JP2006288083A - 同期モータの制御方法 - Google Patents

Abstract

【課題】周期性を有する負荷トルク変動に対して同期モータの回転数変動を効果的に抑えることが可能な同期モータの制御方法を提供する。
【解決手段】同期モータ２０の１回転中に負荷トルクが変動する負荷が接続された前記同期モータを制御する方法であって、（ａ）前記負荷トルクの変動に対応したベクトルを算出するステップと、（ｂ）前記算出されたベクトルを所望の制御量に制御するステップとを備えている。前記算出されたベクトルは、回転ベクトルであり、前記（ｂ）は、前記回転ベクトルを回転座標変換してなる値を前記所望の制御量に制御することを含む。
【選択図】 図１

Description

本発明は、同期モータの制御方法に関する。

国際公開第９８／０８２９７号公報（特許文献１）には、周期性のトルク変動（例えば１シリンダ圧縮機の回転角に対応する負荷トルクの変動）を有する負荷に対して、インバータで制御される同期モータにより１回転中の速度変動を抑制するトルク制御を行う技術が開示されている。

上記特許文献１（図２１）には、インバータ三相の出力端子にそれぞれ接続された抵抗により得られる第一中性点電圧と、モータの各相の固定子巻線により得られる第二中性点電圧との差を積分して同期モータの回転子位置を検出し、負荷トルクの脈動に同期して、負荷トルクの位相に対して進ませた変動位相を平均値位相指令に重畳してブラシレスＤＣモータに印加し、積分信号の波高値の変動を抑制することにより周期的な脈動を抑える技術が記載されている。

上記特許文献１の技術は、中性点電圧による回転子位置の推定をした後、トルク変動を計算するため、また、重畳という方法により周期的な脈動を抑えるために、トルク制御の精度が粗い。よって、十分にトルク変動を抑えることはできない。また、上記特許文献１のトルク制御は、第一及び第二中性点電圧から得られた出力値を利用するものであり、そのための回路を備えていることが前提となる。また、上記特許文献１のトルク制御において、第一及び第二中性点電圧の差を積分して回転子位置を推定する方法は、位置推定精度が粗い。

一方、モータ電流の値により回転子位置を推定することが知られており、この位置推定方法は、精度が良く、モータを最適に回転させることができる。このようなモータ電流の値により回転子位置を推定するモータ制御装置において、周期性を有する負荷トルク変動に対してモータの回転数変動を抑えることが望まれている。

国際公開第９８／０８２９７号公報 特開平１１−１８４９９号公報

周期性を有する負荷トルク変動に対して同期モータの回転数変動を効果的に抑えることが望まれている。

本発明の目的は、周期性を有する負荷トルク変動に対して同期モータの回転数変動を効果的に抑えることが可能な同期モータの制御方法を提供することである。

本発明の同期モータの制御方法は、同期モータの１回転中に負荷トルクが変動する負荷が接続された前記同期モータを制御する方法であって、（ａ） 前記負荷トルクの変動に対応したベクトルを算出するステップと、（ｂ） 前記算出されたベクトルを所望の制御量に制御するステップとを備えたことを特徴としている。

本発明の同期モータの制御方法において、前記算出されたベクトルは、回転ベクトルであり、前記（ｂ）は、前記回転ベクトルを回転座標変換してなる値を前記所望の制御量に制御することを含むことを特徴としている。

本発明の同期モータの制御方法において、前記所望の制御量は、一定の値であることを特徴としている。

本発明の同期モータの制御方法において、前記ベクトルは、前記同期モータの電流値に基づいて求められることを特徴としている。

本発明の同期モータの制御方法において、前記ベクトルは、前記同期モータのｄ軸、ｑ軸ごとに求められることを特徴としている。

本発明の同期モータの制御方法において、前記算出されたベクトルに基づいて、前記同期モータの位相又は振幅が制御されることを特徴としている。

本発明の同期モータの制御方法において、前記値は、前記同期モータの機械角に対応した値であり、前記値は、前記同期モータの電気角と極対数の乗算値を用いて求められることを特徴としている。

本発明の同期モータの制御方法において、前記同期モータの制御は、センサレス制御により行われることを特徴としている。

本発明の同期モータの制御方法において、前記ベクトルの算出は、下記式[数５]または[数６]を用いて求められることを特徴としている。

本発明の同期モータの制御方法において、前記ベクトルの算出は、下記式[数７]または[数８]を用いて求められることを特徴としている。

本発明の同期モータの制御方法において、前記（ｂ）は、前記ベクトルが制御器に入力され、前記制御器の出力がフィードバック制御されることにより、前記ベクトルが前記所望の制御量に制御されることを含むことを特徴としている。

