JP2006209983A - Induction heating cooker - Google Patents
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Abstract
Description
この発明は、一般家庭において使用される誘導加熱調理器に関するものである。 The present invention relates to an induction heating cooker used in general households.
従来の誘導加熱調理器においては、ハーフブリッジ型インバータ回路のスイッチング素子の駆動周波数を制御する駆動周波数制御手段と、前記スイッチング素子の駆動パルス幅を制御する駆動パルス幅制御手段とを備え、駆動周波数と駆動パルス幅を制御することにより、駆動周波数が過度に高くなって効率が悪化することが無く、高入力から低入力まで連続可変できるようにしている（例えば、特許文献１参照）。 A conventional induction heating cooker includes drive frequency control means for controlling the drive frequency of the switching element of the half-bridge inverter circuit, and drive pulse width control means for controlling the drive pulse width of the switching element, and the drive frequency By controlling the drive pulse width, the drive frequency is not excessively increased and the efficiency is not deteriorated, so that it can be continuously varied from a high input to a low input (see, for example, Patent Document 1).
従来の誘導加熱調理器では、加熱コイルに流す電流を、ハーフブリッジ型インバータ回路のスイッチング素子の駆動周波数と駆動パルス幅を制御することにより、高加熱出力から低加熱出力まで連続可変している。しかしながら、高加熱出力から低加熱出力まで広い加熱出力の調整範囲を実現しようとすると、高加熱出力時には加熱コイルに流す電流が大きくなるためスイッチング素子や加熱コイルで発生する損失がかなり大きくなってしまう。また、同じ負荷（鍋）に対して低加熱出力に制御する場合には高加熱出力時と比べて駆動信号を大幅に高周波数化、短パルス幅化する必要があり、被加熱物に供給される入力と比較してスナバコンデンサの充放電電流によりスイッチング素子に発生するターンオン損失の増加が大きく、加熱効率が悪化したり、所望の低加熱出力まで加熱出力を十分に抑制することができない問題点があった。 In the conventional induction heating cooker, the current flowing through the heating coil is continuously variable from a high heating output to a low heating output by controlling the driving frequency and driving pulse width of the switching element of the half-bridge inverter circuit. However, if an attempt is made to achieve a wide heating output adjustment range from high heating output to low heating output, the current that flows through the heating coil increases at the time of high heating output, so the loss that occurs in the switching element and heating coil becomes considerably large. . Also, when controlling to the low heating output for the same load (pan), it is necessary to significantly increase the drive signal frequency and the pulse width compared to the case of high heating output, and it is supplied to the object to be heated. The increase in turn-on loss generated in the switching element due to the charging / discharging current of the snubber capacitor is larger than that of the input, and the heating efficiency is deteriorated or the heating output cannot be sufficiently suppressed to the desired low heating output. was there.
この発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、その目的は、加熱効率を改善するとともに、高加熱出力から低加熱出力まで出力調整の制御性を改善した誘導加熱調理器を得るものである。 The present invention has been made to solve the above-described problems, and an object thereof is to improve the heating efficiency and improve the controllability of output adjustment from a high heating output to a low heating output. Is what you get.
この発明に係る誘導加熱調理器は、交流電源を整流して直流に変換する直流電源回路の出力母線間に、直列に接続された２つのスイッチング素子を含むアーム二つにより形成されるフルブリッジ式インバータ回路と、フルブリッジ式インバータ回路の出力に接続される加熱コイル及び共振コンデンサからなる負荷回路と、加熱出力を調整するためにインバータ回路のスイッチング素子へ出力する駆動信号を制御するインバータ制御手段とを有し、インバータ制御手段は、高加熱出力時にはフルブリッジ式インバータ回路を形成する２つのアームをそれぞれ高周波で駆動し、低加熱出力時には一方のアームを高周波で駆動するとともに、もう一方のアームを固定駆動してハーフブリッジ式インバータ動作を行うものである。 The induction heating cooker according to the present invention is a full-bridge type formed by two arms including two switching elements connected in series between output buses of a DC power supply circuit that rectifies an AC power supply and converts it into DC. An inverter circuit; a load circuit comprising a heating coil and a resonant capacitor connected to the output of the full bridge inverter circuit; and an inverter control means for controlling a drive signal output to the switching element of the inverter circuit to adjust the heating output. The inverter control means drives the two arms forming the full-bridge inverter circuit at high frequency during high heating output, and drives one arm at high frequency during low heating output, and the other arm A half-bridge type inverter operation is performed by fixed driving.
この発明は、高加熱出力時には、インバータ制御手段がフルブリッジ式インバータ回路を形成する２つのアームをそれぞれ高周波で駆動するので、高加熱出力時には負荷回路に直流電源電圧が正負両方向に印加され、ハーフブリッジ式インバータ回路の略２倍の印加電圧を加えることができる。このため、加熱コイルの巻き数を増やして少ない電流で高加熱出力を得ることができ、高い加熱効率を得ることができる。また、低加熱出力時には一方のアームを高周波で駆動すると同時にもう一方のアームを固定駆動するようにしたので、負荷回路への印加電圧は高加熱出力時の略半分となる。したがって、低加熱出力を行うにあたり、インバータ回路への駆動信号を大幅に高周波化したり、パルス幅（Duty、通電率）を大幅に狭くしたりする必要が無いため、大幅に加熱効率を低下させることなく加熱出力を抑制することができる。 In the present invention, at the time of high heating output, the inverter control means drives the two arms forming the full-bridge type inverter circuit at high frequency, so that at the time of high heating output, the DC power supply voltage is applied to the load circuit in both positive and negative directions. An applied voltage approximately twice that of the bridge type inverter circuit can be applied. For this reason, the number of turns of the heating coil can be increased, a high heating output can be obtained with a small current, and a high heating efficiency can be obtained. In addition, since one arm is driven at a high frequency at the time of low heating output, and the other arm is fixedly driven, the voltage applied to the load circuit is approximately half that at the time of high heating output. Therefore, it is not necessary to significantly increase the drive signal to the inverter circuit or to reduce the pulse width (Duty, energization rate) significantly when performing low heating output. And the heating output can be suppressed.
