JP2006226992A - 電圧−周波数変換装置、電圧−周波数変換装置の基準電圧変更方法 - Google Patents
電圧−周波数変換装置、電圧−周波数変換装置の基準電圧変更方法 Download PDFInfo
- Publication number
- JP2006226992A JP2006226992A JP2005351759A JP2005351759A JP2006226992A JP 2006226992 A JP2006226992 A JP 2006226992A JP 2005351759 A JP2005351759 A JP 2005351759A JP 2005351759 A JP2005351759 A JP 2005351759A JP 2006226992 A JP2006226992 A JP 2006226992A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- resistor
- capacitor
- current
- charging
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Withdrawn
Links
Images
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K3/00—Circuits for generating electric pulses; Monostable, bistable or multistable circuits
- H03K3/02—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses
- H03K3/023—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use of differential amplifiers or comparators, with internal or external positive feedback
- H03K3/0231—Astable circuits
-
- F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
- F24—HEATING; RANGES; VENTILATING
- F24F—AIR-CONDITIONING; AIR-HUMIDIFICATION; VENTILATION; USE OF AIR CURRENTS FOR SCREENING
- F24F13/00—Details common to, or for air-conditioning, air-humidification, ventilation or use of air currents for screening
- F24F13/32—Supports for air-conditioning, air-humidification or ventilation units
-
- F—MECHANICAL ENGINEERING; LIGHTING; HEATING; WEAPONS; BLASTING
- F24—HEATING; RANGES; VENTILATING
- F24F—AIR-CONDITIONING; AIR-HUMIDIFICATION; VENTILATION; USE OF AIR CURRENTS FOR SCREENING
- F24F1/00—Room units for air-conditioning, e.g. separate or self-contained units or units receiving primary air from a central station
- F24F1/06—Separate outdoor units, e.g. outdoor unit to be linked to a separate room comprising a compressor and a heat exchanger
- F24F1/60—Arrangement or mounting of the outdoor unit
- F24F1/62—Wall-mounted
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Chemical & Material Sciences (AREA)
- Combustion & Propulsion (AREA)
- Mechanical Engineering (AREA)
- General Engineering & Computer Science (AREA)
- Dc-Dc Converters (AREA)
- Measurement Of Current Or Voltage (AREA)
- Manipulation Of Pulses (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
【課題】良好な電圧−周波数変換精度を保持する。
【解決手段】コンデンサの充電を行うための可変電流源と、第1電圧を印加するための第1抵抗と、第2電圧を印加するための第2抵抗と、を有し、可変電流源の電流量を、第1電圧及び第2電圧の差電圧に応じた電流量に調整する電流量調整回路と、コンデンサの一端側に発生する充電電圧と基準電圧との大小を比較する比較回路と、充電電圧が基準電圧を超えたときの比較部の比較結果に応じて、コンデンサの放電を行う放電回路と、を有し、比較回路から第1電圧及び第2電圧の差電圧に応じた周波数信号を発生する電圧−周波数変換装置であって、第1抵抗又は第2抵抗の抵抗値が温度特性に依存して変化した場合、比較回路からの周波数信号の周波数を一定とするために、基準電圧を第1抵抗又は第2抵抗の抵抗値の変化に応じた値に変更する基準電圧制御回路、を備えたことを特徴とする。
【選択図】図1
【解決手段】コンデンサの充電を行うための可変電流源と、第1電圧を印加するための第1抵抗と、第2電圧を印加するための第2抵抗と、を有し、可変電流源の電流量を、第1電圧及び第2電圧の差電圧に応じた電流量に調整する電流量調整回路と、コンデンサの一端側に発生する充電電圧と基準電圧との大小を比較する比較回路と、充電電圧が基準電圧を超えたときの比較部の比較結果に応じて、コンデンサの放電を行う放電回路と、を有し、比較回路から第1電圧及び第2電圧の差電圧に応じた周波数信号を発生する電圧−周波数変換装置であって、第1抵抗又は第2抵抗の抵抗値が温度特性に依存して変化した場合、比較回路からの周波数信号の周波数を一定とするために、基準電圧を第1抵抗又は第2抵抗の抵抗値の変化に応じた値に変更する基準電圧制御回路、を備えたことを特徴とする。
【選択図】図1
Description
本発明は、例えば二次電池に充電されている残量電圧を検出するために好適である、電圧−周波数変換装置、電圧−周波数変換装置の基準電圧変更方法に関する。
===従来の電圧−周波数変換装置の構成===
<<<全体構成>>>
図5を参照しつつ、従来の電圧−周波数変換装置の一構成例について説明する。図5は、従来の電圧−周波数変換装置の一構成例を示す回路ブロック図である。
<<<全体構成>>>
図5を参照しつつ、従来の電圧−周波数変換装置の一構成例について説明する。図5は、従来の電圧−周波数変換装置の一構成例を示す回路ブロック図である。
図5に示す電圧−周波数変換装置100は、誤差増幅器102、電流源IA、可変電流源IB、IC、抵抗RA、RB、P型MOSFET104、106、基準電圧源108、コンパレータ110、コンデンサ112、スイッチ素子114、制御ロジック回路116を有するものである。
電流源IA、抵抗RA、及びP型MOSFET104のソース・ドレインは電源VDDと接地との間に直列接続されている。P型MOSFET104のゲートに電圧VIN(−)が印加されるとともに抵抗RAに電流源IAからの電流が供給されることによって、抵抗RAの一端には電圧V1が発生する。この電圧V1の値は、電圧VIN(−)の値によって定まる電圧である。一方、可変電流源IB、抵抗RB、P型MOSFET106は電源VDDと接地との間に直列接続されている。P型MOSFET106のゲートに電圧VIN(+)が印加されるとともに抵抗RBに可変電流源IBからの電流が供給されることによって、抵抗RBの一端には電圧V2が発生する。この電圧V2の値は、電圧VIN(+)の値によって定まる電圧である。
誤差増幅器102の一方の入力は電圧V1が発生する抵抗RAの一端と接続され、他方の入力は電圧V2が発生する抵抗RBの一端と接続される。即ち、誤差増幅器102は、電圧V2を電圧V1と等しくするための負帰還動作を、電圧V1及び電圧V2の差電圧に応じて行う。可変電流源IBは誤差増幅器102からの出力電圧で制御されて電流量が調整される。ここで、電圧V2を電圧V1と等しくすべく誤差増幅器102が可変電流源IBに対して負帰還動作を行っている場合において、例えば、電圧VIN(+)が電圧VIN(−)より低くなることに伴って、電圧V2が電圧V1よりも低く且つ電圧V1及び電圧V2の差電圧が大きくなった場合、誤差増幅器102は、このとき発生した電圧V1及び電圧V2の差電圧をゼロとすべく、可変電流源IBの電流を現時点での電流よりも大きくするための出力電圧を発生する。
可変電流源ICから発生する電流量は、誤差増幅器102の出力電圧に応じて制御される。即ち、誤差増幅器102が可変電流源IBの電流を大きくするための出力電圧を発生すると、可変電流源ICはこの出力電圧に従ってより大きい電流を発生する。可変電流源IC及びコンデンサ112は、電源VDDと接地との間に直列接続されており、コンデンサ112は、可変電流源ICから発生する電流を充電することとなる。即ち、コンデンサ112は、可変電流源ICから発生する電流が大きい程、急速な充電を行うことが可能となり、一方、可変電流源ICから発生する電流が小さい程、低速な充電を行うことが可能となる。
コンパレータ110は、コンデンサ112の非接地側の一端に発生する充電電圧と、基準電圧源108から発生する一定の基準電圧VREFとを比較するものである。図5においては、コンパレータ110の+(非反転入力)端子にはコンデンサ112の充電電圧が印加され、コンパレータ110の−(反転入力)端子には基準電圧VREFが印加されている。そのため、コンパレータ110は、コンデンサ112の充電電圧が基準電圧VREFより小さい場合にはローレベルを出力し、コンデンサ112の充電電圧が基準電圧VREFを超えた場合にはハイレベルを出力する。即ち、コンパレータ110は、電圧V1及び電圧V2の差電圧に応じた矩形の周波数信号を出力することとなる。
スイッチ素子114は、コンデンサ112と並列接続されている。尚、スイッチ素子114としては、バイポーラトランジスタやMOSFET等を採用することができる。
制御ロジック回路116は、コンパレータ110の出力と接続されており、スイッチ素子114のオンオフを制御するものである。即ち、制御ロジック回路116は、コンパレータ110の出力がハイレベルとなってからの一定期間、スイッチ素子114をオンする。この一定期間、コンデンサ112の充電電圧は、スイッチ素子114を介して放電されることとなる。
===従来の電圧−周波数変換装置の動作===
