JP2006324725A - Power amplifier, and wireless communication apparatus employing the same - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、電力増幅器、およびそれを用いた無線通信装置に係り、特に過入力を防止するのに好適な手段を備えた電力増幅器、およびそれを用いた無線通信装置に関する。 The present invention relates to a power amplifier and a wireless communication apparatus using the power amplifier, and more particularly to a power amplifier including means suitable for preventing excessive input and a wireless communication apparatus using the power amplifier.
従来、電力増幅器では過電流による出力素子の破壊を防止するために、出力素子に流れる電流をモニタし、このモニタ値が基準値を越えた場合に、ドライバーアンプであるAGC(Automatic Gain Control)アンプの利得等を調整して出力素子に流れる電流を制限していた。 Conventionally, in power amplifiers, in order to prevent destruction of the output element due to overcurrent, the current flowing through the output element is monitored, and when this monitored value exceeds the reference value, an AGC (Automatic Gain Control) amplifier that is a driver amplifier The current flowing through the output element is limited by adjusting the gain and the like.
然しながら、出力素子に流れる電流を検出するには、出力経路に数オームの電流検出抵抗を直列に挿入し電流を電圧に変換して検出しているので電流検出抵抗の消費電力が大きくなるという問題がある。 However, in order to detect the current flowing in the output element, a current detection resistor of several ohms is inserted in the output path in series and the current is converted into a voltage, so that the power consumption of the current detection resistor increases. There is.
これに対して、過電流が流れたときに入力側で電路に流れる電流を制限する方法が知られている(例えば、特許文献1参照。)。 On the other hand, there is known a method of limiting the current flowing in the electric circuit on the input side when an overcurrent flows (see, for example, Patent Document 1).
特許文献1に開示された過電流保護装置では、コイルを用い、定常時においては無誘導コイルとして動作させ、過電流が流れる異常時には自己インダクタンスを発生させてリアクトルとして動作させることにより、電路に流れる過電流を制限して電路を過電流から保護している。
The overcurrent protection device disclosed in
即ち、電路Lに直列に接続されて所定の起磁力を発生する第1のコイル12aと、この第1のコイルが発生した起磁力と同程度で逆方向の起磁力を発生する第2のコイル12bと、第1のコイル12aと電路Lとの間に直列に接続される正の抵抗温度係数を有する素子(PTC素子)11とを備え、このPTC素子11と第1のコイル12aとの直列回路に並列に第2のコイル12bを接続する。
That is, the first coil 12a that is connected in series to the electric path L and generates a predetermined magnetomotive force, and the second coil that generates a magnetomotive force in the opposite direction to the same degree as the magnetomotive force generated by the first coil. 12b and an element (PTC element) 11 having a positive resistance temperature coefficient connected in series between the first coil 12a and the electric circuit L, and the
PTC素子11に過電流が流れると、PTC素子11の温度が上昇して抵抗値が増大し、各コイル12a、12bに生じる磁束のバランスが崩れて自己インダクタンスを生じ、リアクトル動作して過電流を防止する。
When overcurrent flows through the
然しながら、特許文献1に開示された過電流保護装置では、PCT素子の発熱により過電流を検出しているのでPCT素子の消費電力が大きく、且つ応答速度が遅いという問題がある。
However, the overcurrent protection device disclosed in
電力増幅器を用いた無線通信装置、例えば携帯電話に代表される移動式通信端末ではバッテリーの動作時間を延ばすために、過電流を検出するのに必要な消費電力を極力抑えることが必要である。
本発明は、消費電力の少ない過入力防止手段を有する電力増幅器、およびそれを用いた無線通信装置を提供する。 The present invention provides a power amplifier having over-input prevention means with low power consumption, and a wireless communication apparatus using the power amplifier.
本発明の一態様の高周波電力増幅器は、高周波信号を増幅する電力増幅部と、前記増幅された高周波信号より所定の周波数の高周波信号を選択する信号選択部と、前記選択された高周波信号を直流信号に変換する信号変換部と、前記直流信号に応じて前記電力増幅部に入力される前記高周波信号をバイパスさせる信号制御部と、を具備することを特徴としている。 A high-frequency power amplifier according to an aspect of the present invention includes a power amplification unit that amplifies a high-frequency signal, a signal selection unit that selects a high-frequency signal having a predetermined frequency from the amplified high-frequency signal, and the selected high-frequency signal as a direct current A signal conversion unit that converts the signal into a signal and a signal control unit that bypasses the high-frequency signal that is input to the power amplification unit according to the DC signal are provided.