以下、この発明に係る誘導加熱調理器の実施の形態を用いて、この発明を詳細に説明する。
実施の形態１．
図１は、この発明を実施するための実施の形態１における誘導加熱調理器の構成を示すブロック図である。同図に示すように、この実施の形態１における誘導加熱調理器は、交流電源１に接続されており、交流電源１から供給される電力は直流電源回路２で直流電力に変換される。直流電源回路２は、交流電力を整流する整流ダイオードブリッジ３とリアクトル４および平滑コンデンサ５から構成されている。そして直流電源回路２へ入力される入力電力は、入力電流検出手段６および入力電圧検出手段７によって検出される。直流電源回路２で直流電力に変換された電力はインバータ回路８に供給される。
Hereinafter, this invention is demonstrated in detail using embodiment of the induction heating cooking appliance which concerns on this invention.
FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an induction heating cooker according to
インバータ回路８は、直流電源回路２の正負母線間に直列に接続された２つのスイッチング素子（IGBT）と、そのスイッチング素子とそれぞれ逆並列に接続されたダイオードによって形成されるアーム２組（以下、２組のアームを、Ｕ相アーム９とＶ相アーム１０と呼ぶ。また、各アーム９，１０の正母線側スイッチング素子を上スイッチ、負母線側スイッチング素子を下スイッチと呼ぶ。）から形成されている。Ｕ相アーム９は上スイッチ１１、下スイッチ１２、および各スイッチ１１，１２と逆並列に接続された上ダイオード１３、下ダイオード１４から構成され、Ｕ相アーム出力点（上スイッチと下スイッチの接続点）にスイッチング損失を低減するためのスナバコンデンサ１５が接続されている。Ｖ相アーム１０も同様に、上スイッチ１６、下スイッチ１７と、各スイッチ１６，１７と逆並列に接続された上ダイオード１８、下ダイオード１９から構成され、Ｖ相アーム出力点にスナバコンデンサ２０が接続されている。
The
Ｕ相アーム９を構成する上スイッチ１１と下スイッチ１２は、Ｕ相アーム駆動回路２１から出力される駆動信号によりオンオフ駆動され、Ｖ相アーム１０を構成する上スイッチ１６と下スイッチ１７はＶ相アーム駆動回路２２から出力される駆動信号によりオンオフ駆動される。Ｕ相アーム駆動回路２１はＵ相アーム９の上スイッチ１１をオンさせている間は下スイッチ１２をオフに、上スイッチ１１をオフさせている間は下スイッチ１２をオンすると言うように、交互にオンオフする駆動信号を出力するものであり、Ｖ相アーム駆動回路２２も同様に、Ｖ相アーム１０の上スイッチ１６と下スイッチ１７を交互にオンオフする駆動信号を出力するものである。
The
インバータ回路８における２つのアーム９，１０の出力点間には、負荷回路２３が接続され、負荷回路２３に流れる電流は負荷回路電流検出手段２４により検出される。負荷回路２３は加熱コイル２５と共振コンデンサ２６からなる直列共振回路であり、その共振周波数よりも高い周波数でインバータ回路８は駆動される。火力設定手段２７において使用者が設定した火力指示に基づき、インバータ制御手段としての加熱出力制御手段２８が入力電流検出手段６、入力電圧検出手段７、負荷回路電流検出手段２４からの検出値を使用して、Ｕ相アーム駆動回路２１およびＶ相アーム駆動回路２２の両方から高周波駆動信号を出力させて、あるいは一方のアームを固定駆動とし、もう一方のアームを高周波駆動させて加熱出力を制御する。
A
負荷回路２３に印加される電圧は、Ｕ相アーム出力点に発生する電圧とＶ相アーム出力点に発生する電圧の差であり、その電圧により負荷回路２３の加熱コイル２５に交流電流が流れ、加熱コイル２５上に載置されて電磁結合した鍋等を誘導加熱する。この実施の形態１は、インバータ回路８の駆動周期を固定（固定周波数）として、Ｕ相アーム９とＶ相アーム１０は駆動周期の半周期ずれた状態で駆動されており、アームを構成する上スイッチと下スイッチの通電率を調整（上スイッチ通電率をデッドタイムを除き５０％以下の範囲）することにより、Ｕ相アーム出力点およびＶ相アーム出力点に発生する高周波交流電圧を制御するものである（以下、両アームを高周波で通電率制御駆動する動作をフルブリッジ通電率駆動と呼ぶ）。あるいは、一方のアーム（例えばＶ相アーム１０）を固定駆動として出力点電位を固定し、もう一方のアーム（Ｕ相アーム９）を高周波駆動で通電率制御することにより、Ｕ相アーム出力点とＶ相アーム出力点間に発生する高周波交流電圧を制御するものである（以下、一方のアームを固定駆動し、もう一方のアームを高周波で通電率制御駆動する動作をハーフブリッジ通電率駆動と呼ぶ）。
The voltage applied to the
誘導加熱出力は一定の周波数で駆動する場合には加熱コイル２５に流れる電流の増減により加熱出力の大きさも増減するが、加熱コイル２５に流れる高周波負荷電流の大きさは、負荷回路２３に印加される高周波電圧実効値の大きさに応じて増減する。図２に、フルブリッジ通電率駆動とハーフブリッジ通電率駆動における負荷回路２３への印加電圧波形を示し、それぞれの場合に発生する電圧実効値について説明する。
When the induction heating output is driven at a constant frequency, the magnitude of the heating output also increases / decreases due to the increase / decrease of the current flowing through the
図２(ａ)はフルブリッジ通電率駆動における負荷回路への印加電圧波形で、図においてＴは高周波駆動周期、Δｔは各アームの上スイッチ通電時間（駆動周期当たり）、Ｅは直流電源回路２の正負母線間電圧である。期間２−（１）（Δｔ）ではＵ相アーム上スイッチ１１がオン、Ｖ相アーム下スイッチ１７がオンしている期間で、負荷回路２３には電圧Ｅが印加され、期間２−（３）（Δｔ）ではＵ相アーム下スイッチ１２がオン、Ｖ相アーム上スイッチ１６がオンしている期間で、負荷回路２３には電圧（−Ｅ）が印加されており、期間２−（２）と期間２−（４）はＵ相アーム９、Ｖ相アーム１０ともに下スイッチがオンしている期間で、負荷回路２３に電圧は印加されていない（負荷回路２３の印加電圧はＶ相アーム出力点電位を基準として、Ｕ相アーム出力点電位を示す）。従って負荷回路２３に印加されている電圧実効値（Ｖｆｂ）は次の式（１）となる。
FIG. 2A shows a voltage waveform applied to the load circuit in full-bridge energization driving, where T is a high frequency driving period, Δt is an upper switch energizing time (per driving period) for each arm, and E is a DC
となる。通電率を最大（５０％）にすると、Δｔ＝Ｔ／２なので次の式（２）となり、フルブリッジでは最大Ｅ（正負母線間電圧）の電圧印加が可能である。 It becomes. When the energization rate is maximized (50%), Δt = T / 2, so that the following equation (2) is obtained, and voltage application of maximum E (positive / negative bus voltage) is possible in the full bridge.
