないが、代わりにグランドに接続される。ソースとドレインとの間のフィードバックループは補助トランジスタ回路を介して利用可能でないため、ＰＭＯＳトランジスタのソースは相互に接続される。二つのバイポーラトランジスタは独立に増幅全体に加えられ、よく知られているコルピッツ発振器（Ｃｏｌｌｐｉｔｓｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ）と同じ態様で寄与する。図１の実施例と同様に、ＰＭＯＳトランジスタのバックゲートは有利なことにバイポーラトランジスタの各々のエミッタに接続され得る（図示略）。

図３の実施例において、補助トランジスタＱａ及びＱｂはＰＭＯＳトランジスタＭａ及びＭｂに直列に構成されており、Ｑａ及びＱｂのエミッタはＭａ及びＭｂのソースに接続されている。この実施例は、より少ないコンポーネントしか必要とせず、バイアス電流（Ｉ_ＤＣ）を共有することによってより大きな電力効率をもたらすという利点を有する。

ＮＭＯＳトランジスタＮａ及びＮｂと置換されているトランジスタＱａ及びＱｂバイポーラトランジスタＱａ及びＱｂを除いて図４の実施例は図３の実施例とほぼ等しい。

上記から明らかとなるように、本発明は、より高い利得を有するＬＣ発振器をもたらす一方でＰＭＯＳトランジスタの有利な雑音特性が保持されるという認識に基づいている。より高い利得は、本発明の発振器の用途が、高いクオリティファクタ（ｑｕａｌｉｔｙｆａｃｔｏｒ）（Ｑ値）（高い共振インピダンス）を有する共振回路に限定されないと共により低いクオリティファクタを有する共振回路が使用されてもよいことを意味する。更に、電源電圧ばらつき及び温度ばらつきからもたらされ得る極端な動作状態、並びに今度は発振器が具現化され得る集積回路の製造プロセスばらつきからもたらされ得る極端なパラメータ変化において発生する無発振（ｎｏｏｓｃｉｌｌａｔｉｏｎ）に対してより高い安全余裕（セーフティマージン）がもたらされる。本発明のＬＣ発振器は基本発振器構成体に影響を及ぼさないが、信号利得を増大させるためにトランジスタを追加する。

本文献において単語“有する”は、他の構成要素又はステップの存在を排除するものではなく、冠詞“a”又は“aｎ”の使用は、複数の構成要素を排除するものではないことは注意される。単一のトランジスタ又は他の回路要素が、請求項で引用されるより多くの回路要素又は手段の二つの一つ又は複数の機能を満たしていてもよい。特に請求項で引用される二つのインダクタンスは、好適な単一のインダクタンスによって置換されてもよい。逆に図に示されている単一のトランジスタＱａ、Ｑｂ、Ｎａ、及び／又はＮｂがそれぞれ、二つ又はそれより多くのトランジスタから構成されるトランジスタ回路によって置換されてもよい。

それ故に本発明が上記で示される実施例に限定されるものではなく、請求項に規定される本発明の範囲から逸脱することなく多くの変形例及び追加例がもたらされることは当業者によって理解され得るであろう。

本発明による発振器の第一の実施例を概略的に示す。本発明による発振器の第二の実施例を概略的に示す。本発明による発振器の第三の実施例を概略的に示す。本発明による発振器の第四の実施例を概略的に示す。

Claims

発振器信号を生成するためのＬＣ発振器であって、
前記発振器信号の周波数を決定するための第一及び第二のコンデンサ並びに第一及び第二のインダクタンスを有する共振回路と、
前記発振器信号を増幅するための第一及び第二のＰＭＯＳトランジスタを有し、各々の前記トランジスタのゲートは、直接交差結合されたトランジスタ対をもたらすように他のトランジスタのドレインに直接結合される能動回路と
を有し、
前記能動回路は前記共振回路に結合されるＬＣ発振器において、前記発振器は、前記発振器信号を更に増幅するための第一及び第二の補助トランジスタ回路を更に有し、各々の前記補助トランジスタ回路は、前記第一及び第二のＰＭＯＳトランジスタのドレインにそれぞれ結合される入力端子を有することを特徴とするＬＣ発振器。
前記第一及び第二の補助トランジスタ回路が、前記第一及び第二のＰＭＯＳトランジスタの前記ソースに各々結合される出力端子を各々有する請求項１に記載のＬＣ発振器。
前記第一及び第二の補助トランジスタ回路の前記出力端子が、結合コンデンサを介して前記ＰＭＯＳトランジスタの前記ソースに結合される請求項２に記載のＬＣ発振器。
前記第一及び第二のＰＭＯＳトランジスタが、各々の補助トランジスタ回路の出力端子に結合される制御可能なバックゲートを各々備える請求項３に記載のＬＣ発振器。
前記第一及び第二の補助トランジスタ回路が、前記第一及び第二のＰＭＯＳトランジスタと直列に各々接続される請求項３に記載のＬＣ発振器。
前記第一及び第二の補助トランジスタ回路が、前記共振回路に結合される出力端子を各々有する請求項1に記載のＬＣ発振器。
前記第一及び第二の補助トランジスタ回路がバイポーラトランジスタを有する請求項1乃至６の何れかの一項に記載のＬＣ発振器。
前記第一及び第二の補助トランジスタ回路がＭＯＳトランジスタ、好ましくはＮＭＯＳトランジスタを有する請求項1乃至７の何れかの一項に記載のＬＣ発振器。
前記第一及び／又は第二のコンデンサが可変コンデンサである請求項1乃至８の何れかの一項に記載のＬＣ発振器。
前記共振回路がグランドに直接結合される請求項1乃至９の何れかの一項に記載のＬＣ発振器。
請求項1乃至１０の何れかの一項に記載のＬＣ発振器を有する集積回路。
発振器信号を生成するためのＬＣ発振器を有するデバイスであって、
前記発振器信号の周波数を決定するための第一及び第二のコンデンサ並びに第一及び第二のインダクタンスを有する共振回路と、
前記発振器信号を増幅するための第一及び第二のＰＭＯＳトランジスタを有し、各々の前記トランジスタのゲートは、直接交差結合されたトランジスタ対をもたらすように他のトランジスタのドレインに直接結合される能動回路と
を有し、
前記能動回路は前記共振回路に結合されるデバイスにおいて、前記発振器は、前記発振器信号を更に増幅するための第一及び第二の補助トランジスタ回路を更に有し、各々の前記補助トランジスタ回路は、前記第一及び第二のＰＭＯＳトランジスタのドレインに各々結合される入力端子を有することを特徴とするデバイス。
テレビジョン又は通信デバイスである請求項1２に記載のデバイス。