JP2006254196A - 高周波スイッチモジュール及びその制御方法、並びにこれらを用いた通信装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 高調波の発生を抑制し、高調波減衰量の増加を図ること。
【解決手段】 アンテナに入射した信号を第１の送受信系の受信信号と第２、第３の送受信系の受信信号とに分波する第１、第２のフィルタ回路からなる分波回路と、第１のフィルタ回路の後段に配置され、コントロール回路VC1から供給される電圧により第１の送受信系の送信回路TX1と受信回路RX1とを切り替える第１のスイッチ回路SW1と、第２のフィルタ回路の後段に配置され、コントロール回路VC2、VC3から供給される電圧により第２、第３の送信回路TX2と第２の受信回路RX2と第３の受信回路RX3とを切り替える第２のスイッチ回路SW2とからなる高周波スイッチモジュールにおいて、コントロール回路VC1から正の電圧を与えて第１の送受信系の送信回路TX1とアンテナを接続するとき、コントロール回路VC3からも正の電圧を与え、また第３の送受信系の受信回路RX3側のインピーダンスを調整するようにした。
【選択図】 図１

Description

本発明は複数の異なる通信システムに使用できる無線通信機（携帯電話等）に用いる高周波複合部品に関し、特に３つ以上の通信システムを取り扱う無線通信機に使用する高周波スイッチモジュールに関する。

携帯無線システムには、例えば主に欧州で盛んなEGSM (Extended Global System for Mobile Communications)方式及びDCS (Digital Cellular System)方式、米国で盛んなPCS (Personal Communication Service)方式、日本で採用されているPDC (Personal Digital Cellular )方式等の時分割マルチプルアクセス（TDMA）を用いた様々なシステムがある。昨今の携帯電話の急激な普及に伴い、特に先進国の主要な大都市部においては各システムに割り当てられた周波数帯域ではシステムの利用者を賄いきれず、接続が困難であったり、通話途中で接続が切断する等の問題が生じている。そこで、利用者が複数のシステムを利用できるようにして、実質的に利用可能な周波数の増加を図り、さらにサービス区域の拡充や各システムの通信インフラを有効活用することが提唱されている。

複数の通信システムに対応した小型軽量の高周波回路部品として、EGSM、DCS及びPCSの３つのシステムに対応した携帯通信機に用いられるトリプルバンド対応の高周波スイッチモジュールが提案されている（WO00／55983号）。図５は特許文献１（WO00／55983号）のトリプルバンド対応高周波スイッチモジュールのブロック図であり、図６はその等価回路図である（但しコントロール端子の符号は便宜上変更している）。この高周波スイッチモジュールは３つの送受信系を切り替えるもので、(a) アンテナANTに入射した信号を第１の送受信系の受信信号と第２及び第３の送受信系の受信信号とに分波する第１及び第２のフィルタ回路F1、F2からなる分波回路（ダイプレクサ）と、(b) 第１のフィルタ回路F1の後段に配置され、コントロール回路VC1から供給される電圧により第１の送受信系の送信回路TX1と受信回路RX1とを切り替える第１のスイッチ回路SW1と、(c) 第２のフィルタ回路F2の後段に配置され、コントロール回路VC2、VC3から供給される電圧により第２及び第３の送受信系の送信回路TX2と第２の送受信系の受信回路RX2と第３の送受信系の受信回路RX3とを切り替える第２のスイッチ回路SW2とから構成されている。この文献には、第1の通信システムがEGSM（送信周波数：880〜915 MHz、受信周波数：925〜960 MHz）で、第2の通信システムがDCS（送信周波数：1710〜1785 MHz、受信周波数：1805〜1880 MHz）で、第3の通信システムがPCS（送信周波数：1850〜1910 MHz、受信周波数：1930〜1990 MHz）の場合が例示されている。ここで第１〜第３のコントロール回路とダイオードスイッチの動作について説明する。

(A) DCS／PCS TXモード
第２及び第３の送信回路TX2と第２のフィルタ回路F2とを接続する場合、コントロール回路VC2から正の電圧を与え、コントロール回路VC3から０の電圧を与える。コントロール回路VC2から与えられた正の電圧は、コンデンサCP2、CP3、CP4、CP5、CP6及びCF4により直流分がカットされて、ダイオードDP1、DP2を含む回路に印加され、ダイオードDP1、DP2はON状態となる。ダイオードDP1がON状態となると、第２及び第３の送信回路TX2と入出力端子IP2との間のインピーダンスが低くなる。またON状態となったダイオードDP2及びコンデンサCP6により伝送線路LP2は高周波的に接地されることにより共振し、入出力端子IP2から出力端子IP3を見たインピーダンスが非常に大きくなる。さらにダイオードDD2がOFF状態となることにより出力端子IP3と第３の受信回路RX3との間のインピーダンスが大きくなる。その結果、第２及び第３の送信回路TX2から来る送信信号は第２の受信回路RX2及び第３の受信回路RX3に漏洩することなく、第２のフィルタ回路F2に伝送される。

(B) DCS RXモード
第２の受信回路RX2と第２のフィルタ回路F2を接続する場合、コントロール回路VC2、VC3からの電圧は０であり、ダイオードDP1、DP2、DD1及びDD2はOFF状態となる。ダイオードDP1がOFF状態となることにより、入出力端子IP2と第２及び第３の送信回路TX2との間のインピーダンスが大きくなる。またダイオードDD2がOFF状態となることにより、出力端子IP3と第３の受信回路RX3との間のインピーダンスが大きくなる。そして伝送線路LP2と伝送線路LD1を介して、入出力端子IP2は第２の受信回路RX2と接続される。その結果、第２のフィルタ回路F2から来る受信信号は、第２及び第３の送信回路TX2及び第３の受信回路RX3に漏洩することなく、第２の受信回路RX2に伝送される。

(C) PCS RXモード
第３の受信回路RX3と第２のフィルタ回路F2とを接続する場合、コントロール回路VC3から正の電圧を与え、コントロール回路VC2の電圧は０とする。コントロール回路VC3から与えられた正の電圧は、コンデンサCDP1、CDP2、CDP3及びCP5により直流分がカットされて、ダイオードDD1、DD2を含む回路に印加され、ダイオードDD1及びDD2はON状態となる。ダイオードDD2がON状態となることにより、第３の受信回路RX3と出力端子IP3の間のインピーダンスが低くなる。またON状態となったダイオードDD1及びコンデンサCDP2により伝送線路LD1は高周波的に接地されることにより共振し、出力端子IP3から第２の受信回路RX2を見たインピーダンスは非常に大きくなる。さらにダイオードDP1がOFF状態となることにより入出力端子IP2と第２及び第３の送信回路TX2との間のインピーダンスが大きくなる。その結果、第２のフィルタ回路F2から来る受信信号は、第２及び第３の送信回路TX2及び第２の受信回路RX2に漏洩することなく、第３の受信回路RX3に伝送される。

