JP2006287899A - Diversity receiver - Google Patents
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Abstract
Description
本発明はダイバーシチ受信方法及び装置に関する。本発明は車両に搭載して地上波デジタルテレビ放送を受信する際に特に有効である。 The present invention relates to a diversity reception method and apparatus. The present invention is particularly effective when mounted on a vehicle and receiving terrestrial digital television broadcasting.
地上波デジタルテレビ放送は、マルチキャリア変調であるOFDMが用いられるデジタル放送である。このOFDMの受信は、固定点においては高画質の画像等が容易に得られるが、移動体においては、マルチパスによる周波数フェージングが常時変動するため、ダイバーシチその他の技術の適用が検討されている。また、電界強度が小さいとA/D変換の際にダイナミックレンジを有効に活用できないため、中間周波数信号(IF)の状態で、オートゲインコントローラ(AGC)により、所定の振幅となるように増幅させる技術も用いられている。 Terrestrial digital television broadcasting is digital broadcasting using OFDM, which is multicarrier modulation. With this OFDM reception, a high-quality image or the like can be easily obtained at a fixed point. However, in a mobile object, frequency fading due to multipath always varies, and therefore application of diversity and other techniques is being studied. Also, if the electric field strength is low, the dynamic range cannot be used effectively during A / D conversion, so that the auto gain controller (AGC) amplifies the signal to have a predetermined amplitude in the state of the intermediate frequency signal (IF). Technology is also used.
AGCを用いると、他のブランチに比較して所望波の振幅が小さく、S/Nの悪いブランチの信号であっても、所定の振幅となるように増幅されるため、ノイズを不用意に増幅する結果となる。この場合、ダイバーシチ合成が適切に行われないと言う問題があった。 When AGC is used, the amplitude of the desired wave is small compared to other branches, and even a signal of a branch with a poor S / N is amplified to a predetermined amplitude, so noise is inadvertently amplified. Result. In this case, there was a problem that diversity synthesis was not performed properly.
本発明は上記の課題を解決するために成されたものであり、その目的は、AGCを用いた複数の信号のダイバーシチ合成において、合成信号へのノイズ混入を抑制することである。 The present invention has been made to solve the above-described problems, and an object thereof is to suppress noise from being mixed into a combined signal in diversity combining of a plurality of signals using AGC.
上記の課題を解決するため、請求項1に記載の手段によれば、複数のアンテナを有し、それにより受信した複数の受信信号を1つに合成して信号処理を行うダイバーシチ受信装置において、複数のアンテナごとに設けられた、制御電圧によって増幅率を制御可能な増幅率可変アナログ増幅器と、その出力信号に対して重みを乗ずる乗算器と、増幅率可変アナログ増幅器の出力信号に対する重みを決定する重み係数演算器と、増幅率可変アナログ増幅器を制御するための各制御電圧を生成する制御電圧生成部を有し、重み係数演算器は、各制御電圧に応じて重みを決定することを特徴とする。 In order to solve the above-described problem, according to the means of claim 1, in a diversity receiving apparatus that has a plurality of antennas and combines a plurality of received signals into one to perform signal processing, Amplification factor variable analog amplifier provided for each antenna, the amplification factor of which can be controlled by a control voltage, a multiplier for multiplying the output signal by a weight, and a weight for the output signal of the variable amplification factor analog amplifier are determined. And a control voltage generator for generating each control voltage for controlling the variable gain analog amplifier, and the weighting factor calculator determines a weight according to each control voltage. And
また、請求項2に記載の手段によれば、重み係数演算器は、複素信号である合成信号と、増幅率可変アナログ増幅器の出力信号を直交復調及びアナログ/デジタル変換した複素信号との複素相関係数に、各増幅率の逆数を乗じて重みを決定することを特徴とする。 According to the means of claim 2, the weighting factor calculator is a complex phase of a composite signal that is a complex signal and a complex signal obtained by orthogonal demodulation and analog / digital conversion of the output signal of the variable gain analog amplifier. The weight is determined by multiplying the number of relations by the reciprocal of each amplification factor.