図5及び図7を参照しつつ、電圧−周波数変換装置100の動作について説明する。図7は、電圧−周波数変換装置100において、コンデンサ112の一端に現れる充電電圧と、コンパレータ110から出力される周波数信号との関係を示す波形図である。尚、コンデンサ112の充電電圧が上昇する度合い(傾斜)は、可変電流源ICから供給される電流の大きさに応じて異なる。即ち、コンデンサ112の充電電圧が上昇する際の傾斜は、可変電流源ICから供給される電流が大きくなる程、急となる方向へ変化し、一方、可変電流源ICから供給される電流が小さくなる程、緩やかとなる方向へ変化することとなる。
図5及び図7を参照しつつ、電圧−周波数変換装置100の動作について説明する。図7は、電圧−周波数変換装置100において、コンデンサ112の一端に現れる充電電圧と、コンパレータ110から出力される周波数信号との関係を示す波形図である。尚、コンデンサ112の充電電圧が上昇する度合い(傾斜)は、可変電流源ICから供給される電流の大きさに応じて異なる。即ち、コンデンサ112の充電電圧が上昇する際の傾斜は、可変電流源ICから供給される電流が大きくなる程、急となる方向へ変化し、一方、可変電流源ICから供給される電流が小さくなる程、緩やかとなる方向へ変化することとなる。
例えば図7の期間TAの波形となる際の動作について説明する。電圧VIN(−)に対して電圧VIN(+)がVIN(−)±ΔVの関係にある場合、即ち、電圧VIN(+)及び電圧VIN(−)の差電圧がΔVである場合、電圧V1及び電圧V2の間には、この差電圧ΔVに相当する差電圧V1−V2が初めに発生することとなる。そこで、誤差増幅器102は当該差電圧V1−V2をゼロとするための出力電圧を発生する。例えば、差電圧ΔVが正である場合、電圧V1<電圧V2となっているため、誤差増幅器102は可変電流源IBから供給される電流を減少させるための出力電圧を発生する。この出力電圧は可変電流源ICから供給される電流も増加させることとなる。一方、差電圧ΔVが負である場合、電圧V1>電圧V2となっているため、誤差増幅器102は可変電流源IBから供給される電流を増加させるための出力電圧を発生する。この出力電圧は可変電流源ICから供給される電流も減少させることとなる。このように、可変電流源ICは誤差増幅器102から得られる出力電圧に応じた電流を発生し、コンデンサ112は可変電流源ICからの電流が供給されて充電を行う。こうして、コンデンサ112の充電電圧は、電圧V1及び電圧V2の差電圧をゼロとするための、期間TAの如き傾きをもって上昇することとなる。尚、コンデンサ112の充電電圧が基準電圧VREFより小さい状態の場合、コンパレータ110の出力はローレベルである。
その後、コンデンサ112の充電電圧が基準電圧VREFを超えた場合、コンパレータ110の出力はハイレベルとなる。制御ロジック回路116は、コンパレータ110の出力がハイレベルとなってからの一定期間、スイッチ素子114をオンする。即ち、コンデンサ112のための放電経路が形成される。従って、コンデンサ112はスイッチ素子114を介して直ちに放電を行う。尚、制御ロジック回路116がスイッチ素子114をオンする一定期間は、コンデンサ112が放電を完了するために要する期間であって、コンデンサ112の容量等を考慮して制御ロジック回路116内に予め定められるものである。そして、コンデンサ112の充電電圧が基準電圧VREFより小さくなった場合、コンパレータ110の出力は再びローレベルとなる。従って、コンパレータ110は、コンデンサ112の充電電圧に対して周期TOの周波数信号を出力することとなる。
従って、電圧−周波数変換装置100は、電圧VIN(+)及び電圧VIN(−)の差電圧を、当該差電圧に対応する周波数信号に変換することとなる。
===電圧VIN(+)及び電圧VIN(−)の適用例===
電圧−周波数変換装置100は、例えば二次電池に充電されている残量電圧等を求めるための装置として採用することができる。
電圧−周波数変換装置100は、例えば二次電池に充電されている残量電圧等を求めるための装置として採用することができる。
図6は、二次電池を内蔵するバッテリーパックを示す概略構成図である。図6において、バッテリーパック200は、二次電池201、検出抵抗202、マイクロコンピュータ203(又はロジック集積回路でもよい)等を内蔵している。二次電池201及び検出抵抗202は、二次電池201を電源として用いる電子機器と電気接続される+端子と−端子との間に直列接続される。二次電池201が充電又は放電を行うことによって、検出抵抗202はその両端に電圧VIN(+)及び電圧VIN(−)を発生することとなる。例えば、バッテリーパック200が電子機器に装着された場合、二次電池201は当該電子機器に電源を与えるために放電を行い、検出抵抗202のa方向(紙面上方向)に向かって放電電流が流れる。即ち、二次電池201が放電を行う場合、電圧VIN(+)は電圧VIN(−)より低くなる。更に、二次電池201の放電量が少ない程、電圧VIN(+)及び電圧VIN(−)の差電圧は大きくなる。一方、バッテリーパック200が充電器(不図示)に装着された場合、二次電池201は充電を行い、検出抵抗202のb方向(紙面下方向)に向かって充電電流が流れる。即ち、二次電池201が充電を行う場合、電圧VIN(+)は電圧VIN(−)より高くなる。更に、二次電池201の充電量が多い程、電圧VIN(+)及び電圧VIN(−)の差電圧は大きくなる。
上記の電圧VIN(+)及び電圧VIN(−)は、二次電池201が放電を行っている際の残量電圧や、二次電池201が充電を行っている際の充電電圧を求めるための基となる電圧情報として、マイクロコンピュータ203に供給される。マイクロコンピュータ203は、電圧−周波数変換装置100を内蔵している。そして、マイクロコンピュータ203は、電圧VIN(+)及び電圧VIN(−)が印加されることで発生する電圧V1及び電圧V2の大小と、電圧V1及び電圧V2の差電圧とを検出し、当該差電圧をゼロとする可変電流源ICの電流の大きさに応じた周波数信号を得ることができる。更に、マイクロコンピュータ203は、得られた周波数信号に対して適宜のプログラム処理を実行し、二次電池201が電子機器に装着されている際の残量電圧や当該残量電圧の使用可能時間、充電中の充電電圧等を算出することができる。
特開2002−107428
電圧−周波数変換装置100に使用される抵抗RA及び抵抗RBは、当該抵抗自体又は当該抵抗周囲の温度変化に依存して抵抗値が変化してしまう温度特性を有している。
電圧VIN(+)及び電圧VIN(−)の差電圧がΔVであり、このときの電圧VIN(+)及び電圧VIN(−)から定まる電圧V1及び電圧V2の差電圧V1−V2がゼロではない場合、誤差増幅器102は、電圧V1−V2をゼロとするための出力電圧を発生する。コンデンサ112は、このときの可変電流源ICからの電流が供給されて充電を行う。例えば、抵抗RA及び抵抗RBの抵抗値が温度特性に依存せずに変化していないときの、コンデンサ112の充電電圧の上昇の傾きを期間TAの傾きとする。即ち、抵抗RA及び抵抗RBの抵抗値が温度特性に依存せずに変化していない場合、コンパレータ110からは周期TOの周波数信号が出力される状態となっている。
ところで、この状態から、抵抗RA及び抵抗RBの少なくとも一方の抵抗値が温度特性に依存して変化した場合、誤差増幅器102から発生する出力電圧は、電圧VIN(+)及び電圧VIN(−)の差電圧がΔVであるにも関わらず、当該差電圧ΔVに対応する差電圧V1−V2をゼロとする出力電圧から変動してしまうこととなる。この結果、コンパレータ110から出力される周波数信号の周波数が本来あるべき周波数からずれてしまう問題を生じることとなる。
具体例として、図7の期間TBにおいて、抵抗RBの抵抗値がそれ自体の温度特性に依存して大きくなった場合(例えば抵抗RBの抵抗値が2倍の抵抗値に変化した場合)を考えてみる。誤差増幅器102が電圧V1及び電圧V2の差電圧をゼロとするための出力電圧を発生する負帰還動作によって、電圧V2が電圧V1と等しくなっている状態から、抵抗RBの抵抗値が温度特性に依存して2倍の抵抗値となった場合、このときの電圧V2は電圧V1よりも高い電圧値へと変化する。そこで、誤差増幅器102は、電圧V2を電圧V1と等しい電圧に戻すべく、可変電流源IBから供給される電流を、今までの電流の1/2の電流値に変更するための出力電圧を発生する。これによって、可変電流源IBのみならず、可変電流源ICから供給される電流も、今までの電流の1/2の電流値に変更されることとなる。この結果、コンデンサ112に対する可変電流源ICからの単位時間あたりの電流供給量が1/2に減少するため、コンデンサ112が充電を行う際の上昇の傾きは、期間TAのときの傾きの1/2となる。従って、電圧VIN(+)及び電圧VIN(−)の差電圧がΔVであるにも関わらず、コンパレータ110からは本来あるべき周期TO(破線)の2倍の周期2TOを有する周波数信号が誤発生してしまう問題があった。
例えば、電圧−周波数変換装置100をバッテリーパック200内で使用するマイクロコンピュータ203に内蔵し、当該バッテリーパック200を電子機器に装着した場合、二次電池201の残量電圧を検出することが可能となる。しかしながら、マイクロコンピュータ203はコンパレータ110から得られる周波数信号の周波数を基に残量電圧を求めるため、上記の誤った周波数信号が発生するようでは、求めた残量電圧が本来求めるべき残量電圧から大きく外れてしまい、電子機器の使用者に多大な迷惑をかけてしまうこととなる。
図8は、電圧−周波数変換装置の入出力特性を示す特性図である。尚、図8において、横軸は電圧VIN(+)及び電圧VIN(−)の差電圧[V]を示し、縦軸はコンパレータ110から出力される周波数信号[Hz]を示している。そして、上記の電圧VIN(+)及び電圧VIN(−)の差電圧と周波数信号とは、理想的には実線の如く比例関係を有することとなる。ところが、抵抗RA及び抵抗RBの少なくとも一方が温度特性に依存してその抵抗値が変化した場合、電圧VIN(+)及び電圧VIN(−)の差電圧とコンパレータ110から出力される周波数信号の周波数との関係は、実線の特性から一点鎖線側又は破線側へずれてしまうことになる。
そこで、本発明は、電圧−周波数変換装置を構成する抵抗の抵抗値が温度特性に依存して変化した場合でも、良好な電圧−周波数変換精度を保持することを目的とする。
前記課題を解決するための発明は、コンデンサの充電を行うための可変電流源と、第1電圧を印加するための第1抵抗と、第2電圧を印加するための第2抵抗と、を有し、前記可変電流源の電流量を、前記第1電圧及び前記第2電圧の差電圧に応じた電流量に調整する電流量調整回路と、前記コンデンサの一端側に発生する充電電圧と基準電圧との大小を比較する比較回路と、前記充電電圧が前記基準電圧を超えたときの前記比較部の比較結果に応じて、前記コンデンサの放電を行う放電回路と、を有し、前記比較部から前記第1電圧及び前記第2電圧の差電圧に応じた周波数信号を発生する電圧−周波数変換装置であって、前記第1抵抗又は前記第2抵抗の抵抗値が温度特性に依存して変化した場合、前記比較回路からの周波数信号の周波数を一定とするために、前記基準電圧を前記第1抵抗又は前記第2抵抗の抵抗値の変化に応じた値に変更する基準電圧制御回路、を備えたことを特徴とする。