(D) EGSM RXモード
第１の受信回路RX1と第１のフィルタ回路F1とを接続する場合、コントロール回路VC1に０の電圧を与え、ダイオードDG1及びDG2をOFF状態とする。OFF状態となったダイオードDG2により、伝送線路LG2を介して入出力端子IP1と第１の受信回路RX1が接続されている。またダイオードDG1がOFF状態となることにより入出力端子IP1と第１の送信回路TX1との間のインピーダンスが大きくなる。その結果、第１のフィルタ回路F1から来る受信信号は第１の送信回路TX1に漏洩することなく、第１の受信回路RX1に伝送される。

(E) EGSM TXモード
第１の送信回路TX1と第１のフィルタ回路F1とを接続する場合、コントロール回路VC1から正の電圧を与える。正の電圧はコンデンサCG6、CG5、CG4、CG3、CG2及びCG1により直流分がカットされて、ダイオードDG2及びDG1を含む回路に印加され、ダイオードDG2及びDG1はON状態となる。ダイオードDG1がON状態となることにより、第１の送信回路TX1と入出力端子IP1の間のインピーダンスが低くなる。またON状態となったダイオードDG2及びコンデンサCG6により伝送線路LG2は高周波的に接地されて共振し、入出力端子IP1から第１の受信回路RX1を見たインピーダンスは非常に大きくなる。その結果、第１の送信回路TX1から来る送信信号は第１の受信回路RX1に漏洩することなく、第１のフィルタ回路F1に伝送される。

以上の制御ロジックをまとめると表１のようになる。このようにコントロール回路から電圧を給電してダイオードスイッチをON／OFF状態に制御することにより、第１〜第３の送受信系のいずれか１つのモードを選択するようになっている。

再公表WO００／５５９８３号

高周波スイッチモジュールにおいて、挿入損失は、送信モードでは携帯電話のバッテリー動作時間に影響し、受信モードでは受信感度に影響するため、できるだけ低い方が良い。高調波発生量についても、各システムにおいて不要電力を制限できるため、できるだけ少ない方が良い。特に２倍波高調波を制限することが重要である。例えばEGSM側で−35 dB以上、DCS/PCS側で−25 dB以上の減衰量が望ましい。高調波発生の抑制に従来から種々の対策がとられてきたが、現在ではコンマ数dBレベルの向上のために高周波スイッチモジュールの分波器回路の低周波側フィルタ又は送信用ローパスフィルタの特性を最適化が行なわれている。しかしながらこのような対策には限界があり、上記レベル以上の高調波減衰量を得ることは困難であった。

従って本発明の目的は、高い高調波減衰レベルで高周波スイッチモジュールを制御する方法および高い高調波減衰レベルを達成できる高周波スイッチモジュールを提供することである。

本発明のもう１つの目的は、携帯電話に搭載し易くするために、１つの積層体内に構成して小型軽量化を図った高周波スイッチモジュールを提供することである。

上記目的に鑑み鋭意研究の結果、本発明者は、ダイオードスイッチの特性及びこれらをON／OFF制御する制御ロジックに注目し、高周波スイッチモジュールにおける１つのモードの選択を双方モードのスイッチ回路のコントロール回路から電圧を付与することにより行うことにより、高調波減衰量が増大した制御を行うことができることを発見し、本発明に想到した。

本発明の高周波スイッチモジュールは、アンテナに入射した信号を第１の送受信系の受信信号と第２及び第３の送受信系の受信信号とに分波する第１及び第２のフィルタ回路F1、F2からなる分波回路と、第１のフィルタ回路F1の後段に配置され、コントロール回路VC1から供給される電圧により第１の送受信系の送信回路TX1と受信回路RX1とを切り替える第１のスイッチ回路SW1と、第２のフィルタ回路F2の後段に配置され、コントロール回路VC2、VC3から供給される電圧により第２及び第３の送受信系の送信回路TX2と第２の送受信系の受信回路RX2と第３の送受信系の受信回路RX3とを切り替える第２のスイッチ回路SW2とを有する高周波スイッチモジュールであって、
前記第１のスイッチ回路SW1は、第１の送受信系の受信信号が入力するとともに送信信号を出力する入出力端子IP1と、第１の送受信系の送信回路TX1からの送信信号が入力する接続端P13と、第１の送受信系の受信信号を受信回路RX1へ出力する接続端P16と、前記入出力端子IP1と接続端P13との間に配置された第１のダイオードDG1と、接続端P13とアースとの間に設けられた第１のインダクタンス素子LG1と、前記入出力端子IP1と接続端P16との間に設けられた第２のインダクタンス素子LG2と、接続端P16とアースとの間に設けられた第２のダイオードDG2とを有し、
前記第２のスイッチ回路SW2は、第２及び第３の送受信系の受信信号が入力するとともに送信信号を出力する入出力端子IP2と、第２及び第３の送受信系の送信回路TX2からの送信信号が入力する接続端P7と、第２及び第３の送受信系の受信信号を出力する出力端子IP3と、第２の送受信系の受信信号を受信回路RX2へ出力する接続端P9と、第３の送受信系の受信信号を受信回路RX3へ出力する接続端P10と、前記入出力端子IP2と接続端P7との間に配置された第３のダイオードDP1と、接続端P7とアースとの間に設けられた第３のインダクタンス素子LP1と、前記入出力端子IP2と出力端子IP3との間に設けられた第４のインダクタンス素子LP2と、出力端子IP3とアースとの間に設けられた第４のダイオードDP2と、前記出力端子IP3と接続端P9との間に設けられた第５のインダクタンス素子LD1と、接続端P9とアースとの間に設けられた第５のダイオードDD1と、前記出力端子IP3と接続端P10との間に配置された第６のダイオードDD2と、接続端P10とアースとの間に設けられた第６のインダクタンス素子LD2とを有し、
前記第１の送受信系の送信回路TX1と入出力端子IP1とを接続するには、前記第１のダイオードDG1と前記第２のダイオードDG2と、前記第５のダイオードDD1と、前記第６のダイオードDD2とをON状態にし、
さらに、前記第３の送受信系の受信回路RX3側のインピーダンスを調整し、これによりアンテナ端子における受信回路RX3の周波数帯(第１の送信時に減衰したい2倍波帯に相当)近辺のインピーダンスを調整してなることを特徴とする。
ここで、前記第６のインダクタンス素子LD2の定数自身を調整することにより前記第３の送受信系の受信回路RX3側のインピーダンスを調整することが好ましい。