ダイバーシチ合成の際の重み係数に、AGCでの増幅率情報を反映させることができるので、例えば増幅率の大きいブランチに対しては重み係数(複素数の場合はその絶対値)を増幅率に応じて小さくするようにすることができる。これにより、増幅率の大きいブランチの合成信号に混入するノイズの大きさを抑制することができる。増幅率(制御電圧)に応じて重み係数(複素数の場合はその絶対値)小さくする方法としては、増幅率に閾値を設け、当該閾値を上回ったブランチの重み係数(複素数の場合はその絶対値)が、所定の値を上回った場合は当該所定の値にする方法、増幅率の逆数を乗じて重み係数を決定する方法、その他、増幅率に対し重み係数(複素数の場合はその絶対値)が広義の単調減少関数となるようにすることができる。 Since the amplification factor information in AGC can be reflected in the weighting factor at the time of diversity combining, for example, for a branch with a large amplification factor, the weighting factor (the absolute value in the case of complex numbers) is set according to the amplification factor. It can be made smaller. Thereby, the magnitude of noise mixed in the combined signal of the branch having a large amplification factor can be suppressed. As a method of decreasing the weighting factor (absolute value in the case of complex numbers) in accordance with the amplification factor (control voltage), a threshold value is provided for the amplification factor, and the weighting factor of the branch that exceeds the threshold value (in the case of complex numbers, the absolute value thereof) ) Is higher than a predetermined value, a method for obtaining the predetermined value, a method for determining a weighting factor by multiplying the reciprocal of the amplification factor, and a weighting factor for the amplification factor (or its absolute value in the case of complex numbers) Can be a monotonically decreasing function in a broad sense.
本発明は、変調信号については任意であるが、マルチキャリア変調、特にOFDM変調信号を受信するダイバーシチ受信装置として特に有効である。 The present invention is arbitrary for the modulation signal, but is particularly effective as a diversity receiver for receiving multicarrier modulation, particularly OFDM modulation signal.
ダイバーシチ合成は、最大比合成、等利得合成その他任意の手段を用いることができる。重み係数を逐次更新する場合は平滑化処理を行い、演算により求められた新たな重み係数と更新前の重み係数とに、αと1−αとを乗じて加算することで、重み係数の変動量を抑制することができる。位相制御のための重み係数は複素相関演算を用いて算出する。この時、当該相関演算の積分区間の値は設計により任意である。複素相関演算により各ブランチの位相を揃えることが可能となる。 For diversity combining, maximum ratio combining, equal gain combining or any other means can be used. When updating the weighting factor sequentially, smoothing processing is performed, and the new weighting factor obtained by calculation and the weighting factor before updating are multiplied by α and 1−α to add, thereby changing the weighting factor. The amount can be suppressed. The weighting coefficient for phase control is calculated using complex correlation calculation. At this time, the value of the integration interval of the correlation calculation is arbitrary by design. It is possible to align the phases of the branches by complex correlation calculation.
図1は、本発明の具体的な一実施例にあたる、ダイバーシチ受信装置100の構成を示すブロック図である。ダイバーシチ受信装置100は、4つのアンテナを有し、OFDM信号を受信する装置の、FFT及び誤り訂正等の信号処理部の前段におかれるものである。 FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a diversity receiving apparatus 100 according to a specific embodiment of the present invention. Diversity receiving apparatus 100 has four antennas and is placed in front of a signal processing unit such as FFT and error correction of an apparatus that receives OFDM signals.
ダイバーシチ受信装置100の構成は、4つのアンテナA1、A2、A3及びA4と、各アンテナに対応して設けられた、乗算器(ダウンコンバータ)21、22、23及び24、可変アナログ増幅器31、32、33及び34、アナログ/デジタル変換器(A/D)41、42、43及び44、複素乗算器71、72、73及び74と、局部発振器10、オートゲインコントローラ(AGC)30、直交復調部50、重み係数演算器70及び加算器80とから成る。AGC30が請求項に言う制御電圧生成部にあたる。 The configuration of the diversity receiver 100 includes four antennas A1, A2, A3, and A4, multipliers (downconverters) 21, 22, 23, and 24, and variable analog amplifiers 31, 32 provided corresponding to the antennas. 33 and 34, analog / digital converters (A / D) 41, 42, 43 and 44, complex multipliers 71, 72, 73 and 74, local oscillator 10, auto gain controller (AGC) 30, and quadrature demodulator 50, a weight coefficient calculator 70 and an adder 80. The AGC 30 corresponds to the control voltage generation unit described in the claims.
ダイバーシチ受信装置100における信号処理は以下の通りである。アンテナA1で受信された例えば500MHz帯域の高周波は、乗算器(ダウンコンバータ)21において局部発振器10の発する正弦波と乗ぜられて中間周波数信号(IF)に変換される。これをAGC30により制御された可変アナログ増幅器31により増幅してA/D41でデジタル信号とし、直交復調部50でベースバンド帯域のデジタル複素信号として出力される。尚、直交復調部50の出力に応じて、AGC30が可変アナログ増幅器31における増幅率を制御する。全く同様にアンテナA2、A3及びA4の受信信号も、直交復調部50からベースバンド帯域のデジタル複素信号として出力される。図1では直交復調部50を1個の装置として記載したが、デジタル発振器を共通とする4個の直交復調部を設けても良い。尚、AGC30の制御電圧の出力は、重み演算器70にも出力される。 Signal processing in the diversity receiver 100 is as follows. A high frequency of, for example, a 500 MHz band received by the antenna A1 is multiplied by a sine wave generated by the local oscillator 10 in a multiplier (down converter) 21 and converted into an intermediate frequency signal (IF). This is amplified by the variable analog amplifier 31 controlled by the AGC 30, converted into a digital signal by the A / D 41, and output as a baseband digital complex signal by the orthogonal demodulator 50. The AGC 30 controls the amplification factor in the variable analog amplifier 31 in accordance with the output of the quadrature demodulator 50. In exactly the same manner, the reception signals of the antennas A2, A3, and A4 are also output from the orthogonal demodulator 50 as baseband digital complex signals. In FIG. 1, the quadrature demodulation unit 50 is described as one device, but four quadrature demodulation units that share a digital oscillator may be provided. The output of the control voltage of the AGC 30 is also output to the weight calculator 70.