また、コンデンサの充電を行うための可変電流源と、第1電圧を印加するための第1抵抗と、第2電圧を印加するための第2抵抗と、を有し、前記可変電流源の電流量を、前記第1電圧及び前記第2電圧の差電圧に応じた電流量に調整する電流量調整回路と、前記コンデンサの一端側に発生する充電電圧と基準電圧との大小を比較する比較回路と、前記充電電圧が前記基準電圧を超えたときの前記比較回路の比較結果に応じて、前記コンデンサの充電電圧の放電を行う放電回路と、を備え、前記比較回路から前記第1電圧及び前記第2電圧の差電圧に応じた周波数信号を発生する電圧−周波数変換装置の基準電圧変更方法であって、前記第1抵抗又は前記第2抵抗の抵抗値が温度特性に依存して変化した場合、前記比較回路からの周波数信号の周波数を一定とするために、前記基準電圧を前記第1抵抗又は前記第2抵抗の抵抗値の変化に応じた値に変更する、ことを特徴とする。
本発明によれば、電圧−周波数変換装置を構成する抵抗の抵抗値が温度特性に依存して変化した場合であっても、良好な電圧−周波数変換精度を保持することが可能となる。
本明細書および添付図面の記載により、少なくとも以下の事項が明らかとなる。
===電圧−周波数変換装置の構成===
<<<全体構成>>>
図1を参照しつつ、本発明にかかる電圧−周波数変換装置の一構成例について説明する。図1は、本発明にかかる電圧−周波数変換装置の一構成例を示す回路ブロック図である。
<<<全体構成>>>
図1を参照しつつ、本発明にかかる電圧−周波数変換装置の一構成例について説明する。図1は、本発明にかかる電圧−周波数変換装置の一構成例を示す回路ブロック図である。
図1に示す電圧−周波数変換装置300は、コンデンサ302と、P型MOSFET304(可変電流源)と、電流量調整回路306と、コンパレータ308(比較回路)と、制御ロジック回路310及びスイッチ素子312(放電回路)と、基準電圧制御回路314とを有するものである。
電流量調整回路306は、電流源316、抵抗値R1の第1抵抗318、P型MOSFET320(第1電圧用トランジスタ)、P型MOSFET322(第1電流供給用トランジスタ)、抵抗値R2の第2抵抗324、P型MOSFET326(第2電圧用トランジスタ)、誤差増幅器328(電流量調整用誤差増幅器)を有する。
電流源316、抵抗318、P型MOSFET320のソース・ドレインは、電源VDDと接地との間に直列接続されている。そして、P型MOSFET320のゲートに電圧VIN(−)が印加された場合、電流源316と第1抵抗318の接続点には、電圧VIN(−)+P型MOSFET320のゲート・ソース間電圧+電流源316からの電流が供給されたときの抵抗318の両端電圧で表される電圧V1が発生する。つまり、電流源316からの電流が一定である場合、電圧V1は電圧VIN(−)の値から定まる電圧となる。一方、P型MOSFET322のソース・ドレイン、第2抵抗324、P型MOSFET326は、電源VDDと接地との間に直列接続されている。そして、P型MOSFET326のゲートに電圧VIN(+)が印加された場合、P型MOSFET322のドレインと抵抗324の接続点には、電圧VIN(+)+P型MOSFET326のゲート・ソース間電圧+P型MOSFET322からの電流が供給されたときの第2抵抗324の両端電圧で表される電圧V2が発生する。つまり、P型MOSFET322からの電流が一定である場合、電圧V2は電圧VIN(−)の値から定まる電圧となる。誤差増幅器328の一方の入力端子には電圧V1が印加され、他方の入力端子には電圧V2が印加される。そして、誤差増幅器328は、電圧V1及び電圧V2の差電圧をゼロとすべく、電圧V2を電圧V1と等しくするための出力電圧を、P型MOSFET322のゲートに制御電圧として帰還する。これにより、電圧V1<電圧V2であった場合には、誤差増幅器328は、電圧V1及び電圧V2を等しくすべくP型MOSFET322のドレイン電流を減少させるための出力電圧を発生する。一方、電圧V1>電圧V2であった場合には、誤差増幅器328は、電圧V1及び電圧V2を等しくすべくP型MOSFET322のドレイン電流を増加させるための出力電圧を発生する。この結果、誤差増幅器328の負帰還動作によって電圧V1及び電圧V2は等しくなった状態で安定することとなる。従って、誤差増幅器328からは、電圧VIN(+)及び電圧VIN(−)の大小と差電圧とに応じた大きさの出力電圧が発生することとなる。
P型MOSFET304のソース・ドレインとコンデンサ302は、電源VDDと接地との間に直列接続されている。更に、P型MOSFET304のゲートは、P型MOSFET322のゲートと接続されるとともに誤差増幅器328の出力と接続されている。即ち、P型MOSFET304、322は、誤差増幅器328の出力電圧を各々の制御電圧として共通に制御されている。従って、P型MOSFET304からコンデンサ302に供給されるドレイン電流は、P型MOSFET322のドレイン電流の増減に伴って増減することとなる。換言すれば、P型MOSFET322のドレイン電流が減少した場合、コンデンサ302が充電を行う際の傾きは緩やかとなる方向に変化し、一方、P型MOSFET322のドレイン電流が増加した場合、コンデンサ302が充電を行う際の傾きは急となる方向に変化する。
コンパレータ308は、コンデンサ302の非接地側の一端に発生する充電電圧が+端子に印加されるとともに、基準電圧制御回路314から発生する基準電圧VREF′が−端子に印加される。そして、コンパレータ308は、充電電圧が基準電圧VREF′よりも低い期間ではローレベルを出力し、充電電圧が基準電圧VREF′を超えたときにはハイレベルを出力する。即ち、コンパレータ308は、電圧VIN(+)及び電圧VIN(−)の差電圧に応じた周波数の周波数信号を出力することとなる。
スイッチ素子312は、コンデンサ302と並列接続されており、コンデンサ302の充電電圧の放電を行うための放電径路を形成するものである。尚、スイッチ素子312としては、バイポーラトランジスタやMOSFET等を採用することができる。
制御ロジック回路310の入力はコンパレータ308の出力と接続されており、コンパレータ308の出力がローレベルからハイレベルへ立ち上がったときの変化(立上り変化)を検出し、スイッチ素子312を一定期間オンするための制御信号を発生する。尚、スイッチ素子312をオンする一定期間とは、コンデンサ302の充電電圧を放電させるために十分な期間であり、この一定期間は制御ロジック回路310内にハードウエアにて予め定められているものとする。
<<<基準電圧制御回路の構成例>>>
基準電圧制御回路314は、可変電流源330(反比例可変電流源)、第1スイッチ素子TG1、第2スイッチ素子TG2、第3スイッチ素子TG3、コンデンサ332(充放電用コンデンサ)、コンデンサ334(サンプルホールド用コンデンサ)、バッファ336(出力回路)、タイミング制御回路338(スイッチ制御回路)を有し、バッファ336の出力が基準電圧VREF′としてコンパレータ308の−端子に印加される。尚、第1スイッチ素子TG1、第2スイッチ素子TG2、第3スイッチ素子TG3は請求項に言うスイッチ回路であり、当該スイッチ回路としては、バイポーラトランジスタ、MOSFET等を採用することができる。
基準電圧制御回路314は、可変電流源330(反比例可変電流源)、第1スイッチ素子TG1、第2スイッチ素子TG2、第3スイッチ素子TG3、コンデンサ332(充放電用コンデンサ)、コンデンサ334(サンプルホールド用コンデンサ)、バッファ336(出力回路)、タイミング制御回路338(スイッチ制御回路)を有し、バッファ336の出力が基準電圧VREF′としてコンパレータ308の−端子に印加される。尚、第1スイッチ素子TG1、第2スイッチ素子TG2、第3スイッチ素子TG3は請求項に言うスイッチ回路であり、当該スイッチ回路としては、バイポーラトランジスタ、MOSFET等を採用することができる。
可変電流源330、第1スイッチ素子TG1、コンデンサ332は、電源VDDと接地との間に直列接続されている。第3スイッチ素子TG3はコンデンサ332と並列接続されている。第2スイッチ素子TG2は、コンデンサ332の非接地側の一端とコンデンサ334の非接地側の一端との間に接続されている。タイミング制御回路338は、第1スイッチ素子TG1、第2スイッチ素子TG2、第3スイッチ素子TG3の開閉タイミングを制御するものである。例えば、タイミング制御回路338は、予め定められたハードウエアロジックによって、第1スイッチ素子TG1、第2スイッチ素子TG2、第3スイッチ素子TG3の開閉タイミングを制御することが可能である。
尚、タイミング制御回路338は、第1スイッチ素子TG1、第2スイッチ素子TG2、第3スイッチ素子TG3の開閉タイミングを制御するための制御信号を出力することとなるが、その制御信号の発生タイミングは後述する図3に示す通りである。第1スイッチ素子TG1、第2スイッチ素子TG2、第3スイッチ素子TG3の開閉のための制御信号を出力するため、タイミング制御回路338は、例えば所定周波数の発振回路(不図示)と、当該発振回路から得られる発振信号を2値化した後に所定周波数の矩形波に分周する分周器(不図示)と、第2スイッチ素子TG2用の第1タイマ(不図示)と、第3スイッチ素子TG3用の第2タイマ(不図示)と、期間Tb1、Tb2だけパルスを各々発生することが可能な個別の単安定マルチバイブレータ等の第1及び第2パルス発生回路(不図示)等を有している。
先ず、第1スイッチ素子TG1を開閉するための制御信号は、例えば分周器から得られる矩形波とすることができる。この制御信号の1周期は期間Ta及び期間Tbを加算した期間であり、期間Taにおいてハイレベルとなり、期間Tbにおいてローレベルとなる。
また、第2スイッチ素子TG2を開閉するための制御信号は、第1タイマと第1パルス発生回路を用いることにより発生することができる。例えば、タイミング制御回路338は、第1スイッチ素子TG1を開閉するための制御信号がハイレベルからローレベルへ立ち下がることを検出し、このときの立ち下がり変化を契機としてリセットされている第1タイマの計時を開始させる。この第1タイマは第1の一定時間を計時するとオーバーフロー信号を発生する。このオーバーフロー信号が第1パルス発生回路に供給されることにより、第2スイッチ素子TG2を開閉するための制御信号を発生することができる。
更に、第3スイッチ素子TG3を開閉するための制御信号も、第2タイマと第2パルス発生回路を用いることにより同様に発生させることができる。つまり、タイミング制御回路338は、第1タイマが第1の一定時間を計時してオーバーフロー信号を出力した後、このオーバーフロー信号を契機としてリセットされるとともに第2の一定時間を計時するように第2タイマを制御する。この第2タイマは第2の一定時間を計時したときも同様にオーバーフロー信号を発生する。このオーバーフロー信号が第2パルス発生回路に供給されることにより、第3スイッチ素子TG3を開閉するための制御信号を発生することができる。
尚、第1タイマ及び第2タイマが各々計時する第1及び第2の一定時間の合計は、期間Tb−(前半一部期間Tb1+後半一部期間Tb2)未満である。また、第2スイッチ素子TG2及び第3スイッチ素子TG3を各々開閉させる制御信号のハイレベルとなる期間Tb1、Tb2は期間Tbの前半と後半とに分けられているが、これに限定されるものではない。例えば、期間Tb1、Tb2ともに期間Tbの中間以降にあってもよい。これにより、コンデンサ332の非接地側の一端に発生する充電電圧Vがより確実に安定したタイミングで基準電圧VREF′を得ることが可能となる。