本発明の高周波スイッチモジュールでは、前記分波回路はLC回路により構成され、前記第１及び第２のスイッチ回路はスイッチング素子からなり、前記スイッチ回路の各送信系はLC回路により構成されたローパスフィルタを有し、前記分波回路のLC回路、前記ローパスフィルタのLC回路及び前記スイッチ回路のインダクタンス素子の少なくとも一部は、積層体を構成する誘電体層に形成された電極パターンにより構成され、前記スイッチング素子及び前記LC回路の一部を構成するチップ素子は前記積層体上に搭載されているのが好ましい。上記スイッチング素子としては、ダイオード、電界効果トランジスタ等を用いることができる。

本発明の高周波スイッチモジュールは、さらに前記積層体に一体的に構成された高周波増幅器部を有し、前記高周波増幅器部は少なくとも半導体素子と電圧供給回路と整合回路とを有し、前記電圧供給回路と前記整合回路とを構成するインダクタンス素子及びLC回路の少なくとも一部は、前記誘電体層に形成された電極パターンにより構成され、前記半導体素子及び前記LC回路の一部を構成するチップ素子は前記積層体上に搭載されているのが好ましい。
また、上記インダクタンス素子は、電極パターンで形成された伝送線路又はインダクタか、積層体上に搭載したチップインダクタであるのが好ましい。

本発明の高周波スイッチモジュールの制御方法は、アンテナに入射した信号を第１の送受信系の受信信号と第２及び第３の送受信系の受信信号とに分波する第１及び第２のフィルタ回路F1、F2からなる分波回路と、第１のフィルタ回路F1の後段に配置され、コントロール回路VC1から供給される電圧により第１の送受信系の送信回路TX1と受信回路RX1とを切り替える第１のスイッチ回路SW1と、第２のフィルタ回路F2の後段に配置され、コントロール回路VC2、VC3から供給される電圧により第２及び第３の送受信系の送信回路TX2と第２の送受信系の受信回路RX2と第３の送受信系の受信回路RX3とを切り替える第２のスイッチ回路SW2とを有する高周波スイッチモジュールを制御する方法であって、前記第１のスイッチ回路SW1に前記コントロール回路VC1から正の電圧を与えることにより、前記第１の送受信系の送信回路TX1とアンテナを接続すると同時に、前記コントロール回路VC3から正の電圧を与え、
さらに、前記第３の送受信系の受信回路RX3側のインピーダンスを調整し、これによりアンテナ端子における受信回路RX3の周波数帯(第１の送信時に減衰したい2倍波帯に相当)近辺のインピーダンスを調整していることを特徴とする。

上記の通りコントロール電圧として正の電圧を与えるが、上記ダイオードの極性を逆にすればコントロール電圧として負の電圧を与えても同様の制御をすることができる。従って、「正の電圧を与える」は、「ダイオードを逆極性にすることにより負の電圧を与える」場合も含む。

本発明の通信装置は、上記した高周波スイッチモジュールあるいは高周波スイッチモジュールの制御方法を用いたことを特徴とする。高調波減衰量の高い携帯電話等の移動体通信機器を提供できる。

本発明の高周波スイッチモジュールとその制御方法によれば、１つのモードの選択を双方モードのスイッチ回路のコントロール回路から電圧を付与することにより行うので、パワーアンプを起因とする高調波の減衰量を増大することができ、かつ、高周波スイッチモジュール内で発生する可能性がある高調波を抑制することができる。また本発明のアンテナスイッチモジュールとパワーアンプを共通のアンテナに接続して積層体に複合化すると、携帯電話等の無線通信機用の小型軽量化の要求を満たす積層体モジュールを得ることができる。

従来の高周波スイッチモジュールの制御方法では1つのモードの選択を１つのコントロール回路による電圧制御により行うのに対して、本発明の高周波スイッチモジュールの制御方法は、1つのモードの選択を双方モード（例えばEGSMとDCS／PCS）のスイッチ回路のコントロール回路から電圧を付与することにより行う。すなわち、本発明の制御方法は双方向からの電圧制御を行う。これは、表１を参照すると、EGSM TX送信モード時に、第1のスイッチ回路SW1のコントロール回路VC1及び第2のスイッチ回路SW2のコントロール回路VC3から正の電圧を付与する制御ロジックである。このとき、第1のスイッチ回路SW1を構成するダイオード（DG1、DG2）と、第2のスイッチ回路SW2のうち一方のコントロール回路が制御するダイオード（DD1、DD2）はON状態となる。一般にOFF状態のダイオードは歪みを起こし高調波を発生するので、このように第2のスイッチ回路のダイオードをもON状態とすることにより、高調波を抑制することができる。これは本発明の重要な特徴の１つである。

本発明のもう１つの特徴は、EGSM TX送信モード時に２倍波減衰量が大きいことである。この理由の一つとして、従来の制御方法と本発明の制御方法とではDCS及びPCS側の高周波的な等価回路が異なるためである。従来の制御ロジックでは、第１のコントロール回路VC1に電圧を与えることによりEGSM TX送信モードへ切り替える際、第２のコントロール回路VC3は制御しない。このため、伝送線路LP2及びLD1により、DCS及びPCS側の第２のフィルタ回路F2からDCS RX端子まで接続された状態となる。つまり、アンテナ端子からDCS及びPCS側を見た場合、伝送線路を介してDCS RX受信端子まで直結されているように見える。この状態のDCS及びPCS側の回路では、GSM帯の2倍波付近はほとんど減衰されない。一方、本発明の制御ロジックでは、第１のコントロール回路VC1に電圧を与えることによりEGSM TX送信モードへ切り替えると同時に、第２のコントロール回路の一方VC3から正の電圧を与えるため、ダイオード（DD1、DD2）はON状態となる。このため、DCS及びPCS側の第２のフィルタ回路F2から先の回路構成では、伝送線路LP2が接続され、その先ではDCS RX側は伝送線路LD1により高周波的に短絡され、PCS RX側は伝送線路LD2により短絡されながら、PCS RX端子まで接続された状態となる。つまり、アンテナ端子からDCS及びPCS側を見た場合、DCS RX側はほぼ開放(高インピーダンス)となり、PCS RX側は伝送線路LP2と伝送線路LD2によるλ/４共振回路が接続されながら、PCS RX端子まで接続されているように見える。伝送線路LP2はDCS帯の波長の約1/4の長さであり、伝送線路LD2はPCS帯の波長の約1/4の長さである。DCS帯とPCS帯の波長はほぼ同等であり、GSM帯の波長の約1/2である。この状態ではPCS側の回路はEGSM帯の2倍波を短絡させる回路となるため、EGSMの2倍波付近は減衰する。