直交復調部50の出力である、4組のベースバンド帯域のデジタル複素信号は、重み係数演算器70に入力され、各々加算器80の出力との複素相関演算が行われる。この結果から4組のベースバンド帯域のデジタル複素信号の重み係数(複素数)が決定され、複素乗算器71、72、73及び74に各々出力される。複素乗算器71、72、73及び74では複素演算により信号処理がなされ、加算器80に出力される。加算器80では複素乗算器71、72、73及び74の出力の単純な加算を行い、後段の信号処理に出力される。 The four baseband band digital complex signals, which are the outputs of the quadrature demodulator 50, are input to the weight coefficient calculator 70, and complex correlation calculations are performed with the outputs of the adders 80, respectively. From these results, the weight coefficients (complex numbers) of the four baseband digital complex signals are determined and output to the complex multipliers 71, 72, 73 and 74, respectively. In the complex multipliers 71, 72, 73 and 74, signal processing is performed by complex calculation and the result is output to the adder 80. The adder 80 performs simple addition of the outputs of the complex multipliers 71, 72, 73, and 74, and outputs the result to subsequent signal processing.
重み係数の演算において、AGC制御電圧の反映されていない新たな重み係数に対し、AGC制御電圧から各増幅率を算出し、その増幅率の逆数を乗じて、新たな重み係数を算出し、複素乗算器71、72、73及び74に出力する。これにより、AGC制御電圧が大きく、可変アナログ増幅器31〜34での増幅率が高いブランチの影響を抑制することで、合成信号に混入するノイズの大きさを小さくすることが可能となる。 In the calculation of the weighting factor, each gain is calculated from the AGC control voltage with respect to a new weighting factor that does not reflect the AGC control voltage, and a new weighting factor is calculated by multiplying the reciprocal of the gain. Output to the multipliers 71, 72, 73 and 74. Accordingly, it is possible to reduce the magnitude of noise mixed in the synthesized signal by suppressing the influence of the branch having a large AGC control voltage and a high amplification factor in the variable analog amplifiers 31 to 34.
図2は、本発明の具体的な別の実施例にあたる、ダイバーシチ受信装置200の構成を示すブロック図である。図2の構成は、特開2004−221808に上記実施例1の構成を組み合わせたものである。 FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of a diversity receiver 200 according to another specific embodiment of the present invention. The configuration of FIG. 2 is a combination of the configuration of the first embodiment described in Japanese Patent Application Laid-Open No. 2004-221808.
ダイバーシチ受信装置200の構成は、4つのアンテナA1、A2、A3及びA4と、各アンテナに対応して設けられた、乗算器(ダウンコンバータ)21、22、23及び24、可変アナログ増幅器31、32、33及び34、アナログ/デジタル変換器(A/D)41、42、43及び44、帯域分割フィルタ61、62、63及び64、複素乗算器71L、72L、73L及び74Lと、局部発振器10、AGC30、直交復調部50、重み係数演算器70L及び加算器80L及び結合器90とから成る。尚、図では略しているが、Low−Bandと示した構成に対応して、Mid−Bandに複素乗算器71M、72M、73M及び74M、重み係数演算器70M及び加算器80Mを、High−Bandに複素乗算器71H、72H、73H及び74H、重み係数演算器70H及び加算器80Hを有する。 The configuration of the diversity receiving apparatus 200 includes four antennas A1, A2, A3, and A4, multipliers (downconverters) 21, 22, 23, and 24, and variable analog amplifiers 31, 32 that are provided corresponding to the antennas. 33 and 34, analog / digital converters (A / D) 41, 42, 43 and 44, band division filters 61, 62, 63 and 64, complex multipliers 71L, 72L, 73L and 74L, and a local oscillator 10, The AGC 30 includes an orthogonal demodulator 50, a weighting factor calculator 70L, an adder 80L, and a combiner 90. Although not shown in the figure, corresponding to the configuration shown as Low-Band, Mid-Band includes complex multipliers 71M, 72M, 73M and 74M, weight coefficient calculator 70M and adder 80M, and High-Band. Are provided with complex multipliers 71H, 72H, 73H and 74H, a weight coefficient calculator 70H and an adder 80H.
