JP2006211878A - Switching power unit - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、入力直流電圧をスイッチングして得られるスイッチング出力を電力変換トランスの出力巻線に取り出すように構成されたスイッチング電源装置に係わり、特にスイッチング動作に伴うサージ電圧を抑止するための回路（スナバ回路）を備えたスイッチング電源装置に関する。 The present invention relates to a switching power supply device configured to extract a switching output obtained by switching an input DC voltage to an output winding of a power conversion transformer, and in particular, a circuit for suppressing a surge voltage caused by a switching operation ( The present invention relates to a switching power supply device including a snubber circuit.
従来より、スイッチング電源装置として種々のタイプのものが提案され、実用に供されている。その多くは、電力変換トランスの入力巻線に接続されたスイッチ回路のスイッチング動作により入力直流電圧をスイッチングし、スイッチング出力を電力変換トランスの出力巻線に取り出す方式である。スイッチ回路のスイッチング動作に伴い、出力巻線に現れる電圧は、整流回路によって整流された後、平滑回路によって直流に変換されて出力される。 Conventionally, various types of switching power supply devices have been proposed and put into practical use. Most of them are systems in which an input DC voltage is switched by a switching operation of a switch circuit connected to an input winding of a power conversion transformer, and a switching output is taken out to an output winding of the power conversion transformer. Along with the switching operation of the switch circuit, the voltage appearing in the output winding is rectified by the rectifier circuit, then converted into direct current by the smoothing circuit and output.
この種のスイッチング電源装置においては、電力伝送ラインに直列に出力整流ダイオードが接続される。したがって、この出力整流ダイオードによる損失を低減させることは、スイッチング電源装置の効率を向上させる上で、極めて有効である。 In this type of switching power supply, an output rectifier diode is connected in series with the power transmission line. Therefore, reducing the loss due to the output rectifier diode is extremely effective in improving the efficiency of the switching power supply device.
出力整流ダイオードの損失を低減させるには、順方向電圧降下の小さいダイオードを使用すればよい。ところが、順方向電圧降下の低いダイオードは逆方向耐電圧も低い。このため、出力整流ダイオードとして、順方向電圧降下の低いダイオードを使用する場合には、特に、逆方向電圧を抑制する必要がある。 In order to reduce the loss of the output rectifier diode, a diode having a small forward voltage drop may be used. However, a diode with a low forward voltage drop has a low reverse withstand voltage. For this reason, when a diode with a low forward voltage drop is used as the output rectifier diode, it is particularly necessary to suppress the reverse voltage.
この種のスイッチング電源装置において、逆方向電圧として最も考慮しなければならないのは、スイッチ回路のオン・オフ動作に伴う、寄生要素に起因したサージ（スパイク）電圧である。サージ電圧は出力整流ダイオードに対して、逆方向電圧として印加される。このようなサージ電圧を抑制する手段として、従来より、いわゆるスナバ回路が知られている。 In this type of switching power supply, the most important consideration for the reverse voltage is a surge (spike) voltage caused by a parasitic element accompanying the on / off operation of the switch circuit. The surge voltage is applied as a reverse voltage to the output rectifier diode. A so-called snubber circuit is conventionally known as means for suppressing such a surge voltage.
例えば、特許文献１には、コンデンサや抵抗器、ダイオードを用いたスナバ回路（Ｒスナバ回路、ＲＣスナバ回路、ＲＣＤスナバ回路）が開示されている。
For example,
また、例えば本出願人は特許文献２において、ＬＣ共振を利用したスナバ回路を提案している。このスナバ回路によればＬＣ共振を利用することで、上記サージ電圧を所定の電圧以下まで抑止することができる。
For example, the present applicant has proposed a snubber circuit using LC resonance in
しかしながら、上記特許文献１および特許文献２のスナバ回路では、確かに出力整流ダイオードに印加されるサージ電圧は抑制される（例えば、図２７の符号Ｗ１１）ものの、例えば図２７の符号Ｗ１２で示したように、高周波の電圧振幅（リンギング）は依然として残存してしまう。このような高周波成分のリンギングは、トランスやインダクタ（リーケージインダクタを含む）におけるコアロス、または配線における高周波抵抗によって熱へと変換されることで、これらの部位での発熱の要因となる。
However, in the snubber circuits of
ここで一般に、半導体や抵抗器などにおいては放熱器による放熱が容易である一方、トランスやインダクタなどにおいてはそれらの巻線構造に起因して熱抵抗が高くなる傾向にあることから、放熱効率が低下してしまい、十分な放熱を確保するのは容易ではない。そこで従来は、熱抵抗の高いトランスやインダクタに対しても十分な放熱を確保するために、これらトランスやインダクタを大型化することで熱抵抗を下げる手法や、同様にトランスやインダクタを大型化することで磁束密度を下げ、トランスやインダクタでのコアロスを低減することにより発熱を抑制する手法がとられていた。 Here, in general, heat dissipation by a radiator is easy in a semiconductor, a resistor, etc., whereas in a transformer, an inductor, etc., the thermal resistance tends to be high due to their winding structure, so the heat dissipation efficiency is high. It is difficult to secure sufficient heat dissipation. Therefore, in the past, in order to ensure sufficient heat dissipation even for transformers and inductors with high thermal resistance, a technique to lower the thermal resistance by increasing the size of these transformers and inductors, as well as increasing the size of transformers and inductors Thus, a technique has been adopted in which heat generation is suppressed by lowering the magnetic flux density and reducing core loss in the transformer and inductor.
しかしながら、これらの手法をとった場合、装置全体が大型化してしまったり、もしくは装置の動作範囲が狭くなってしまっていた。 However, when these methods are adopted, the entire apparatus is enlarged or the operating range of the apparatus is narrowed.
このように、出力整流ダイオードに対して高周波のリンギングが加わっている従来の技術では、装置全体を大型化することなく十分な放熱を確保するのは困難であり、改善の余地があった。 As described above, in the conventional technique in which high-frequency ringing is applied to the output rectifier diode, it is difficult to ensure sufficient heat radiation without increasing the size of the entire device, and there is room for improvement.
本発明はかかる問題点に鑑みてなされたもので、その目的は、装置全体を大型化することなく十分な放熱を確保することが可能なスイッチング電源装置を提供することにある。 The present invention has been made in view of such problems, and an object thereof is to provide a switching power supply device capable of ensuring sufficient heat radiation without increasing the size of the entire device.
本発明の第１のスイッチング電源装置は、交流電圧を変圧するトランスと、このトランスの１次側に設けられ、直流入力電圧を交流電圧に変換してトランスに供給するスイッチング回路と、トランスの２次側に設けられ、トランスの交流出力電圧を整流して出力する正極側出力端および負極側出力端を有する整流回路と、共振用の第１および第２のコンデンサ、第１および第２のダイオードならびに回生用インダクタを含んで構成されたサージ電圧抑止回路と、このサージ電圧抑止回路の第１および第２のコンデンサと協働してＬＣ直列共振回路を構成する共振用インダクタとを備え、上記第１のコンデンサは、一端が第１のダイオードのカソードに接続され、他端が整流回路の負極側出力端に接続され、上記第２のコンデンサは、一端が整流回路の正極側出力端に接続され、他端が第１のダイオードのアノードに接続され、上記第２のダイオードは、カソードが第２のコンデンサの他端に接続され、アノードが整流回路の負極側出力端に接続され、上記回生用インダクタが、第１のコンデンサの一端と整流回路の正極側出力端との間に接続されているものである。 A first switching power supply of the present invention includes a transformer for transforming an AC voltage, a switching circuit provided on the primary side of the transformer, converting a DC input voltage to an AC voltage and supplying the AC voltage to the transformer, and 2 transformers. A rectifier circuit provided on the secondary side and having a positive output terminal and a negative output terminal for rectifying and outputting an alternating current output voltage of the transformer, first and second capacitors for resonance, and first and second diodes And a surge voltage suppression circuit configured to include a regenerative inductor, and a resonance inductor that forms an LC series resonance circuit in cooperation with the first and second capacitors of the surge voltage suppression circuit. One capacitor has one end connected to the cathode of the first diode, the other end connected to the negative output side of the rectifier circuit, and the second capacitor has one end trimmed. Connected to the positive output terminal of the circuit, the other end connected to the anode of the first diode, the second diode has a cathode connected to the other end of the second capacitor, and an anode connected to the negative side of the rectifier circuit The regenerative inductor is connected to the output terminal, and is connected between one end of the first capacitor and the positive output terminal of the rectifier circuit.
本発明の第２のスイッチング電源装置は、交流電圧を変圧するトランスと、このトランスの１次側に設けられ、直流入力電圧を交流電圧に変換してトランスに供給するスイッチング回路と、トランスの２次側に設けられ、トランスの交流出力電圧を整流して出力する正極側出力端および負極側出力端を有する整流回路と、共振用の第１および第２のコンデンサ、第１および第２のダイオードならびに回生用インダクタを含んで構成されたサージ電圧抑止回路と、このサージ電圧抑止回路の第１および第２のコンデンサと協働してＬＣ直列共振回路を構成する共振用インダクタとを備え、上記第１のコンデンサは、一端が整流回路の正極側出力端に接続され、他端が第１のダイオードのアノードに接続され、上記第２のコンデンサは、一端が第１のダイオードのカソードに接続され、他端が整流回路の負極側出力端に接続され、上記第２のダイオードは、アノードが第２のコンデンサの一端に接続され、カソードが整流回路の正極側出力端に接続され、上記回生用インダクタが、第１のコンデンサの他端と整流回路の負極側出力端との間に接続されているものである。 A second switching power supply device of the present invention includes a transformer for transforming an AC voltage, a switching circuit provided on the primary side of the transformer, converting a DC input voltage into an AC voltage and supplying the AC voltage to the transformer, A rectifier circuit provided on the secondary side and having a positive output terminal and a negative output terminal for rectifying and outputting an alternating current output voltage of the transformer, first and second capacitors for resonance, and first and second diodes And a surge voltage suppression circuit configured to include a regenerative inductor, and a resonance inductor that forms an LC series resonance circuit in cooperation with the first and second capacitors of the surge voltage suppression circuit. One end of the capacitor is connected to the positive output terminal of the rectifier circuit, the other end is connected to the anode of the first diode, and the second capacitor has one end connected to the first end. The other diode is connected to the negative output side of the rectifier circuit, the anode is connected to one end of the second capacitor, and the cathode is connected to the positive output side of the rectifier circuit. The regenerative inductor is connected between the other end of the first capacitor and the negative output side of the rectifier circuit.