図２(ｂ)はハーフブリッジ通電率駆動（Ｕ相アーム９を高周波駆動、Ｖ相アーム１０を固定駆動とする）における負荷回路２３への印加電圧波形で、図においてΔＴはＵ相アーム上スイッチ通電時間（駆動周期当たり）、Ｖａvは印加電圧の直流成分である。印加電圧直流成分ＶａvはＵ相アーム９の通電率（ΔＴ／Ｔ）に比例し、Ｖａv＝E・ΔＴ／Ｔである。
FIG. 2 (b) shows a voltage waveform applied to the
期間２−（５）（ΔＴ／Ｔ）では、Ｕ相アーム上スイッチ１１がオン、Ｖ相アーム下スイッチ１７がオンしている状態で、負荷回路２３に印加されている高周波（交流）電圧成分は（Ｅ−Ｖａv）＝（Ｅ・（Ｔ−ΔＴ）／Ｔ）であり、期間２−（６）（（Ｔ−ΔＴ）／Ｔ）では、Ｕ相アーム９、Ｖ相アーム１０ともに下スイッチがオンしている状態で、負荷回路２３に印加されている高周波（交流）電圧成分は（−Ｖａv）＝（−E・ΔＴ／Ｔ）である。従って負荷回路２３に印加されている電圧実効値（Ｖhｂ）は、次の式（３）となる。
In period 2- (5) (ΔT / T), the high-frequency (alternating current) voltage component applied to the
通電率を最大（５０％）にすると、ΔＴ＝Ｔ／２なので、次の式（４）となりハーフブリッジでは最大Ｅ／２の印加電圧となる。 When the energization rate is maximized (50%), since ΔT = T / 2, the following expression (4) is obtained, and the applied voltage is maximum E / 2 in the half bridge.
フルブリッジ通電率駆動の負荷回路印加電圧（Ｖｆｂ）と、ハーフブリッジ通電率駆動の負荷回路印加電圧（Ｖhｂ）が同等になる通電率の関係は、式（１）と式（３）より次の式（５）となる。 The relationship between the load circuit applied voltage (Vfb) for full-bridge current drive and the load circuit applied voltage (Vhb) for half-bridge current drive is equivalent to the following from equations (1) and (3): Equation (5) is obtained.
ここで、次の（６）式が成り立つため、図３に示すようにフルブリッジ通電率駆動ではフルブリッジ通電率をハーフブリッジ通電率の１／４〜１／２倍にすれば負荷回路２３に同等の印加電圧を加えることができる。逆にハーフブリッジ通電率制御は、フルブリッジ通電率制御における通電率の２〜４倍の通電率とすれば負荷回路２３に同等の印加電圧を加えることができる。
Here, since the following equation (6) is established, as shown in FIG. 3, in the full-bridge current ratio drive, if the full-bridge current ratio is ¼ to ½ times the half-bridge current ratio, An equivalent applied voltage can be applied. On the contrary, in the half-bridge energization rate control, an equivalent applied voltage can be applied to the
Δｔ／ΔＴ＝（１−ΔＴ／Ｔ）／２ … （６） Δt / ΔT = (1−ΔT / T) / 2 (6)
次に、インバータ回路８の各スイッチング素子のオンオフ状態や、負荷回路２３に印加される電圧や負荷回路２３に流れる電流について、図を用いて説明する。最初に、図４と図５ａ、図５ｂは、フルブリッジ駆動で上スイッチ通電率を略５０％とした最大出力の動作状態の例で、図４には各スイッチング素子のオンオフ状態と、負荷回路印加電圧、負荷回路電流のタイムチャートを示しており、図５ａ、図５ｂには各スイッチング素子のスイッチングの様子と、インバータ回路８や負荷回路２３に流れる電流の様子をモードに分けて示している。
Next, the on / off state of each switching element of the
図４に示したように、Ｕ相アーム９およびＶ相アーム１０の上下スイッチの駆動状態は、それぞれ略５０％の通電率であり、Ｕ相アーム９の上スイッチ１１とＶ相アーム１０の下スイッチ１７はほぼ同時にオンオフ駆動され、Ｕ相アーム９の下スイッチ１２とＶ相アーム１０の上スイッチ１６もほぼ同時にオンオフ駆動される。インバータ回路８の駆動周波数は、負荷回路２３の共振周波数よりも高い周波数なので、負荷回路２３は誘導性負荷となって負荷電流は負荷回路２３に印加される電圧に対して遅れ位相となる。期間４ａの状態は、Ｕ相アーム上スイッチ１１とＶ相アーム下スイッチ１７がオン状態で、Ｕ相アーム９からＶ相アーム１０の方向に負荷電流が流れている状態で、このとき負荷回路２３には直流電源電圧がＵ相側から印加されており、図５ａにおいてモード５ａの状態である。
As shown in FIG. 4, the drive states of the upper and lower switches of the
期間４ｂの状態は、Ｕ相アーム上スイッチ１１とＶ相アーム下スイッチ１７がターンオフした各アームにおけるデッドタイムの状態で、図５におけるモード５ｂの状態である。負荷回路２３に流れる電流は、Ｕ相アーム９のスナバコンデンサ１５およびＶ相アーム１０のスナバコンデンサ２０を経由して流れ、ターンオフするスイッチング素子１１および１７に印加される電圧の急増を抑えて、ターンオフ時のスイッチング損失を抑制している。さらに負荷電流によりＵ相アーム９のスナバコンデンサ１５が放電してＵ相アーム出力点電位が直流電源回路２の負母線電位と同電位以下になると下ダイオード１４が導通し、Ｖ相アームスナバコンデンサ２０が充電してＶ相アーム出力点電位が直流電源回路２の正母線電位と同電位以上になると上ダイオード１８が導通する（図５ａのモード５ｂ１）。
The state of the