ダイバーシチ受信装置200の構成が図1のダイバーシチ受信装置の構成と異なる点は、ブランチごとに帯域分割フィルタで分割して、各帯域ごとにダイバーシチ合成を行い、それらを結合器90で結合させることである。結合器90の内容は、加算器80L、80M及び80Hの出力について、例えば加算器80Mの出力を基準に加算器80L及び80Hの出力との複素相関演算を行い、位相のズレを算出して、加算器80L及び80Hの出力に対する位相補償のための各々の複素重みを算出し、加算器80L及び80Hの出力と各々の複素重みを乗じたものと加算器80Mの出力を加算することで、全帯域のダイバーシチ合成信号を得るものである。得られた全帯域のダイバーシチ合成信号は、後段の信号処理に出力される。 The configuration of the diversity receiving device 200 is different from the configuration of the diversity receiving device in FIG. 1 in that each branch is divided by a band dividing filter, diversity combining is performed for each band, and these are combined by a combiner 90. is there. The contents of the combiner 90 include, for example, performing a complex correlation operation on the outputs of the adders 80L, 80M, and 80H with the outputs of the adders 80L and 80H on the basis of the output of the adder 80M to calculate a phase shift, By calculating the respective complex weights for phase compensation for the outputs of the adders 80L and 80H, and adding the outputs of the adders 80L and 80H and the respective complex weights to the outputs of the adder 80M, A band diversity combined signal is obtained. The obtained diversity combined signal of the entire band is output to the subsequent signal processing.
本実施例においても、実施例1と同様に、AGC制御電圧が大きく、可変アナログ増幅器31〜34での増幅率が高いブランチの影響を抑制することで、合成信号に混入するノイズの大きさを小さくすることが可能となる。 Also in the present embodiment, similarly to the first embodiment, by suppressing the influence of a branch having a large AGC control voltage and a high amplification factor in the variable analog amplifiers 31 to 34, the magnitude of noise mixed in the synthesized signal can be reduced. It can be made smaller.
〔AGC30と重み係数演算器70の詳細について〕
以下、実施例1のダイバーシチ受信装置100のAGC30と重み係数演算器70の詳細についての一例を、図3及び図4に基づいて説明する。尚、実施例2のダイバーシチ受信装置200のAGC30と重み係数演算器70L、70M、70Hの詳細もほぼ全く同様に構成して良い。
[Details of AGC 30 and Weight Coefficient Calculator 70]
Hereinafter, an example of the details of the AGC 30 and the weighting factor calculator 70 of the diversity receiver 100 according to the first embodiment will be described with reference to FIGS. 3 and 4. Note that the details of the AGC 30 and the weighting factor calculators 70L, 70M, and 70H of the diversity receiver 200 of the second embodiment may be configured almost exactly the same.
図3のように、AGC30は、4つのアンテナAi(i=1〜4)に対応するブランチi毎に、平均振幅算出器35i、加算器(減算器)36i、符合判定器37i、加算器38i及び遅延メモリ38iM、ルックアップテーブルであるAGC−ROM39iのブランチを有する。 As shown in FIG. 3, the AGC 30 has an average amplitude calculator 35i, an adder (subtracter) 36i, a sign determiner 37i, and an adder 38i for each branch i corresponding to four antennas Ai (i = 1 to 4). And a delay memory 38iM and a branch of AGC-ROM 39i which is a lookup table.
また、図3のように、重み係数演算器70は、図示しないメモリを有するオフセット値加算器710、差分算出器720、重み係数抑圧量判定器730、正規化部760を有し、4つのアンテナAi(i=1〜4)に対応するブランチi毎に、複素相関演算器74i、複素乗算器75i(2重乗算器)、平滑器77iを有する。 As shown in FIG. 3, the weighting factor calculator 70 includes an offset value adder 710 having a memory (not shown), a difference calculator 720, a weighting factor suppression amount determiner 730, and a normalizing unit 760, and includes four antennas. Each branch i corresponding to Ai (i = 1 to 4) includes a complex correlation calculator 74i, a complex multiplier 75i (double multiplier), and a smoother 77i.