本発明のスイッチング電源装置では、サージ電圧抑止回路の第１および第２のコンデンサと共振用インダクタとが協動してＬＣ直列共振回路として機能することにより、第１および第２のコンデンサにそれぞれ電気エネルギー（電荷）が蓄積されると共に、整流回路に加わるサージ電圧が抑止される。そして第２のコンデンサと共振用インダクタとが協働してＬＣ直列共振回路として機能することにより、第２のコンデンサに蓄積された電荷が放出される一方、第１のコンデンサに蓄積された電荷は、少しずつ放出される。したがって、第２のコンデンサに蓄積された電荷が放出された後も第１のコンデンサには電荷がまだ残存することから、整流回路に加わる逆電圧の降下量が小さくなり、高周波のリンギングの振幅が、回を重ねるごとに小さくなる。 In the switching power supply device of the present invention, the first and second capacitors of the surge voltage suppression circuit and the resonance inductor cooperate to function as an LC series resonance circuit, whereby the first and second capacitors are electrically connected to each other. Energy (charge) is accumulated and surge voltage applied to the rectifier circuit is suppressed. The second capacitor and the resonance inductor cooperate to function as an LC series resonance circuit, whereby the charge accumulated in the second capacitor is released, while the charge accumulated in the first capacitor is , Released little by little. Therefore, even after the charge accumulated in the second capacitor is released, the charge still remains in the first capacitor, so that the amount of reverse voltage applied to the rectifier circuit is reduced and the amplitude of high-frequency ringing is reduced. , It gets smaller with each time.
本発明のスイッチング電源装置では、上記第２のコンデンサの容量が上記第１のコンデンサの容量よりも小さくなるように構成することが好ましい。 In the switching power supply device of the present invention, it is preferable that the capacitance of the second capacitor is configured to be smaller than the capacitance of the first capacitor.
なお、本発明において、「サージ電圧抑止回路」とは、サージ電圧を抑止する機能を有する回路を意味し、一般に、スナバ回路と呼ばれる。「回生用インダクタ」における「回生用」とは、サージ電圧抑止回路における共振用の第１および第２のコンデンサに蓄えられた電気エネルギー（電荷）を放出して利用に供し得る状態とするための、という意味である。また、「ＬＣ直列共振回路」とは、インダクタとコンデンサとが直列に配列された共振回路をいう。また、整流回路における「負極出力端」とは、トランスの２次側の接地ラインを意味し、逆に「正極出力端」とは、トランスの２次側の出力ラインを意味する。 In the present invention, the “surge voltage suppression circuit” means a circuit having a function of suppressing a surge voltage, and is generally called a snubber circuit. “Regenerative inductor” in the “regenerative inductor” is a state for releasing the electric energy (charge) stored in the first and second capacitors for resonance in the surge voltage suppression circuit so that it can be used. It means that. The “LC series resonance circuit” refers to a resonance circuit in which an inductor and a capacitor are arranged in series. In addition, the “negative output terminal” in the rectifier circuit means a ground line on the secondary side of the transformer, and conversely, the “positive output terminal” means an output line on the secondary side of the transformer.
なお、共振用インダクタは、コイル部品を実際に配置してよいが、これに代えて（あるいはこれと共に）、トランスのリーケージインダクタンスや配線などを含めた直列インダクタンスを利用して構成してもよい。 Note that the resonance inductor may actually be provided with coil components, but instead of this (or together with this), it may be configured using a series inductance including a transformer leakage inductance and wiring.
本発明のスイッチング電源装置によれば、サージ電圧抑止回路における共振用のコンデンサと共振用インダクタとによりＬＣ直列共振を起こさせるようにしたので、整流回路に加わるサージ電圧を抑止することができ、消費電力を低減することができる。また、この共振用のコンデンサを第１および第２のコンデンサにより構成し、第２のコンデンサに蓄積された電荷をＬＣ共振によって放出すると共に、第１のコンデンサに蓄積された電荷を少しずつ放出するようにしたので、整流回路に加わる高周波のリンギングを抑制して熱抵抗の高い部位での発熱を抑制することができ、装置全体を大型化することなく十分な放熱を確保することが可能となる。また、放熱器を小さくしても十分な放熱を確保することができことから、装置全体を小型化することも可能となる。また、放熱器の大きさをそのまま保った場合には、装置全体がより高温まで耐え得るようになることから、装置の動作温度範囲を拡大することも可能となる。さらに、整流回路に加わる高周波のリンギングを抑制することができることから、装置内で発生するノイズを低減することも可能となる。 According to the switching power supply device of the present invention, since the LC series resonance is caused by the resonance capacitor and the resonance inductor in the surge voltage suppression circuit, the surge voltage applied to the rectifier circuit can be suppressed and consumed. Electric power can be reduced. The resonance capacitor is composed of the first and second capacitors, and the charge accumulated in the second capacitor is released by LC resonance, and the charge accumulated in the first capacitor is released little by little. As a result, it is possible to suppress high-frequency ringing applied to the rectifier circuit to suppress heat generation in a portion having a high thermal resistance, and it is possible to ensure sufficient heat dissipation without increasing the size of the entire device. . Further, since sufficient heat radiation can be ensured even if the radiator is made small, the entire apparatus can be downsized. Further, if the size of the heatsink is kept as it is, the entire apparatus can withstand higher temperatures, so that the operating temperature range of the apparatus can be expanded. Further, since high-frequency ringing applied to the rectifier circuit can be suppressed, noise generated in the device can be reduced.
特に、第２のコンデンサの容量を第１のコンデンサの容量よりも小さくなるようにした場合には、高周波のリンギングの振幅をより小さくすることができ、熱抵抗の高い部位での発熱をより抑制することが可能となる。 In particular, when the capacitance of the second capacitor is made smaller than the capacitance of the first capacitor, the amplitude of high-frequency ringing can be further reduced, and the heat generation at a portion having a high thermal resistance is further suppressed. It becomes possible to do.
以下、本発明を実施するための最良の形態（以下、単に実施の形態という。）について、図面を参照して詳細に説明する。 Hereinafter, the best mode for carrying out the present invention (hereinafter simply referred to as an embodiment) will be described in detail with reference to the drawings.
[第１の実施の形態]
図１は、本発明の第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を表すものである。このスイッチング電源装置は、図示しない高圧バッテリから供給される高圧の入力直流電圧Ｖinを、より低い出力直流電圧Ｖoutに変換して、図示しない低圧バッテリに供給するＤＣ−ＤＣコンバータとして機能するものであり、後述するようにセンタタップ型カソードコモン接続のスイッチング電源装置である。
[First embodiment]
FIG. 1 shows a configuration of a switching power supply apparatus according to the first embodiment of the present invention. This switching power supply device functions as a DC-DC converter that converts a high-voltage input DC voltage Vin supplied from a high-voltage battery (not shown) into a lower output DC voltage Vout and supplies it to a low-voltage battery (not shown). As will be described later, this is a switching power supply device with a center tap type cathode common connection.