本発明の更なる特徴は、上記したように第３の送受信系のPCS受信回路RX3側のインピーダンスを調整し、これによりアンテナ端子におけるPCS受信回路RX3の周波数帯近辺のインピーダンスを調整したことで、即ち、アンテナ端子におけるGSM２倍波帯のインピーダンスを調整したことがあげられる。一般的に端子間の通過特性は各端子から見たインピーダンスを表現したものと等価である。本発明の場合、アンテナ端子とGSM TX送信端子から見た各インピーダンスが通過特性に影響を与える。したがって、通過特性を向上させるためには、端子間の諸回路を調整し各インピーダンスを調整することにより所望特性を得ることになる。しかしながら、アンテナ端子は他経路の端子とも接続されているため、他経路のインピーダンスの影響を受けることがある。ただし、前述したように、回路的工夫や動作モードによって、不要経路、端子を開放(高インピーダンス)に見せて、アンテナ端子に影響を与えないようにしている。従来の制御方法では、EGSM TX送信モード時にはアンテナから見たGSM TX（TX1）とDCS RX（RX2）側の経路のインピーダンスは50 Ωに見え、DCS経路のインピーダンスが少なからずこのモードの送信特性に影響を及ぼし、高調波発生量にも影響を与える。ところが本発明の制御ロジックではコントロール回路VC3からも正の電圧を付与するので、PCS RX（RX3）側はON状態となり、DCS経路に代わってPCS RX経路側のインピーダンスが50 Ωに見える。つまり、上記と同等の理由で、PCS経路のインピーダンスが送信特性に影響を与えるようになる。このとき、DCS側経路よりもPCS側経路のインピーダンスまたは位相の状態が良いため、高調波が抑制される(2倍波減衰量が増大する)。

ここで、2倍波減衰量をより増大するには、伝送線路LD2を調整することが効果的であることが分かった。DCS側経路よりPCS側経路のインピーダンス整合がとり易い理由は、前述のようにDCS受信経路はアンテナ端子から伝送線路を介してDCS RX受信端子まで直結されているように見えている。つまり、調整手段は線路長および線路幅しかなく、λ/4長、かつ、ほぼ50Ωを意識しながら調整することを前提とすれば、ほとんど調整範囲がない。仮に線路長、線路幅が多少調整できたとして、更にコンデンサ等の素子を追加しても、DCS受信特性に及ぼす影響が大きく、例えば、通過損失の増加、アイソレーションの劣化が懸念される。一方、PCS側経路は伝送線路LD２を主に調整するため、通過経路の線路ではなく、並列経路の線路であるため、その長さや幅を適宜調整し、アンテナ端子から見たGSM2倍波帯のインピーダンスを調整したとしても、PCS受信特性に及ぼす影響は小さい。具体的には、伝送線路LD2の長さを長く調整するとアンテナ端子から見たGSM2倍波帯のインピーダンスはスミスチャートで時計回りに回転する。また、幅を細く調整するとスミスチャート中央に近づく。もちろん、調整方向を逆にすると、インピーダンスの動きも逆となる。これらを組み合わせることにより、アンテナ端子から見たGSM2倍波帯のインピーダンスを細かに調整することが可能であることが判った。また、伝送線路ではなく、インダクタ等でも調整することも可能である。この場合、スミスチャートの半径方向の動きは調整できるが、位相回転方向の調整が若干しかできない。このため、コンデンサ等との組合せによって回転調整を補う必要がある。また、例えば、伝送線路LP２の調整でも回転調整は可能である。

[1] 第１の実施例
図１は図５と同じ高周波スイッチモジュールの等価回路を示す図であり、図２は図１の高周波スイッチモジュールにおける2倍波減衰量を示す特性線図である。図６と同じ素子には同じ符号を付し、異なる部分を中心に説明する。

図１において、第1のフィルタ回路F1と第2のフィルタ回路F2からなる分波器（ダイプレクサDip）は、伝送線路LL1〜LL3、コンデンサCL1及び伝送線路LH1、コンデンサCH1〜CH3により構成される。伝送線路LL2とコンデンサCL1は直列共振回路を形成し、DCS帯域（送信周波数：1710〜1785 MHz、受信周波数：1805〜1880 MHz）及びPCS帯域（送信周波数：1850〜1910 MHz、受信周波数：1930〜1990 MHz）に共振周波数を有する。本実施例では、両者の減衰極は1.8 GHzにある。また伝送線路LH1とコンデンサCH1は直列共振回路を形成し、EGSM帯域（送信周波数：880〜915 MHz、受信周波数：925〜960 MHz）に共振周波数を有する。本実施例では、両者の減衰極は0.9 GHzにある。この回路により、EGSM系の信号とDCS／PCS系の信号とを分波又は合成することができる。伝送線路LL1、LL3はDCS／PCS系の信号の周波数にとって高インピーダンスになる長さに設定するのが好ましい。これによりDCS／PCS系の信号がEGSM系の経路へ伝送しにくくなる。なお、伝送線路LL3は省略しても良い。逆にコンデンサCH2、CH3はEGSM系の信号の周波数にとって高インピーダンスになるように比較的小さい容量値に設定されるのが好ましい。これによりEGSM系の信号がDCS／PCS系の経路へ伝送しにくくなる。なお、コンデンサCH3は図６に示すコンデンサCF4を兼ねる。

第１のスイッチ回路SW1は、コンデンサCG1、CG6、伝送線路LG1、LG2、ダイオードDG1、DG2、及び抵抗R1により構成される。伝送線路LG1、LG2はEGSMの送信周波数帯においてλ/4共振器となる長さに設定されている。ただし、伝送線路LG1はEGSMの送信周波数においてグランドレベルがオープン（高インピーダンス状態）に見える程度のチョークコイルで代替可能である。この場合、チョークコイルのインダクタンスは約10〜100 nHが望ましい。抵抗R1はコントロール回路VC1がHigh状態で第1及び第2のダイオードDG1、DG2に流れる電流を決定する。本実施例では抵抗R1は100 Ω〜200 Ωであるのが好ましい。コンデンサCG1、CG6はコントロール電源のDCカットのために必要である。コントロール回路VC1がHighの時にはダイオードDG2には接続ワイヤ等の寄生インダクタンスが存在するため、これを打ち消すようにコンデンサCG6と直列共振させる。CG6の容量値は適宜設定することができる。