AGC30の各ブランチの作用は以下の通りである。代表としてi=1のブランチを示す。直交復調部50から平均振幅算出器351に、アンテナA1で受信された信号に基づくベースバンド信号(複素信号)が出力される。平均振幅算出器351では所定時間の平均振幅(正の実数又は0)が算出され、加算器(減算器)361に出力される。加算器(減算器)361では、所定のメモリから出力されるベースバンド信号の振幅の目標値との差が算出される。この時、目標値よりも平均振幅算出器351の出力が大きければ正の値が符合判定器371に出力され、目標値よりも平均振幅算出器351の出力が小さければ負の値が符合判定器371に出力される。符合判定器371に正の値が入力された場合には1が加算器381に出力され、符合判定器371に負の値が入力された場合には−1が加算器381に出力される。加算器381にて遅延メモリ381Mに記憶された所定時間間隔前の「累積値」と符合判定器371の出力とが加算され、加算器381の出力は遅延メモリ381Mに逐次更新されながら記憶される。尚、加算器381の出力は例えば0〜1023の1024段階として、それ以外の値を取れないようにし、例えば遅延メモリ381Mに記憶された初期値は511とする。加算器381の出力は別途ルックアップテーブルであるAGC−ROM391に出力される。ルックアップテーブルであるAGC−ROM391においては、加算器381の出力である「累積値」をアドレスとして、記憶されたAGC電圧が可変アナログ増幅器31に出力される。 The operation of each branch of the AGC 30 is as follows. A branch with i = 1 is shown as a representative. A baseband signal (complex signal) based on the signal received by the antenna A1 is output from the orthogonal demodulator 50 to the average amplitude calculator 351. The average amplitude calculator 351 calculates the average amplitude (positive real number or 0) for a predetermined time and outputs it to the adder (subtracter) 361. The adder (subtracter) 361 calculates the difference between the amplitude of the baseband signal output from the predetermined memory and the target value. At this time, if the output of the average amplitude calculator 351 is larger than the target value, a positive value is output to the sign determiner 371, and if the output of the average amplitude calculator 351 is smaller than the target value, a negative value is the sign determiner. 371 is output. When a positive value is input to the sign determination unit 371, 1 is output to the adder 381, and when a negative value is input to the sign determination unit 371, −1 is output to the adder 381. The adder 381 adds the “cumulative value” stored in the delay memory 381M before the predetermined time interval and the output of the sign determination unit 371, and the output of the adder 381 is stored in the delay memory 381M while being sequentially updated. . Note that the output of the adder 381 is, for example, 1024 stages from 0 to 1023 so that other values cannot be taken, and for example, the initial value stored in the delay memory 381M is 511. The output of the adder 381 is separately output to the AGC-ROM 391 that is a lookup table. In the AGC-ROM 391 that is a lookup table, the stored AGC voltage is output to the variable analog amplifier 31 with the “cumulative value” that is the output of the adder 381 as an address.
容易に理解できる通り、加算器(減算器)361において、目標値と平均振幅算出器351の出力の差が0になるまで加算器381の出力が大きく、又は小さくなり、目標値と平均振幅算出器351の出力の差が0近傍となったところで加算器381の出力は収束する。実際、遅延メモリ381Mの初期値511をアドレスとするAGC−ROM391に記憶されたAGC電圧で増幅された受信信号が、目標値よりも小さければ加算器381の出力は小さくなっていく。逆に遅延メモリ381Mの初期値511をアドレスとするAGC−ROM391に記憶されたAGC電圧で増幅された受信信号が、目標値よりも大きければ加算器381の出力は大きくなっていく。こうして、収束した加算器381の出力をアドレスとして、記憶されたAGC電圧が可変アナログ増幅器31に出力される。こうして直交復調部50から出力されるベースバンド信号の振幅が目標値となるように各ブランチi毎に可変アナログ増幅器3iへ出力されるAGC電圧が制御される。 As can be easily understood, in the adder (subtracter) 361, the output of the adder 381 increases or decreases until the difference between the target value and the output of the average amplitude calculator 351 becomes zero, and the target value and the average amplitude are calculated. The output of the adder 381 converges when the difference in the output of the adder 351 becomes near zero. Actually, if the reception signal amplified by the AGC voltage stored in the AGC-ROM 391 having the initial value 511 of the delay memory 381M as an address is smaller than the target value, the output of the adder 381 becomes small. Conversely, if the received signal amplified by the AGC voltage stored in the AGC-ROM 391 with the initial value 511 of the delay memory 381M as the address is larger than the target value, the output of the adder 381 becomes larger. Thus, the stored AGC voltage is output to the variable analog amplifier 31 by using the output of the converged adder 381 as an address. Thus, the AGC voltage output to the variable analog amplifier 3i is controlled for each branch i so that the amplitude of the baseband signal output from the quadrature demodulator 50 becomes the target value.