また、本発明の一態様の無線通信装置は、外部から入力された入力信号に基づいて、高周波信号を変調する信号変調手段と、前記変調された信号を増幅する電力増幅部と、前記増幅された信号より所定の周波数の信号を選択する信号選択部と、前記選択された信号を直流信号に変換する信号変換部と、前記直流信号に応じて前記電力増幅部に入力される前記変調された信号をバイパスさせる信号制御部と、前記増幅された信号を送信するアンテナと、を具備することを特徴としている。 According to another aspect of the present invention, there is provided a wireless communication apparatus that includes a signal modulation unit that modulates a high-frequency signal based on an input signal input from the outside, a power amplification unit that amplifies the modulated signal, and the amplified signal. A signal selection unit that selects a signal having a predetermined frequency from the received signal, a signal conversion unit that converts the selected signal into a DC signal, and the modulated signal that is input to the power amplification unit according to the DC signal And a signal control unit that bypasses the signal and an antenna that transmits the amplified signal.
本発明によれば、消費電力の少ない過入力防止手段を有する電力増幅器、およびそれを用いた無線通信装置が得られる。 According to the present invention, it is possible to obtain a power amplifier having over-input prevention means with low power consumption, and a wireless communication apparatus using the power amplifier.
以下、本発明の実施例について図面を参照しながら説明する。 Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
本発明の実施例1について図1乃至図4を用いて説明する。図1は本発明の実施例1に係る電力増幅器の構成を示す回路図、図2はその信号選択部の特性を模式的に示す図で、図2(a)は周波数特性を示す図、図2(b)は入力信号の周波数スペクトルを示す図、図2(c)は出力信号の周波数スペクトルを示す図、図3はその信号変換部の構成を示す回路図、図4はその入力信号と出力信号の入出力特性を模式的に示す図である。 A first embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a power amplifier according to a first embodiment of the present invention, FIG. 2 is a diagram schematically showing characteristics of a signal selection unit thereof, and FIG. 2A is a diagram showing frequency characteristics. 2 (b) is a diagram showing the frequency spectrum of the input signal, FIG. 2 (c) is a diagram showing the frequency spectrum of the output signal, FIG. 3 is a circuit diagram showing the configuration of the signal converter, and FIG. It is a figure which shows typically the input-output characteristic of an output signal.
図1に示すように、本実施例の電力増幅器10は搬送波f1の入力信号Pinを増幅する電力増幅部11と、過入力を防止する過入力防止手段12と、電力増幅部11および過入力防止手段12の動作点を定めるバイアス電源部13とを具備している。
As shown in FIG. 1, the
電力増幅部11は、例えばバイポーラトランジスタQ1、Q2(以下、トランジスタQ1、Q2という)がカスケード接続された2段増幅回路で、トランジスタQ1、Q2のコレクタc1、c2が電源Vccにそれぞれ接続され、ベースb1、b2がそれぞれバイアス電源13に接続され、エミッタe1、e2がそれぞれ接地されている。
The power amplifying
更に、トランジスタQ1のベースb1は直流カットコンデンサc1を介して入力端子INに接続され、トランジスタQ1のコレクタc1は直流カットコンデンサc2を介してトランジスタQ2のベースb2に接続され、トランジスタQ2のコレクタc2は直流カットコンデンサc3を介して出力端子OUTに接続されている。 Further, the base b1 of the transistor Q1 is connected to the input terminal IN via the DC cut capacitor c1, the collector c1 of the transistor Q1 is connected to the base b2 of the transistor Q2 via the DC cut capacitor c2, and the collector c2 of the transistor Q2 is It is connected to the output terminal OUT via a DC cut capacitor c3.