次に期間４ｃは、Ｕ相アーム下スイッチ１２とＶ相アーム上スイッチ１６をターンオンした状態で、図５ａのモード５ｃの状態である。ターンオンするスイッチング素子は、それぞれ逆並列に接続されたダイオードが導通している状態でターンオンするので零電圧スイッチングとなり、損失が小さい。期間４ｄの状態は、負荷電流が転流してＶ相アーム１０からＵ相アーム９の方向に負荷電流が流れている状態で、図５ｂのモード５ｄの状態である。この状態からＵ相アーム下スイッチ１２とＶ相アーム上スイッチ１６がターンオフしたデッドタイムの状態が期間４ｅであり、図５ｂのモード５ｅの状態である。この状態ではモード５ｂの状態と同様に負荷電流はスナバコンデンサ１５、２０を経由して流れ、スイッチング素子ターンオフ時の電圧変化を緩和してターンオフ損失を低減している。
Next, the
スナバコンデンサ１５の充電によりＵ相アーム出力点電位が直流電源回路２の正母線電位に到達するとＵ相アーム上ダイオード１３が導通する。そして、スナバコンデンサ２０が放電してＶ相アーム出力点電位が直流電源回路２の負母線電位に到達するとＶ相アーム下ダイオード１９が導通する（図５ｂのモード５ｅ１）が、この状態からＵ相アーム上スイッチ１１とＶ相アーム下スイッチ１７をターンオンすると、期間４ｆの状態となり、図５ｂのモード５ｆの状態となる。この場合のスイッチング素子１１、１７のターンオンも零電圧スイッチングとなり低損失である。
When the U-phase arm output point potential reaches the positive bus potential of the DC
次に加熱出力を抑制した場合のフルブリッジ通電率駆動の動作について図６ａと図７ａ〜７ｆを用いて説明する。図６ａは各スイッチング素子のオンオフ状態と、負荷回路印加電圧、負荷回路電流のタイムチャートであり、図７ａ〜７ｆには各スイッチング素子のスイッチングの様子と、インバータ回路８や負荷回路２３に流れる電流の様子をモードに分けて示している。各アームの上スイッチ通電率を５０％より小さくして加熱出力を抑制している。
Next, the operation of full-bridge energization driving when the heating output is suppressed will be described with reference to FIGS. 6a and 7a to 7f. 6a is a time chart of the on / off state of each switching element, the load circuit applied voltage, and the load circuit current. FIGS. 7a to 7f show the switching state of each switching element and the current flowing through the
図６ａの期間６ａおよび図７ａ〜７ｆのモード７ａの状態は、Ｕ相アーム上スイッチ１１とＶ相アーム下スイッチ１７がオン状態で、Ｕ相アーム９からＶ相アーム１０の方向に負荷電流が流れている状態（図７ａのモード７ａ）で、このとき負荷回路２３には直流電源電圧がＵ相側から印加されている。その状態から、Ｕ相アーム上スイッチ１１がターンオフしたのが図６ａの期間６ｂおよび図７ａ〜７ｆのモード７ｂの状態で、負荷回路２３に流れる電流は、Ｕ相アーム９のスナバコンデンサ１５およびＶ相アーム１０の下スイッチ１７を経由して流れ、ターンオフするスイッチング素子１１に印加される電圧の急増をスナバコンデンサにより抑えて、ターンオフ時のスイッチング損失を抑制している。さらに負荷電流によりＵ相アームスナバコンデンサ１５が放電してＵ相アーム出力点電位が直流電源回路２の負母線電位に到達するとＵ相アーム下ダイオード１４が導通して、Ｕ相アーム出力電位は負母線電位に固定される。このとき、Ｕ相アーム出力点もＶ相アーム出力点も直流電源回路２の負母線電位となり、負荷回路２３に印加される電圧は０となっている。
The state of the
次いでＵ相アーム下スイッチ１２がターンオンすると、図６ａの期間６ｃおよび図７ａのモード７ｃの状態となる。スイッチのターンオンはダイオード１４が導通していれば零電圧スイッチングとなって、損失が小さい。この状態からＶ相アーム下スイッチ１７がターンオフすると、図６ａの期間６ｄおよび図７ｂのモード７ｄの状態となる。このとき、負荷電流はＵ相アーム下ダイオード１４とＶ相スナバコンデンサ２０を経由して流れ、スナバコンデンサ２０の充電によりＶ相アーム出力点の電位が直流電源回路２の正母線電位に到達すれば、Ｖ相アーム上ダイオード１８が導通して、Ｖ相アーム出力点電位が直流電源回路２の正母線電位に固定される（モード７ｄ１）。この状態でＶ相アーム上スイッチ１６がターンオンすると、零電圧スイッチングとなって低損失で図６ａの期間６ｅおよび図７ｃのモード７ｅの状態に移行する。この状態では、負荷回路２３への印加電圧はＶ相側から直流電源電圧が印加されており、負荷電流が転流してＶ相アーム１０からＵ相アーム９の方向に電流が流れるようになる（期間６ｆ、モード７ｆ）。
Next, when the U-phase arm
次にＶ相アーム上スイッチ１６がターンオフしたのが図６ａの期間６ｇおよび図７ｄのモード７ｇの状態で、負荷回路２３に流れる電流は、Ｖ相アーム１０のスナバコンデンサ２０およびＵ相アーム９の下スイッチ１２を経由して流れ、ターンオフするスイッチング素子１６に印加される電圧の急増をスナバコンデンサ２０により抑えて、ターンオフ時のスイッチング損失を抑制している。さらに負荷電流によりＶ相アームスナバコンデンサ２０が放電してＶ相アーム出力点電位が直流電源回路２の負母線電位に到達するとＶ相アーム下ダイオード１９が導通して、Ｖ相アーム出力電位は負母線電位に固定される。このとき、Ｕ相アーム出力点もＶ相アーム出力点も直流電源回路２の負母線電位となり、負荷回路２３に印加される電圧は０となっている。
Next, when the
次に、Ｖ相アーム下スイッチ１７がターンオンすると、図６の期間６ｈおよび図７ｄのモード７ｈの状態となる。このときのスイッチのターンオンはダイオード１９が導通しているので零電圧スイッチングとなって、損失が小さい。この状態からＵ相アーム下スイッチ１２がターンオフすると、図６ａの期間６ｉおよび図７ｅのモード７ｉの状態となる。このとき、負荷電流はＶ相アーム下ダイオード１９とＵ相スナバコンデンサ１５を経由して流れ、スナバコンデンサ１５の充電によりＵ相アーム９出力点の電位が直流電源回路２の正母線電位に到達すれば、Ｕ相アーム上ダイオード１３が導通して、Ｕ相アーム出力点電位が直流電源回路２の正母線電位に固定される（モード７ｉ１）。この状態でＵ相アーム上スイッチ１１がターンオンすると、零電圧スイッチングとなって低損失で図６ａの期間６ｊおよび図７ｆのモード７ｊの状態に移行する。この状態では、負荷回路２３への印加電圧はＵ相側から直流電源電圧が印加されており、負荷電流が転流して期間６ａ、モード７ａの状態に戻る。