本発明の同期モータの制御方法において、前記所望の制御量は、ゼロであることを特徴としている。

本発明の同期モータの制御方法において、前記（ａ）は、前記同期モータの初期位相に関する情報を用いて前記ベクトルを算出することを含むことを特徴としている。

本発明によれば、周期性を有する負荷トルク変動に対して同期モータの回転数変動を効果的に抑えることが可能となる。

以下、本発明の同期モータの制御方法の一実施形態につき図面を参照しつつ詳細に説明する。

本実施形態は、同期モータの１回転中に負荷トルクが周期的に変動（例えば空気調和機に用いられる圧縮機の回転角に対応する負荷トルクの変動）する負荷に接続された同期モータにおいて、１回転中の速度変動を抑制するトルク制御に関するものである。

図９に示すように、本実施形態の同期モータ（永久磁石モータ、ＤＣブラシレスモータ、ＩＰＭモータ）２０には、負荷（例えば圧縮機）１００が接続されている。モータ２０のトルクをＴ_Mで示し、負荷１００のトルクをＴ_Lで示すと、図１０に示すように、負荷１００の大きさが一定である場合には、負荷トルクＴ_Lは一定であるが、周期的に負荷の大きさが変動（負荷変動）する場合には、負荷トルクＴ_Lは、周期的に変動する。ここで、負荷１００とモータ２０は、軸で直結されているため、負荷トルクＴ_LとモータトルクＴ_Mが等しいことが運転の安定性、装置の安定性や静粛性等の点で望ましい。

これに対して、図１０に示すように、モータトルクＴ_Mが一定である場合において、負荷トルクＴ_Lが周期的に変動すると、それに応じて、モータ２０の回転数が過渡的に変動する（瞬間的に、モータ回転数が上昇／下降して元に戻る）。

負荷トルクＴ_Lの周期的な変動に対して、モータ２０の回転数の変動を抑制するためには、負荷トルクＴ_LとモータトルクＴ_Mとの差が小さくなる（理想的にはゼロになる）ようにモータトルクＴ_Mが制御されればよい。即ち、図１１に示すように、周期的に変動する負荷トルクＴ_Lに合わせて、モータトルクＴ_Mを制御することにより、負荷トルクＴ_LとモータトルクＴ_Mとの差をゼロに近づけることができる。

モータトルクＴ_Mは、モータ電流に比例する。負荷トルクＴ_Lが変動すると、モータ電流が変動した後に、モータ回転数が変動する。即ち、負荷トルクＴ_Lの変動に対して直接的に変動するのは、モータ電流である。このことから、本実施形態では、モータ電流を推定又は検出し、そのモータ電流に基づいて、モータ２０を制御することとする。ここで、モータ電流は、上記特許文献１の技術よりも短いサンプリング周期で検出可能であるため、高精度に検出することができる。

負荷トルクＴ_Lの周期的な変動（交流波形）に対して、その負荷トルクＴ_Lとの差がゼロに近づくような値にモータトルクＴ_Mを制御することは困難である。交流波形で表される負荷トルクＴ_Lに対しては、その位相を合わせた上で、モータトルクＴ_Mを制御する必要があるためである。これに対して、周期性を有する負荷１００の変動による影響（負荷変動成分）が直流値で表されれば、その負荷変動成分がゼロになるようにトルク制御すればよいことになるため、制御が比較的容易となり、また、安定的な制御が可能となる。

以下に、本実施形態によるトルク制御の基本原理について説明する。
図３の左のグラフに示すように、周期的にトルク変動がある場合に、フィルタを用いることにより、そのトルク変動成分（負荷変動成分）のみが直流値として推定される。即ち、下記[数９]に示すように、トルク変動成分を含む入力に対してフィルタをかけると、出力は、直流値となる。このような特徴をもつフィルタとしては、下記[数９]のようなものがある。

ここで、上記[数９]において、出力として得られる直流値（特徴量）は、負荷変動の大きさ（負荷変動成分）に対応している。その直流値がゼロになるように、例えば通常一般のＰＩコントローラのような制御器を用いてトルク制御することにより、負荷トルクＴ_Lが周期的に変動する負荷１００が接続されたモータ２０において、回転数の変動を抑制することが可能となる。