また、タイミング制御回路338から第1スイッチ素子TG1、第2スイッチ素子TG2、第3スイッチ素子TG3を開閉するための制御信号を上記の如くハードウエアで発生させても良いが、ソフトウエアを用いて発生させてもよい。この場合、タイミング制御回路338の構成をより簡素化することが可能となる。
コンデンサ334の非接地側の一端に発生する電圧はバッファ336に印加され、バッファ336から出力される電圧は基準電圧VREF′としてコンパレータ308の−端子に印加される。
<<<反比例可変電流源の構成例>>>
ここで、可変電流源330は、第2抵抗324の抵抗値R2に反比例する電流を供給する電流源である。可変電流源330は、例えば図2に示すように、誤差増幅器402、第3抵抗404、基準電圧源406、P型MOSFET408、410(トランジスタ)から構成される。尚、第3抵抗404は、第2抵抗324と同一抵抗値R2を有し、且つ、同一の温度特性を有するものである。
ここで、可変電流源330は、第2抵抗324の抵抗値R2に反比例する電流を供給する電流源である。可変電流源330は、例えば図2に示すように、誤差増幅器402、第3抵抗404、基準電圧源406、P型MOSFET408、410(トランジスタ)から構成される。尚、第3抵抗404は、第2抵抗324と同一抵抗値R2を有し、且つ、同一の温度特性を有するものである。
誤差増幅器402の一方の入力端子には、基準電圧源406から発生する基準電圧VXが印加される。P型MOSFET408のソース・ドレイン及び第3抵抗404は、電源VDDと接地との間に直列接続されている。そして、P型MOSFET408のゲートは誤差増幅器402の出力端子と接続され、第3抵抗404の非接地側の一端は誤差増幅器402の他方の入力端子と接続されている。つまり、P型MOSFET408のドレイン電流が誤差増幅器402の出力電圧によって制御されるとともに誤差増幅器402の他方の入力端子に帰還されるため、第3抵抗404の非接地側の一端には電圧VXが発生した状態で、誤差増幅器402の帰還動作が安定することとなる。このとき、第3抵抗404を流れるP型MOSFET408のドレイン電流IDは、ID=VX/R2で表されることとなる。即ち、P型MOSFET408のドレイン電流IDは、第2抵抗324の抵抗値R2に反比例した電流となる。しかも、第3抵抗404は第2抵抗324と同一の温度特性を有するものであるため、温度特性に依存して第2抵抗324及び第3抵抗404の抵抗値は同じ割合で変化するため、第3抵抗404を流れる電流IDは第2抵抗324を流れる電流に確実に反比例することとなる。換言すれば、第2抵抗324を流れる電流に確実に反比例する電流IDが第3抵抗404に流れるように、誤差増幅器402の出力電圧によってP型MOSFET408のゲートは制御されることとなる。
P型MOSFET410は、ソースが電源VDDと接続され、ゲートが誤差増幅器402の出力端子と接続されている。即ち、P型MOSFET410がP型MOSFET408と同一サイズで構成される場合、P型MOSFET410のドレイン電流もIDとなる。
以上の構成を可変電流源330として採用することができる。この場合、P型MOSFET410のドレイン出力が、可変電流源330の電流出力となる。
<<<電流源316の構成例>>>
また、P型MOSFET410と同一サイズのP型MOSFET412を更に備えてもよい。このP型MOSFET412のソースは電源VDDと接続され、ゲートは誤差増幅器402の出力端子と接続されている。これにより、P型MOSFET412のドレイン電流もIDとなる。上記の誤差増幅器402、第3抵抗404、基準電圧源406、P型MOSFET408、412からなる可変電流源を、図1の電流源316と置き換えてもよい。この場合、第1抵抗318及び第2抵抗324を同一抵抗値であり且つ同一の温度特性を有するものに設定すれば、第1抵抗318を流れる電流が温度特性に依存して変化したとしても、第1抵抗318の抵抗値R1に反比例する電流が電流源316から供給されることによって、電圧V1を一定に保持することができる。即ち、誤差増幅器328は、他方の入力である電圧V2の変化のみによって誤差増幅動作を行うこととなり、コンパレータ308に印加される基準電圧VREF′を確実に定めることが可能となる。
また、P型MOSFET410と同一サイズのP型MOSFET412を更に備えてもよい。このP型MOSFET412のソースは電源VDDと接続され、ゲートは誤差増幅器402の出力端子と接続されている。これにより、P型MOSFET412のドレイン電流もIDとなる。上記の誤差増幅器402、第3抵抗404、基準電圧源406、P型MOSFET408、412からなる可変電流源を、図1の電流源316と置き換えてもよい。この場合、第1抵抗318及び第2抵抗324を同一抵抗値であり且つ同一の温度特性を有するものに設定すれば、第1抵抗318を流れる電流が温度特性に依存して変化したとしても、第1抵抗318の抵抗値R1に反比例する電流が電流源316から供給されることによって、電圧V1を一定に保持することができる。即ち、誤差増幅器328は、他方の入力である電圧V2の変化のみによって誤差増幅動作を行うこととなり、コンパレータ308に印加される基準電圧VREF′を確実に定めることが可能となる。
===電圧−周波数変換装置の動作===
<<<基準電圧制御回路の動作>>>
図1及び図3を参照しつつ、本発明にかかる電圧−周波数変換装置300に用いる基準電圧制御回路314の動作について説明する。図3は、本発明にかかる電圧−周波数変換装置に用いる基準電圧制御回路の動作を示す波形図である。尚、可変電流源330から供給される電流の初めの大きさは、説明の便宜上、コンデンサ332が実線の電圧Vを図示の傾きでもって充電する電流の大きさとする。また、タイミング制御回路338から出力される第1スイッチ素子TG1、第2スイッチ素子TG2、第3スイッチ素子TG3を開閉するための制御信号は、これらのスイッチ素子TG1乃至TG3を開くときにハイレベルとなり、これらのスイッチ素子TG1乃至TG3を閉じるときにローレベルとなるものとする。
<<<基準電圧制御回路の動作>>>
図1及び図3を参照しつつ、本発明にかかる電圧−周波数変換装置300に用いる基準電圧制御回路314の動作について説明する。図3は、本発明にかかる電圧−周波数変換装置に用いる基準電圧制御回路の動作を示す波形図である。尚、可変電流源330から供給される電流の初めの大きさは、説明の便宜上、コンデンサ332が実線の電圧Vを図示の傾きでもって充電する電流の大きさとする。また、タイミング制御回路338から出力される第1スイッチ素子TG1、第2スイッチ素子TG2、第3スイッチ素子TG3を開閉するための制御信号は、これらのスイッチ素子TG1乃至TG3を開くときにハイレベルとなり、これらのスイッチ素子TG1乃至TG3を閉じるときにローレベルとなるものとする。
先ず、期間Taにおいて、タイミング制御回路338から、第1スイッチ素子TG1にはハイレベルの制御信号が供給され、第2スイッチ素子TG2及び第3スイッチ素子TG3にはローレベルの制御信号が供給される。これにより、第2スイッチ素子TG2及び第3スイッチ素子TG3が開いた状態で、第1スイッチ素子TG1のみが閉じることとなる。これにより、コンデンサ332は、完全に放電された状態から、可変電流源330から供給される電流の大きさに従って充電を行う。この結果、コンデンサ332の非接地側の一端に発生する充電電圧Vは、図3の実線の如く上昇することとなる。尚、コンデンサ332が充電を行っている期間Taは第1期間である。
その後、期間Tbにおいては、タイミング制御回路338から、第1スイッチ素子TG1には全期間Tbに亘ってローレベルの制御信号が供給され、第2スイッチ素子TG2には期間Tbの前半一部期間Tb1に亘ってハイレベルとなる制御信号が供給され、更に、第3スイッチ素子TG3には期間Tbの後半一部期間Tb2に亘ってハイレベルとなる制御信号が供給される。これにより、期間Taから期間Tbになると、第1スイッチ素子TG1が開くため、コンデンサ332は充電動作を停止して期間Taの最後の充電電圧が実線の如く保持されることとなる。このコンデンサ332の充電電圧が保持されている期間は第2期間である。そして、第2スイッチ素子TG2が期間Tb内における期間Tb1のみ閉じると、コンデンサ332の充電電圧はコンデンサ334によってサンプルホールドされ、このサンプルホールド電圧がバッファ336に印加される。これにより、バッファ336に印加された電圧が基準電圧VREF′としてコンパレータ308の−端子に印加されることとなる。その後、第3スイッチ素子TG3が期間Tb内における期間Tb2のみ閉じると、コンデンサ332の充電電圧は第3スイッチ素子TG3が閉じたことを契機として放電される。この期間Tb2は第3期間である。
上記のように、期間Ta及び期間Tbにおける第1スイッチ素子TG1、第2スイッチ素子TG2、第3スイッチ素子TG3の開閉を繰り返し行うことにより、バッファ336からは可変電流源330の電流の大きさに応じた基準電圧VREF′が出力されることとなる。
<<<全体動作>>>
図1、図2、図3及び図4を参照しつつ、本発明にかかる電圧−周波数変換装置300の動作について説明する。図4は、本発明にかかる電圧−周波数変換装置の動作を示す波形図である。尚、電圧−周波数変換装置300は、例えば図6のバッテリーパック200に用いられるものとする。また、説明の便宜上、電圧−周波数変換装置300の動作を、図4に示す期間TAと期間TBとに分けて説明する。期間TAでは第2抵抗324の抵抗値が温度特性に依存せず変化していないこととし、期間TBでは第2抵抗324の抵抗値が温度特性に依存して変化したこととする。
図1、図2、図3及び図4を参照しつつ、本発明にかかる電圧−周波数変換装置300の動作について説明する。図4は、本発明にかかる電圧−周波数変換装置の動作を示す波形図である。尚、電圧−周波数変換装置300は、例えば図6のバッテリーパック200に用いられるものとする。また、説明の便宜上、電圧−周波数変換装置300の動作を、図4に示す期間TAと期間TBとに分けて説明する。期間TAでは第2抵抗324の抵抗値が温度特性に依存せず変化していないこととし、期間TBでは第2抵抗324の抵抗値が温度特性に依存して変化したこととする。
[期間A]
先ず、バッテリーパック200が電子機器に装着されると、二次電池201に充電されている電圧は当該電子機器の電源電圧として供給されることとなる。即ち、検出抵抗202にはa方向の放電電流が流れ、電圧VIN(+)<電圧VIN(−)の関係を有し、且つ、放電電流の大きさに応じて差電圧がΔVとなる電圧VIN(+)及び電圧VIN(−)がマイクロコンピュータ203内部の電圧−周波数変換装置300に印加される。すると、第1抵抗318の一端に発生する電圧V1と第2抵抗324の一端に発生する電圧V2との差電圧V1−V2(V1>V2)が、電圧VIN(+)及び電圧VIN(−)の差電圧ΔVに応じて発生する。そこで、誤差増幅器328は電圧V2を電圧V1と等しくすべく、当該誤差増幅器328の出力電圧でもってP型MOSFET322のゲート電圧を制御し、P型MOSFET322のドレイン電流を増加させる。同時に、電圧V1及び電圧V2を等しくするための誤差増幅器328の出力電圧は、P型MOSFET304のゲートにも制御電圧として印加される。従って、P型MOSFET304のドレイン電流はP型MOSFET322のドレイン電流の増加に伴って増加し、コンデンサ302はこのときのP型MOSFET304のドレイン電流によって充電されることとなる。