Next, when the V-phase arm
加熱出力を抑制するために各アームの上スイッチ通電率を小さくした場合のインバータ回路８の各スイッチング素子のオンオフ状態や、負荷回路２３に印加される電圧や負荷回路２３に流れる電流を、図６ｂに示した。図６ｂの期間６ｄ（モード７ｄ）において負荷回路２３に流れる電流が小さくなり、スナバコンデンサ２０の充電電位が直流電源回路２の正母線電圧に到達する前に（モード７ｄ１に移行せずに）Ｖ相アーム上スイッチ１６がターンオンすることになる。その場合、モード７ｅ１に示すように、スナバコンデンサ２０を充電する突入電流がＶ相アーム上スイッチ１６を介して流れる。Ｖ相アーム上スイッチ１６がターンオンする際には、スナバコンデンサ１５の充電電位と直流電源回路２の正母線電位との差の電圧がＶ相アーム上スイッチ１６に印加されているので、大きなターンオン損失が発生することになる。また、期間６ｉ（モード７ｉ）においても負荷回路２３に流れる電流が小さくなり、スナバコンデンサ１５の充電電位が直流電源回路２の正母線電圧に到達する前に（モード７ｉ１に移行せずに）Ｕ相アーム上スイッチ１１がターンオンすることになる。その場合、モード７ｊ１に示すように、スナバコンデンサ１５を充電する突入電流がＵ相アーム上スイッチ１１を介して流れ、大きなターンオン損失が発生することになる。
The on / off state of each switching element of the
さらに加熱出力を小さくするために上スイッチの通電率をより小さくした場合のインバータ回路８各スイッチング素子のオンオフ状態や、負荷回路２３に印加される電圧や負荷回路２３に流れる電流を、図６ｃに示した。負荷電流が小さいため、図６ｃの期間６ｃに移行する時点では、スナバコンデンサ１５の電荷が抜けきっておらず、Ｕ相アーム下スイッチ１２がターンオンするとその放電電流が流れるため、大きなターンオン損失が発生する（モード７ｃ１）。その後、Ｕ相アーム９からＶ相アーム１０の方向に電流が流れる（モード７ｃ）の状態から、負荷電流の再転流が発生してＶ相アーム１０からＵ相アーム９の方向に電流が流れる状態となる（モード７ｃ２）と、負荷電流はＵ相アーム下スイッチ１２とＶ相アーム下ダイオード１９を経由して流れる。この状態からＶ相アーム下スイッチ１７がターンオフすると、モード７ｄ２の状態に移行する。このとき、ターンオフするＶ相アーム下スイッチ１７には電圧も印加されておらず、また負荷電流も流れていないのでターンオフ損失は発生しない。
Further, the ON / OFF state of each switching element of the
次いで、Ｖ相アーム上スイッチ１６がターンオンすると（期間６ｆ）、Ｖ相アーム上スイッチ１６には負荷電流が流れるとともに、スナバコンデンサ２０を充電する突入電流も流れる（図７のモード７ｆ２）。Ｖ相アームターンオン時には、Ｖ相アーム下ダイオード１９が導通しており、Ｖ相アーム上スイッチ１６には直流電源電圧が印加されているため、非常に大きなターンオン損失が発生する。その後、モード７ｆに示す負荷電流状態となる。Ｖ相アーム上スイッチ１６がターンオフすると（期間６ｇ）、負荷電流はＶ相スナバコンデンサ２０とＵ相したスイッチ１２を経由して流れるが、負荷電流が小さいためにＶ相アーム下スイッチ１７がターンオンする時点ではＶ相スナバコンデンサ２０の電荷が抜けきっていない。このため、Ｖ相アーム下スイッチ１７がターンオンする際にその放電電流が流れ、大きなターンオン損失が発生する（図７ｄのモード７ｈ１）。
Next, when the V-phase arm
その後、Ｖ相アーム１０からＵ相アーム９の方向に電流が流れる（図７ｄのモード７ｈ）状態から、負荷電流の再転流が発生してＵ相アーム９からＶ相アーム１０の方向に電流が流れる状態となる（図７ｅのモード７ｈ２）と、負荷電流はＶ相アーム下スイッチ１７とＵ相アーム下ダイオード１４を経由して流れる。この状態からＵ相アーム下スイッチ１２がターンオフすると、モード７ｉ２の状態に移行する。このとき、ターンオフするＵ相アーム下スイッチ１２には負荷電流は流れておらず、また、電圧も印加されていないのでターンオフ損失は発生しない。しかし、この状態からＵ相アーム上スイッチ１１がターンオンすると、Ｕ相アーム上スイッチ１１には負荷電流に加えてスナバコンデンサ１５を充電する突入電流も流れることになり（図７ａのモード７ａ１）、非常に大きなターンオン損失が発生する。
Thereafter, from the state in which current flows from the V-
次に、図８にインバータ回路８をハーフブリッジ通電率駆動した場合の各スイッチング素子のオンオフ状態と負荷回路２３への印加電圧、負荷回路２３に流れる負荷電流の発生例を示し、図９にはハーフブリッジ通電率駆動におけるインバータ回路８の各アーム上下スイッチのオンオフ状態とインバータ回路８および負荷回路２３に流れる電流の様子をモードに分けて示している。図８に示したように、Ｕ相アーム９を高周波駆動、Ｖ相アーム１０を固定駆動（Ｖ相アーム上スイッチ１６をオフ、下スイッチ１７をオン）とする。
Next, FIG. 8 shows an example of the on / off state of each switching element when the
図８ａの期間８ａ（図９ａのモード９ａ）では、Ｕ相アーム上スイッチ１１とＶ相アーム下スイッチ１７がオン状態で、Ｕ相アーム９からＶ相アーム１０の方向に負荷電流が流れている状態で、このとき負荷回路２３には直流電源電圧がＵ相側から印加されている。期間８ｂ（図９ａのモード９ｂ）の状態では、Ｕ相アーム上スイッチ１１がターンオフしたデッドタイムの状態で、負荷回路２３に流れる電流は、Ｕ相アーム９のスナバコンデンサ１５およびＶ相アーム下スイッチ１７を経由して流れ、Ｕ相アーム出力点電位はスナバコンデンサ１５により低下するのが遅れるので、Ｕ相アーム上スイッチ１１のターンオフ時のスイッチング損失が抑制されている。
In the