このスイッチング電源装置は、１次側高圧ラインＬ１Ｈと１次側低圧ラインＬ１Ｌとの間に設けられたインバータ回路１および平滑コンデンサ２と、１次側巻線３１および２次側巻線３２，３３を有するトランス３と、インバータ回路１と１次側巻線３１との間に設けられた共振用インダクタ４とを備えている。１次側高圧ラインＬ１Ｈの入力端子Ｔ１と１次側低圧ラインＬ１Ｌの入力端子Ｔ２との間には、図示しない高圧バッテリから出力される入力直流電圧Ｖinが印加されるようになっている。このスイッチング電源装置はまた、トランス３の２次側に設けられた整流回路５と、この整流回路５に接続されたスナバ回路６と、このスナバ回路６に接続された平滑回路７とを備えている。
This switching power supply includes an
インバータ回路１は、高圧バッテリから出力される入力直流電圧Ｖinをほぼ矩形波状の単相交流電圧に変換する単相インバータ回路であり、本発明における「スイッチング回路」の一具体例に対応する。このインバータ回路１は、図示しない制御回路から供給されるスイッチング信号（図示せず）によってそれぞれ駆動される４つのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４をフルブリッジ接続してなるフルブリッジ型のスイッチング回路である。スイッチング素子としては、例えばＭＯＳ−ＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor-Field Effect Transistor）やＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolor Transistor）などのスイッチ素子が用いられる。
The
スイッチング素子Ｓ１はトランス３の１次側巻線３１の一端と１次側高圧ラインＬ１Ｈとの間に設けられ、スイッチング素子Ｓ２は１次側巻線３１の他端と１次側低圧ラインＬ１Ｌとの間に設けられている。スイッチング素子Ｓ３は１次側巻線３１の他端と１次側高圧ラインＬ１Ｈとの間に設けられ、スイッチング素子Ｓ４は１次側巻線３１の一端と１次側低圧ラインＬ１Ｌとの間に設けられている。上記した共振用インダクタ４は、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４の接続点と１次側巻線３１の一端との間に接続されている。
The switching element S1 is provided between one end of the primary winding 31 of the
インバータ回路１では、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２がオンすることにより、１次側高圧ラインＬ１Ｈから順にスイッチング素子Ｓ１、１次側巻線３１およびスイッチング素子Ｓ２を通って１次側低圧ラインＬ１Ｌに至る第１の電流経路に電流が流れる一方、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４がオンすることにより、１次側高圧ラインＬ１Ｈから順にスイッチング素子Ｓ３、１次側巻線３１、共振用インダクタ４およびスイッチング素子Ｓ４を通って１次側低圧ラインＬ１Ｌに至る第２の電流経路に電流が流れるようになっている。
In the
トランス３の一対の２次側巻線３２，３３はセンタタップＣで互いに接続され、このセンタタップＣが接地ラインＬＧを介して出力端子Ｔ４に導かれている。つまり、このスイッチング電源装置はセンタタップ型のものである。このトランス３は、インバータ回路１によって変換された交流電圧を降圧し、一対の２次側巻線３２，３３の各端部Ａ，Ｂから、互いに１８０度位相が異なる交流電圧ＶＯ１，ＶＯ２を出力するようになっている。なお、この場合の降圧の度合いは、１次側巻線３１と２次側巻線３２，３３との巻数比によって定まる。
The pair of
なお、共振用インダクタ４は、コイル部品を実際に配置してもよいが、これに代えて（これと共に）、トランス３のリーケージインダクタンス（図示せず）や配線などを含めた直列インダクタンスを利用して構成してもよい。この共振用インダクタ４は、後述するように（図４）、トランス３を介して２次側に等価なインダクタンス成分［Ｌ１／（ｎ／２）2］を生じさせ、この等価なインダクタンス成分とスナバ回路６のコンデンサＣ６１とが協働してＬＣ直列共振回路を構成することになる。
The
整流回路５は、一対のダイオード５１，５２からなる単相全波整流型のものである。ダイオード５１のアノードは２次側巻線３２の一端Ａに接続され、ダイオード５２のアノードは２次側巻線３３の一端Ｂに接続されている。ダイオード５１，５２の各カソード同士は、接続点Ｄにおいて互いに接続されると共に、出力ラインＬＯに接続されている。つまり、この整流回路５はカソードコモン接続の構造を有しており、トランス３の交流出力電圧ＶＯ１，ＶＯ２の各半波期間をそれぞれダイオード５１，５２によって個別に整流して直流電圧を得るようになっている。
The
スナバ回路６は、コンデンサＣ６１，Ｃ６２と、ダイオードＤ６１，Ｄ６２と、回生用インダクタＬ６１とを含んで構成される。具体的には、コンデンサＣ６１は、その一端がダイオードＤ６１のカソードに接続点Ｅで接続され、その他端が接地ラインＬＧに接続されている。コンデンサＣ６２は、その一端が出力ラインＬＯに接続され、その他端がダイオードＤ６１のアノードに接続点Ｆで接続されている。ダイオードＤ６２は、そのカソードが接続点Ｆに接続され、そのアノードが接地ラインＬＧに接続されている。回生用インダクタＬ６１は、接続点Ｅと出力ラインＬＯとの間に接続されている。
The
コンデンサＣ６１，Ｃ６２はいずれも、１次側に設けられた共振用インダクタ４と協働してＬＣ直列共振回路を構成するものであり、それぞれ本発明における「第１のコンデンサ」および「第２のコンデンサ」の一具体例に対応する。また、回生用インダクタＬ６１は、後述するように共振用のコンデンサＣ６１，Ｃ６２に蓄えられた電気エネルギー（電荷）を放出して利用に供し得る状態とするためのものである。また、ダイオードＤ６２は、後述するように、共振用のコンデンサＣ６２に蓄えられた電荷を放出させる際の経路をなすものであり、本発明における「第２のダイオード」の一具体例に対応する。このような構成によりスナバ回路６は、インバータ回路１におけるスイッチング動作に伴って生ずるサージ電圧を抑止するためのサージ電圧抑止回路として機能すると共に、後述するように整流回路５のダイオード５１，５２に加わる高周波のリンギングを抑制するためのリンギング抑制回路としても機能するようになっている。なお、ダイオードＤ６１は、本発明における「第１のダイオード」の一具体例に対応する。
Capacitors C61 and C62 constitute an LC series resonance circuit in cooperation with the
なお、このような構成のスナバ回路６は、図２に示したように、上記特許文献２の図１３に開示されているスナバ回路（図２（Ａ）に示したスナバ回路１０６）を、等価回路を用いて変形したものと考えることができる。ここでこのスナバ回路１０６は、共振用のコンデンサ６１（容量：Ｃ）と、ダイオード６２と、回生用インダクタ６３（インダクタンス：Ｌ）とから構成されている。具体的には、コンデンサ６１およびダイオード６２が出力ラインＬＯと接地ラインＬＧとの間に直列に接続され、コンデンサ６１の一端が接地ラインＬＧに接続され、他端がダイオード６２のカソードに接続点Ｅで接続されている。また、ダイオード６２のアノードが出力ラインＬＯに接続され、回生用インダクタ６３が接続点Ｅと出力ラインＬＯとの間に、ダイオード６２と並列に接続されている。
As shown in FIG. 2, the
図２（Ｂ）に示したように、このスナバ回路１０６において、容量Ｃをなすコンデンサ６１は、それぞれ容量２Ｃをなすと共に互いに直列接続された２つのコンデンサ６１Ａ，６１Ｂに置き換えることができる。また、インダクタンスＬをなす回生用インダクタ６３は、それぞれインダクタンス２Ｌをなすと共に互いに並列接続された２つの回生用インダクタ６３Ａ，６３Ｂに置き換えることができる。また、図２（Ｂ）の回路構成に基づいて、これらの素子の接続関係を等価のものに置き換えると、図２（Ｃ）、さらには図２（Ｄ）に示したような回路構成となる。そして図２（Ｄ）の回路構成において、回生用インダクタ６３Ｂを、そのカソードがダイオード６２のアノードに接続点Ｆで接続され、そのアノードが接地ラインＬＧに接続されたダイオードに置き換えることで、図１に示した本実施の形態のスナバ回路６を得ることができる。
As shown in FIG. 2B, in the
図１に戻り、平滑回路７は、チョークコイル７１と平滑コンデンサ７２とを含んで構成されている。チョークコイル７１は、出力ラインＬＯに挿入配置されており、その一端はスナバ回路６の回生用インダクタＬ６１の一端（出力ラインＬＯ側の端点）に接続され、その他端は出力ラインＬＯの出力端子Ｔ３に接続されている。平滑コンデンサ７２は、出力ラインＬＯ（具体的には、チョークコイル７１の他端）と接地ラインＬＧとの間に接続されている。接地ラインＬＧの端部には、出力端子Ｔ４が設けられている。このような構成により平滑回路７では、整流回路５で整流された直流電圧を平滑化して出力直流電圧Ｖoutを生成し、これを出力端子Ｔ３，Ｔ４から低圧バッテリ（図示せず）に給電するようになっている。
Returning to FIG. 1, the smoothing
次に、以上のような構成のスイッチング電源装置の動作を説明する。まず、スイッチング電源装置の全体動作を説明する。 Next, the operation of the switching power supply device configured as described above will be described. First, the overall operation of the switching power supply device will be described.