過入力防止手段12はトランジスタQ2のコレクタc2に接続され、出力信号Poutより所定の周波数の信号を選択する信号選択部14と、信号選択部14で選択された高周波信号を直流信号に変換する信号変換部15と、入力端INに接続され、信号変換部15の出力信号に応じて入力信号Pinを電力増幅部11から接地側へバイパスする入力制御部16とを具備している。
The over-input prevention means 12 is connected to the collector c2 of the transistor Q2, and a signal selection unit 14 that selects a signal having a predetermined frequency from the output signal Pout, and a signal that converts the high-frequency signal selected by the signal selection unit 14 into a DC signal. A
トランジスタQ1、Q2のベースb1、b2にはトランジスタQ1、Q2がAB級動作をするのに必要なバイアス電圧Vb1、Vb2がそれぞれ印加されている。 Bias voltages Vb1 and Vb2 necessary for the transistors Q1 and Q2 to perform class AB operation are applied to the bases b1 and b2 of the transistors Q1 and Q2, respectively.
外部から電力増幅部11の入力端子INに高周波の入力信号Pinが入力されると、入力信号Pinは直流カットコンデンサC1を介してトランジスタQ1のベースb1に入力される入力信号Pin1と過入力防止手段12に入力される入力信号Pin2とに分配される。
When a high-frequency input signal Pin is input from the outside to the input terminal IN of the
トランジスタQ1のベースb1に入力された入力信号Pin1はトランジスタQ1で増幅される。
トランジスタQ1で増幅された入力信号Pin1は、直流カットコンデンサC2を介してトランジスタQ2のベースb2に入力され、トランジスタQ2で更に増幅される。
The input signal Pin1 input to the base b1 of the transistor Q1 is amplified by the transistor Q1.
The input signal Pin1 amplified by the transistor Q1 is input to the base b2 of the transistor Q2 via the DC cut capacitor C2, and further amplified by the transistor Q2.
トランジスタQ2からの出力信号Poutは、直流カットコンデンサC3を介して電力増幅部11の出力端子OUTに出力される出力信号Pout1と過入力防止手段12に入力される出力信号Pout2とに分配され、出力信号Pout1が外部に出力される。
The output signal Pout from the transistor Q2 is distributed to the output signal Pout1 output to the output terminal OUT of the power amplifying
トランジスタQ1、Q2でAB級増幅された出力信号Poutには、搬送波f1以外に、搬送波f1の第2高調波f2、第3高調波f3を含む多数の高調波信号が含まれている。 In addition to the carrier wave f1, the output signal Pout subjected to class AB amplification by the transistors Q1 and Q2 includes many harmonic signals including the second harmonic wave f2 and the third harmonic wave f3 of the carrier wave f1.
信号選択部14はコイルL1とコンデンサC4の並列共振回路を有し、その並列共振周波数が高周波信号の搬送波f1の周波数に等しく設定されている。 The signal selector 14 has a parallel resonance circuit of a coil L1 and a capacitor C4, and the parallel resonance frequency is set equal to the frequency of the carrier wave f1 of the high frequency signal.
図2(a)に示すように、信号選択部14の並列共振回路の周波数特性は周知のように搬送波f1に対して大きな減衰特性を有し、所謂バンドエミッションフィルタとして動作する。 As shown in FIG. 2A, the frequency characteristic of the parallel resonance circuit of the signal selection unit 14 has a large attenuation characteristic with respect to the carrier wave f1, as is well known, and operates as a so-called band emission filter.
その結果、図2(b)に示すように、搬送波f1以外に、第2高調波f2、第3高調波f3を含む出力信号Pout2が信号選択部14に入力されると、図2(c)に示すように、出力信号Pout2より搬送波f1がカットされて第2高調波f2、第3高調波f3を主とする高調波信号ACが直流カットコンデンサC5を介して信号変換回路15に出力される。
As a result, as shown in FIG. 2B, when the output signal Pout2 including the second harmonic f2 and the third harmonic f3 in addition to the carrier wave f1 is input to the signal selection unit 14, FIG. As shown, the carrier wave f1 is cut from the output signal Pout2, and the harmonic signal AC mainly composed of the second harmonic f2 and the third harmonic f3 is output to the
図3に示すように、信号変換回路15は、例えばコイルL4、L5、ダイオードD1、D2、コンデンサC7、C8および抵抗R1からなる周知の両波整流回路を有し、コイルL6との誘導結合により、第2高調波f2、第3高調波f3を主とする高調波信号ACを両波整流して直流信号DCに変換する。
As shown in FIG. 3, the
変換された直流信号DCは出力信号Poutに対応するので、第2高調波f2、第3高調波f3を主とする高調波信号ACを用いて出力信号Poutをモニタすることが可能である。 Since the converted DC signal DC corresponds to the output signal Pout, the output signal Pout can be monitored using the harmonic signal AC mainly composed of the second harmonic f2 and the third harmonic f3.