先ず、バッテリーパック200が電子機器に装着されると、二次電池201に充電されている電圧は当該電子機器の電源電圧として供給されることとなる。即ち、検出抵抗202にはa方向の放電電流が流れ、電圧VIN(+)<電圧VIN(−)の関係を有し、且つ、放電電流の大きさに応じて差電圧がΔVとなる電圧VIN(+)及び電圧VIN(−)がマイクロコンピュータ203内部の電圧−周波数変換装置300に印加される。すると、第1抵抗318の一端に発生する電圧V1と第2抵抗324の一端に発生する電圧V2との差電圧V1−V2(V1>V2)が、電圧VIN(+)及び電圧VIN(−)の差電圧ΔVに応じて発生する。そこで、誤差増幅器328は電圧V2を電圧V1と等しくすべく、当該誤差増幅器328の出力電圧でもってP型MOSFET322のゲート電圧を制御し、P型MOSFET322のドレイン電流を増加させる。同時に、電圧V1及び電圧V2を等しくするための誤差増幅器328の出力電圧は、P型MOSFET304のゲートにも制御電圧として印加される。従って、P型MOSFET304のドレイン電流はP型MOSFET322のドレイン電流の増加に伴って増加し、コンデンサ302はこのときのP型MOSFET304のドレイン電流によって充電されることとなる。
一方、基準電圧制御回路314では、コンデンサ332に充電された図3の実線に示す充電電圧が、コンデンサ334でサンプルホールドされた後にバッファ336に印加され、基準電圧VREF′としてコンパレータ308の−端子に印加されている。
そして、コンパレータ308は、+端子に印加されるコンデンサ302の非接地側の一端に発生する充電電圧と、−端子に印加される基準電圧VREF′とを比較することとなる。コンデンサ302の非接地側の一端に発生する充電電圧が基準電圧VREF′よりも小さい場合には、コンパレータ308はローレベルを出力する。その後、コンデンサ302の非接地側の一端に発生する充電電圧が基準電圧VREF′を超えると、コンパレータ308はハイレベルを出力する。制御ロジック回路310は、コンパレータ308からのローレベルからハイレベルへの立上り変化が入力されることにより、スイッチ素子312を一定期間のみ閉じる。これにより、コンデンサ302の充電電圧がスイッチ素子312を介して放電され、コンデンサ302の非接地側の一端の電圧が再び基準電圧VREF′よりも小さくなり、コンパレータ308の出力は再びローレベルとなる。コンデンサ302が上記の充電動作及び放電動作を繰り返すことにより、コンパレータ308からは周期TOを有する周波数信号が出力されることとなる。
[期間TB]
第2抵抗324の抵抗値R2が温度特性に依存して変化したものとする。例えば、説明の便宜上、抵抗値R2が2倍の抵抗値2R2に変化した場合について説明する。
ここで、第1抵抗318は第2抵抗324と同一抵抗値及び同一温度特性を有するものとしており、また、電流源316は第2抵抗324の抵抗値R2に反比例する電流を供給するため、電圧V1は一定に保持される。つまり、誤差増幅器328に印加される電圧のうち電圧V2が変化することとなる。
第2抵抗324の抵抗値R2が温度特性に依存して変化したものとする。例えば、説明の便宜上、抵抗値R2が2倍の抵抗値2R2に変化した場合について説明する。
ここで、第1抵抗318は第2抵抗324と同一抵抗値及び同一温度特性を有するものとしており、また、電流源316は第2抵抗324の抵抗値R2に反比例する電流を供給するため、電圧V1は一定に保持される。つまり、誤差増幅器328に印加される電圧のうち電圧V2が変化することとなる。
期間TAでは、電圧V1及び電圧V2が等しくなった状態で、P型MOSFET322に対する誤差増幅器328の帰還動作は安定している。しかし、期間TBでは、第2抵抗324の抵抗値R2が2倍の抵抗値2R2に変化するため、P型MOSFET322のドレイン電流が期間TAのときのままでは、電圧V2が電圧V1よりも大きくなることとなる。そこで、誤差増幅器328は、第2抵抗324の抵抗値R2が2倍となったことに伴って、P型MOSFET322のドレイン電流を1/2に減少させるための出力電圧を発生する。この結果として、電圧V2を電圧V1と再び等しくするための負帰還動作が働く。従って、P型MOSFET304から出力されるドレイン電流も、期間TAのときと比べて1/2となる。そのため、期間TBにおいて、コンデンサ302が充電を行う際の充電電圧の上昇の傾きは、期間TAのときと比べて1/2となって緩やかとなる。
一方、基準電圧制御回路314において、可変電流源330から発生する電流は、第2抵抗324の抵抗値R2が2倍となることに伴って1/2となる。従って、図3に示すように、期間Taにおいてコンデンサ332が充電を行う際の充電電圧の上昇の傾きは、実線に比べて一点鎖線に示す如く1/2となる。従って、期間Tbにおいてコンデンサ332に保持される充電電圧は、実線に比べて1/2となる。よって、図4に示すように、期間TBにおいてコンパレータ308の−端子に印加される基準電圧VREF′は、期間TAのときと比べて1/2となる。
このように、図4に示す期間TBでは、コンデンサ302の非接地側の一端に発生する充電電圧の上昇の傾きが期間TAのときの1/2になるとともに、基準電圧VREF′も期間TAのときの1/2となるため、コンパレータ308からは期間TAのときと同様に周期TOの周波数信号が得られることとなる。
尚、本実施形態においては、第2抵抗324の抵抗値R2が温度特性に依存して2倍に変化した場合について説明したが、これに限定されるものではない。つまり、第2抵抗324の抵抗値R2が温度特性に依存して大きくなった場合でも、或いは小さくなった場合でも、上記と同様に動作するものである。
これにより、第2抵抗324の抵抗値R2が温度特性に依存して変化した場合であっても、コンパレータ308からは周波数変動のない周波数信号を得ることが可能となる。
つまり、図8に示す実線の特性を確実に得ることができ、マイクロコンピュータ203によって、二次電池201の残量電圧を確実に求めることが可能となる。
これにより、第2抵抗324の抵抗値R2が温度特性に依存して変化した場合であっても、コンパレータ308からは周波数変動のない周波数信号を得ることが可能となる。
つまり、図8に示す実線の特性を確実に得ることができ、マイクロコンピュータ203によって、二次電池201の残量電圧を確実に求めることが可能となる。
ここで、第1抵抗318の抵抗値R1、第2抵抗324の抵抗値R2、第3抵抗404の抵抗値R2をそれぞれRとし、コンデンサ302の容量をCとし、電圧VIN(+)及び電圧VIN(−)の差電圧をΔV(正又は負の場合あり)とし、電流源316を流れる電流をIとし、コンパレータ308のスレッショルド電圧(−端子の入力電圧)をV(=VREF′)とする。
先ず、電圧VIN(+)及び電圧VIN(−)の差電圧ΔV=0において、コンパレータ308から出力される周波数信号の周期をt1とすると、
t1=CV/I
となる。
また、電圧VIN(+)及び電圧VIN(−)の差電圧ΔVが0以外の場合において、コンパレータ308から出力される周波数信号の周期をt2とすると、
t2=CV/(I+ΔV/R)
となる。
t1=CV/I
となる。
また、電圧VIN(+)及び電圧VIN(−)の差電圧ΔVが0以外の場合において、コンパレータ308から出力される周波数信号の周期をt2とすると、
t2=CV/(I+ΔV/R)
となる。
例えば、コンパレータ308から出力される周波数信号のパルス数(周波数信号の立上り又は立下り)がいくつであるのかを検出して、二次電池201の残量電圧等を検出する場合、マイクロコンピュータ203で使用する所定周波数のクロックCLKを利用することができる。クロックCLKの周期をTとし、上記のパルス数を計数するのに要する時間をBTとする。尚、Bは、この時間を定めるための係数である。
すると、電圧VIN(+)及び電圧VIN(−)の差電圧=0の場合において、コンパレータ308から出力される周波数信号に含まれる、時間BTあたりのパルス数f1は、
f1=(1/t1)・BT=(I/CV)・BT
となる。
同様にして、電圧VIN(+)及び電圧VIN(−)の差電圧ΔVが0以外の場合において、コンパレータ308から出力される周波数信号に含まれる、時間BTあたりのパルス数f2は、
f2=(1/t2)・BT=((IR+ΔV)/CRV)・BT
となる。
時間BTあたりのパルス数f1及びf2の差Δfは、
Δf=f2−f1=(ΔV/CRV)・BT ・・・(1)
となる。
f1=(1/t1)・BT=(I/CV)・BT
となる。
同様にして、電圧VIN(+)及び電圧VIN(−)の差電圧ΔVが0以外の場合において、コンパレータ308から出力される周波数信号に含まれる、時間BTあたりのパルス数f2は、
f2=(1/t2)・BT=((IR+ΔV)/CRV)・BT
となる。
時間BTあたりのパルス数f1及びf2の差Δfは、
Δf=f2−f1=(ΔV/CRV)・BT ・・・(1)
となる。
次に、基準電圧制御回路314において、コンデンサ332の容量をC2とし、可変電流源330を流れる電流を電流源316と同様にIとする。また、コンデンサ332が充電を行うのに要する時間をATとする。尚、Aはこの時間を定めるための係数である。
この場合、コンパレータ308の−端子に印加される電圧Vは、
V=(AT・VX/R)/C2 ・・・(2)
となる。
これにより、(1)式に(2)式を代入し、
Δf=(ΔV・C2・B)/(C・VX・A) ・・・(3)
となる。
即ち、(3)式にはRが含まれないため、コンパレータ308から出力される周波数信号は、第1抵抗318、第2抵抗324の温度特性の影響を受けることなく出力されることとなる。
この場合、コンパレータ308の−端子に印加される電圧Vは、
V=(AT・VX/R)/C2 ・・・(2)
となる。
これにより、(1)式に(2)式を代入し、
Δf=(ΔV・C2・B)/(C・VX・A) ・・・(3)
となる。
即ち、(3)式にはRが含まれないため、コンパレータ308から出力される周波数信号は、第1抵抗318、第2抵抗324の温度特性の影響を受けることなく出力されることとなる。
===バッテリーパックの適用例===
図1の電圧−周波数変換装置300を有するバッテリーパック200の適用対象としては、例えば図9に示すノート型パーソナルコンピュータ500が挙げられる。このノート型パーソナルコンピュータ500の側面に設けられたバッテリー挿入口502にバッテリーパック200を挿入且つ装着することによって、ノート型パーソナルコンピュータ500を動作させるための電源を供給することが可能となる。また、バッテリーパック200内部のマイクロコンピュータ203によって求められた二次電池201の残量電圧(又は使用可能時間でもよい)は、ディスプレイ504の端部、又は小型ディスプレイ506を専用に設けて表示させることが可能である。二次電池201の残量電圧の表示方法としては、バーを用いたインジケーター表示でもよいし、数字表示でもよい。