第２のスイッチ回路SW2は、コンデンサCP5、CP6、CP9、CDP2、伝送線路LP1、LP2、LD1、LD2、ダイオードDP1、DP2、DD1、DD2、及び抵抗R2、R3により構成される。伝送線路LP1、LP2、LD1、LD2はDCS／PCSの信号の周波数においてλ/4共振器となる長さに設定される。各伝送線路LP1、LD2はそれぞれ、DCSの送信周波数、PCSの送信周波数においてグランドレベルがオープン（高インピーダンス状態）に見える程度のチョークコイルで代替可能である。この場合、チョークコイルのインダクタンスは約5〜60 nHが望ましい。抵抗R2はコントロール回路VC2がHigh状態で第３及び第４のダイオードDP1、DP2に流れる電流を決定する。本実施例では抵抗R2は100 Ω〜200 Ωであるのが好ましい。抵抗R3はコントロール回路VC3がHigh状態で第５及び第６のダイオードDD1、DD2に流れる電流を決定する。本実施例では抵抗R3は100 Ω〜2 kΩであるのが好ましい。コンデンサCP6、CP5、CDP2はコントロール電源のDCカットのために必要である。またコントロール回路VC2がHighの時にはダイオードDP2には接続ワイヤ等の寄生インダクタンスが存在するため、容量CP6と直列共振するようにCP6の容量値を設定する。

ダイオードDG1、DG2、DP1、DP2は約8 mAの消費電流のもので良いが、大電力を通さない受信経路のダイオードDD1、DD2は1 mA以下、例えば約0.8 mAと低消費電力型のものが望ましい。

第１のローパスフィルタLPF1は、伝送線路LG3及びコンデンサCG3、CG4、CG7より構成されるπ型のローパスフィルタである。伝送線路LG3とCG7は並列共振回路を構成し、その共振周波数はEGSMの送信周波数の２倍又は３倍の周波数に設定するのが好ましい。本実施例では、３倍の2.7 GHzに設定した。以上の構成により、パワーアンプから入力されるEGSM側の送信信号に含まれる高調波歪みが除去される。

図示の例では、第１のローパスフィルタLPF1は第１の高周波スイッチSW1の第１のダイオードDG1と伝送線路LG1の間にあるが、ダイプレクサDipと第１の高周波スイッチSW1との間に配置しても良く、また伝送線路LG1とEGSM送信端子Tx1との間に配置しても良い。第１のローパスフィルタLPF1のグランドに接続するコンデンサCG3、CG4を伝送線路LG1と並列に配置すれば、並列共振回路が構成され、伝送線路LG1の線路長をλ/４より短くでき、またチョークコイルのインダクタンスを小さくすることができる。

第２のローパスフィルタLPF2は、伝送線路LP3及びコンデンサCP3、CP4、CP7より構成されるπ型のローパスフィルタである。伝送線路LP3とコンデンサCP7は並列共振回路を構成し、その共振周波数はDCS／PCS送信周波数の２倍又は３倍の周波数に設定する。本実施例では２倍の3.6 GHzに設定した。以上の構成により、パワーアンプから入力されるDCS／PCS側の送信信号に含まれる高調波歪みが除去される。

図示の例では、第２のローパスフィルタLPF2は第２の高周波スイッチSW2のダイオードDP1と伝送線路LP1との間にあるが、第１のローパスフィルタLPF1と同様に、ダイプレクサDipと第２の高周波スイッチSW2との間に配置しても良く、伝送線路LP1とDCS/PCS送信端子Tx2との間に配置しても良い。

第1及び第2のローパスフィルタLPF1、LPF2の上記配置は回路設計上好ましいが、必須ではない。ローパスフィルタは送信信号が通過するダイプレクサ〜送信端子間に設けてあれば良い。

EGSM系をさらにGSM850（送信周波数：824〜849 MHz、受信周波数：869〜894 MHz）とEGSMに分けて、クワッドバンド対応とすることもできる。この場合、送信系は共通端子を用いることができ、受信系は前記トリプルバンド対応アンテナスイッチのEGSM受信端子部にGSM850とEGSMを切り替えるスイッチを接続することにより構成できる。また前記スイッチの代わりにGSM850、EGSM帯のλ/4共振器である伝送線路を用いて、両者間の周波数を分けてもクワッドバンド対応にすることができる。この場合でも、本発明による制御方法で同等の効果を得ることができる。

本実施例の高周波スイッチモジュールにおける第１〜第３のコントロール回路VC1〜VC3によるダイオードスイッチの制御ロジックは、(A) DCS／PCS TXモード、(B) DCS RXモード、(C) PCS RXモード、及び(D) EGSM RXモードの場合には表1に示す従来の制御ロジックと同じであるが、(E) EGSM TXモードの場合には異なる。そこで(A)〜(D) のモードの場合については説明を省略し、EGSM TXモードの場合について以下詳述する。

EGSM TXモードにおいて、第１の送信回路TX1と第１のフィルタ回路F1とを接続する場合、コントロール回路VC1から正の電圧を与える。正の電圧はコンデンサCG6、CG5、CG4、CG3、CG2及びCG1により直流分がカットされて、ダイオードDG2及びDG1を含む回路に印加される。その結果、ダイオードDG2及びDG1はON状態となる。ダイオードDG1がON状態となることにより、第１の送信回路TX1と入出力端子IP1の間のインピーダンスは低くなる。またON状態となったダイオードDG2及びコンデンサCG6により伝送線路LG2は高周波的に接地されて共振し、入出力端子IP1から第１の受信回路RX1を見たインピーダンスは非常に大きくなる。その結果、第１の送信回路TX1から来る送信信号は第１の受信回路RX1に漏洩することなく、第１のフィルタ回路F1に伝送される。

コントロール回路VC1から正の電圧を与えると同時に、コントロール回路VC3から正の電圧を与える。この時、コントロール回路VC2の電圧は０のままとする。コントロール回路VC3から与えられた正の電圧により、ダイオードDD1及びDD2がON状態となる。またダイオードDP1、DP2はOFF状態のままであるから、結局PCS RXモードと同様の動作となる。しかし、第2のフィルタ回路F2からの受信信号はここでは元々伝送されない。以上の制御ロジックをまとめると表２のようになる。

EGSM TXモード時にはコントロール回路VC1とVC3から正の電圧を与えHigh状態とする。このように１つの制御モードに二つのコントロール回路を制御すると、ON状態となるダイオードが増えるので、それだけ高調波を抑制することができる。すなわち、EGSM TXモード時にはパワーアンプ(ハイパワーアンプと記載するときもある)からの送信信号はダイプレクサDipを介してアンテナANTから放射されるが、一部の信号が第２のスイッチ回路SW2側へ漏れてＯＦＦ状態のダイオード（DP1、DP2、DD1、DD2）を歪ませ、高調波ノイズが発生する場合がある。全てのダイオードをＯＮ状態にすれば歪は解消されるが、一方でパワーアンプから漏れた高調波ノイズが別経路を通ってアンテナから放射されてしまう問題が発生する。そこで、第２のスイッチ回路SW2を構成するダイオードのうち消費電力の低いダイオードDD1及びDD2をON状態とすることによりダイオードの歪からくる高調波ノイズの発生を抑制したものである。