ここで、上記トルク変動成分を有する入力値、即ち、トルク変動成分を含むモータ電流の値が検出または推定できることが必要となる。以下、図１２及び図１３を参照して、この問題について説明する。

図１２において、トルク変動成分（負荷トルクＴ_Lの変動成分）を含むモータ電流をｅｌｅ’で示すと、その値ｅｌｅ’は、負荷トルクＴ_Lとモータ電流ｅｌｅの合成波（重畳波）として表される。この場合、負荷トルクＴ_Lの周期Ｔ_Mech（機械角に対応）と、モータ電流ｅｌｅの周期Ｔ_ele（電気角に対応）が等しい場合には、モータ電流ｅｌｅ’に基づいて、モータ２０に接続された負荷１００の大きさが一定であるのか、それとも、モータ２０に接続された負荷１００の大きさが変動しているのか（トルク変動成分の有無）を検出することが困難である。モータ電流ｅｌｅ’の波形を見ただけでは、そのモータ電流ｅｌｅ’は、モータ２０に接続された負荷１００の大きさの変動（機械的な負荷変動）がある場合であって、そのトルク変動成分が重畳された結果を示しているのか、それとも、モータ２０に接続された負荷１００の大きさが一定（トルク変動成分がゼロ）である場合を示しているのかが識別困難であるためである。

一方、図１３に示すように、負荷トルクＴ_Lの周期Ｔ_Mechと、モータ電流ｅｌｅの周期Ｔ_eleが異なる場合には、モータ電流ｅｌｅ’に基づいて、モータ２０に接続された負荷１００の大きさが一定であるのか、それとも、モータ２０に接続された負荷１００の大きさが変動しているのか（トルク変動成分の有無）を検出することが容易である。この場合には、モータ電流ｅｌｅ’の波形は、トルク変動成分が有る場合と無い場合とでは明らかに異なるためである。このように、本実施形態は、負荷トルクＴ_Lの周期Ｔ_Mechと、モータ電流ｅｌｅの周期Ｔ_eleが異なる場合に、より効果的である。このことから、本実施形態は、負荷トルクＴ_Lの周期Ｔ_Mechと、モータ電流ｅｌｅの周期Ｔ_eleが異なるものとなるように、極対数が２以上のモータ２０に好適に用いられる（極対数が１のモータでは、負荷トルクＴ_Lの周期Ｔ_Mechと、モータ電流ｅｌｅの周期Ｔ_eleが等しくなるためである）。

図１を参照して、本実施形態の同期モータの制御方法に係るモータ制御装置について説明する。

図１において、モータ制御装置１０は、突極性を有する永久磁石モータ２０をセンサレス駆動する。モータ制御装置１０は、ＰＷＭインバータ１７と、電流検出器（図示せず）と、座標変換演算部２７，２８と、位置誤差推定器２１と、速度推定器２４と、積分器２６と、速度制御器１２と、電流制御器１４と、電圧生成部１５と、電圧補償器１６と、機械角誤差推定（γ）部４１と、機械角誤差推定（δ）部４２と、位相制御部４３と、振幅制御部４４とを備えている。

ＰＷＭインバータ１７は、直流電圧を三相交流電圧に変換する。
電流検出器（図示せず）は、モータ２０の電流ｉ（ｕ、ｗ）を検出する。
座標変換演算部２７は、その検出された電流ｉ（ｕ、ｗ）を回転座標上に変換して、電流ｉ（γ,δ）を出力する。
機械角誤差推定（γ）部４１及び機械角誤差推定（δ）部４２は、それぞれ、電流ｉ（γ,δ）を入力して、電流ｉ（γ,δ）に含まれるトルク変動成分Ｅｒｒ（Ｍ）（γ,δ）を求める。

位相制御部４３は、トルク変動成分Ｅｒｒ（Ｍ）γに基づいて、位相補償θγδ（Ｅｒｒ）＾を求める。位相補償θγδ（Ｅｒｒ）＾は、電流制御器１４に入力される。
振幅制御部４４は、トルク変動成分Ｅｒｒ（Ｍ）δに基づいて、振幅補償Ｖｍ（Ｅｒｒ）＾を求める。振幅補償Ｖｍ（Ｅｒｒ）＾は、電圧生成部１５に入力される。

位置誤差推定器２１は、回転子の位置誤差Δθ＾を推定する。
速度推定器２４は、その推定された位置誤差Δθ＾がゼロになるような角速度ωｒｅ＾を推定する。
積分器２６は、その速度推定器２４の出力ωｒｅ＾を積分して、回転子の位置θ（γ、δ）＾を算出する。