信号制御部16は、コレクタc3がキャパシタンスC6を介して電力増幅部11の入力端子INに接続され、ベースb3が信号変換部15の出力端に接続され、エミッタe3が接地されたバイポーラトランジスタQ3を有している。
The
トランジスタQ3のコレクタc3は、高周波カットコイルL2を介してバイアス電源部13に接続され、コレクタ電圧Vc3が印加されている。
トランジスタQ3のベースb3は、高周波カットコイルL3を介してバイアス電源部13に接続され、トランジスタQ3の動作点がトランジスタQ3のオン電圧より所定値だけ小さくなるバイアス電圧Vb3が印加されている。
The collector c3 of the transistor Q3 is connected to the bias
The base b3 of the transistor Q3 is connected to the bias
即ち、トランジスタQ3は定常時においてはオフされているが、信号変換部15から所定値以上の直流信号DCが出力されるとオンになり、直流信号DCに応じてトランジスタQ3のオン抵抗が変化し、所謂可変インピーダンス素子として動作する。
That is, the transistor Q3 is turned off in a steady state, but is turned on when a DC signal DC of a predetermined value or more is output from the
トランジスタQ3がオンになると、電力増幅部11の入力インピーダンスに対して信号制御部16のインピーダンスが並列に付加されるので、入力信号Pinは、電力増幅部11の入力インピーダンスと信号制御部16のインピーダンスに応じて入力信号Pin1およびPin2に分配される。
When the transistor Q3 is turned on, the impedance of the
その結果、信号制御部16に分配された入力信号Pin2はトランジスタQ3を通って接地側へバイパスされるので、電力増幅部11の入力信号Pin1は入力信号Pin2だけ減少する。
As a result, since the input signal Pin2 distributed to the
従って、図4に示すように、電力増幅器10の入力信号Pinと出力信号Pout1の入出力特性は、入力信号Pinが通常入力範囲の場合に、出力信号Pout1は入力信号Pinに応じて直線的に増加する特性を示す。
Therefore, as shown in FIG. 4, the input / output characteristics of the input signal Pin and the output signal Pout1 of the
一方、入力信号Pinが通常入力範囲を超えて過入力範囲の場合に、出力電力Pout1は入力信号Pinが増加しても増加せず、飽和特性を示す。 On the other hand, when the input signal Pin exceeds the normal input range and is in the excessive input range, the output power Pout1 does not increase even when the input signal Pin increases, and exhibits a saturation characteristic.
これにより、入力信号Pinが電力増幅部11に対して過入力となるのを防止することが可能であり、過入力による過電流が防止される。
Thereby, it is possible to prevent the input signal Pin from being excessively input to the power amplifying
次に、本実施例の電力増幅器10を用いた無線通信装置について説明する。本実施例は、外部からの入力信号、例えば音声/画像信号を所定の圧縮方式で圧縮してエンコードした信号の送信、あるいは受信された信号をデコードして元の音声/画像信号の再生をおこなう無線通信装置の場合である。
Next, a wireless communication apparatus using the
図5に示すように、本実施例の無線通信装置30は、電波信号を送信または受信するアンテナ31と、アンテナ31が電波信号を送信するかまたは受信するかを選択する切り替え器32と、外部から入力された入力信号を処理した電波信号をアンテナ31に出力する信号送信手段33と、アンテナ31が受信した電波信号を処理して外部に出力する信号受信手段34とを具備している。
As shown in FIG. 5, the
信号送信手段33は、外部から入力された信号を処理する入力信号処理回路35と、入力信号処理回路35の出力信号により第1発振回路36の出力信号を変調する変調回路37と、変調回路37の出力信号を増幅してアンテナ31へ出力する電力増幅部11と過入力防止手段12を有する電力増幅器10とを具備している。
The
信号受信手段34は、アンテナ31が受信した電波信号を増幅するローノイズアンプ39と、ローノイズアンプ39の出力と第2発振回路40の出力信号を混合して電波信号を復調するミキサー41と、復調された信号を処理して外部に出力する出力信号処理回路42とを具備している。
The signal receiving means 34 is demodulated by a
これにより、無線通信装置30において、例えば変調回路37内の増幅回路の故障等による電力増幅部11への過入力が防止され、且つ過入力をモニタするための無駄な消費電力を削減することが可能である。
Thereby, in the
以上説明したように、本実施例の電力増幅器10では、従来無用であった第2高調波f2、第3高調波f3を主とする高調波信号ACを用いて過電流をモニタしている。
As described above, in the
その結果、搬送波f1を用いて過入力をモニタする場合に比べて、消費電力を低減することができる。 As a result, it is possible to reduce power consumption compared to the case of monitoring excessive input using the carrier wave f1.