また、EGSM TXモード時にPCS RXモードが起動した状態となるが、このようなモードはインピーダンス調整の点から見ると、より望ましい状態であると言える。よって、高周波スイッチモジュール全体の2倍波減衰量が増大する。図２(a) は本発明の制御ロジックを用いた場合のEGSM TXモード時の2倍波減衰量を示し、図2(b) は従来の制御ロジックを用いた場合のEGSM TXモード時の2倍波減衰量を示す。特に2倍波帯の高域において、従来の制御ロジック（図２(b)）の場合の減衰量が約−40 dBであるのに対し、本発明の制御ロジック（図２(a)）では約−50 dBの減衰量が得られる。

表２において、DCS／PCS TXモード時のVC3の制御ロジックでHigh状態が括弧内に記載されているのは、DCS／PCS TX端子からDCS RX端子へのアイソレーションを向上させるために、DCS／PCS TXモード時に第２のコントロール回路のVC3をON状態とすることがあるからである。このようにすると、出力端子IP3からDCS RX端子（第２の受信回路RX2）を見たインピーダンスは非常に大きくなる。その結果、DCS／PCS TX端子（第２の送信回路TX2）から来る送信信号はDCS RX端子（第２の受信回路RX2）に漏洩することなく、第２のフィルタ回路F2に伝送され、アンテナANTから放射される。トリプルバンド対応のアンテナスイッチ回路では、PCS TX帯域とDCS RX帯域とで使用する通信帯域が一部重なるため、DCS／PCS TX端子からDCS RX端子へのアイソレーションは重要である。

[2] 第２の実施例
携帯電話の小型軽量化の要求は大きく、複数の部品のモジュール化が進められている。上記高周波スイッチモジュールは、１つのアンテナを共有する３つの送受信システムを切替えるいわゆるトリプルバンド型アンテナスイッチモジュールあるいはクワッドバンド型アンテナスイッチモジュールとして使用することができる。この場合、分波回路のLC回路、ローパスフィルタのLC回路及びスイッチ回路を構成する伝送線路を、各誘電体グリーンシート上に形成した電極パターンにより構成し、電極パターンを有する複数のグリーンシートを積層して積層体を形成するとともに、ダイオードやLC回路等のチップ素子を積層体上に搭載し、ワンチップ型部品とするのが好ましい。

本実施例では、上記高周波スイッチモジュール（アンテナスイッチモジュール）とハイパワーアンプ（高周波増幅器）とを一体的にモジュール化する。DC電力の大部分を消費するハイパワーアンプは、DC-RF電力変換効率（電力付加効率とも言う）が高く、小型であることが求められる。この場合も挿入損失の低減や高調波減衰量を高めることが高効率化にとって重要であるので、上記制御ロジックを用いることができる。

図３はハイパワーアンプの回路を示す。例えば、高周波増幅器の整合回路の出力端子Ｐ0を、図１に示すアンテナスイッチモジュールのEGSM Txの送信端子Ｐ1に接続し、増幅した送信信号をアンテナスイッチ側に送る。出力端子P0には、直流カットコンデンサCa2を介して、伝送線路ASL1の一端が接続している。伝送線路ASL1には一端が接地されたコンデンサCa3、Ca4が接続され、出力整合回路を構成する。伝送線路ASL1の他端は、半導体素子の一種である電界効果スイッチングトランジスタ（FET）Q1のドレインDに接続されている。またFET Q1のソースは接地され、ゲートはバイポーラスイッチング素子（B-Tr）Q2のコレクタに接続されている。

伝送線路ASL1の他端と電界効果スイッチングトランジスタFET Q1のドレインDとの接続点は、λ/４ストリップライン等からなるインダクタンス素子SL1とコンデンサCa5との直列回路を介して接地され、インダクタSL1とコンデンサCa5との接続点はドレイン電圧端子Vdd1に接続されている。また電界効果スイッチングトランジスタFET Q1のゲートとバイポーラスイッチング素子（B-Tr）Q2のコレクタとの接続点は、コンデンサCa6を介して接地されるとともに、ゲート電圧端子Vgにも接続されている。

バイポーラスイッチング素子Q2のエミッタは接地され、ベースは伝送線路SL3の一端に接続されている。バイポーラスイッチング素子Q2のコレクタは、ストリップライン等からなるインダクタSL2とコンデンサCa7との直列回路を介して接地され、インダクタSL2とコンデンサCa7との接続点はコレクタ電圧端子Vcに接続されている。またインダクタSL2とコンデンサCa7との接続点は、バイポーラスイッチング素子Q2のベースと伝送線路SL3の一端との接続点にも接続されている。伝送線路SL3の他端は、コンデンサCa8を介して接地されるとともに、入力端子Pinに接続されている。

図１及び図３の等価回路において、伝送線路及びインダクタはストリップラインにより構成することが多いが、マイクロストリップライン、コプレーナガイドライン等により構成しても良い。トランジスタQ1をFETとし、トランジスタQ2をB-Trとしたが、それぞれSi-MOSFET、GaAs FET、Siバイポーラトランジスタ、GaAs HBT（ヘテロ接合バイポーラトランジスタ）、HEMT（高電子移動度トランジスタ）等の他のトランジスタでも良い。もちろん、複数のトランジスタを集積化したMMIC(モノリシックマイクロ波集積回路)を用いても良い。本実施例では伝送線路SL3とトランジスタQ2とを直接接続しているが、抵抗を介して接続しても良い。

図４は、図１のアンテナスイッチモジュールと図３のパワーアンプとを１つの積層体内に収めた全15層からなる積層モジュールのうち、上部の第１〜第３層、中間の第７〜第８層、及び下部の第13〜第15層の誘電体グリーンシートを示す。シート(1) は最上層で、シート(15) は最下層（裏面）である。

誘電体グリーンシートは、950℃以下の低温焼成が可能なLTCC材料からなるのが好ましい。例えば、10〜60質量％（Al₂O₃換算）のAl、25〜60質量％（SiO₂換算）のSi、7.5〜50質量％（SrO換算）のSr、及び20質量％以下（TiO₂換算）のTiを主成分とし、主成分100質量％に対して、0.1〜10質量％（Bi₂O₃換算）のBi、0.1〜５質量％（Na₂O換算）のNa、0.1〜５質量％（K₂O換算）のＫ、0.01〜５質量％（CuO換算）のCu、及び0.01〜５質量％（MnO₂換算）のMnを含有する誘電体組成物が好ましい。