速度制御器１２は、速度指令値ωｒｅ^*と、速度推定器２４の出力ωｒｅ＾の誤差をゼロにするために用いられる。
電流制御器１４は、γ軸（ｄ軸）電流の指令値ｉγ^*と、実際に検出された電流情報から求められたγ軸電流ｉγとの誤差をゼロにするために用いられる。
速度制御器１２の出力の電圧指令値Ｖ（ｍ）^*と、電流制御器１４の出力の位相指令値Ｖβ^*とに基づいて、ＰＷＭ出力値Ｖ（ｕ，ｖ，ｗ）^*が算出される。

電圧生成部１５は、速度制御器１２から出力される電圧振幅指令Ｖ（ｍ）^*と、加算器１８から出力される電圧指令の位相Ｖ（θ）^*とに基づいて、ＰＷＭインバータ１７に出力される電圧指令Ｖ（ｕ，ｖ，ｗ）^*を生成する。
電圧補償器１６は、電圧生成器１５によって生成されたＰＷＭインバータ１７への電圧指令値Ｖ（ｕ，ｖ）^*を入力し、その値Ｖ（ｕ，ｖ）^*に対して位相、振幅を補正した電圧推定値Ｖｍｄ（ｕ，ｖ）＾を出力する。
座標変換演算部２８は、電圧補償器１６から出力された電圧推定値Ｖｍｄ（ｕ，ｖ）＾を回転座標上に変換する。

モータ制御装置１０に対する指令値は、角速度ωｒｅ^*とγ軸電流Ｉγ^*である。
加算器１１では、角速度指令値ωｒｅ^*と、角速度推定値ωｒｅ＾の偏差が算出される。その偏差は、ＰＩ（比例積分）制御器により構成される速度制御器１２に入力される。速度制御器１２から出力される出力指令は、電圧振幅指令Ｖ（ｍ）^*になる。この電圧振幅指令Ｖ（ｍ）^*は、モータ２０の三相指令電圧の振幅指令である。

加算器１３では、γ軸電流指令値Ｉγ^*と、モータ電流より検出、演算されたＩγの偏差が演算される。その偏差は、ＰＩ制御器により構成される電流制御器１４に入力される。電流制御器１４から出力される出力指令は、電圧位相の指令値Ｖβ^*となる。この電圧位相の指令値Ｖβ^*は、モータ２０の三相指令電圧の位相指令である。図５に示すように、モータ２０の運転を安定化させるために、この電圧位相の指令値Ｖβ^*の出力をディジタルのＬＰＦを通過させ、振動成分などを低減し、指令電圧位相を安定化させてもよい。

加算器１８では、電圧の位相指令Ｖβ^*と、推定された回転子の位置θ（γδ）＾との和が、電圧指令の位相Ｖ（θ）^*として求められる。その電圧指令の位相Ｖ（θ）^*は、電圧生成部１５に入力される。この電圧生成部１５において、例えば、次のような指令電圧波形が生成される。

このような電圧指令Ｖ（ｕ，ｖ，ｗ）^*がＰＷＭインバータ１７に出力される。ＰＷＭインバータ１７は、インバータ回路などにより構成され、ＰＷＭの波形を生成する。このＰＷＭインバータ１７としては、従来からよく用いられた一般のＰＷＭインバータが使用されるため、その説明は省略する。

ＰＷＭインバータ１７により実際にＩＰＭモータ２０が駆動されているときに、モータ２０の相電流が検出される。この検出回路は、ＣＴなどを用い、ＣＴの２次側にオペアンプによる増幅回路を構成すれば、容易に相電流を電圧信号に変換した値（波形）が得られる。このモータ相電流の波形は、アナログ値なので、これをＡＤコンバータなどにより、ディジタル値に変換し、演算できる値に変換する。

また、このモータの相電流ｉｕ、ｉｗは、静止座標系からみた電流なので、これを座標変換演算部２７にて、推定回転座標系に座標変換する。この変換行列は、次のような行列である（上記［数９］と同様である）。

上記［数１１］ないし［数９］を用いて座標変換演算部２７において行われる座標変換は、モータ電流の周期（図１３のＴ_ele）でみたときの値ｉγ、ｉδが出力される。この演算された電流ｉγ、ｉδは、負荷１００の回転の周期（機械的周期,図１３のＴ_Mech）で変動するトルク変動成分が有ると、図４に示すように、電流ｉγ、ｉδの値が変動することとなる。即ち、１回転中に吐出工程と吸込工程がある圧縮機内のモータのように、周期的に負荷の大きさが変動する負荷に接続されたモータ２０のモータ電流（ｉγ,ｉδ）は、モータ２０の１回転周期で図４に示すように、その値が変動することとなる。