図1の電圧−周波数変換装置300を有するバッテリーパック200の適用対象としては、例えば図9に示すノート型パーソナルコンピュータ500が挙げられる。このノート型パーソナルコンピュータ500の側面に設けられたバッテリー挿入口502にバッテリーパック200を挿入且つ装着することによって、ノート型パーソナルコンピュータ500を動作させるための電源を供給することが可能となる。また、バッテリーパック200内部のマイクロコンピュータ203によって求められた二次電池201の残量電圧(又は使用可能時間でもよい)は、ディスプレイ504の端部、又は小型ディスプレイ506を専用に設けて表示させることが可能である。二次電池201の残量電圧の表示方法としては、バーを用いたインジケーター表示でもよいし、数字表示でもよい。
また、電圧−周波数変換装置300を有するバッテリーパック200のその他の適用対象としては、デジタルカメラや携帯電話機等が挙げられる。
つまり、電圧−周波数変換装置300を適用することで電圧−周波数の変換精度を向上させることができるため、適切な電圧−周波数変換結果を要する如何なる携帯型の電子機器に対しても、適用する効果は大である。
つまり、電圧−周波数変換装置300を適用することで電圧−周波数の変換精度を向上させることができるため、適切な電圧−周波数変換結果を要する如何なる携帯型の電子機器に対しても、適用する効果は大である。
以上説明したことから明らかなように、コンデンサ302の充電を行うためのP型MOSFET304と、電圧VIN(−)を印加するための第1抵抗318と、電圧VIN(+)を印加するための第2抵抗324と、を有し、P型MOSFET304のドレイン電流を、電圧VIN(+)及び電圧VIN(−)の差電圧に応じた大きさの電流に調整する電流量調整回路306と、コンデンサ302の非接地側の一端側に発生する充電電圧と基準電圧VREF′との大小を比較するコンパレータ308と、充電電圧が基準電圧VREF′を超えたときのコンパレータ308の比較結果に応じて、コンデンサ302の放電を行う放電回路としての制御ロジック回路310及びスイッチ素子312と、を有し、コンパレータ308から電圧VIN(+)及び電圧VIN(−)の差電圧に応じた周波数信号を発生する電圧−周波数変換装置300であって、第1抵抗318又は第2抵抗324の抵抗値が温度特性に依存して変化した場合、コンパレータ308からの周波数信号の周波数を一定とするために、基準電圧VREF′を第1抵抗318又は第2抵抗324の抵抗値の変化に応じた値に変更する基準電圧制御回路314、を備えたことを特徴とするものである。これによれば、第1抵抗318又は第2抵抗324の抵抗値が温度特性に依存して変化した場合であっても、この温度特性の影響を受けない周波数信号をコンパレータ308から得ることができ、即ち、第1抵抗318又は第2抵抗324の温度特性に起因して、電圧−周波数変換装置300の電圧−周波数変換精度が悪化することを確実に防止することができ、良好な電圧−周波数変換精度を保持することが可能となる。
ここで、電流量調整回路306は、電圧VIN(+)及び電圧VIN(−)の差電圧に応じた電流を、第2抵抗324及びコンデンサ302に供給するための電流量調整用の誤差増幅器328、を有するものである。
そして、基準電圧制御回路336は、電圧VIN(+)及び電圧VIN(−)の差電圧に応じた電流が供給される、第2抵抗324の抵抗値R2と反比例する電流を発生する可変電流源330と、充放電用のコンデンサ332と、可変電流源330からの電流を用いてコンデンサ332の充電を第1期間(図3の期間Ta)のみ行い、その後、コンデンサ332の充電電圧を第2期間(図3の期間Tbの開始から第3スイッチ素子TG3が閉じるまでの期間)のみ保持し、その後、コンデンサ332の充電電圧の放電を第3期間(期間Tb2)のみ行うためのスイッチ回路としての第1スイッチ素子TG1、第2スイッチ素子TG2、第3スイッチ素子TG3と、これらのスイッチ回路の開閉動作を制御するタイミング制御回路338と、コンデンサ332の保持電圧を用いて基準電圧VREF′を出力するバッファ336と、を有するものである。
詳しくは、基準電圧制御回路314は、電圧VIN(+)及び電圧VIN(−)の差電圧に応じた電流が供給される、第2抵抗324の抵抗値と反比例する電流を発生する可変電流源330と、充放電用のコンデンサ332と、可変電流源330からの電流を用いてコンデンサ332の充電を行うために、第1期間(図3の期間Ta)のみ閉じる第1スイッチ素子TG1と、第1スイッチ素子TG1が開いている期間Tbにおいて、コンデンサ332の充電電圧を用いて基準電圧VREF′を出力するために、第2期間(図3の期間Tbの開始から第3スイッチ素子TG3が閉じるまでの期間)のみ閉じる第2スイッチ素子TG2と、第1スイッチ素子TG1が開いている期間Taにおいて、第2スイッチ素子が第2期間のみ閉じた後、コンデンサ332の充電電圧の放電を行うために、第3期間(期間Tb2)のみ閉じる第3スイッチ素子TG3と、第1乃至第3スイッチ素子TG1乃至TG3の開閉を制御するタイミング制御回路338と、を有するものである。
更に詳しくは、基準電圧制御回路314は、電圧VIN(+)及び電圧VIN(−)の差電圧に応じた電流が供給される、第2抵抗324の抵抗値と反比例する電流を発生する可変電流源330と、充放電用のコンデンサ332と、サンプルホールド用のコンデンサ334と、可変電流源330の出力と、充放電電圧が発生するコンデンサ332の非接地側の一端との間に接続された第1スイッチ素子TG1と、コンデンサ332の一端と、サンプルホールド電圧が発生するコンデンサ334の非接地側の一端との間に接続された第2スイッチ素子TG2と、コンデンサ332と並列接続された第3スイッチ素子TG3と、第1乃至第3スイッチ素子TG1乃至TG3の開閉を制御するタイミング制御回路338と、コンデンサ334の非接地側の一端に発生するサンプルホールド電圧を基準電圧VREF′として出力するためのバッファ336と、を有し、タイミング制御回路338は、可変電流源330からの電流を用いてコンデンサ332の充電を行うために、第1スイッチ素子TG1を第1期間(図3の期間Ta)のみ閉じ、第1スイッチ素子TGが開いている期間Tbにおいて、コンデンサ334がコンデンサ332の充電電圧をサンプルホールドするために、第2スイッチ素子TG2を第2期間(図3の期間Tbの開始から第3スイッチ素子TG3が閉じるまでの期間)のみ閉じ、第1スイッチ素子TG1が開いている期間Tbにおいて、第2スイッチ素子TG2が第2期間のみ閉じた後、コンデンサ332の充電電圧の放電を行うために、第3スイッチ素子TG3を第3期間(期間Tb2)のみ閉じるものである。
このような基準電圧制御回路314を設けることにより、可変電流源330からは、第2抵抗324の抵抗値R2に反比例する電流がコンデンサ332に供給されるため、コンデンサ332に充電される電圧のレベルを、コンデンサ302が充電を行う際の充電電圧の上昇の傾きに応じて変更することができる。具体的には、コンデンサ302が充電を行う際の充電電圧の上昇の傾きが第2抵抗324の抵抗値の変化に伴ってn倍に変化した場合、基準電圧VREF′もn倍に変化することとなる。これにより、第2抵抗324の温度特性に起因して、電圧−周波数変換装置300の電圧−周波数変換精度が悪化することを確実に防止することができ、良好な電圧−周波数変換精度を保持することが可能となる。
また、可変電流源330は、電圧VIN(+)及び電圧VIN(−)の差電圧に応じた電流が供給される、第2抵抗324と同一の温度特性を有する第3抵抗404と、第3抵抗404に発生する電圧及び定電圧VXの差電圧に応じて動作する誤差増幅器402と、誤差増幅器402の出力を用いて第3抵抗404に供給する電流量を調整するP型MOSFET408と、を有し、第3抵抗404を流れる電流を上記の反比例する電流とするものである。この可変電流源330によれば、第2抵抗324の抵抗値に反比例する電流を簡易な構成で確実に発生することができる。
また、電流量調整回路306は、第1抵抗318と直列接続される電流源316と、第1抵抗318と直列接続されるP型MOSFET320(第1電圧用トランジスタ)と、第2抵抗324と直列接続されるP型MOSFET322(第1電流供給用トランジスタ)と、第2抵抗324と直列接続されるP型MOSFET326(第2電圧用トランジスタ)と、P型MOSFET320のゲート電圧(VIN(−))で定まる第1抵抗318の一端の電圧V1と、P型MOSFET326のゲート電圧(VIN(+))で定まる第2抵抗324の一端の電圧とに応じて、P型MOSFET322のドレイン電流を調整するためのゲート電圧を出力電圧として発生する誤差増幅器328と、を有し、可変電流源304は、誤差増幅器328からの出力電圧に応じて、コンデンサ302を充電するための電流量が調整されるP型MOSFET304(第2電流供給用トランジスタ)、を有するものである。
ここで、電流源316は、可変電流源330と同一の構成としてもよい。即ち、可変電流源330は、誤差増幅器402、第3抵抗404、基準電圧源406、P型MOSFET408、410からなるものであるのに対し、電流源316を、誤差増幅器402、第3抵抗404、基準電圧源406、P型MOSFET408、412からなる構成としてもよい。この場合、電流源316では、可変電流源330におけるP型MOSFET410の代わりにP型MOSFET412を設けることとなる。これにより、可変電流源330と電流源316に対して同一の構成を用いるため、第2抵抗324の抵抗値が温度特性に依存して変化した場合であっても、コンパレータ308から出力される周波数信号の周期のばらつきをより確実に防止することが可能となる。
更に、電流源316は、可変電流源330の構成のうち、誤差増幅器402、第3抵抗404、基準電圧源406、P型MOSFET408を共用してもよい。こうすることにより、回路素子数を削減することが可能となる。
また更に、第1抵抗318と第2抵抗324は、同一の温度特性を有し、且つ、同一の抵抗値を有する抵抗であることとしてもよい。これによれば、電圧V1を一定とした状態で、電圧V2の変化のみに対して誤差増幅器328が誤差増幅動作を行うこととなる。
また、電圧VIN(+)及び電圧VIN(−)は、二次電池201の電流が流れる検出抵抗202の両端に発生する電圧であることとしてもよい。これによれば、二次電池201が放電動作を行っているときの残量電圧や、二次電池201が充電を行っているときの充電電圧等を確実に求めることが可能となる。
また、電圧−周波数変換装置300は、集積回路とすることが可能である。これによれば、外付け部品が不要となるために、マイクロコンピュータ203の小型化やバッテリーパック200の小型化が可能となり、コストダウンとともに様々な電子機器への適用が可能となる。
以上、本発明にかかる電圧−周波数変換装置及び電圧−周波数変換装置の基準電圧発生方法について説明したが、上記の説明は、本発明の理解を容易とするためのものであり、本発明を限定するものではない。本発明は、その趣旨を逸脱することなく、変更、改良され得るとともに、本発明にはその等価物が含まれることは勿論である。
200 バッテリーパック
201 二次電池
202 検出抵抗
203 マイクロコンピュータ
300 電圧−周波数変換装置
302 コンデンサ
304 P型MOSFET(第2電流供給用トランジスタ)