伝送線路や容量を形成しやすいように、グリーンシートの厚さは40〜200μｍであるのが好ましい。電極パターンは銀系ペーストにより形成するのが好ましい。各グリーンシートに伝送線路やコンデンサ用の電極パターンを形成し、適宜スルーホールを設けて回路を構成する。電極パターンを形成したグリーンシートを順次積層した後圧着し、例えば950℃で焼成することにより高周波部品が複合化された積層体モジュールが得られる。積層体の大きさは横10 mm×縦8 mm×高さ0.75 mm程度であり、積層体の上面にはダイオードやトランジスタ及びチップインダクタ、チップコンデンサ、抵抗体等のチップ素子を搭載し、その上に金属ケース（図示せず）を被せる。完成品の全高は、例えば約1.8 mmである。金属ケースの代わりに、樹脂封止パッケージとしても良く、この場合の全高は例えば約1.5 mmである。

積層体内のアンテナスイッチモジュール部としては、上部層に分波器及びローパスフィルタを構成する伝送線路LL1、LL2、LL3、LH1等の電極パターンが主に形成されており、中間層に分波器、スイッチ回路及びローパスフィルタを構成するコンデンサCL1、CH1、CG6、CDP2等の電極パターンが主に形成されており、下部層にスイッチ回路を構成する伝送線路LG1、LG2、LP1、LP2、LD2、LD1等の電極パターンが主に形成されている。また高周波増幅器部としては、上部層に初段整合回路の伝送線路の電極パターンが主に形成されており、中間層に初段、後段整合回路のコンデンサの電極パターンが主に形成されており、下部層にサーマルビアや後段整合回路の伝送線路、電圧供給ラインの電極パターンが主に形成されている。グランド電極G1、G2、G3、G4、G5及びG6は第2、3、8、13、14及び15層にそれぞれ設けられている。なお、表４には全てのグランド電極、伝送線路及びコンデンサが表示されていない。積層体に搭載するか外付けする部品としては、上記のように、ダイオードDG1〜DD2、トランジスタQ1〜Q3、チップコンデンサCG1、CP5、Ca5〜Ca7、抵抗体R1〜R3等がある。

高周波増幅器とアンテナスイッチモジュールの接続部は上層に形成されている。相互干渉を避けるために、グリーンシート1の伝送線路ASL1（パワーアンプの線路）とグリーンシート2の伝送線路ASL2（アンテナスイッチモジュールの引廻し線路）とは異なる層に上下に重ならないように配置されている。本実施例では両者間に位相調整用のハイパスフィルタが介在しているが、そのLC回路はチップインダクタとチップコンデンサで構成されており、積層体上面に搭載されている。これにより、積層体モジュールを作成した後でも位相調整できる。

図４に示すように、この積層モジュールでは、パワーアンプを構成する電極パターンは左側領域に、アンテナスイッチモジュールを構成する電極パターンは右側領域に形成されており、積層される全てのグリーンシートは２つの領域に区分されている。第1層の左右領域の間にシールド電極列SGが設けられており、シールド電極列SGと積層方向に整合するように全グリーンシートにスルーホール電極列HGが設けられている。スルーホール電極列HGは、シールド電極列SGから3層目のグランド電極G2、8層目のグランド電極G3、13層目のグランド電極G4、及び最下層のグランド電極G6に接続しており、両高周波部品間の相互干渉を抑制するとともに、上下方向にある電極パターン間の相互干渉も抑制している。

上記積層モジュールでは、シールド電極列SG及び／又はグランド電極とスルーホール電極列HGによる遮蔽効果により、両高周波部品間のノイズ等の相互干渉が無くなり、パワーアンプの発振等の不安定動作が防止されている。また必要な信号（送信信号）と不要な信号とのスプリアス発生を抑えることができ、通過特性の悪化を防止できる。さらに高周波部品を１つの積層体の中に集約したので、積層体の占有面積は、従来のパワーアンプとアンテナスイッチを別々に基板に実装した場合に比べて約50％小さい。このため、携帯電話等の通信機に搭載する際の小型軽量化のニーズに答えることができる。

本発明の実施例を図面を参照して説明したが、本発明はそれに限定されず、本発明の技術的思想の範囲内で種々の変更をすることができる。例えば、図１におけるダイオードの極性を逆にし、コントロール電圧として負の電圧を与えてスイッチ制御することも可能である。また特性及び搭載場所が確保できる限り、伝送線路をチップ素子に置き替えても良い。

上記実施例では高周波増幅器の半導体チップに出力電力をモニタする機能が複合化されているが、カプラ回路により電力を検出する構成にしても良い。即ち、アンテナスイッチモジュールと高周波増幅器の間にカプラ回路やアイソレータ回路を備えても良く、また受信系経路にSAWフィルタを挿入し、アンテナANTからの受信信号のうち不要周波数成分を除去し、必要成分だけをローノイズアンプに送るようにしても良く、そのSAWフィルタは積層モジュール上に搭載しても良い。

本発明は、上記以外に、PDC800帯域(810〜960 MHz)、GPS帯域(1575.42 MHz)、PHS帯域(1895〜1920 MHz)、Bluetooth帯域(2400〜2484 MHz)や、米国で普及が見込まれるCDMA2000、中国で普及が見込まれるTD-SCDMA、欧州で普及が見込まれるW-CDMA等を組み合わせた３バンドアンテナスイッチ回路にも適用できる。

本発明の高周波スイッチモジュール及びその制御方法によれば、ダイオードスイッチのインピーダンスマッチング特性を有利に利用し、高い高調波減衰レベルを達成することができる。高周波スイッチモジュールの部品、又はそれらと高周波増幅器の部品を１つの積層体内外に複合化することにより、小型軽量化と高集積化が図られ、携帯電話等の移動体通信機器に有用な積層体モジュールが得られる。

本発明の高周波スイッチモジュールの一例の等価回路を示す図である。 (a)本発明の制御ロジックにおけるEGSM TXモードの時の2倍波減衰量を示す特性線図である。(b)従来の制御ロジックにおけるEGSM TXモードの時の2倍波減衰量を示す特性線図である。 パワーアンプの回路の一例の等価回路を示す図である。 本発明の高周波スイッチモジュールを構成する積層体の一例のグリーンシートを示す分解図である。 トリプルバンドに対応した従来の高周波スイッチモジュールを示すブロック図である。 従来の高周波スイッチモジュールの一例の回路を示す図である。