また、無線通信装置30において、無用な高調波が減少するので、電磁シールドが容易になり、ノイズにより誤動作を防止することができる。
Further, in the
ここでは、無線通信装置30が信号送信手段33と信号受信手段34とを有する場合について説明したが、信号送信手段33だけを有していても構わない。
Although the case where the
本発明の実施例2について図6および図7を用いて説明する。図6は本発明の実施例2に係る電力増幅器の構成を示す回路図、図7はその信号選択部の特性を模式的に示す図で、図7(a)は周波数特性を示す図、図7(b)は入力信号の周波数スペクトルを示す図、図7(c)は出力信号の周波数スペクトルを示す図である。 A second embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. 6 is a circuit diagram showing the configuration of the power amplifier according to the second embodiment of the present invention, FIG. 7 is a diagram schematically showing the characteristics of the signal selector, and FIG. 7A is a diagram showing the frequency characteristics. 7 (b) is a diagram showing the frequency spectrum of the input signal, and FIG. 7 (c) is a diagram showing the frequency spectrum of the output signal.
本実施例において、上記実施例1と同一の構成部分には同一符号を付してその部分の説明は省略し、異なる部分について説明する。 In the present embodiment, the same components as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals, description thereof will be omitted, and different portions will be described.
本実施例が実施例1と異なる点は、信号選択部を搬送波f1の略2倍に等しい共振周波数を有する直列共振回路としたことにある。 This embodiment differs from the first embodiment in that the signal selection unit is a series resonance circuit having a resonance frequency substantially equal to twice the carrier wave f1.
即ち、図6に示すように、電力増幅器50の過入力保護手段52はコイルL7とコンデンサC9が直列接続され、搬送波f1の略2倍に等しい共振周波数を有する信号選択部54を具備している。
That is, as shown in FIG. 6, the over-input protection means 52 of the
図7(a)に示すように、信号選択部54の直列共振回路の周波数特性は周知のように第2高調波f2に対して大きな透過特性を有し、所謂バンドパスフィルタとして動作する。 As shown in FIG. 7A, the frequency characteristic of the series resonance circuit of the signal selection unit 54 has a large transmission characteristic with respect to the second harmonic f2, as is well known, and operates as a so-called bandpass filter.
その結果、図7(b)に示すように、第2高調波f2、第3高調波f3を含む出力信号Pout2が信号選択部54に入力されると、図7(c)に示すように、出力信号Pout2より搬送波f1、第3高調波f3がカットされて第2高調波f2のみを含む高周波信号ACが信号変換回路15に出力される。
As a result, as shown in FIG. 7B, when the output signal Pout2 including the second harmonic f2 and the third harmonic f3 is input to the signal selection unit 54, as shown in FIG. The carrier wave f1 and the third harmonic f3 are cut from the output signal Pout2, and the high-frequency signal AC including only the second harmonic f2 is output to the
このように、第2高調波f2のみを用いて過入力をモニタすることが可能であり、且つ直流カットコンデンサC5が不要になる。 As described above, it is possible to monitor the excessive input using only the second harmonic wave f2, and the DC cut capacitor C5 becomes unnecessary.