重み係数演算器70については、まず重み係数抑圧量判定器730以下の作用について説明する。直交復調部50から複素相関演算器74iに、アンテナAiで受信された信号に基づくベースバンド信号(複素信号)が出力され、加算器80から合成信号が出力される。複素相関演算器74iにおいてはこの2つの信号の相関係数が求められ、複素乗算器75iに出力される。今、重み係数抑圧量判定器730から複素乗算器751〜754の出力が全て1であるとすると、複素乗算器75iは入力値がそのまま正規化部760に出力されることになる。正規化部760においては複素乗算器751〜754からの4つの値が所望の正規化方法により正規化され、平滑器771〜774に出力される。平滑器771〜774においては、所定の忘却係数αに基づき、入力値の変動を抑制した複素重み係数が各々複素乗算器71〜74に出力される。忘却係数αに基づく平滑化は、前回の重みをωn、更新された重みをωn+1、正規化部760の出力をω'として、ωn+1=αω'+(1−α)ωnによりωn+1を算出するものである。 Regarding the weighting factor calculator 70, the operation of the weighting factor suppression amount determiner 730 and the following will be described first. A baseband signal (complex signal) based on the signal received by the antenna Ai is output from the orthogonal demodulator 50 to the complex correlation calculator 74i, and a synthesized signal is output from the adder 80. In the complex correlation calculator 74i, the correlation coefficient of these two signals is obtained and output to the complex multiplier 75i. Now, assuming that the outputs of the weight coefficient suppression amount determiner 730 and the complex multipliers 751 to 754 are all 1, the complex multiplier 75i outputs the input value to the normalization unit 760 as it is. In the normalization unit 760, the four values from the complex multipliers 751 to 754 are normalized by a desired normalization method and output to the smoothers 771 to 774. In the smoothers 771 to 774, the complex weight coefficients, in which fluctuations in the input value are suppressed, are output to the complex multipliers 71 to 74 based on the predetermined forgetting coefficient α. In the smoothing based on the forgetting factor α, ω n + 1 = αω ′ + (1−α) where ω n is the previous weight, ω n + 1 is the updated weight, and ω ′ is the output of the normalization unit 760. ω n + 1 is calculated from ω n .
次に重み係数演算器70の差分算出器720、重み係数抑圧量判定器730の作用について説明する。オフセット演算器710からは、入力値がそのまま出力される場合について先に述べる。即ち、AGC30の加算器381〜384の出力が、オフセット演算器710を介してそのまま差分算出器720に出力される。差分算出器720においては、各アンテナAiに対応する4つの「累積値」の最大値が選択され、他の3つの「累積値」と当該最大値との差が算出される。尚、「累積値」の最大値についても差を0として算出し、これら4つの差は重み係数抑圧量判定器730に出力される。上述の通り、「累積値」が大きいと言うことは増幅率が小さいこと、即ち増幅前の受信信号の電力が大きいことを意味している。 Next, the operation of the difference calculator 720 and the weight coefficient suppression amount determiner 730 of the weight coefficient calculator 70 will be described. The case where the input value is output as it is from the offset calculator 710 will be described first. That is, the outputs of the adders 381 to 384 of the AGC 30 are directly output to the difference calculator 720 via the offset calculator 710. The difference calculator 720 selects the maximum value of the four “cumulative values” corresponding to each antenna Ai, and calculates the difference between the other three “cumulative values” and the maximum value. Note that the maximum value of the “cumulative value” is also calculated as 0, and these four differences are output to the weighting coefficient suppression amount determiner 730. As described above, a large “cumulative value” means that the amplification factor is small, that is, the power of the received signal before amplification is large.
重み係数抑圧量判定器730においては、このような各アンテナAiに対応する4つの「累積値」の最大値との差に基づき、抑圧量が算出されて複素乗算器(二重乗算器)751〜754のそれぞれに出力される。こうして、AGCによりベースバンド信号の振幅がより増幅されているブランチについて、重み係数を算出する場合に相関値の影響を小さくするようにする。例えば「累積値」が最も大きい場合、即ち増幅率が最も小さい場合には相関値をそのままとし、「累積値」が小さいほど、即ち増幅率が大きいほど相関値に1未満のより小さい値を複素乗算器(二重乗算器)751〜754にて乗ずる。 In the weight coefficient suppression amount determiner 730, the suppression amount is calculated based on the difference between the maximum value of the four “cumulative values” corresponding to each antenna Ai, and a complex multiplier (double multiplier) 751 is obtained. To 754, respectively. In this way, the influence of the correlation value is reduced when calculating the weighting coefficient for the branch in which the amplitude of the baseband signal is further amplified by AGC. For example, when the “cumulative value” is the largest, that is, when the amplification factor is the smallest, the correlation value is left as it is, and the smaller the “cumulative value”, that is, the larger the amplification factor, the smaller the correlation value is less than 1. Multiplication is performed by multipliers (double multipliers) 751 to 754.