インバータ回路１は、入力端子Ｔ１，Ｔ２から供給される入力直流電圧Ｖinをスイッチングして交流電圧を作り出し、これをトランス３の１次側巻線３１に供給する。トランス３の２次側巻線３２，３３からは、変圧（ここでは、降圧）された交流電圧ＶＯ１，ＶＯ２が取り出される。
The
整流回路５は、この交流電圧をダイオード５１，５２によって整流する。これにより、センタタップＣ（接地ラインＬＧ）とダイオード５１，５２の接続点Ｄとの間に整流出力が発生する。
The
平滑回路７は、センタタップＣ（接地ラインＬＧ）とダイオード５１，５２の接続点Ｄとの間に生じる整流出力を平滑化して、出力端子Ｔ３，Ｔ４から出力直流電圧Ｖoutを出力する。この出力直流電圧Ｖoutは図示しない低圧バッテリに給電され、その充電に供される。
The smoothing
次に、図３〜図１２を参照して、本発明の特徴であるスナバ回路６の動作について説明する。なお、後述する図５は、コンデンサＣ６１の端子電圧Ｖc1とコンデンサＣ６２の端子電圧Ｖc1との合成電圧Ｖcの時間変化をタイミング図で表したものであり、図中の電圧Ｖctは、合成電圧Ｖcの収束値を示している。
Next, the operation of the
図３に示したように、インバータ回路１のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２がオンになると、スイッチング素子Ｓ１からスイッチング素子Ｓ２の方向に電流Ｉc10が流れ、トランス３の２次側巻線３２，３３に現れる電圧ＶＯ１，ＶＯ２がダイオード５２に対して逆方向（逆電圧Ｖd）となり、ダイオード５１およびスナバ回路６のダイオードＤ６１に対して順方向となる。このため、２次側巻線３２からダイオード５１を通って出力ラインＬＯに電流Ｉxが流れる。
As shown in FIG. 3, when the switching elements S1 and S2 of the
このとき、ダイオード５１、コンデンサＣ６２、ダイオードＤ６１、コンデンサＣ６１およびトランス３の２次側巻線３２を順に通る充電ループＩc1が形成され、コンデンサＣ６１およびコンデンサＣ６２への充電（エネルギーの蓄積）が行われる。一方、ダイオード５２には逆電圧Ｖd（サージ電圧）が印加される。この充電ループＩc1において、１次側の共振インダクタ４によるインダクタ成分とコンデンサＣ６１およびコンデンサＣ６２の直列合成容量とによりＬＣ直列共振回路が構成されるため、図６に示したようなコンデンサＣ６１の端子電圧Ｖc1とコンデンサＣ６２の端子電圧Ｖc1との合成電圧Ｖcは、ＬＣ共振電圧に従って上昇する（図５のタイミングｔ０〜ｔ１の区間Ｔ１）。
At this time, a charging loop Ic1 passing through the
図４は、上記したＬＣ直列共振回路の等価回路を表すものである。等価回路は、共振用インダクタ４によって２次側に生ずるインダクタンス成分［Ｌ１／（ｎ／２）2］と、コンデンサＣ６１およびコンデンサＣ６２の直列合成容量［Ｃ］と、電源電圧［Ｖin／（ｎ／２）］とにより構成される。この等価回路によると、コンデンサＣ６１およびコンデンサＣ６２の合成電圧Ｖcは、次の式（１）で表される。
Ｖc＝２×Ｖin×（１−ｃｏｓωｔ）／ｎ …（１）
但し、ω＝１／（Ｌ１×Ｃ／（ｎ／２）2）1/2
ここで、Ｌ１は共振用インダクタ４のインダクタンス値であり、ＣはコンデンサＣ６１およびコンデンサＣ６２の直列合成容量である。ｎは、２次側巻線３３の巻数Ｎ２に対する１次側巻線３１の巻数Ｎ１の巻数比（Ｎ１／Ｎ２）である。なお、２次側巻線３３の巻数Ｎ３に対する１次側巻線３１の巻数Ｎ１の巻数比（Ｎ１／Ｎ３）も同様にｎであるとする。
FIG. 4 shows an equivalent circuit of the LC series resonance circuit described above. The equivalent circuit includes an inductance component [L1 / (n / 2) 2 ] generated by the
Vc = 2 * Vin * (1-cos [omega] t) / n (1)
However, ω = 1 / (L1 × C / (n / 2) 2 ) 1/2
Here, L1 is an inductance value of the
充電ループＩc1において、ダイオードＤ６１の電圧降下分を無視すれば、ダイオード５２に印加される逆電圧Ｖdは、図６に示したようなコンデンサＣ６１およびコンデンサＣ６２の合成電圧Ｖcとほぼ等しくなる。コンデンサＣ６１およびコンデンサＣ６２の合成電圧Ｖcは、上記したように、共振用インダクタ４に起因するインダクタンス成分とコンデンサＣ６１およびコンデンサＣ６２の直列合成容量とにより定まるＬＣ共振電圧によって上昇する。このため、ダイオード５２に印加される逆電圧Ｖdの最大値（ピーク値）Ｖdmは、上記の式（１）から明らかなように、次の式（２）で示される値になる。
Ｖdm＝２×Ｖin×（１−ｃｏｓπ）／ｎ
＝４×Ｖin／ｎ …（２）
In the charging loop Ic1, if the voltage drop of the diode D61 is ignored, the reverse voltage Vd applied to the
Vdm = 2 * Vin * (1-cos [pi]) / n
= 4 x Vin / n (2)
このように、ダイオード５２に印加される逆電圧ＶdをＬＣ共振作用によって式（２）の値以下に抑制できるので、ノイズを少なく（サージ電圧を低く）することができる。また、ダイオード５２に印加される逆電圧Ｖdを抑制できるので、ダイオード５２として、順方向電圧降下が比較的小さいものを使用することが可能になり、この結果、ダイオード５２による損失を低減し、エネルギー消費の少ない高効率のスイッチング電源装置を得ることができる。
As described above, the reverse voltage Vd applied to the
ここで図５〜図８を参照して、このスナバ回路６の特徴的な作用について説明する。図７は、コンデンサＣ６１およびコンデンサＣ６２の合成電圧Ｖcが逆電圧Ｖdの最大値であるＶdmとなった後の状態（図５のタイミングｔ１〜ｔ２の区間Ｔ２）の動作を表しており、図８は比較例として、前述の図２（Ａ）に示した構成のスナバ回路１０６を備えた従来のスイッチング電源装置における、図７に対応する状態の動作を表している。
Here, the characteristic operation of the
図７に示したように、本実施の形態のスイッチング電源装置では、ダイオード５２に印加される逆電圧Ｖdが上記の式（２）で示されるピーク値（４×Ｖin／ｎ）になると、ダイオードＤ６１が非導通となることで、コンデンサＣ６１の端子電圧Ｖc1がピークホールドされる（図５のタイミングｔ１）。すると、コンデンサＣ６２と共振用インダクタ４とが協働してＬＣ直列共振回路が構成されることから、コンデンサＣ６２に蓄積された電荷がＬＣ共振作用により、一方向性放電路Ｉd2を介して出力ラインＬＯ側（図示しない低圧バッテリ側）に放出される。このとき、このＬＣ共振作用に起因して接続点Ｄの電位が下降するため、コンデンサＣ６１に蓄積された電荷も一方向性放電路Ｉd1を介して出力ラインＬＯ側に放出されるが、この接続点Ｄの電位降下が緩やかなものであるため、電荷は少しずつ放出されることとなる。したがって、コンデンサＣ６２に蓄積された電荷が放出された後もコンデンサＣ６１には電荷がまだ残存することから、ダイオード５２に加わる逆電圧Ｖdの降下量が抑えられる。
As shown in FIG. 7, in the switching power supply of the present embodiment, when the reverse voltage Vd applied to the
なお、その後は図５のタイミングｔ２において、ダイオードＤ６１が再び導通することから充電ループＩc1が形成され、コンデンサＣ６１およびコンデンサＣ６２への再充電がなされる（図５のタイミングｔ２〜ｔ３の区間Ｔ１）。その際、上記のようにコンデンサＣ６１には電荷が残存していることから、コンデンサＣ６２に蓄積される電荷は、タイミングｔ１のときよりも、タイミングｔ３のときのほうが少なくなる。このようにして、タイミングｔ１〜ｔ２，ｔ３〜ｔ４，ｔ５〜ｔ６，…からなる区間Ｔ２と、ｔ０〜ｔ１，ｔ２〜ｔ３，ｔ４〜ｔ５，…からなる区間Ｔ１とが繰り返されることで、ダイオード５２に加わる逆電圧Ｖdにおいて、前述した高周波のリンギングの振幅が回を重ねるごとに小さくなり、収束していくこととなる。 After that, at timing t2 in FIG. 5, the diode D61 becomes conductive again, so that the charging loop Ic1 is formed, and the capacitor C61 and the capacitor C62 are recharged (section T1 from timing t2 to t3 in FIG. 5). . At this time, since the charge remains in the capacitor C61 as described above, the charge stored in the capacitor C62 is smaller at the timing t3 than at the timing t1. In this way, a section T2 composed of timings t1 to t2, t3 to t4, t5 to t6,... And a section T1 composed of t0 to t1, t2 to t3, t4 to t5,. In the reverse voltage Vd applied to 52, the amplitude of the above-described high-frequency ringing becomes smaller and converges every time it is repeated.
一方、図８に示した比較例に係るスイッチング電源装置では、本実施の形態のスイッチング電源装置と同様にして、充電ループＩc1によってコンデンサ６１へ電荷が蓄積され、コンデンサ６１の端子電圧がピークホールドされる（図５のタイミングｔ１）と、ダイオード６２は非導通となる。このとき、共振用インダクタ４とコンデンサ６１とがなすＬＣ共振電圧は最大値となっていることから、電流Ｉc10，Ｉc1は流れる方向が切り換わる零点となっており、電流Ｉc10，Ｉc1の値が減少に転じようとしている。一方、チョークコイル７１は、一方向性放電路Ｉdにより電流を流す電流源として動作している。ここで本来のＬＣ共振であれば、コンデンサ６１の端子電圧Ｖcが下降しながら電流Ｉc10，Ｉc1が減少することで、ＬＣ共振が継続されることとなる。しかしながらこのスナバ回路１０６では、ダイオード６２によって電流Ｉc1が逆方向に流れることが阻止されることから、コンデンサ６１への電流供給がなされなくなる。このようにして、ダイオード６２によりＬＣ共振の継続が阻止されることから、微小な容量であるダイオード５２の接合容量への電荷が供給されなくなり、それまで蓄積されていた電荷は、一方向性放電路Ｉdを介して出力ラインＬＯ側へ放電される。よって、接続点Ｄの電位は急速に下降することとなる。
On the other hand, in the switching power supply according to the comparative example shown in FIG. 8, charges are accumulated in the capacitor 61 by the charging loop Ic1 and the terminal voltage of the capacitor 61 is peak-held in the same manner as the switching power supply of the present embodiment. (Timing t1 in FIG. 5), the
このようにして、比較例に係る従来のスイッチング電源装置では、接続点Ｄの電位が急速に下降することから、図５の符号Ｇ２で示したように高周波のリンギングが大きくなる一方、本実施の形態のスイッチング電源装置では、ダイオード５２に加わる逆電圧Ｖdの降下量が抑えられ小さくなることから、図５の符号Ｇ１で示したように、比較例と比べて高周波のリンギングが抑制されることとなる。よって、熱抵抗の高い部位での発熱を抑制することができ、スイッチング電源装置全体を大型化することなく十分な放熱を確保することができる。
In this way, in the conventional switching power supply device according to the comparative example, the potential at the connection point D drops rapidly, so that high-frequency ringing increases as shown by reference numeral G2 in FIG. In the switching power supply device of the embodiment, since the amount of decrease in the reverse voltage Vd applied to the
なお、このような本実施の形態のスイッチング電源装置では、コンデンサＣ６２の容量が、コンデンサＣ６１の容量よりも小さくなるように構成することが好ましい。このように構成した場合、図６に模式的に示したように、コンデンサＣ６２の端子電圧Ｖc2のほうが、コンデンサＣ６１の端子電圧Ｖc1よりも大きくなる。したがって、例えば図５に示したように、（電圧Ｖd11＜電圧Ｖd12）および（電圧Ｖd21＜電圧Ｖd22）などとなることから、ダイオード５２に加わる逆電圧Ｖdの降下量をより小さくし、高周波のリンギングをより抑制することができる。なお、これらの電圧値の関係は、次の式（３）で示される。
Ｖc1：Ｖc2＝Ｖd11：Ｖd12
＝Ｖd21：Ｖd22 …（３）
よって例えば、（コンデンサＣ１の容量）：（コンデンサＣ２の容量）＝２：１となるように構成すると、上記の式（３）より、Ｖd11：Ｖd12＝Ｖd21：Ｖd22＝１：２となることから、（コンデンサＣ１の容量）：（コンデンサＣ２の容量）＝１：１の場合（Ｖd11：Ｖd12＝Ｖd21：Ｖd22＝１：１となる）よりも逆電圧Ｖdの降下量をより小さくし、高周波のリンギングをより抑制することができる。なお、このことは以降の実施の形態においても同様である。
Note that the switching power supply device according to the present embodiment is preferably configured such that the capacitance of the capacitor C62 is smaller than the capacitance of the capacitor C61. In such a configuration, as schematically shown in FIG. 6, the terminal voltage Vc2 of the capacitor C62 is larger than the terminal voltage Vc1 of the capacitor C61. Therefore, for example, as shown in FIG. 5, since (voltage Vd11 <voltage Vd12) and (voltage Vd21 <voltage Vd22), etc., the drop amount of the reverse voltage Vd applied to the
Vc1: Vc2 = Vd11: Vd12
= Vd21: Vd22 (3)
Therefore, for example, if (capacitance of capacitor C1) :( capacitance of capacitor C2) = 2: 1, Vd11: Vd12 = Vd21: Vd22 = 1: 2 from the above equation (3). , (Capacitance of capacitor C1) :( capacitance of capacitor C2) = 1: 1 (Vd11: Vd12 = Vd21: Vd22 = 1: 1) The amount of decrease in the reverse voltage Vd is made smaller and the high frequency Ringing can be further suppressed. This also applies to the following embodiments.