以上説明したように、本実施例の電力増幅器50では、信号選択部54を直列共振回路としたので、第2高調波f2により過入力をモニタすることができ、直流カットコンデンサC5が削減できる利点がある。
As described above, in the
図8は本発明の実施例3に係る電力増幅器の構成を示す回路図である。本実施例において、上記実施例1と同一の構成部分には同一符号を付してその部分の説明は省略し、異なる部分について説明する。
FIG. 8 is a circuit diagram showing a configuration of a power amplifier according to
本実施例が実施例1と異なる点は、信号選択部を搬送波f1の1/4波長に略等しい長さを有するショートスタブとしたことにある。 This embodiment differs from the first embodiment in that the signal selection unit is a short stub having a length substantially equal to the quarter wavelength of the carrier wave f1.
即ち、図8に示すように、電力増幅器60の過入力保護手段62は基本周波数f1の1/4波長に略等しい長さを有する伝送線路SLと直流カットコンデンサC10により構成されるショートスタブを有する信号選択部64を具備している。
That is, as shown in FIG. 8, the over-input protection means 62 of the
ショートスタブは周知のようにその長さが1/4波長以下の範囲ではインダクタンスとして働き、1/4波長と1/2波長の間ではキャパシタンスとして働く。
即ち、搬送波f1の1/4波長に等しい長さを有するショートスタブは搬送波f1に対して入力インピーダンスが無限大になり、所謂バンドエミッションフィルタとして動作し、ショートスタブの長さの1/2の点から第2高調波f2のみを含む高周波信号ACが取り出され、直流カットコンデンサC5を介して信号変換回路15に出力される。
As is well known, the short stub acts as an inductance when the length is less than or equal to a quarter wavelength, and acts as a capacitance between a quarter wavelength and a half wavelength.
That is, the short stub having a length equal to the quarter wavelength of the carrier wave f1 has an infinite input impedance with respect to the carrier wave f1, operates as a so-called band emission filter, and is a point half the length of the short stub. The high frequency signal AC including only the second harmonic f2 is taken out from the signal, and is output to the
このように、搬送波f1の1/4波長に略等しい長さを有するショートスタブを用いて過入力をモニタすることが可能であり、且つ共振回路のコイルL1とコンデンサC4が不要になる。 In this way, it is possible to monitor overinput using a short stub having a length substantially equal to the quarter wavelength of the carrier wave f1, and the coil L1 and the capacitor C4 of the resonance circuit are not required.
以上説明したように、本実施例の電力増幅器60では、信号選択部64を搬送波f1の1/4波長に等しい長さを有するショートスタブとして、第2高調波f2により過入力をモニタするので、消費電力および共振回路のコイルL1とコンデンサC4が削減できる利点がある。
As described above, in the
また、占有面積の大きなコイルが削減できるので、電力増幅器60をより小型化、高周波化するのに適する利点がある。
Further, since the coil having a large occupied area can be reduced, there is an advantage suitable for reducing the size and the frequency of the
図9は本発明の実施例4に係る電力増幅器の構成を示す回路図である。本実施例において、上記実施例1と同一の構成部分には同一符号を付してその部分の説明は省略し、異なる部分について説明する。
FIG. 9 is a circuit diagram showing a configuration of a power amplifier according to
本実施例が実施例1と異なる点は、信号制御部を電界効果トランジスタで構成したことにある。 The present embodiment is different from the first embodiment in that the signal control unit is configured by a field effect transistor.
即ち、図9に示すように、電力増幅器70において、過入力保護手段72の信号制御部76はドレインd1が直流カットコンデンサC6を介して電力増幅部11の入力端INに接続され、ゲートg1が信号変換部15の出力端に接続され、ソースs1が直流カットコンデンサC11を介して接地された電界効果トランジスタ、例えばMOS(Metal Oxide Semiconductor)型電界効果トランジスタM1(以下、MOSトランジスタM1という)と、MOSトランジスタM1のドレインd1とソースs1に接続された抵抗R3とを具備している。
That is, as shown in FIG. 9, in the
直流カットコンデンサC11により、MOSトランジスタM1は直流的には常時オフされており、抵抗R3によりMOSトランジスタM1のドレインd1とソースs1は直流的には同電位に設定されている。 The MOS transistor M1 is always turned off in a DC manner by the DC cut capacitor C11, and the drain d1 and the source s1 of the MOS transistor M1 are set to the same potential in a DC manner by the resistor R3.