さらに負荷電流によりＵ相アームスナバコンデンサ１５が放電してＵ相アーム出力点電位が直流電源回路２の負母線電位まで低下すると、Ｕ相アーム下ダイオード１４が導通して、Ｕ相アーム出力電位は負母線電位に固定される。このとき、Ｕ相アーム出力点もＶ相アーム出力点も直流電源回路２の負母線電位となり、負荷回路２３に印加される電圧は０となっている。次いでＵ相アーム下スイッチ１２がターンオンすると、図８ａの期間８ｃ（図９ａのモード９ｃ）の状態となる。Ｕ相アーム下スイッチ１２のターンオンは下ダイオード１４が導通しておれば零電圧スイッチングとなって、損失は小さい。この状態から負荷電流の方向がＶ相アーム１０からＵ相アーム９の方向に反転すると期間８ｄ（図９のモード９ｄ）の状態となり、負荷電流はＵ相アーム下スイッチ１２とＶ相アーム下ダイオード１９を経由して流れる。この状態からＵ相アーム下スイッチ１２がターンオフすると、図８の期間８ｅ（図９のモード９ｅ）の状態となる。このとき、負荷電流はＵ相スナバコンデンサ１５とＶ相アーム下ダイオード１９を経由して流れ、スナバコンデンサ１５の充電によりＵ相アーム出力点の電位が直流電源回路２の正母線電位に到達すれば、Ｕ相アーム上ダイオード１３が導通して、Ｕ相アーム出力点電位が直流電源回路２の正母線電位に固定される（図９のモード９ｅ１）。この状態でＵ相アーム上スイッチ１１がターンオンすると、零電圧スイッチングとなって低損失で期間８ｆ（図９のモード９ｆ）の状態に移行する。その後、負荷電流がＵ相アーム９からＶ相アーム１０の方向に転流すれば、期間８ａ（図９のモード９ａ）の状態に戻る。
Further, when the U-phase
次に、ハーフブリッジ通電率駆動において、加熱出力を抑制した場合の各スイッチング素子のオンオフ状態と負荷回路２３への印加電圧、負荷回路２３に流れる負荷電流について、図８ｂ、図８ｃを用いて説明する。図８ｂは図８ａより少しＵ相上スイッチの通電率を小さくした動作状態で、期間８ａ〜８ｄはＵ相上下スイッチ、Ｖ相上下スイッチのオン・オフ状態と負荷電流の方向は図８ａで説明したのと、ほぼ同様の状態である。期間８ｄの状態（Ｕ相上スイッチ：オフ、Ｕ相下スイッチ：オン、Ｖ相上スイッチ：オフ、Ｖ相下スイッチ：オン、負荷電流はＶ相アーム１０からＵ相アーム９）から、Ｕ相下アームがターンオフすると、図８ｂの期間８ｅ（図９のモード９ｅ）の状態となり、負荷電流はＵ相スナバコンデンサ１５とＶ相アーム下ダイオード１９を経由して流れ、スナバコンデンサ１５を充電する。しかし、負荷電流が小さいためにスナバコンデンサ１５の電圧（Ｕ相アーム出力点の電位）が直流電源回路２の正母線電位に到達せず、この状態でＵ相アーム上スイッチ１１がターンオンすると、スナバコンデンサ１５への突入充電電流が流れて、大きな損失が発生する（期間８ａ１、動作モード９ｆ１）。
Next, the ON / OFF state of each switching element, the applied voltage to the
さらに、Ｕ相上スイッチの通電率を小さくした動作状態（図８ｃ）では、Ｕ相アーム上スイッチ１１とＶ相アーム下スイッチ１７がオン状態で、Ｕ相アーム９からＶ相アーム１０の方向に負荷電流が流れている状態（期間８ａ、モード９ａ）から、Ｕ相アーム上スイッチ１１がターンオフして、負荷回路２３に流れる電流がＵ相アーム９のスナバコンデンサ１５およびＶ相アーム下スイッチ１７を経由して流れる期間８ｂ（図９ａのモード９ｂ）の状態に移行するか、負荷電流が小さいためにスナバコンデンサ１５が放電してＵ相アーム出力点電位が直流電源回路２の負母線電位まで低下する前に、Ｕ相アーム下スイッチ１２がターンオンすると、スナバコンデンサ１５に残っていた電荷を放電電流が流れ（図９ａのモード９ｃ１）、Ｕ相アーム下スイッチ１２にターンオン損失が発生する。その後、期間８ｃ（図９ａのモード９ｃ）を経由して負荷電流が転流した期間８ｄ(図９ｂのモード９ｄ)の状態になるが、さらに負荷電流の転流した状態(モード９ｄ１)となる。ここで、Ｕ相アーム下スイッチ１２がターンオフするが、このとき下スイッチには電流が流れていないのでターンオフ損失は発生しない（図９ｃのモード９ｅ２）が、次いでＵ相アーム上スイッチ１１がターンオンするとスナバコンデンサ１５への突入電流および負荷電流がスイッチに流れ、大きなスイッチング損失が発生(図９ｃのモード９ｆ１)した後、モード９ａの状態に戻る。
Further, in the operating state (FIG. 8 c) in which the energization rate of the U-phase upper switch is reduced, the U-phase arm
上記のように低加熱出力にするための低通電率動作では、フルブリッジ駆動、ハーフブリッジ駆動の何れにおいても、スイッチターンオン時におけるスナバコンデンサの充放電電流により、スイッチング損失が増大して効率が悪化したり、スイッチング素子にダメージを与える問題が生じるので、通電率の最低限度を設けて制御する必要がある。この場合、フルブリッジ駆動で出力可能な最小火力は、標準的な２０ｃｍ径の鍋において約２００〜３００Ｗとなる。一方、ハーフブリッジ駆動では、フルブリッジ駆動と同じ通電率で１／４〜１／２の加熱出力となるので、最小加熱出力を１００Ｗ程度以下とすることができ、連続通電での保温加熱、とろ火加熱を可能とすることができる。 In the low current ratio operation for low heating output as described above, the switching loss increases and the efficiency deteriorates due to the charging / discharging current of the snubber capacitor at the time of switch turn-on in both full-bridge driving and half-bridge driving. Or a problem of damaging the switching element. Therefore, it is necessary to control by providing a minimum degree of energization. In this case, the minimum thermal power that can be output by the full bridge drive is about 200 to 300 W in a standard 20 cm diameter pan. On the other hand, in the half bridge drive, the heating output is 1/4 to 1/2 at the same energization rate as in the full bridge drive, so the minimum heating output can be reduced to about 100 W or less, the heat insulation heating with continuous energization, and the fire. Heating can be possible.