スナバ回路６全体の動作説明に戻り、次に図９に示したように、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２がオンからオフになると（図５のタイミングｔ７〜ｔ８の区間Ｔ３）、トランス３の２次側巻線３３に現れる電圧［−ＶＯ２］は、ダイオード５２に対して順方向となる。このため、２次側巻線３３からダイオード５２を通って出力ラインＬＯに電流Ｉxが流れる。このとき、回生用インダクタＬ６１は、電荷がまだ残存しているコンデンサＣ６１のみに対する一方向性放電路Ｉd1として機能し、コンデンサＣ６１に残存している電荷が一方向性放電路Ｉd1を介して出力ラインＬＯ側（図示しない低圧バッテリ側）に回生され、利用に供される。この結果、図５に示したようにダイオード５２に加わる逆電圧Ｖdが０Ｖにリセットされると共に、スイッチング電源装置のエネルギー効率が向上する。
Returning to the description of the overall operation of the
次に、図１０に示したように、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４がオフからオンになると（再び、図５のタイミングｔ０〜ｔ１の区間Ｔ１に対応する）、スイッチング素子Ｓ３からスイッチング素子Ｓ４の方向に電流Ｉc20が流れ、トランス３の２次側巻線３２，３３に現れる電圧［−ＶＯ１］、［−ＶＯ２］がダイオード５２に対して順方向になる一方、ダイオード５１に対して逆方向（逆電圧Ｖd）となる。このため、２次側巻線３３からダイオード５２を通って出力ラインＬＯに電流Ｉxが流れる。
Next, as shown in FIG. 10, when the switching elements S3 and S4 are turned on from off (again corresponding to the section T1 of timing t0 to t1 in FIG. 5), the switching element S3 moves in the direction of the switching element S4. While the current Ic20 flows and the voltages [−VO1] and [−VO2] appearing in the
このとき、ダイオード５２、コンデンサＣ６２、ダイオードＤ６１、コンデンサＣ６１およびトランス３の２次側巻線３３の順に通る充電ループＩc2が形成され、コンデンサＣ６１およびコンデンサＣ６２への充電が行われる。一方、ダイオード５１には逆電圧Ｖdが印加されるが、充電ループＩc2において１次側の共振用インダクタ４によるインダクタンス成分とコンデンサＣ６１およびコンデンサＣ６２の直列合成容量とによりＬＣ直列共振回路が構成されるため、ダイオード５１に印加される逆電圧Ｖdは上記の式（２）の値以下に抑制される。
At this time, a charging loop Ic2 that passes through the
また、ダイオード５１に加わる逆電圧Ｖdが上記の式（２）で示されるピーク値になると、コンデンサＣ６１の端子電圧Ｖc1がピークホールドされる。このときも図１１に示したように（再び、図５のタイミングｔ１〜ｔ２の区間Ｔ２に対応する）、コンデンサＣ６２に蓄積された電荷がコンデンサＣ６２と共振用インダクタ４とがなすＬＣ共振作用により、一方向性放電路Ｉd2を介して出力ラインＬＯ側（図示しない低圧バッテリ側）に放出される。一方、このＬＣ共振作用に起因して接続点Ｄの電位が緩やかに下降することから、コンデンサＣ６１に蓄積された電荷は、一方向性放電路Ｉd1を介して少しずつ放出される。したがって、コンデンサＣ６２に蓄積された電荷が放出された後もコンデンサＣ６１には電荷がまだ残存することから、ダイオード５１に加わる逆電圧Ｖdの降下量が抑えられ、熱抵抗の高い部位での発熱も抑制される。
Further, when the reverse voltage Vd applied to the
最後に、図１２に示したように、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４がオンからオフになると（再び、図５のタイミングｔ７〜ｔ８の区間Ｔ３に対応する）、トランス３の２次側巻線３２に現れる電圧［−ＶＯ１］はダイオード５１に対して順方向となる。このため、２次側巻線３２からダイオード５１を通って出力ラインＬＯに電流Ｉxが流れる。このときも、回生用インダクタＬ６１がコンデンサＣ６１のみに対する一方向性放電路Ｉd1として機能することで、コンデンサＣ６１に残存している電荷が一方向性放電路Ｉd1を介して出力ラインＬＯ側（図示しない低圧バッテリ側）に回生され、利用に供される。
Finally, as shown in FIG. 12, when the switching elements S3 and S4 are turned from on to off (again corresponding to the section T3 from timing t7 to t8 in FIG. 5), the secondary side winding 32 of the
図１３は、図１の整流回路５（ダイオード５１，５２）における逆電圧Ｖdの実測波形を表すものである。この図において、（Ａ）は従来のスイッチング電源装置（例えば、図２（Ａ）に示したスナバ回路１０６を備えたもの）における逆電圧Ｖdの電圧波形を示しており、（Ｂ）は本実施の形態のスイッチング電源装置における逆電圧Ｖdの電圧波形を示している。
FIG. 13 shows a measured waveform of the reverse voltage Vd in the rectifier circuit 5 (
このように、従来のスイッチング電源装置（図１３（Ａ））においては、符号Ｗ１で示したように、振幅の大きい高周波のリンギングが出現している一方、本実施の形態のスイッチング電源装置（図１３（Ｂ））においては、符号Ｗ２で示したように、従来のスイッチング電源装置と比べて、高周波のリンギングの振幅が抑制されていることが分かる。よって、本実施の形態のスナバ回路６を設けることで、整流回路５（ダイオード５１，５２）における逆電圧（サージ電圧）Ｖdにおいて、実際に高周波のリンギングが抑制されることが分かる。
As described above, in the conventional switching power supply device (FIG. 13A), high-frequency ringing having a large amplitude appears as indicated by reference numeral W1, while the switching power supply device according to the present embodiment (FIG. 13). 13 (B)), as indicated by reference numeral W2, it can be seen that the amplitude of high-frequency ringing is suppressed as compared with the conventional switching power supply device. Therefore, it can be seen that by providing the
以上のように、本実施の形態では、スナバ回路６における共振用のコンデンサ（コンデンサＣ６１，Ｃ６２）と共振用インダクタ４とによりＬＣ直列共振を起こさせるようにしたので、整流回路５のダイオード５１，５２に加わるサージ電圧を抑止することができ、消費電力を低減することができる。
As described above, in the present embodiment, the LC series resonance is caused by the resonance capacitors (capacitors C61 and C62) and the
また、この共振用のコンデンサをコンデンサＣ６１およびコンデンサＣ６２により構成し、コンデンサＣ６２に蓄積された電荷をＬＣ共振作用によって放出すると共に、コンデンサＣ６１に蓄積された電荷を少しずつ放出するようにしたので、整流回路５のダイオード５１，５２に加わる高周波のリンギングを抑制して熱抵抗の高い部位（例えば、トランス３や共振用インダクタ４）での発熱を抑制することができ、スイッチング電源装置全体を大型化することなく十分な放熱を確保することができる。よって、放熱するための部材を小さくしても十分な放熱を確保することができ、装置全体を小型化することも可能となる。また、放熱部材の大きさをそのまま保った場合には、装置全体がより高温まで耐え得るようになることから、装置の動作温度範囲を拡大することも可能となる。さらに、整流回路５のダイオード５１，５２に加わる高周波のリンギングを抑制することができることから、装置内で発生するノイズを低減することも可能となる。
In addition, since this resonance capacitor is constituted by the capacitor C61 and the capacitor C62, the charge accumulated in the capacitor C62 is released by the LC resonance action, and the charge accumulated in the capacitor C61 is released little by little. It is possible to suppress high-frequency ringing applied to the
なお、本実施の形態では、図１に示したようなセンタタップ型カソードコモン接続のスイッチング電源装置について説明してきたが、例えば図１４に示したように、本実施の形態のスナバ回路６を、センタタップ型アノードコモン接続のスイッチング電源装置に対して適用することも可能である。このように構成した場合でも、本実施の形態の場合と同様の効果を得ることができる。
In the present embodiment, the center tap type cathode common connection switching power supply device as shown in FIG. 1 has been described. For example, as shown in FIG. 14, the
[第２の実施の形態]
次に、本発明の第２の実施の形態について説明する。
[Second Embodiment]
Next, a second embodiment of the present invention will be described.