重み係数抑圧量判定器730の、「累積値」の最大値との差に基づく抑圧量は次のように算出すると良い。例えば「累積値」が10ビットで表される、即ち0乃至1023までの1024段階である場合には、当該「累積値」をルックアップテーブルのアドレスとしてゲイン1乃至0(1倍乃至0倍、或いは例えば0dB〜−70dB)までの係数をROMに格納する。或いは、「累積値」を11段階に区分して、ゲインを1、2-1、2-2、2-3、…、2-9、2-10とし、いわゆるビットシフトで複素乗算器75iの乗算を実現しても良い。1024段階の線形係数をROMに格納する場合は精度が良いが複素乗算器75iとしてより複雑な回路が必要となる。ビットシフトを行う場合は複素乗算器75iをシフトレジスタで構成できるので極めて単純となるが、精度が悪くなる。 The suppression amount based on the difference from the maximum value of the “cumulative value” of the weight coefficient suppression amount determiner 730 may be calculated as follows. For example, when the “cumulative value” is represented by 10 bits, that is, in 1024 steps from 0 to 1023, the gain is 1 to 0 (1 to 0 times, Alternatively, for example, coefficients from 0 dB to -70 dB) are stored in the ROM. Alternatively, the “cumulative value” is divided into 11 stages, and the gain is set to 1, 2 −1 , 2 −2 , 2 −3 ,..., 2 −9 , 2 −10 . Multiplication may be realized. When storing 1024 stages of linear coefficients in the ROM, the accuracy is good, but a more complicated circuit is required as the complex multiplier 75i. When bit shifting is performed, the complex multiplier 75i can be configured by a shift register, which is extremely simple, but the accuracy is deteriorated.
次にオフセット演算器710の働きを説明する。上述の説明から明らかな通り、設計によってはオフセット演算器710を省略することができる。4つのアンテナの信号が、ノイズの混在量が等しい場合などである。これは図4.Aのように示す。図4.Aでは、各ブランチの受信信号の電力自体を示している。図4.Aではブランチ4が最も受信信号が大きく、ブランチ1、ブランチ3、ブランチ2の順に受信信号の電力が小さくなっている。上述の通り、増幅前の受信信号が大きいほど「累積値」は大きい。この場合、AGCにより各ブランチが増幅されることで、ブランチ4の受信電力(の増幅したもの)と等しくなるように各ブランチの信号が増幅されている。するとダイバーシチ合成の際の重み係数を求める際、「AGCで増幅された各ブランチの信号」に基づいて計算される相関係数に対し、図4.Aで「最大ブランチとの差分」と示した量だけ、各ブランチの相関係数を小さくする必要がある。尚、図4.Aでは、4つのアンテナの信号が、ノイズの混在量が等しいので、ブランチ間で「オフセット」を設ける必要がない。 Next, the function of the offset calculator 710 will be described. As apparent from the above description, the offset calculator 710 can be omitted depending on the design. This is the case when the signals of the four antennas have the same amount of noise. This is shown in FIG. Shown as A. FIG. In A, the power of the received signal of each branch is shown. FIG. In A, the received signal is the largest in branch 4, and the power of the received signal decreases in the order of branch 1, branch 3, and branch 2. As described above, the larger the received signal before amplification, the larger the “cumulative value”. In this case, by amplifying each branch by AGC, the signal of each branch is amplified so as to be equal to the received power of (amplified by) branch 4. Then, when obtaining the weighting coefficient for diversity combining, the correlation coefficient calculated based on “the signal of each branch amplified by AGC” is shown in FIG. It is necessary to reduce the correlation coefficient of each branch by the amount indicated as “difference from the largest branch” in A. FIG. In A, since the signals of the four antennas have the same amount of noise, there is no need to provide an “offset” between the branches.
一方、もともとノイズレベルに差がある場合、例えば車載受信装置において、アンテナA1とA2とをフロントガラスに設置し、アンテナA3とA4とをリヤバンパーに設置した場合、路面に近いアンテナA3とA4の受信信号は、アンテナA1とA2の受信信号に比べてノイズレベルが一般に小さい。すると、アンテナA3とA4の受信信号の電力自体がアンテナA1とA2の受信信号の電力より小さい場合であっても、ダイバーシチ受信の重み付けとしてはアンテナA3とA4の重みを大きくしアンテナA1とA2の重みを小さくしてノイズの影響を抑制すべきである(図4.B)。即ち、アンテナA3とA4の受信信号がAGCにより増幅されていても、重み付けにおいて抑圧されざるべきである。そこで図4.Cに示す通り、オフセット演算器710において、重み付けにおいて抑圧されざるべきブランチの「累積値」にオフセットを設けて、ブランチ間の重みにオフセットを設ける。こうして、ノイズレベルが小さいブランチは、AGCにより増幅されていても、即ち「累積値」が小さくても、「累積値」を嵩上げして、重み付けにおいて抑圧されない様にすることができる。 On the other hand, when there is a difference in noise level, for example, in an in-vehicle receiver, when antennas A1 and A2 are installed on a windshield and antennas A3 and A4 are installed on a rear bumper, antennas A3 and A4 close to the road surface The received signal generally has a lower noise level than the received signals of antennas A1 and A2. Then, even when the power of the received signals of the antennas A3 and A4 is smaller than the power of the received signals of the antennas A1 and A2, the weights of the antennas A3 and A4 are increased as the weights for diversity reception. The influence of noise should be suppressed by reducing the weight (FIG. 4.B). That is, even if the reception signals of the antennas A3 and A4 are amplified by AGC, they should not be suppressed by weighting. Therefore, FIG. As shown in C, the offset calculator 710 provides an offset to the “cumulative value” of the branches that should not be suppressed in the weighting, and provides an offset to the weight between the branches. Thus, even if the branch having a low noise level is amplified by AGC, that is, even if the “cumulative value” is small, the “cumulative value” can be increased so that it is not suppressed by weighting.