306 電流量調整回路
308 コンパレータ
310 制御ロジック回路
312 スイッチ素子
314 基準電圧制御回路
316 電流源
318 第1抵抗
320 P型MOSFET(第1電圧用トランジスタ)
322 P型MOSFET(第1電流供給用トランジスタ)
324 第2抵抗
326 P型MOSFET(第2電圧用トランジスタ)
328 誤差増幅器
330 可変電流源
332 コンデンサ(充放電用コンデンサ)
334 コンデンサ(サンプルホールド用コンデンサ)
336 バッファ
338 タイミング制御回路
TG1 第1スイッチ素子
TG2 第2スイッチ素子
TG3 第3スイッチ素子
201 二次電池
202 検出抵抗
203 マイクロコンピュータ
300 電圧−周波数変換装置
302 コンデンサ
304 P型MOSFET(第2電流供給用トランジスタ)
306 電流量調整回路
308 コンパレータ
310 制御ロジック回路
312 スイッチ素子
314 基準電圧制御回路
316 電流源
318 第1抵抗
320 P型MOSFET(第1電圧用トランジスタ)
322 P型MOSFET(第1電流供給用トランジスタ)
324 第2抵抗
326 P型MOSFET(第2電圧用トランジスタ)
328 誤差増幅器
330 可変電流源
332 コンデンサ(充放電用コンデンサ)
334 コンデンサ(サンプルホールド用コンデンサ)
336 バッファ
338 タイミング制御回路
TG1 第1スイッチ素子
TG2 第2スイッチ素子
TG3 第3スイッチ素子
Claims (13)
- コンデンサの充電を行うための可変電流源と、
第1電圧を印加するための第1抵抗と、第2電圧を印加するための第2抵抗と、を有し、前記可変電流源の電流量を、前記第1電圧及び前記第2電圧の差電圧に応じた電流量に調整する電流量調整回路と、
前記コンデンサの一端側に発生する充電電圧と基準電圧との大小を比較する比較回路と、
前記充電電圧が前記基準電圧を超えたときの前記比較回路の比較結果に応じて、前記コンデンサの放電を行う放電回路と、を有し、
前記比較回路から前記第1電圧及び前記第2電圧の差電圧に応じた周波数信号を発生する電圧−周波数変換装置であって、
前記第1抵抗又は前記第2抵抗の抵抗値が温度特性に依存して変化した場合、前記比較回路からの周波数信号の周波数を一定とするために、前記基準電圧を前記第1抵抗又は前記第2抵抗の抵抗値の変化に応じた値に変更する基準電圧制御回路、
を備えたことを特徴とする電圧−周波数変換装置。 - 前記電流量調整回路は、
前記第1電圧及び前記第2電圧の差電圧に応じた電流を、前記第1抵抗又は前記第2抵抗の何れか一方と、前記コンデンサとに供給するための電流量調整用誤差増幅器、
を有することを特徴とする請求項1に記載の電圧−周波数変換装置。 - 前記基準電圧制御回路は、
前記第1電圧及び前記第2電圧の差電圧に応じた電流が供給される、前記第1抵抗又は前記第2抵抗の何れか一方の抵抗値と反比例する電流を発生する反比例可変電流源と、
充放電用コンデンサと、
前記反比例可変電流源からの電流を用いて前記充放電用コンデンサの充電を第1期間のみ行い、その後、前記充放電用コンデンサの充電電圧を第2期間のみ保持し、その後、前記充放電用コンデンサの充電電圧の放電を第3期間のみ行うためのスイッチ回路と、
前記スイッチ回路の開閉動作を制御するスイッチ制御回路と、
前記充放電用コンデンサの保持電圧を用いて前記基準電圧を出力する出力回路と、
を有することを特徴とする請求項2に記載の電圧−周波数変換装置。 - 前記基準電圧制御回路は、
前記第1電圧及び前記第2電圧の差電圧に応じた電流が供給される、前記第1抵抗又は前記第2抵抗の何れか一方の抵抗値と反比例する電流を発生する反比例可変電流源と、
充放電用コンデンサと、
前記反比例可変電流源からの電流を用いて前記充放電用コンデンサの充電を行うために、第1期間のみ閉じる第1スイッチ素子と、
前記第1スイッチ素子が開いている期間において、前記充放電用コンデンサの充電電圧を用いて前記基準電圧を出力するために、第2期間のみ閉じる第2スイッチ素子と、
前記第1スイッチ素子が開いている期間において、前記第2スイッチ素子が前記第2期間のみ閉じた後、前記充放電用コンデンサの充電電圧の放電を行うために、第3期間のみ閉じる第3スイッチ素子と、
前記第1乃至第3スイッチ素子の開閉を制御するスイッチ制御回路と、
を有することを特徴とする請求項2に記載の電圧−周波数変換装置。 - 前記基準電圧制御回路は、
前記第1電圧及び前記第2電圧の差電圧に応じた電流が供給される、前記第1抵抗又は前記第2抵抗の何れか一方の抵抗値と反比例する電流を発生する反比例可変電流源と、
充放電用コンデンサと、
サンプルホールド用コンデンサと、
前記反比例可変電流源の出力と、充放電電圧が発生する前記充放電用コンデンサの一端との間に接続された第1スイッチ素子と、
前記充放電用コンデンサの一端と、サンプルホールド電圧が発生する前記サンプルホールド用コンデンサの一端との間に接続された第2スイッチ素子と、
前記充放電用コンデンサと並列接続された第3スイッチ素子と、
前記第1乃至第3スイッチ素子の開閉を制御するスイッチ制御回路と、
前記サンプルホールド用コンデンサの一端に発生するサンプルホールド電圧を前記基準電圧として出力するためのバッファと、を有し、
前記スイッチ制御回路は、
前記反比例可変電流源からの電流を用いて前記充放電用コンデンサの充電を行うために、前記第1スイッチ素子を第1期間のみ閉じ、
前記第1スイッチ素子が開いている期間において、前記サンプルホールド用コンデンサが前記充放電用コンデンサの充電電圧をサンプルホールドするために、前記第2スイッチ素子を第2期間のみ閉じ、
前記第1スイッチ素子が開いている期間において、前記第2スイッチ素子が前記第2期間のみ閉じた後、前記充放電用コンデンサの充電電圧の放電を行うために、前記第3スイッチ素子を第3期間のみ閉じる、
ことを特徴とする請求項2に記載の電圧−周波数変換装置。 - 前記反比例可変電流源は、
前記第1電圧及び前記第2電圧の差電圧に応じた電流が供給される、前記第1抵抗又は前記第2抵抗の何れか一方と同一の温度特性を有する第3抵抗と、
前記第3抵抗に発生する電圧及び定電圧の差電圧に応じて動作する誤差増幅器と、
前記誤差増幅器の出力を用いて前記第3抵抗に供給する電流量を調整するトランジスタと、を有し、
前記第3抵抗を流れる電流を前記反比例する電流とする、ことを特徴とする請求項3乃至5の何れかに記載の電圧−周波数変換装置。 - 前記電流量調整回路は、
前記第1抵抗と直列接続される電流源と、
前記第1抵抗と直列接続される第1電圧用トランジスタと、
前記第2抵抗と直列接続される第1電流供給用トランジスタと、
前記第2抵抗と直列接続される第2電圧用トランジスタと、
前記第1電圧用トランジスタの制御電圧(前記第1電圧)で定まる前記第1抵抗の一端の電圧と、前記第2電圧用トランジスタの制御電圧(前記第2電圧)で定まる前記第2抵抗の一端の電圧とに応じて、前記第1電流供給用トランジスタの電流量を調整するための制御電圧を発生する電流量調整用誤差増幅器と、を有し、
前記可変電流源は、
前記電流量調整用誤差増幅器からの制御電圧に応じて、前記コンデンサを充電するための電流量が調整される第2電流供給用トランジスタ、を有する、
ことを特徴とする請求項2乃至6の何れかに記載の電圧−周波数変換装置。 - 前記電流源は、前記反比例可変電流源と同一の構成であることを特徴とする請求項7に記載の電圧−周波数変換装置。
- 前記反比例可変電流源は、前記電流源に共用されることを特徴とする請求項7に記載の電圧−周波数変換装置。
- 前記第1抵抗と前記第2抵抗は、同一の温度特性を有し、且つ、同一の抵抗値を有する抵抗であることを特徴とする請求項7乃至9の何れかに記載の電圧−周波数変換装置。
- 前記第1電圧用トランジスタ及び前記第2電圧用トランジスタの制御電圧は、二次電池の電流が流れる検出抵抗の両端に発生する電圧である、ことを特徴とする請求項7乃至10の何れかに記載の電圧−周波数変換装置。
- 集積回路であることを特徴とする請求項1乃至11の何れかに記載の電圧−周波数変換装置。
- コンデンサの充電を行うための可変電流源と、
第1電圧を印加するための第1抵抗と、第2電圧を印加するための第2抵抗と、を有し、前記可変電流源の電流量を、前記第1電圧及び前記第2電圧の差電圧に応じた電流量に調整する電流量調整回路と、
前記コンデンサの一端側に発生する充電電圧と基準電圧との大小を比較する比較回路と、
前記充電電圧が前記基準電圧を超えたときの前記比較回路の比較結果に応じて、前記コンデンサの充電電圧の放電を行う放電回路と、を備え、
前記比較部から前記第1電圧及び前記第2電圧の差電圧に応じた周波数信号を発生する電圧−周波数変換装置の基準電圧変更方法であって、
前記第1抵抗又は前記第2抵抗の抵抗値が温度特性に依存して変化した場合、前記比較回路からの周波数信号の周波数を一定とするために、前記基準電圧を前記第1抵抗又は前記第2抵抗の抵抗値の変化に応じた値に変更する、
ことを特徴とする電圧−周波数変換装置の基準電圧変更方法。
Priority Applications (4)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2005351759A JP2006226992A (ja) | 2005-01-21 | 2005-12-06 | 電圧−周波数変換装置、電圧−周波数変換装置の基準電圧変更方法 |
US11/333,539 US7279941B2 (en) | 2005-01-21 | 2006-01-18 | Voltage-frequency conversion apparatus and method of changing reference voltage thereof |
KR1020060005681A KR100763117B1 (ko) | 2005-01-21 | 2006-01-19 | 전압-주파수 변환 장치 및 전압-주파수 변환 장치의 기준전압 변경 방법 |
TW095102740A TWI297777B (en) | 2005-01-21 | 2006-01-23 | Voltage-frequency conversion device and reference voltage changing method of the same |
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2005014614 | 2005-01-21 | ||
JP2005351759A JP2006226992A (ja) | 2005-01-21 | 2005-12-06 | 電圧−周波数変換装置、電圧−周波数変換装置の基準電圧変更方法 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2006226992A true JP2006226992A (ja) | 2006-08-31 |
Family
ID=36988473
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2005351759A Withdrawn JP2006226992A (ja) | 2005-01-21 | 2005-12-06 | 電圧−周波数変換装置、電圧−周波数変換装置の基準電圧変更方法 |