この電流値（ｉγ,ｉδ）に対して、機械角誤差推定（γ）部４１及び機械角誤差推定（δ）部４２のそれぞれにおいて、下記式［数１２］に示すように、フィルタをかけると、モータ電流（ｉγ,ｉδ）に含まれるトルク変動成分Ｅｒｒ（Ｍ）（γ,δ）が得られる。

上記式［数１２］により得られたトルク変動成分Ｅｒｒ（Ｍ）（γ,δ）は、周期的なトルク変動の振幅に相当し、一定値となる。上記式［数１２］において、ｐは極対数であり電気角と機械角の間の整数倍数を示す。θ（γδ）＾は、上記推定された回転子の位置（回転子の機械的な角度の推定値）である。上記位相制御部４３及び振幅制御部４４を用いて、トルク変動成分をＥｒｒ（Ｍ）（γ,δ）の各成分がなくなる（ゼロになる）ようにフィードバックループが構成されている。その結果、トルク変動によるモータ回転数の変動を抑制することが可能となる。

上記式［数１２］では、極対数ｐを用いて、即ち、電気角θと極対数ｐの乗算値を用いて、図１２及び図１３の重畳波形ｅｌｅ’に対して、負荷１００の回転周期（Ｔ_Mech）で回転座標変換することにより、トルク変動成分（負荷１００の大きさの変動）をＥｒｒ（Ｍ）（γ,δ）として検出することができる。

なお、上記式［数１２］は、回転の方向や初期位相のとり方によって、種々変形することが可能である（下記式［数１３］参照）。

図２を参照して、上記機械角誤差推定（γ）部４１の構成について説明する。

図２において、ｐθγδ（Ｍ）作成部４１３は、符号４１１のブロック内で行われる演算で用いられる機械的な位置（機械角に関する情報）ｐθγδを推定する。ここでは、モータ２０が極対数が２のモータ（４極モータ）である場合を例にとり説明する。この場合、電気角（機械角誤差推定（γ）部４１に入力されるθγδ）が例えば９０°であるときに、機械角は４５°又は２２５°となる。即ち、ある電気角に対して、機械角は２つの値をとる可能性がある。この場合、機械的な周期の前半（０〜１８０°）であれば、機械角は９０°であり、後半（１８０〜３６０°）であれば、機械角は２２５°となる。電気角と、その電気角に対応する２つの機械角との関係は、初期位相推定部４１５に予め設定されている。

図１３のｅｌｅ’に示すように、機械的な周期の前半と後半とでは、速度推定器２４の出力ωｒｅ＾（負荷変動の仕方）は、異なることから、速度変動検出部４１４は、ωｒｅ＾に基づいて、機械的な周期の前半と後半のいずれであるかを判定し、その判定結果をｐθγδ（Ｍ）作成部４１３に出力する。ｐθγδ（Ｍ）作成部４１３は、初期位相推定部４１５からの２つの機械角の情報と、上記判定結果に基づいて、機械角を特定し、その情報を符号４１１で示す演算ブロックに出力する。その演算ブロックの演算結果（出力）に対して、符号４１２の演算ブロックにて定数Ｋが乗算されることにより、上記トルク変動成分をＥｒｒ（Ｍ）（γ,δ）が出力される。

また、初期位相推定部４１５には、モータ２０の起動時毎の初期位相に関する情報が記憶されている。この初期位相の情報が用いられることにより、ある電気角に対応する上記２つの機械角のうちいずれか１つの機械角を特定する作業が間違いなく行われる。初期位相の情報を用いることにより、予期せぬ外乱等があったときに、モータの運転を安定化させることが有効に行われ、また、応答性も向上する。

図１に示すように、加算器１３において、電流ｉγとγ軸電流指令値ｉγ^*との偏差が算出され、その偏差が電流制御器１４に入力される。また、電流ｉγは、位置誤差推定器２１における演算や、インダクタンス補償器２２における演算に用いられる。一方、電流ｉδは、位置誤差推定器２１における演算や、インダクタンス補償器２２における演算に用いられる。