その結果、MOSトランジスタM1のゲートg1に信号変換部15より直流信号DCが印加されると、MOSトランジスタM1は高周波に対してはオンとなり、信号制御部76に分配された入力信号Pin2はMOSトランジスタM1を通って接地側へバイパスされる。
As a result, when the DC signal DC is applied from the
このように、MOSトランジスタM1には直流的には常時オフされているので、信号制御部76の消費電流がバイポーラトランジスタを用いた場合に比べて低減され、且つバイアス電源部13からMOSトランジスタM1のゲートg1へのバイアス電圧は不要のため高周波カットコイルL3が不要になる。
As described above, since the MOS transistor M1 is always turned off in a direct current manner, the current consumption of the
以上説明したように、本実施例の電力増幅器70では、信号制御部76の消費電流が更に低減でき、且つ高周波カットコイルL3が削減できる利点がある。
As described above, the
また、占有面積の大きなコイルが削減できるので、電力増幅器70をより小型化、高周波化するのに適する利点がある。
Further, since a coil having a large occupation area can be reduced, there is an advantage suitable for making the
ここでは、電界効果トランジスタがMOSトランジスタである場合について説明したが、MIS(Metal Insulator Semiconductor)トランジスタ、あるいはMES(Metal Electrode Semiconductor)トランジスタであっても構わない。 Although the case where the field effect transistor is a MOS transistor has been described here, it may be a MIS (Metal Insulator Semiconductor) transistor or a MES (Metal Electrode Semiconductor) transistor.
また、MOSトランジスタM1には直流電流が流れないので、ドレインd1には直流電圧が供給されているだけで良い。従って、高周波カットコイルL2は抵抗でも構わない。 Further, since no direct current flows through the MOS transistor M1, only a direct current voltage needs to be supplied to the drain d1. Therefore, the high frequency cut coil L2 may be a resistor.
図10は本発明の実施例5に係る電力増幅器の構成を示す回路図である。本実施例において、上記実施例1と同一の構成部分には同一符号を付してその部分の説明は省略し、異なる部分について説明する。 FIG. 10 is a circuit diagram showing a configuration of a power amplifier according to Embodiment 5 of the present invention. In the present embodiment, the same components as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals, description thereof will be omitted, and different portions will be described.
本実施例が実施例1と異なる点は、信号選択部を基本周波数f1の略2倍に等しい共振周波数を有する直列共振回路とし、且つ信号制御部を電界効果トランジスタで構成したことにある。 This embodiment differs from the first embodiment in that the signal selection unit is a series resonance circuit having a resonance frequency substantially equal to twice the fundamental frequency f1, and the signal control unit is formed of a field effect transistor.
即ち、図10に示すように、電力増幅器80において、過入力保護手段82は基本周波数f1の略2倍に等しい共振周波数を有する直列共振回路備えた信号選択部54と電界効果トランジスタで構成された信号制御部76とを具備している。
That is, as shown in FIG. 10, in the
これにより、信号制御部76の消費電流がバイポーラトランジスタを用いた場合に比べて低減され、且つ直流カットコンデンサC5が不要になる。
Thereby, the current consumption of the
以上説明したように、本実施例の電力増幅器80では、信号制御部76の消費電流が低減でき、且つ直流カットコンデンサC5が削減できる利点がある。
As described above, the
図11は本発明の実施例6に係る電力増幅器の構成を示す回路図である。本実施例において、上記実施例1と同一の構成部分には同一符号を付してその部分の説明は省略し、異なる部分について説明する。 FIG. 11 is a circuit diagram showing a configuration of a power amplifier according to Embodiment 6 of the present invention. In the present embodiment, the same components as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals, description thereof will be omitted, and different portions will be described.
本実施例が実施例1と異なる点は、信号選択部を基本周波数f1の1/4波長に略等しい長さを有するショートスタブとし、且つ信号制御部を電界効果トランジスタで構成したことにある。 This embodiment differs from the first embodiment in that the signal selection unit is a short stub having a length substantially equal to a quarter wavelength of the fundamental frequency f1, and the signal control unit is configured by a field effect transistor.