図１５は、本実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を表すものである。この図において、図１に示した構成要素と同一の構成要素には同一の符号を付し、適宜説明を省略する。このスイッチング電源装置は、上記第１の実施の形態に係るスイッチング電源装置（図１）において、スナバ回路６に代えてスナバ回路１６を備えたものである。その他の部分の構成は、図１の場合と同様である。
FIG. 15 shows the configuration of the switching power supply according to the present embodiment. In this figure, the same components as those shown in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted as appropriate. This switching power supply device includes a
スナバ回路１６は、第１の実施の形態におけるスナバ回路６と同様に、コンデンサＣ６１，Ｃ６２と、ダイオードＤ６１，Ｄ６２と、回生用インダクタＬ６１とを含んで構成される。ただしそれらの接続関係がスナバ回路６のものとは異なっており、具体的には、コンデンサＣ６１は、その一端がダイオードＤ６１のアノードに接続点Ｅで接続され、その他端が出力ラインＬＯに接続されている。コンデンサＣ６２は、その一端が接地ラインＬＧに接続され、その他端がダイオードＤ６１のカソードに接続点Ｆで接続されている。ダイオードＤ６２は、そのアノードが接続点Ｆに接続され、そのカソードが出力ラインＬＯに接続されている。回生用インダクタＬ６１は、接続点Ｅと接地ラインＬＧとの間に接続されている。なお、このスナバ回路１６に含まれるコンデンサＣ６１，Ｃ６２、ダイオードＤ６１，Ｄ６２、および回生用インダクタＬ６１がなす機能については、第１の実施の形態におけるスナバ回路６のものと同様であるので、その説明を省略する。
Similar to the
また、本実施の形態のスナバ回路１６も第１の実施の形態のスナバ回路６と同様に、図１６に示したように、図２（Ａ）に示したスナバ回路１０６の変形例（図１６（Ａ）に示したスナバ回路１１６）を、等価回路によって変形したものと考えることができる。ここでこのスナバ回路１１６は、スナバ回路１０６と同様に、共振用のコンデンサ６１（容量：Ｃ）と、ダイオード６２と、回生用インダクタ６３（インダクタンス：Ｌ）とから構成されている。ただしそれらの接続関係がスナバ回路１０６のものとは異なっており、具体的には、コンデンサ６１およびダイオード６２が出力ラインＬＯと接地ラインＬＧとの間に直列に接続され、コンデンサ６１の一端が出力ラインＬＯに接続され、他端がダイオード６２のアノードに接続点Ｅで接続されている。また、ダイオード６２のカソードが接地ラインＬＧに接続され、回生用インダクタ６３が接続点Ｅと接地ラインＬＧとの間に、ダイオード６２と並列に接続されている。
Similarly to the
図１６（Ｂ）に示したように、このスナバ回路１１６において、容量Ｃをなすコンデンサ６１は、それぞれ容量２Ｃをなすと共に互いに直列接続された２つのコンデンサ６１Ａ，６１Ｂに置き換えることができる。また、インダクタンスＬをなす回生用インダクタ６３は、それぞれインダクタンス２Ｌをなすと共に互いに並列接続された２つの回生用インダクタ６３Ａ，６３Ｂに置き換えることができる。また、図１６（Ｂ）の回路構成に基づいて、これらの素子の接続関係を等価のものに置き換えると、図１６（Ｃ）、さらには図１６（Ｄ）に示したような回路構成となる。そして図１６（Ｄ）の回路構成において、回生用インダクタ６３Ｂを、そのアノードがダイオード６２のカソードに接続点Ｆで接続され、そのカソードが出力ラインＬＯに接続されたダイオードに置き換えることで、図１５に示した本実施の形態のスナバ回路１６を得ることができる。
As shown in FIG. 16B, in the
次に、図１７（Ａ）〜（Ｄ）を参照して、以上のような構成のスイッチング電源装置の動作を説明する。なお、図１７では、１次側の回路部分の図示を省略している。また、このスイッチング電源装置のＤＣ−ＤＣコンバータとしての基本動作は図１の場合と同様であるので、その説明を省略し、スナバ回路１６の動作のみを説明する。 Next, with reference to FIGS. 17A to 17D, the operation of the switching power supply device having the above configuration will be described. In FIG. 17, the circuit portion on the primary side is not shown. Further, the basic operation of the switching power supply device as a DC-DC converter is the same as that in FIG.
まず、図１７（Ａ）に示したように、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２がオフからオンになると、２次側巻線３２からダイオード５１を通って、出力ラインＬＯに電流Ｉxが流れる。また、ダイオード５１、コンデンサＣ６１、ダイオードＤ６１、コンデンサＣ６２およびトランス３の２次側巻線３２を順に通る充電ループＩc1が形成され、コンデンサＣ６１およびコンデンサＣ６２への充電が行われる。また、ダイオード５２には逆電圧Ｖdが印加されるが、充電ループＩc1において１次側の共振用インダクタ４によるインダクタンス成分とコンデンサ６１およびコンデンサＣ６２の直列合成容量とによりＬＣ直列共振回路が構成されるため、ダイオード５２に印加される逆電圧Ｖdは、前述の式（２）の値以下に抑制される。
First, as shown in FIG. 17A, when the switching elements S1 and S2 are turned on from off, a current Ix flows from the secondary winding 32 through the
また、ダイオード５２に加わる逆電圧Ｖdが上記の式（２）で示されるピーク値になると、コンデンサＣ６１の端子電圧Ｖc1がピークホールドされる。するとコンデンサＣ６２に蓄積された電荷が、コンデンサＣ６２と共振用インダクタ４とがなすＬＣ共振作用により、一方向性放電路Ｉd2を介して出力ラインＬＯ側（図示しない低圧バッテリ側）に放出される。一方、このＬＣ共振作用に起因して接続点Ｄの電位が緩やかに下降することから、コンデンサＣ６１に蓄積された電荷は、一方向性放電路Ｉd1を介して少しずつ放出される。したがって、コンデンサＣ６２に蓄積された電荷が放出された後もコンデンサＣ６１には電荷がまだ残存することから、ダイオード５２に加わる逆電圧Ｖdの降下量が抑えられ、熱抵抗の高い部位での発熱も抑制される。
Further, when the reverse voltage Vd applied to the
次に、図１７（Ｂ）に示したように、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２がオンからオフになると、トランス３の２次側巻線３３に現れる電圧［−ＶＯ２］はダイオード５２に対して順方向となる。このため、２次側巻線３３からダイオード５２を通って出力ラインＬＯに電流Ｉxが流れる。このとき、回生用インダクタＬ６１は電荷が残存しているコンデンサＣ６１のみに対する一方向性放電路Ｉd1として機能することで、コンデンサＣ６１に残存している電荷が一方向性放電路Ｉd1を介して出力ラインＬＯ側（図示しない低圧バッテリ側）に回生され、利用に供される。
Next, as illustrated in FIG. 17B, when the switching elements S <b> 1 and S <b> 2 are turned from on to off, the voltage [−VO <b> 2] that appears in the secondary winding 33 of the
次に、図１７（Ｃ）に示したように、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４がオフからオンになると、２次側巻線３３からダイオード５２を通って、出力ラインＬＯに電流Ｉxが流れる。また、ダイオード５２、コンデンサＣ６１、ダイオードＤ６１、コンデンサＣ６２およびトランス３の２次側巻線３３を順に通る充電ループＩc2が形成され、コンデンサＣ６１およびコンデンサＣ６２への充電が行われる。また、ダイオード５１には逆電圧Ｖdが印加されるが、充電ループＩc2において１次側の共振用インダクタ４によるインダクタンス成分とコンデンサ６１およびコンデンサＣ６２の直列合成容量とによりＬＣ直列共振回路が構成されるため、ダイオード５１に印加される逆電圧Ｖdは、前述の式（２）の値以下に抑制される。
Next, as shown in FIG. 17C, when the switching elements S3 and S4 are turned on from off, the current Ix flows from the secondary winding 33 through the
また、ダイオード５１に加わる逆電圧Ｖdが上記の式（２）で示されるピーク値になると、コンデンサＣ６１の端子電圧Ｖc1がピークホールドされる。このときもコンデンサＣ６２に蓄積された電荷が、コンデンサＣ６２と共振用インダクタ４とがなすＬＣ共振作用により、一方向性放電路Ｉd2を介して出力ラインＬＯ側（図示しない低圧バッテリ側）に放出される。一方、このＬＣ共振作用に起因して接続点Ｄの電位が緩やかに下降することから、コンデンサＣ６１に蓄積された電荷は、一方向性放電路Ｉd1を介して少しずつ放出される。したがって、コンデンサＣ６２に蓄積された電荷が放出された後もコンデンサＣ６１には電荷がまだ残存することから、ダイオード５１に加わる逆電圧Ｖdの降下量が抑えられ、熱抵抗の高い部位での発熱も抑制される。
Further, when the reverse voltage Vd applied to the
次に、図１７（Ｄ）に示したように、スイッチング素子Ｓ３，Ｓ４がオンからオフになると、トランス３の２次側巻線３２に現れる電圧［−ＶＯ１］はダイオード５１に対して順方向となる。このため、２次側巻線３２からダイオード５１を通って出力ラインＬＯに電流Ｉxが流れる。このときも、回生用インダクタＬ６１がコンデンサＣ６１のみに対する一方向性放電路Ｉd1として機能することで、コンデンサＣ６１に残存している電荷が一方向性放電路Ｉd1を介して出力ラインＬＯ側（図示しない低圧バッテリ側）に回生され、利用に供される。
Next, as shown in FIG. 17D, when the switching elements S3 and S4 are turned off from on, the voltage [−VO1] appearing in the secondary winding 32 of the
以上のように、本実施の形態のスイッチング電源装置においても、上記第１の実施の形態の場合と同様の効果を得ることができる。すなわち、スナバ回路１６において共振用のコンデンサをコンデンサＣ６１およびコンデンサＣ６２により構成し、コンデンサＣ６２に蓄積された電荷をＬＣ共振作用によって放出すると共に、コンデンサＣ６１に蓄積された電荷を少しずつ放出するようにしたので、整流回路５のダイオード５１，５２に加わる高周波のリンギングを抑制し、熱抵抗の高い部位での発熱を抑制することができる。よって、スイッチング電源装置全体を大型化することなく十分な放熱を確保することができる。
As described above, also in the switching power supply device of the present embodiment, the same effect as in the case of the first embodiment can be obtained. That is, in the
なお、本実施の形態においても、例えば図１８に示したように、本実施の形態のスナバ回路１６を、センタタップ型アノードコモン接続のスイッチング電源装置に対して適用することも可能である。このように構成した場合でも、本実施の形態の場合と同様の効果を得ることができる。
Also in the present embodiment, for example, as shown in FIG. 18, the
[第３の実施の形態]
次に、本発明の第３の実施の形態について説明する。本実施の形態では、フォワード型カソードコモン接続のスイッチング電源装置について説明する。
[Third embodiment]
Next, a third embodiment of the present invention will be described. In this embodiment, a switching power supply device with a forward cathode common connection will be described.