インダクタンス補償器２２におけるインダクタンス補償は、インダクタンスの飽和やモデル化誤差などを補償する構成とする。このインダクタンス補償は、少なくとも、電流（ｉγ、ｉδ）や回転数の一つ以上の変数の関数になるように構成される。この補償は、近似式やテーブルなどを用いればよい。

電圧補償器１６は、電圧生成器１５によって生成されたＰＷＭインバータ１７への電圧指令値Ｖ（ｕ，ｖ）^*を入力し、その値Ｖ（ｕ，ｖ）^*に対して位相、振幅を補正した電圧推定値Ｖｍｄ（ｕ，ｖ）＾を出力する。この電圧補償器１６で行われる補正は、ＰＷＭインバータ１７における入出力の非線形性を考慮したものであり、ＰＷＭインバータ１７からモータ２０への出力に対応するように行われる。

以下に、位置誤差推定器２１における演算について説明する。

ｄ−ｑ軸実回転座標系でのモータモデルによる電圧方程式を下記式［数１４］に示す。

ｋ_Eは、誘起電圧定数である。

γ−δ軸推定回転座標系でのモータモデルによる電圧方程式は、下記式［数１５］で表される。

ここで、インダクタンスＬのそれぞれのパラメータは、下記式［数１６］で表される。

ここで、Δθがゼロになるように制御していることから、Δθ≒０であり、よって、ｓｉｎΔθ≒０、ｃｏｓΔθ≒１である。この近似を用いると、Δθについて、下記式［数１７］が得られる。

ここで、誘起電圧Ｖは、磁束φを微分したものであるので、磁束量についての関係式として下記式［数１８］が得られる。即ち、上記［数１７］の電圧方程式を角速度ωｒｅで除算することにより、下記［数１８］の磁束方程式が得られる。

Δθｒｅ≒ｓｉｎΔθｒｅの近似を使うと、下記式［数１９］が得られる。

ここで、電流の過渡項は無視し、ｐ（ｉ）≒０とした。また、Ｋ’は、誘起電圧定数の逆数に相当し、Ｋ’＞０を満たす任意の定数または、関数のように可変にさせてもよい。

ＤＣモータが回転するために、Ｖはωに比例した値となることから、上記［数１９］の式において、Ｖγは、ωに比例した値である。よって、上記［数１９］式の（Ｖγ―Ｒｉγ）／ωｒｅの項は、ωに依存した値とはならない。このことから、上記［数１９］式からΔθｒｅを求め、そのΔθｒｅをゼロにする制御を行えば、安定的な制御が行える。

さらに、ｐ（ｉ）≠０とし、過渡項を考慮すると、下記式［数２０］のようになる。

Ｋ”はＫ”＞０を満たす任意の定数または関数として制御可能である。応答性を重視する場合には、Ｋ”を大きな値とし、応答性よりも安定性を重視したい場合には、Ｋ”＝０とする。この場合には、上記［数１９］と同じ式となる。

図１において、Ｒ^*は、モータの巻線抵抗である。ｑ軸インダクタンスＬｑ^*は、インダクタンス補償器２２により求められる。ｑ軸インダクタンスＬｑ^*は、予めセンサ付のモータで実験により求められたｉγ、ｉδ、ωｒｅの関数である。

図１に示すように、位置誤差推定器２１により求められた位置誤差Δθｒｅ（Δθ＾）は、速度推定器２４に出力される。

位置誤差推定器２１にて算出された位置誤差Δθ＾は、ＰＩ制御器により構成された速度推定器２４に入力される。速度推定器２４は、そのΔθ＾がゼロになるような角速度推定値ωｒｅ＾を算出する。ここで、速度推定器２４としては、通常一般のＰＩ制御器が使用される。速度推定器２４における演算式は、下記式［数２１］に示す通りである。

速度推定器２４により求められた角速度推定値ωｒｅ＾は、加算器１１に出力され、上述したように、速度のフィードバック制御に用いられる。その速度フィードバック制御によって、電圧振幅指令Ｖ（ｍ）^*が生成される。また、角速度推定値ωｒｅ＾を積分器２６で積分して、回転子の位置推定値θｒｅ（γδ）＾を算出する。その算出された位置推定値θｒｅ（γδ）＾は、電圧位相指令の加算器１８及び座標変換器２７、２８のそれぞれに入力される。

加算器１８では、位置推定値θｒｅ（γδ）＾に基づいて、電圧生成部１５に入力される電圧位相指令Ｖ（θ）^*が生成される。このように、位置誤差推定器２１により推定されたΔθ＾の位置ずれが電圧位相指令Ｖ（θ）^*に反映されることで、Δθ＾の位置ずれがモータ２０に反映される。