次に、加熱出力制御手段２８がフルブリッジ通電率制御とハーフブリッジ通電率制御を切り替えて行う加熱出力制御処理の一例を、図１０のフローチャートを用いて説明する。図１０において、まずフルブリッジ駆動かハーフブリッジ駆動か動作モードを判定し（ステップ１）、フルブリッジモードであった場合には負荷回路電流検出手段２４で検出した負荷電流が過大電流か否か（渦電流閾値を超えるか否か）を判断し（ステップ２）、過大電流でなければ火力設定手段２７で使用者に設定された設定火力と、入力電流検出手段６および入力電圧検出手段７の検出値から求めた入力電力と比較して（ステップ３）、入力電力が小さい場合には上スイッチの通電率が上限（５０％）未満か否か判断し（ステップ４）、通電率が上限未満であれば上スイッチ通電率を増加させる（ステップ５）。
Next, an example of a heating output control process performed by the heating output control means 28 by switching between full-bridge energization control and half-bridge energization control will be described with reference to the flowchart of FIG. In FIG. 10, first, the operation mode of full-bridge driving or half-bridge driving is determined (step 1). If the operation mode is full-bridge mode, whether or not the load current detected by the load circuit current detecting
ステップ２で負荷電流が過大電流であると判断した場合、および、ステップ３で設定火力より入力電力の方が大きいと判断した場合には、上スイッチ通電率が下限値より大きいか否か判断する（ステップ６）。この上スイッチ通電率の下限値は、上記で説明したスナバコンデンサ１５、２０への突入電流等によりスイッチング素子が破壊してしまわないレベルに設定するものとする。上スイッチ通電率が下限値より大きい場合には、上スイッチ通電率を減少させる（ステップ７）。上スイッチ通電率が下限値に到達していた場合には、動作モードをハーフブリッジモードに切り替え（ステップ８）、上スイッチ通電率を２倍（但し、通電率の上限は５０％）にする（ステップ９）。
If it is determined in
ステップ１でハーフブリッジモードあった場合にも、負荷回路電流検出手段２４で検出した負荷電流が過大電流か否か（渦電流閾値を超えるか否か）を判断し（ステップ１０）、過大電流でなければ火力設定手段２７で使用者に設定された設定火力と、入力電流検出手段６および入力電圧検出手段７の検出値から求めた入力電力と比較して（ステップ１１）、入力電力が小さい場合には上スイッチの通電率が上限（５０％）未満か否か判断し（ステップ１２）、通電率が上限未満であれば上スイッチ通電率を増加させる（ステップ１３）。上スイッチ通電率が上限値に到達していた場合には、動作モードをフルブリッジモードに切り替え（ステップ１４）、上スイッチ通電率を１／４倍にする（ステップ１５）。
Even in the case of the half-bridge mode in
ステップ１１で設定火力より入力電力の方が大きいと判断した場合には、上スイッチ通電率が下限値より大きいか否か判断する（ステップ１６）。この上スイッチ通電率の下限値は、上記で図８、図９を用いて説明したＵ相スナバコンデンサ１５への突入電流等による損失でスイッチング素子が破壊してしまわないレベルに設定するものとする。上スイッチ通電率が下限値より大きい場合には、上スイッチ通電率を減少させる（ステップ１７）。また、ステップ１０で負荷電流が過大電流であると判断した場合、上スイッチ通電率が下限値より大きいか否か判断を行い（ステップ１８）、上スイッチ通電率が下限値より大きい場合には、上スイッチ通電率を減少させ（ステップ１９）、上スイッチ通電率が下限値に到達していた場合には不適正な負荷として加熱動作を停止する（インバータ停止）（ステップ２０）。
When it is determined in
以上のように、スイッチング損失が大きくなり加熱効率が低下する低加熱出力（低通電率）をハーフブリッジ駆動に切り替えることによりスイッチング損失を低減し、より小さい加熱出力まで高効率で動作させることができる。 As described above, the switching loss is reduced by switching the low heating output (low energization rate), in which the switching loss is increased and the heating efficiency is lowered, to the half bridge drive, and the operation can be performed with high efficiency up to a smaller heating output. .