図１９は、本実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を表すものである。この図において、図１に示した構成要素と同一の構成要素には同一の符号を付し、適宜説明を省略する。 FIG. 19 shows the configuration of the switching power supply according to the present embodiment. In this figure, the same components as those shown in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted as appropriate.
本実施の形態のスイッチング電源装置は、１次側巻線３１と２次側巻線３２とを有するトランス１３を用いて構成されたフォワード型（一方向型）のスイッチング電源装置であり、トランス１３の１次側に、図１のインバータ回路１に代えて、１つのスイッチング素子Ｓ０からなるインバータ回路１１を備えている。このスイッチング電源装置はまた、トランス１３の２次側に設けられた整流回路１５と、この整流回路１５に接続されたスナバ回路６と、このスナバ回路６に接続された平滑回路７とを備えている。整流回路１５は、アノードがトランス１３の２次側巻線３２の一端Ａに接続されたダイオード５１と、アノードがトランス１３の２次側巻線３２の他端Ｃに接続されカソードがダイオード５１のカソードに共通接続されたダイオード５２とにより構成されたカソードコモン接続の構造を有する。なお、スナバ回路６および平滑回路７を始めとするその他の部分の構成は、図１の場合と同様である。
The switching power supply according to the present embodiment is a forward type (one-way type) switching power supply configured using a
次に、図２０および図２１を参照して、以上のような構成のスイッチング電源装置の動作を説明する。 Next, with reference to FIG. 20 and FIG. 21, the operation of the switching power supply unit configured as described above will be described.
本実施の形態では、図２０に示したように、インバータ回路１１のスイッチング素子Ｓ０がオンになると、トランス１３の２次側巻線３２に現れる電圧ＶＯ１は、ダイオード５２に対して逆方向（逆電圧Ｖd）となり、ダイオード５１およびスナバ回路６のダイオードＤ６１に対して順方向となる。このため、２次側巻線３２からダイオード５１を通って出力ラインＬＯに電流Ｉxが流れる。このとき、ダイオード５１、コンデンサＣ６２、ダイオードＤ６１、コンデンサＣ６１、およびトランス１３の２次側巻線３２を順に通る充電ループＩcが形成され、コンデンサＣ６１およびコンデンサＣ６２への充電が行われる。一方、ダイオード５２には逆電圧Ｖd（サージ電圧）が印加されるが、充電ループＩcにおいて、１次側の共振用インダクタ４によるインダクタ成分とコンデンサＣ６１およびコンデンサＣ６２の直列合成容量とによりＬＣ直列共振回路が構成されるため、ダイオード５２に印加される逆電圧Ｖdは前述の式（２）以下の値に抑制される。
In the present embodiment, as shown in FIG. 20, when the switching element S0 of the
また、ダイオード５２に印加される逆電圧Ｖdが前述の式（２）で示されるピーク値になると、コンデンサＣ６１の端子電圧Ｖc1がピークホールドされる。するとコンデンサＣ６２に蓄積された電荷が、コンデンサＣ６２と共振用インダクタ４とがなすＬＣ共振作用により、一方向性放電路Ｉd2を介して出力ラインＬＯ側（図示しない低圧バッテリ側）に放出される。一方、このＬＣ共振作用に起因して接続点Ｄの電位が緩やかに下降することから、コンデンサＣ６１に蓄積された電荷は、一方向性放電路Ｉd1を介して少しずつ放出される。したがって、コンデンサＣ６２に蓄積された電荷が放出された後もコンデンサＣ６１には電荷がまだ残存することから、ダイオード５２に加わる逆電圧Ｖdの降下量が抑えられ、熱抵抗の高い部位での発熱も抑制される。
Further, when the reverse voltage Vd applied to the
次に、図２１に示したように、インバータ回路１１のスイッチング素子Ｓ０がオフになると、トランス１３の２次側巻線３２に現れる電圧［−ＶＯ１］はダイオード５１に対して逆方向（逆電圧Ｖd）となる。この時、接地ラインＬＧからダイオード５２を通って出力ラインＬＯに電流Ｉxが流れる。このとき、回生用インダクタＬ６１は電荷が残存しているコンデンサＣ６１のみに対する一方向性放電路Ｉd1として機能し、コンデンサＣ６１に残存している電荷が一方向性放電路Ｉd1を介して出力ラインＬＯ側（図示しない低圧バッテリ側）に回生され、利用に供される。
Next, as shown in FIG. 21, when the switching element S0 of the
以上のように、本実施の形態のスイッチング電源装置においても、上記第１および第２の実施の形態の場合と同様の効果を得ることができる。すなわち、スナバ回路６において共振用のコンデンサをコンデンサＣ６１およびコンデンサＣ６２により構成し、コンデンサＣ６２に蓄積された電荷をＬＣ共振作用によって放出すると共に、コンデンサＣ６１に蓄積された電荷を少しずつ放出するようにしたので、整流回路５のダイオード５２に加わる高周波のリンギングを抑制し、熱抵抗の高い部位での発熱を抑制することができる。よって、スイッチング電源装置全体を大型化することなく十分な放熱を確保することができる。
As described above, also in the switching power supply device of the present embodiment, the same effect as in the case of the first and second embodiments can be obtained. That is, in the
なお、本実施の形態においては、図１９に示したようなフォワード型カソードコモン接続のスイッチング電源装置について説明してきたが、例えば図２２に示したように、本実施の形態のスナバ回路６を、フォワード型アノードコモン接続のスイッチング電源装置に対して適用することも可能である。このように構成した場合でも、本実施の形態の場合と同様の効果を得ることができる。 In the present embodiment, the forward-type cathode common connection switching power supply device as shown in FIG. 19 has been described. For example, as shown in FIG. The present invention can also be applied to a forward type anode common connection switching power supply device. Even when configured in this manner, the same effects as those of the present embodiment can be obtained.
[第４の実施の形態]
次に、本発明の第４の実施の形態について説明する。
[Fourth embodiment]
Next, a fourth embodiment of the present invention will be described.
図２３は、本実施の形態に係るスイッチング電源装置の構成を表すものである。このスイッチング電源装置は、上記第３の実施の形態に係るスイッチング電源装置（図１９）において、スナバ回路６に代えてスナバ回路１６を備えたものである。その他の部分の構成は、図１９の場合と同様である。
FIG. 23 illustrates the configuration of the switching power supply according to the present embodiment. This switching power supply apparatus includes a
次に、図２４および図２５を参照して、以上のような構成のスイッチング電源装置の動作を説明する。 Next, with reference to FIG. 24 and FIG. 25, operation | movement of the switching power supply device of the above structures is demonstrated.