モータ２０の実際の位置が推定値と一致するように、角速度推定値ωｒｅ＾の調整を行い、その積分値である推定座標系上の位置θｒｅ（γδ）＾を求め、そのｄ−ｑ軸とγ−δ軸の位置が一致するようにフィードバック制御が行われる。

上記のように、本実施形態のモータ制御装置１０では、電流値としては、センサにより検出された値が使用されるが、電圧値としては、指令値又は推定値が使用される（電圧センサは使用されていない）。突極性をもつモータ（ＩＰＭモータ）の運転に際して重要な要素であるインダクタンスについては、インダクタンス推定値（指令値）が、インダクタンス補償器２２によって求められる。角速度ωに関しては、本実施形態では、過渡的なものが表されることを考慮して推定値が使用されるが、指令値が使用されることも可能である。

上記実施形態では、図１に示したモータ制御装置１０の構成の中で、同期モータの制御方法が適用されたが、図５から図８の負荷変動制御部４１０Ａ〜４１０Ｄにおいても、上記制御方法が適用されることができる。

図６は、モータ電流を検出し、そのモータ電流に基づいて位置推定（位置推定部３００Ｂ）を行うセンサレス制御の一般的な制御フローを示している。位置推定部３００Ｂは、モータ２０Ｂの二相電流を検出し、γ−δ軸座標軸へ変換する。その座標変換後の電流値からモータ２０Ｂの回転子位置、軸ずれを計算し、軸ずれを０にするように速度指令値ω＊に関してフィードバック制御を行う。

トルク制御部４００Ｂは、図１の座標変換演算部２７、２８、機械角誤差推定（γ,δ）部４１，４２、位相制御部４３、及び振幅制御部４４に対応している。負荷変動制御部４１０Ｂは、そのうちの機械角誤差推定（γ,δ）部４１，４２、位相制御部４３、及び振幅制御部４４に対応している。負荷変動制御部４１０Ｂでは、モータ電流に所定のフィルタを通すことにより、トルク変動成分のみを検出・推定することが可能となる。トルク変動分を所定値に追従させる制御構成が容易となり、制御系の安定性が向上する。

図５は、上記図６の構成例に対応しており、図５では、制御装置２００Ａの内部構成と、トルク制御部４００Ａの信号の出力先が明示されている。

図７は、モータ電流により位置推定を行う構成であり、上記特許文献２の技術に類似した構成である。図８のように、ホールＩＣ等の位置検出器５００が設けられている構成であってもよい。

本実施形態の作用は以下の通りである。
図１に示すように、速度生成値及び電流生成値に対してトルク制御のための補償が行われる。前者に対しては、機械角誤差推定（δ）により、Ｅｒｒ（Ｍ）δが計算され、振幅補償した後にθδ（Ｍ）の補償が行われる。後者に対しては、機械角誤差推定（γ）により、Ｅｒｒ（Ｍ）γが計算され、位相補償した後にθγ（Ｍ）の補償が行われる。

本実施形態によれば、以下の効果を奏することができる。
例えば、低速域におけるトルク変動などを抑えることが可能となることにより、運転範囲が広がる。エアコンのコンプレッサにおいては、低速域での運転範囲が広がり、電気代などが低減し、高効率化の可能なシステムが実現できる。

また、トルク成分に相当する電流を検出又は推定し、トルク変動を抑える方法であるため、外乱などにも強いシステムが構築できる。また、電流値にフィルタをかけることにより、フィードバック制御をある設定された所定値に追従させることができるので、制御系の構成が容易となり、制御の安定性が向上する。