〔変形例〕
上記各実施例においては、重み係数の演算において、AGC制御電圧の反映されていない新たな重み係数に対し、AGC制御電圧から増幅率を算出し、その増幅率の逆数を乗じたが、他の方法でAGC制御電圧の大きいブランチの重み係数の大きさを小さくする方法でも良い。例えばAGC制御電圧がある閾値を越えブランチであって、AGC制御電圧の反映されていない新たな重み係数(複素数の場合はその絶対値)が所定の値を越えている場合は、重み係数(複素数の場合はその絶対値)を当該所定の値とする。
[Modification]
In each of the above embodiments, in the calculation of the weighting factor, the amplification factor is calculated from the AGC control voltage for the new weighting factor not reflecting the AGC control voltage, and multiplied by the inverse of the amplification factor. A method may be used in which the weight coefficient of the branch having a large AGC control voltage is reduced. For example, if the AGC control voltage is a branch that exceeds a certain threshold and a new weighting factor (absolute value in the case of a complex number) that does not reflect the AGC control voltage exceeds a predetermined value, the weighting factor (complex number) In this case, the absolute value) is set as the predetermined value.
本発明は様々な他のダイバーシチ合成手法と組み合わせることができる。重み係数は全てのブランチに対して絶対値を1とする等利得合成としても良く、各ブランチ毎に絶対値が異なる最大比合成としても良い。 The present invention can be combined with various other diversity combining techniques. The weighting factor may be equal gain combining with an absolute value of 1 for all branches, or maximum ratio combining with different absolute values for each branch.
本発明は車両等において、地上波デジタルテレビ放送を受信するための装置に適用できる。 The present invention can be applied to a device for receiving terrestrial digital television broadcasting in a vehicle or the like.
100、200:ダイバーシチ受信装置
A1、A2、A3、A4:アンテナ
10:局部発振器
21、22、23、24:乗算器
30:オートゲインコントローラ(AGC)
31、32、33、34:可変アナログ増幅器
41、42、43、44:アナログ/デジタル変換器(A/D)
50:直交復調部
61、62、63、64:帯域分割フィルタ(3帯域)
70、70L、70M、70H:重み係数演算器
71、72、73、74、71L、72L、73L、74L、71M、72M、73M、74M、71H、72H、73H、74H:複素乗算器
80、80L、80M、80H:加算器
90:結合器
100, 200: Diversity receiver A1, A2, A3, A4: Antenna 10: Local oscillator 21, 22, 23, 24: Multiplier 30: Auto gain controller (AGC)
31, 32, 33, 34: Variable analog amplifier 41, 42, 43, 44: Analog / digital converter (A / D)
50: Quadrature demodulator 61, 62, 63, 64: Band division filter (3 bands)
70, 70L, 70M, 70H: Weight coefficient calculators 71, 72, 73, 74, 71L, 72L, 73L, 74L, 71M, 72M, 73M, 74M, 71H, 72H, 73H, 74H: Complex multipliers 80, 80L , 80M, 80H: adder 90: coupler
Claims (2)
前記複数のアンテナごとに設けられた、制御電圧によって増幅率を制御可能な増幅率可変アナログ増幅器と、その出力信号に対して重みを乗ずる乗算器と、
前記増幅率可変アナログ増幅器の出力信号に対する前記重みを決定する重み係数演算器と、
前記増幅率可変アナログ増幅器を制御するための各制御電圧を生成する制御電圧生成部を有し、
前記重み係数演算器は、前記各制御電圧に応じて前記重みを決定することを特徴とするダイバーシチ受信装置。 In a diversity receiving apparatus that has a plurality of antennas and performs signal processing by combining a plurality of reception signals received thereby,
An amplification factor variable analog amplifier that is provided for each of the plurality of antennas and that can control the amplification factor by a control voltage; a multiplier that multiplies the output signal by a weight;
A weight coefficient calculator for determining the weight for the output signal of the variable gain analog amplifier;
A control voltage generator for generating each control voltage for controlling the variable gain analog amplifier;
The diversity receiver according to claim 1, wherein the weighting factor calculator determines the weight according to each control voltage.
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