本実施の形態では、図２４に示したように、インバータ回路１１のスイッチング素子Ｓ０がオンになると、トランス１３の２次側巻線３２に現れる電圧ＶＯ１は、ダイオード５２に対して逆方向（逆電圧Ｖd）となり、ダイオード５１およびスナバ回路６のダイオードＤ６１に対して順方向となる。このため、２次側巻線３２からダイオード５１を通って出力ラインＬＯに電流Ｉxが流れる。このとき、ダイオード５１、コンデンサＣ６１、ダイオードＤ６１、コンデンサＣ６２、およびトランス１３の２次側巻線３２を順に通る充電ループＩcが形成され、コンデンサＣ６１およびコンデンサＣ６２への充電が行われる。一方、ダイオード５２には逆電圧Ｖd（サージ電圧）が印加されるが、充電ループＩcにおいて、１次側の共振用インダクタ４によるインダクタ成分とコンデンサＣ６１およびコンデンサＣ６２の直列合成容量とによりＬＣ直列共振回路が構成されるため、ダイオード５２に印加される逆電圧Ｖdは前述の式（２）以下の値に抑制される。
In the present embodiment, as shown in FIG. 24, when the switching element S0 of the
また、ダイオード５２に印加される逆電圧Ｖdが前述の式（２）で示されるピーク値になると、コンデンサＣ６１の端子電圧Ｖc1がピークホールドされる。するとコンデンサＣ６２に蓄積された電荷が、コンデンサＣ６２と共振用インダクタ４とがなすＬＣ共振作用により、一方向性放電路Ｉd2を介して出力ラインＬＯ側（図示しない低圧バッテリ側）に放出される。一方、このＬＣ共振作用に起因して接続点Ｄの電位が緩やかに下降することから、コンデンサＣ６１に蓄積された電荷は、一方向性放電路Ｉd1を介して少しずつ放出される。したがって、コンデンサＣ６２に蓄積された電荷が放出された後もコンデンサＣ６１には電荷がまだ残存することから、ダイオード５２に加わる逆電圧Ｖdの降下量が抑えられ、熱抵抗の高い部位での発熱も抑制される。
Further, when the reverse voltage Vd applied to the
次に、図２５に示したように、インバータ回路１１のスイッチング素子Ｓ０がオフになると、トランス１３の２次側巻線３２に現れる電圧［−ＶＯ１］はダイオード５１に対して逆方向（逆電圧Ｖd）となる。この時、接地ラインＬＧからダイオード５２を通って出力ラインＬＯに電流Ｉxが流れる。このとき、回生用インダクタＬ６１は電荷が残存しているコンデンサＣ６１のみに対する一方向性放電路Ｉd1として機能し、コンデンサＣ６１に残存している電荷が一方向性放電路Ｉd1を介して出力ラインＬＯ側（図示しない低圧バッテリ側）に回生され、利用に供される。
Next, as shown in FIG. 25, when the switching element S0 of the
本実施の形態のスイッチング電源装置においても、上記第１〜第３の実施の形態の場合と同様の効果を得ることができる。すなわち、スナバ回路１６において共振用のコンデンサをコンデンサＣ６１およびコンデンサＣ６２により構成し、コンデンサＣ６２に蓄積された電荷をＬＣ共振作用によって放出すると共に、コンデンサＣ６１に蓄積された電荷を少しずつ放出するようにしたので、整流回路５のダイオード５２に加わる高周波のリンギングを抑制し、熱抵抗の高い部位での発熱を抑制することができる。よって、スイッチング電源装置全体を大型化することなく十分な放熱を確保することができる。
Also in the switching power supply device of the present embodiment, the same effect as in the case of the first to third embodiments can be obtained. That is, in the
なお、本実施の形態においても、例えば図２６に示したように、本実施の形態のスナバ回路１６を、フォワード型アノードコモン接続のスイッチング電源装置に対して適用することも可能である。このように構成した場合でも、本実施の形態の場合と同様の効果を得ることができる。
Also in the present embodiment, for example, as shown in FIG. 26, the
以上、実施の形態を挙げて本発明を説明したが、本発明はこの実施の形態に限定されるものではなく、種々の変形が可能である。例えば、上記実施の形態では、スイッチング電源装置の回路構成を具体的に挙げて説明したが、回路構成はこれに限定されるものではない。例えば、インバータ回路を、８つのスイッチング素子を用いたフルブリッジ型、２つのスイッチング素子を用いたフォワード型、または２つもしくは４つのスイッチング素子を用いたハーフブリッジ型により構成してもよい。また例えば、スイッチング素子全体を、フライバック型などの昇圧型などにより構成してもよい。 While the present invention has been described with reference to the embodiment, the present invention is not limited to this embodiment, and various modifications can be made. For example, in the above embodiment, the circuit configuration of the switching power supply device has been specifically described, but the circuit configuration is not limited to this. For example, the inverter circuit may be configured by a full bridge type using eight switching elements, a forward type using two switching elements, or a half bridge type using two or four switching elements. Further, for example, the entire switching element may be configured by a boost type such as a flyback type.
１…インバータ回路、２…平滑コンデンサ、３，１３…トランス、３１…１次側巻線、３２，３３…２次側巻線、４…共振用インダクタ、５，１５，２５…整流回路、５１，５２…ダイオード、６，１６…スナバ回路、Ｃ６１，Ｃ６２…コンデンサ、Ｄ６１，Ｄ６２…ダイオード、Ｌ６１…回生用インダクタ、７…平滑回路、７１…チョークコイル、７２…平滑コンデンサ、Ｓ０，Ｓ１〜Ｓ４…スイッチング素子、Ｌ１Ｈ…１次側高圧ライン、Ｌ１Ｌ…１次側低圧ライン、ＬＯ…出力ライン、ＬＧ…接地ライン、Ｔ１，Ｔ２…入力端子、Ｔ３，Ｔ４…出力端子、Ｉc0，Ｉc10，Ｉc20…１次側電流、Ｉc，Ｉc1，Ｉc2…充電ループ、Ｉd1，Ｉd2…放電路、Ｖd…逆電圧（サージ電圧）、Ｖin…入力直流電圧、Ｖout…出力直流電圧。
DESCRIPTION OF
Claims (3)
前記トランスの１次側に設けられ、直流入力電圧を交流電圧に変換して前記トランスに供給するスイッチング回路と、
前記トランスの２次側に設けられ、前記トランスの交流出力電圧を整流して出力する正極側出力端および負極側出力端を有する整流回路と、
共振用の第１および第２のコンデンサ、第１および第２のダイオードならびに回生用インダクタを含んで構成されたサージ電圧抑止回路と、
前記サージ電圧抑止回路の前記第１および第２のコンデンサと協働してＬＣ直列共振回路を構成する共振用インダクタと
を備え、
前記第１のコンデンサは、一端が前記第１のダイオードのカソードに接続され、他端が前記整流回路の負極側出力端に接続され、
前記第２のコンデンサは、一端が前記整流回路の正極側出力端に接続され、他端が前記第１のダイオードのアノードに接続され、
前記第２のダイオードは、カソードが前記第２のコンデンサの前記他端に接続され、アノードが前記整流回路の負極側出力端に接続され、
前記回生用インダクタは、前記第１のコンデンサの前記一端と前記整流回路の正極側出力端との間に接続されている
ことを特徴とするスイッチング電源装置。 A transformer that transforms AC voltage;
A switching circuit provided on the primary side of the transformer, which converts a DC input voltage into an AC voltage and supplies the AC voltage to the transformer;
A rectifier circuit provided on the secondary side of the transformer, and having a positive output side and a negative output side that rectifies and outputs the AC output voltage of the transformer;
A surge voltage suppression circuit configured to include first and second capacitors for resonance, first and second diodes, and a regenerative inductor;
A resonance inductor that constitutes an LC series resonance circuit in cooperation with the first and second capacitors of the surge voltage suppression circuit;
The first capacitor has one end connected to the cathode of the first diode and the other end connected to the negative output side of the rectifier circuit,
The second capacitor has one end connected to the positive output side of the rectifier circuit and the other end connected to the anode of the first diode,
The second diode has a cathode connected to the other end of the second capacitor, an anode connected to a negative output side of the rectifier circuit,
The regenerative inductor is connected between the one end of the first capacitor and a positive output side of the rectifier circuit.
前記トランスの１次側に設けられ、直流入力電圧を交流電圧に変換して前記トランスに供給するスイッチング回路と、
前記トランスの２次側に設けられ、前記トランスの交流出力電圧を整流して出力する正極側出力端および負極側出力端を有する整流回路と、
共振用の第１および第２のコンデンサ、第１および第２のダイオードならびに回生用インダクタを含んで構成されたサージ電圧抑止回路と、
前記サージ電圧抑止回路の前記第１および第２のコンデンサと協働してＬＣ直列共振回路を構成する共振用インダクタと
を備え、
前記第１のコンデンサは、一端が前記整流回路の正極側出力端に接続され、他端が前記第１のダイオードのアノードに接続され、
前記第２のコンデンサは、一端が前記第１のダイオードのカソードに接続され、他端が前記整流回路の負極側出力端に接続され、
前記第２のダイオードは、アノードが前記第２のコンデンサの前記一端に接続され、カソードが前記整流回路の正極側出力端に接続され、
前記回生用インダクタは、前記第１のコンデンサの前記他端と前記整流回路の負極側出力端との間に接続されている
ことを特徴とするスイッチング電源装置。 A transformer that transforms AC voltage;
A switching circuit provided on the primary side of the transformer, which converts a DC input voltage into an AC voltage and supplies the AC voltage to the transformer;
A rectifier circuit provided on the secondary side of the transformer, and having a positive output side and a negative output side that rectifies and outputs the AC output voltage of the transformer;
A surge voltage suppression circuit configured to include first and second capacitors for resonance, first and second diodes, and a regenerative inductor;
A resonance inductor that constitutes an LC series resonance circuit in cooperation with the first and second capacitors of the surge voltage suppression circuit;
The first capacitor has one end connected to the positive output side of the rectifier circuit and the other end connected to the anode of the first diode.
The second capacitor has one end connected to the cathode of the first diode and the other end connected to the negative output side of the rectifier circuit,
The second diode has an anode connected to the one end of the second capacitor, a cathode connected to the positive output side of the rectifier circuit,
The regenerative inductor is connected between the other end of the first capacitor and a negative-side output end of the rectifier circuit.
ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載のスイッチング電源装置。 The switching power supply according to claim 1 or 2, wherein a capacity of the second capacitor is smaller than a capacity of the first capacitor.
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