本発明の同期モータの制御方法の一実施形態が適用されるモータ制御装置のブロック図である。 本発明の同期モータの制御方法の一実施形態が適用されるモータ制御装置の機械角誤差推定（γ）部を示すブロック図である。 本発明の同期モータの制御方法の一実施形態が適用されるモータ制御装置のトルク制御の基本原理を説明するためのイメージ図である。 本発明の同期モータの制御方法の一実施形態が適用されるモータ制御装置のトルク制御の基本原理を説明するためのイメージ図である。 本発明の同期モータの制御方法の一実施形態が適用されるモータ制御装置の構成例を示すブロック図である。 本発明の同期モータの制御方法の一実施形態が適用されるモータ制御装置の他の構成例を示すブロック図である。 本発明の同期モータの制御方法の一実施形態が適用されるモータ制御装置の更に他の構成例を示すブロック図である。 本発明の同期モータの制御方法の一実施形態が適用されるモータ制御装置の更に他の構成例を示すブロック図である。 本発明の同期モータの制御方法の一実施形態において、モータトルクと負荷トルクとの関係を説明するための図である。 本発明の同期モータの制御方法の一実施形態において、モータトルクと負荷トルクとの関係を説明するための他の図である。 本発明の同期モータの制御方法の一実施形態において、モータトルクと負荷トルクとの関係を説明するための更に他の図である。 本発明の同期モータの制御方法の一実施形態において、機械的な周期と電気的な周期との関係を説明するための図である。 本発明の同期モータの制御方法の一実施形態において、機械的な周期と電気的な周期との関係を説明するための他の図である。

符号の説明

１０ モータ制御装置
１１ 加算器
１２ 速度制御器
１３ 加算器
１４ 電流制御器
１５ 電圧生成部
１６ 電圧補償器
１７ ＰＷＭインバータ
２１ 位置誤差推定器
２２ インダクタンス補償器
２４ 速度推定器
２６ 積分器
２７ 座標変換演算部
２８ 座標変換演算部
４１ 機械角誤差推定（γ）部
４２ 機械角誤差推定（δ）部
４３ 位相制御部
４４ 振幅制御部

Claims (13)

1. 同期モータの１回転中に負荷トルクが変動する負荷が接続された前記同期モータを制御する方法であって、
   （ａ） 前記負荷トルクの変動に対応したベクトルを算出するステップと、
   （ｂ） 前記算出されたベクトルを所望の制御量に制御するステップと
   を備えたことを特徴とする同期モータの制御方法。
2. 請求項１記載の同期モータの制御方法において、
   前記算出されたベクトルは、回転ベクトルであり、
   前記（ｂ）は、前記回転ベクトルを回転座標変換してなる値を前記所望の制御量に制御することを含む
   ことを特徴とする同期モータの制御方法。
3. 請求項１または２に記載の同期モータの制御方法において、
   前記所望の制御量は、一定の値である
   ことを特徴とする同期モータの制御方法。
4. 請求項１から３のいずれか１項に記載の同期モータの制御方法において、
   前記ベクトルは、前記同期モータの電流値に基づいて求められる
   ことを特徴とする同期モータの制御方法。
5. 請求項１から４のいずれか１項に記載の同期モータの制御方法において、
   前記ベクトルは、前記同期モータのｄ軸、ｑ軸ごとに求められる
   ことを特徴とする同期モータの制御方法。
6. 請求項１から５のいずれか１項に記載の同期モータの制御方法において、
   前記算出されたベクトルに基づいて、前記同期モータの位相又は振幅が制御される
   ことを特徴とする同期モータの制御方法。
7. 請求項２記載の同期モータの制御方法において、
   前記値は、前記同期モータの機械角に対応した値であり、
   前記値は、前記同期モータの電気角と極対数の乗算値を用いて求められる
   ことを特徴とする同期モータの制御方法。
8. 請求項１から７のいずれか１項に記載の同期モータの制御方法において、
   前記同期モータの制御は、センサレス制御により行われる
   ことを特徴とする同期モータの制御方法。
9. 請求項１から８のいずれか１項に記載の同期モータの制御方法において、
   前記ベクトルの算出は、下記式［数１］または［数２］を用いて求められる
   

   

   

   ことを特徴とする同期モータの制御方法。
10. 請求項１から８のいずれか１項に記載の同期モータの制御方法において、
    前記ベクトルの算出は、下記式［数３］または［数４］を用いて求められる
    

    

    

    ことを特徴とする同期モータの制御方法。
11. 請求項１から１０のいずれか１項に記載の同期モータの制御方法において、
    前記（ｂ）は、前記ベクトルが制御器に入力され、前記制御器の出力がフィードバック制御されることにより、前記ベクトルが前記所望の制御量に制御されることを含む
    ことを特徴とする同期モータの制御方法。
12. 請求項１から１１のいずれか１項に記載の同期モータの制御方法において、
    前記所望の制御量は、ゼロである
    ことを特徴とする同期モータの制御方法。
13. 請求項１から１２のいずれか１項に記載の同期モータの制御方法において、
    前記（ａ）は、前記同期モータの初期位相に関する情報を用いて前記ベクトルを算出することを含む
    ことを特徴とする同期モータの制御方法。

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