符号の説明

DG1、DG2、DP1、DP2、DD1、DD2：ダイオードスイッチ
LG1、LG2、LG3、LP1、LP2、LP3、LD1、LD2：伝送線路
LH1、LL1、LL2、LL3：伝送線路
CG1、CG2、CG3、CG4、CG5、CG6、CG7：コンデンサ
CP2、CP3、CP4、CP5、CP6、CP7、CP9：コンデンサ
CDP1、CDP2、CDP3：コンデンサ
R1、R2、R3：抵抗
VC1、VC2、VC3：電圧コントロール回路
ASM：アンテナスイッチモジュール（高周波スイッチモジュール）
HPA：ハイパワーアンプ（高周波増幅器）
Dip：ダイプレクサ（分波器）
SW：スイッチ回路
LPF：ローパスフィルタ回路

Claims (6)

1. アンテナに入射した信号を第１の送受信系の受信信号と第２及び第３の送受信系の受信信号とに分波する第１及び第２のフィルタ回路F1、F2からなる分波回路と、第１のフィルタ回路F1の後段に配置され、コントロール回路VC1から供給される電圧により第１の送受信系の送信回路TX1と受信回路RX1とを切り替える第１のスイッチ回路SW1と、第２のフィルタ回路F2の後段に配置され、コントロール回路VC2、VC3から供給される電圧により第２及び第３の送受信系の送信回路TX2と第２の送受信系の受信回路RX2と第３の送受信系の受信回路RX3とを切り替える第２のスイッチ回路SW2とを有する高周波スイッチモジュールであって、
   前記第１のスイッチ回路SW1は、第１の送受信系の受信信号が入力するとともに送信信号を出力する入出力端子IP1と、第１の送受信系の送信回路TX1からの送信信号が入力する接続端P13と、第１の送受信系の受信信号を受信回路RX1へ出力する接続端P16と、前記入出力端子IP1と接続端P13との間に配置された第１のダイオードDG1と、接続端P13とアースとの間に設けられた第１のインダクタンス素子LG1と、前記入出力端子IP1と接続端P16との間に設けられた第２のインダクタンス素子LG2と、接続端P16とアースとの間に設けられた第２のダイオードDG2とを有し、
   前記第２のスイッチ回路SW2は、第２及び第３の送受信系の受信信号が入力するとともに送信信号を出力する入出力端子IP2と、第２及び第３の送受信系の送信回路TX2からの送信信号が入力する接続端P7と、第２及び第３の送受信系の受信信号を出力する出力端子IP3と、第２の送受信系の受信信号を受信回路RX2へ出力する接続端P9と、第３の送受信系の受信信号を受信回路RX3へ出力する接続端P10と、前記入出力端子IP2と接続端P7との間に配置された第３のダイオードDP1と、接続端P7とアースとの間に設けられた第３のインダクタンス素子LP1と、前記入出力端子IP2と出力端子IP3との間に設けられた第４のインダクタンス素子LP2と、出力端子IP3とアースとの間に設けられた第４のダイオードDP2と、前記出力端子IP3と接続端P9との間に設けられた第５のインダクタンス素子LD1と、接続端P9とアースとの間に設けられた第５のダイオードDD1と、前記出力端子IP3と接続端P10との間に配置された第６のダイオードDD2と、接続端P10とアースとの間に設けられた第６のインダクタンス素子LD2とを有し、
   前記第１の送受信系の送信回路TX1と入出力端子IP1とを接続するには、前記第１のダイオードDG1と前記第２のダイオードDG2と、前記第５のダイオードDD1と、前記第６のダイオードDD2とをON状態にし、
   さらに、前記第３の送受信系の受信回路RX3側のインピーダンスを調整し、これによりアンテナ端子における受信回路RX3の周波数帯(第１の送信時に減衰したい2倍波帯に相当)近辺のインピーダンスを調整してなることを特徴とする高周波スイッチモジュール。
2. 前記第６のインダクタンス素子LD2の定数を調整することにより前記第３の送受信系の受信回路RX3側のインピーダンスを調整することを特徴とする請求項１に記載の高周波スイッチモジュール。
3. 請求項１または２に記載の高周波スイッチモジュールにおいて、前記分波回路はLC回路により構成され、前記第１及び第２のスイッチ回路はスイッチング素子からなり、前記スイッチ回路の各送信系はLC回路により構成されたローパスフィルタを有し、前記分波回路のLC回路、前記ローパスフィルタのLC回路及び前記スイッチ回路のインダクタンス素子の少なくとも一部は、積層体を構成する誘電体層に形成された電極パターンにより構成され、前記スイッチング素子及び前記LC回路の一部を構成するチップ素子は前記積層体上に搭載されていることを特徴とする高周波スイッチモジュール。
4. 請求項３に記載の高周波スイッチモジュールにおいて、さらに前記積層体に一体的に構成された高周波増幅器部を有し、前記高周波増幅器部は少なくとも半導体素子と電圧供給回路と整合回路とを有し、前記電圧供給回路と前記整合回路とを構成するインダクタンス素子及びLC回路の少なくとも一部は、前記誘電体層に形成された電極パターンにより構成され、前記半導体素子及び前記LC回路の一部を構成するチップ素子は前記積層体上に搭載されていることを特徴とする高周波スイッチモジュール。
5. アンテナに入射した信号を第１の送受信系の受信信号と第２及び第３の送受信系の受信信号とに分波する第１及び第２のフィルタ回路F1、F2からなる分波回路と、第１のフィルタ回路F1の後段に配置され、コントロール回路VC1から供給される電圧により第１の送受信系の送信回路TX1と受信回路RX1とを切り替える第１のスイッチ回路SW1と、第２のフィルタ回路F2の後段に配置され、コントロール回路VC2、VC3から供給される電圧により第２及び第３の送受信系の送信回路TX2と第２の送受信系の受信回路RX2と第３の送受信系の受信回路RX3とを切り替える第２のスイッチ回路SW2とを有する高周波スイッチモジュールを制御する方法であって、前記第１のスイッチ回路SW1に前記コントロール回路VC1から正の電圧を与えることにより、前記第１の送受信系の送信回路TX1とアンテナを接続すると同時に、前記コントロール回路VC3から正の電圧を与え、
   さらに、前記第３の送受信系の受信回路RX3側のインピーダンスを調整し、これによりアンテナ端子における受信回路RX3の周波数帯(第１の送信時に減衰したい2倍波帯に相当)近辺のインピーダンスを調整していることを特徴とする高周波スイッチモジュールの制御方法。
6. 請求項１〜４に記載の高周波スイッチモジュールあるいは請求項５に記載の高周波スイッチモジュールの制御方法を用いたことを特徴とする通信装置。
   

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