即ち、図11に示すように、電力増幅器90において、過入力保護手段92は基本周波数f1の1/4波長に略等しい長さを有するショートスタブを備えた信号選択部64と信号制御部を電界効果トランジスタで構成された信号制御部76とを具備している。
That is, as shown in FIG. 11, in the
これにより、信号制御部76の消費電流がバイポーラトランジスタを用いた場合に比べて低減でき、且つ高周波カットコイルL2、共振回路を構成するコイルL1、コンデンサC4が不要になる。
As a result, the current consumption of the
以上説明したように、本実施例の電力増幅器90では、信号制御部76の消費電流が低減でき、且つ高周波カットコイルL2、共振回路を構成するコイルL1、コンデンサC4が削減できる利点がある。
As described above, the
上述した実施例においては、電力増幅部11がトランジスタQ1、Q2による2段増幅回路の場合について説明したが、1段増幅回路や更に多段増幅回路であっても構わない。
In the above-described embodiments, the case where the
また、信号選択回部14、54、64がトランジスタQ2のコレクタc2に接続する場合について説明したが、トランジスタQ2のベースb2に接続しても構わない。
Moreover, although the case where the
10、50、60、70、80、90 電力増幅器
11 電力増幅部
12、52、62、72、82、92 過入力防止手段
13 バイアス電源部
14、54、64 信号選択部
15 信号変換部
16、76 信号制御部
30 無線通信装置
31 アンテナ
32 切り替え器
33 信号送信手段
34 信号受信手段
35 入力信号処理手段
36 第1発振回路
37 変調回路
39 ローノイズアンプ
40 第2発信回路
41 ミキサー
42 出力信号処理回路
Q1、Q2、Q3 バイポーラトランジスタ
L1、L2、L3、L4、L5、L6、L7 コイル
C1、C2、C3、C4、C5、C6、C7、C8、C9、C10、C11 コンデンサ
R1、R2、R3 抵抗
D1、D2 ダイオード
M1 MOSトランジスタ
SL スタブ
10, 50, 60, 70, 80, 90
Claims (5)
前記増幅された高周波信号より所定の周波数の高周波信号を選択する信号選択部と、
前記選択された高周波信号を直流信号に変換する信号変換部と、
前記直流信号に応じて前記電力増幅部に入力される前記高周波信号をバイパスさせる信号制御部と、
を具備することを特徴とする電力増幅器。 A power amplifier for amplifying a high-frequency signal;
A signal selection unit for selecting a high-frequency signal having a predetermined frequency from the amplified high-frequency signal;
A signal converter for converting the selected high-frequency signal into a DC signal;
A signal control unit that bypasses the high-frequency signal input to the power amplification unit according to the DC signal;
A power amplifier comprising:
前記電界効果トランジスタのドレインとソースに接続された抵抗と、
を具備することを特徴とする請求項1に記載の電力増幅器。 An electric field in which the signal control unit has a drain connected to the input end of the power amplification unit via a first capacitance, a gate connected to the output end of the signal conversion unit, and a source grounded via the second capacitance. An effect transistor;
A resistor connected to a drain and a source of the field effect transistor;
The power amplifier according to claim 1, further comprising:
前記変調された信号を増幅する電力増幅部と、
前記増幅された信号より所定の周波数の信号を選択する信号選択部と、
前記選択された信号を直流信号に変換する信号変換部と、
前記直流信号に応じて前記電力増幅部に入力される前記変調された信号をバイパスさせる信号制御部と、
前記増幅された信号を送信するアンテナと、
を具備することを特徴とする無線通信装置。
Signal modulating means for modulating a high-frequency signal based on an input signal input from the outside;
A power amplifier for amplifying the modulated signal;
A signal selection unit that selects a signal having a predetermined frequency from the amplified signal;
A signal converter for converting the selected signal into a DC signal;
A signal controller that bypasses the modulated signal input to the power amplifier in response to the DC signal;
An antenna for transmitting the amplified signal;
A wireless communication apparatus comprising:
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2005143577A JP2006324725A (en) | 2005-05-17 | 2005-05-17 | Power amplifier, and wireless communication apparatus employing the same |
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Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2010199714A (en) * | 2009-02-23 | 2010-09-09 | Nec Corp | Excessive input determination circuit and amplifying device |
US11257660B2 (en) | 2019-07-16 | 2022-02-22 | Semes Co., Ltd. | Apparatus and method for treating substrate |
-
2005
- 2005-05-17 JP JP2005143577A patent/JP2006324725A/en active Pending
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