Country Status (4)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US7279941B2 (ja) |
JP (1) | JP2006226992A (ja) |
KR (1) | KR100763117B1 (ja) |
TW (1) | TWI297777B (ja) |
Families Citing this family (11)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2007127403A2 (en) * | 2006-04-26 | 2007-11-08 | Aivaka | Clock with regulated duty cycle and frequency |
US7642754B2 (en) * | 2006-06-08 | 2010-01-05 | Semiconductor Components Industries, L.L.C. | Method of forming a voltage regulator and structure therefor |
US7876133B1 (en) * | 2006-09-27 | 2011-01-25 | Cypress Semiconductor Corporation | Output buffer circuit |
US7495479B1 (en) * | 2007-09-13 | 2009-02-24 | Faraday Technology Corp. | Sample and hold circuit and related data signal detecting method utilizing sample and hold circuit |
JP5221100B2 (ja) * | 2007-10-22 | 2013-06-26 | ローム株式会社 | キャパシタ充電回路の制御回路、制御方法およびそれを用いたキャパシタ充電回路、電子機器 |
EP2169824A1 (en) * | 2008-09-25 | 2010-03-31 | Moscad Design & Automation Sàrl | A switched capacitor error amplifier circuit for generating a precision current reference or for use in a precision oscillator |
KR20150014681A (ko) * | 2013-07-30 | 2015-02-09 | 에스케이하이닉스 주식회사 | 전류 생성 회로와 이를 포함하는 반도체 장치 및 메모리 시스템 |
US9748935B2 (en) * | 2015-05-29 | 2017-08-29 | Fairchild Korea Semiconductor Ltd. | Signal calculator |
CN111446511B (zh) * | 2019-01-17 | 2021-09-03 | 太普动力新能源(常熟)股份有限公司 | 电池及对其电芯进行充电的方法 |
CN113114211A (zh) * | 2021-04-26 | 2021-07-13 | 石家庄通合电子科技股份有限公司 | 压频转换电路及传感器 |
CN113885635A (zh) * | 2021-11-05 | 2022-01-04 | 四川升华电源科技有限公司 | 一种快速的基准电压放电电路 |
Family Cites Families (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4234806A (en) * | 1978-07-05 | 1980-11-18 | Raytheon Company | Monostable multivibrator employing nonsaturating switching transistor |
US4256983A (en) * | 1979-05-02 | 1981-03-17 | General Electric Company | Voltage-to-frequency converter having a constant frequency mode of operation |
US4316155A (en) * | 1979-09-05 | 1982-02-16 | The Bendix Corporation | Voltage controlled oscillator having ratiometric and temperature compensation |
JP3532237B2 (ja) * | 1994-03-04 | 2004-05-31 | 株式会社東芝 | 電圧/周波数変換装置 |
JP3275547B2 (ja) * | 1994-07-01 | 2002-04-15 | 株式会社デンソー | 電圧−周波数変換回路 |
WO1999019983A1 (en) * | 1997-10-15 | 1999-04-22 | Maxim Integrated Products, Inc. | Single supply voltage to frequency converter optimized for low voltage sensing above and below ground |
EP1314249A2 (en) * | 2000-09-01 | 2003-05-28 | Honeywell International Inc. | Multi-channel precision synchronous voltage-to-frequency converter |
JP2002107428A (ja) | 2000-10-03 | 2002-04-10 | Hitachi Maxell Ltd | 電流/周波数コンバータおよびこれを内蔵する充電電池並びに充電電池パック |
-
2005
- 2005-12-06 JP JP2005351759A patent/JP2006226992A/ja not_active Withdrawn
-
2006
- 2006-01-18 US US11/333,539 patent/US7279941B2/en active Active
- 2006-01-19 KR KR1020060005681A patent/KR100763117B1/ko not_active IP Right Cessation
- 2006-01-23 TW TW095102740A patent/TWI297777B/zh active
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
TWI297777B (en) | 2008-06-11 |
US7279941B2 (en) | 2007-10-09 |
KR100763117B1 (ko) | 2007-10-04 |
US20060176119A1 (en) | 2006-08-10 |
TW200632331A (en) | 2006-09-16 |
KR20060085185A (ko) | 2006-07-26 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP2006226992A (ja) | 電圧−周波数変換装置、電圧−周波数変換装置の基準電圧変更方法 | |
US8866499B2 (en) | System and method for measuring capacitance | |
US9543947B2 (en) | Semiconductor device | |
KR100760134B1 (ko) | 전압-주파수 변환 장치 | |
US9766295B2 (en) | Coulomb counting using analog-to-frequency conversion | |
US11323110B2 (en) | Duty timing detector detecting duty timing of toggle signal, device including duty timing detector, and operating method of device receiving toggle signal | |
US8618848B1 (en) | Clock generator with comparator error compensation | |
KR100857696B1 (ko) | 오실레이터 회로 및 반도체 기억 장치 | |
US10637270B2 (en) | Battery charging circuit and charging method thereof | |
CN111585244B (zh) | 漏电保护电路、集成电路、电子设备以及方法 | |
WO2018036303A1 (zh) | 控制电容模块的充放电的方法和装置、显示装置 | |
JP4451731B2 (ja) | 集積回路のrc時定数と目標値の比率を求める方法および装置 | |
US10890548B2 (en) | Resistive gas sensor and gas sensing method therefor | |
JP2005198370A (ja) | 平均電流検出回路 | |
US9369117B2 (en) | Delay circuit, oscillation circuit, and semiconductor device | |
JP5082952B2 (ja) | クーロンカウンタ、そのダイナミックレンジ可変方法 | |
KR100995240B1 (ko) | 정전 용량 감지 회로 | |
US9684022B2 (en) | Sensor device and sensing method using the same | |
CN112119592A (zh) | 蓄电池充电及测量电路 | |
US9787116B2 (en) | Charging circuit, control chip and control method thereof | |
JP2009229165A (ja) | クーロンカウンタ、その内部電源制御方法 | |
US6147675A (en) | Input device for transmitting an input signal to a computer game port | |
KR102081155B1 (ko) | 고정밀도의 저전력 센서인터페이스장치 | |
JP2010276596A (ja) | 電荷量計測回路 | |
JP2009222628A (ja) | クーロンカウンタ、その内部電源生成方法及びそれに適用される内部電源制御方法 |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20081202 |
|
A761 | Written withdrawal of application |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A761 Effective date: 20090709 |