次に図１１のフローチャートを用いて、設定火力に応じてフルブリッジ駆動とハーフブリッジ駆動を切り替える加熱出力制御処理の例を説明する。図１１において、負荷回路電流検出手段２４で検出した負荷電流が過大電流か否か（渦電流閾値を超えるか否か）を判断し（ステップ１）、過大電流であった場合には火力設定手段２７で設定された設定火力を、より低い設定火力に補正する（ステップ２）。次に、フルブリッジ駆動かハーフブリッジ駆動か動作モードを判定し（ステップ３）、フルブリッジ駆動であった場合には設定火力（ステップ２で補正された場合には補正後設定火力、以下同じ）とハーフブリッジ駆動への切り替え火力を比較する（ステップ４）。
Next, an example of a heating output control process for switching between full-bridge driving and half-bridge driving according to the set thermal power will be described using the flowchart of FIG. In FIG. 11, it is determined whether or not the load current detected by the load circuit current detecting
設定火力が切り替え火力以下の場合には、動作モードをハーフブリッジ駆動に切り替え（ステップ５）、上スイッチ通電率をＡ倍（但し、Ａ倍後の上スイッチ通電率は５０％以下とする）とする（ステップ６）。Ａは２〜４の数で、式（６）の関係をおおよそ満たす値としてもよいし、また、固定の数値としてもよい。ステップ３でハーフブリッジ駆動と判定された場合には、設定火力とフルブリッジ切り替え火力を比較し（ステップ７）、設定火力が切り替え火力以上であれば、動作モードをフルブリッジ駆動に切り替え（ステップ８）、上スイッチ通電率をＢ倍とする（ステップ９）。Ｂは１／４〜１／２の数で、式（６）の関係をおおよそ満たす値としてもよいし、また、固定の数値としてもよい。
When the set thermal power is less than or equal to the switching thermal power, the operation mode is switched to half-bridge driving (step 5), and the upper switch energization rate is A times (however, the upper switch energization rate after A times is 50% or less) (Step 6). A is a number from 2 to 4, and may be a value that approximately satisfies the relationship of Expression (6), or may be a fixed numerical value. When it is determined in
以上のステップで動作モードが確定すると、設定火力と入力電流検出手段６および入力電圧検出手段７の検出値から求めた入力電力と比較して（ステップ１０）、入力電力が小さい場合には上スイッチの通電率が上限（５０％）未満か否か判断し（ステップ１１）、通電率が上限未満であれば上スイッチ通電率を増加させる（ステップ１２）。ステップ１０で設定火力より入力電力の方が大きい場合には、上スイッチ通電率を下限値と比較して（ステップ１３）、下限値より大きい場合には、上スイッチ通電率を減少させる（ステップ１４）。
When the operation mode is determined by the above steps, the set power is compared with the input power obtained from the detected values of the input current detection means 6 and the input voltage detection means 7 (step 10). When the input power is small, the upper switch Is determined to be less than the upper limit (50%) (step 11). If the energization rate is less than the upper limit, the upper switch energization rate is increased (step 12). When the input power is larger than the set thermal power at
以上のように、スイッチング損失が大きくなり加熱効率が低下する低加熱出力（低通電率）をハーフブリッジ駆動に切り替えることによりスイッチング損失を低減し、より小さい加熱出力まで高効率で動作させることができる。 As described above, the switching loss is reduced by switching the low heating output (low energization rate), in which the switching loss is increased and the heating efficiency is lowered, to the half bridge drive, and the operation can be performed with high efficiency up to a smaller heating output. .
次に、出力電流やスイッチ通電率に応じてフルブリッジ駆動とハーフブリッジ駆動を切り替える加熱出力制御処理の例を図１２のフローチャートを用いて説明する。図１２において、負荷回路電流検出手段２４で検出した負荷電流が過大電流か否か（渦電流閾値を超えるか否か）を判断し（ステップ１）、過大電流であった場合には火力設定手段２７で設定された設定火力を、より低い設定火力に補正する（ステップ２）。次に、フルブリッジ駆動かハーフブリッジ駆動か動作モードを判定し（ステップ３）、フルブリッジ駆動であった場合には、負荷回路電流検出手段２４で検出された出力電流が所定値（出力制限閾値１）以下か否か判断し（ステップ４）、出力電流が所定値（出力制限閾値１）以下である場合には上スイッチの通電率が所定値（ハーフブリッジ切替通電率）以下か判断し（ステップ５）、通電率が小さければハーフブリッジ駆動モードに切り替え（ステップ６）、上スイッチ通電率をＡ（２〜４）倍にする（ステップ７）。但し、上スイッチ通電率の上限は５０％とする。一方、ステップ４で出力電流が所定値（出力制限閾値１）より大きい場合や、ステップ５で上スイッチの通電率がハーフブリッジ切替通電率以上の場合には、駆動モードの切替を行わない。
Next, an example of the heating output control process for switching between full-bridge driving and half-bridge driving according to the output current and switch energization rate will be described with reference to the flowchart of FIG. In FIG. 12, it is determined whether or not the load current detected by the load circuit current detection means 24 is an excessive current (whether or not the eddy current threshold is exceeded) (step 1). The set thermal power set at 27 is corrected to a lower set thermal power (step 2). Next, it is determined whether the operation mode is full bridge driving or half bridge driving (step 3). If the driving mode is full bridge driving, the output current detected by the load circuit current detecting
ステップ３で動作モードがハーフブリッジ駆動モードであった場合には、上スイッチ通電率が上限（５０％）以上になっているか判断し（ステップ８）、通電率が上限以上であれば出力電流がフルブリッジ駆動に切替可能な電流レベル（出力制限閾値２）未満か判断し（ステップ９）、フルブリッジに切替可能な電流未満であればフルブリッジ駆動モードに切り替える（ステップ１０）とともに、上スイッチ通電率を所定値（１/４〜１/２）倍とする（ステップ１１）。ステップ８で上スイッチ通電率が上限に達していない場合や、ステップ９で出力電流が所定値（出力制限閾値２）以上であった場合には駆動モードの切替を行わず、火力調整のステップに移行する。
If the operation mode is the half-bridge drive mode in
上記のステップ３〜１１で動作モードが確定すると、火力設定手段２７で設定された火力と、入力電流検出手段６と入力電圧検出手段７による検出値から算出された入力電力を比較し（ステップ１２）、入力電力が小さい場合には上スイッチの通電率が上限か判断し（ステップ１３）、上限でなければ通電率を増加させる（ステップ１４）。また、ステップ１２で入力電力が設定火力より大きい場合には、上スイッチ通電率を予め設定してある通電率の下限値と比較し（ステップ１５）、下限値より大きければ通電率を減少させる（ステップ１６）。
When the operation mode is determined in the
以上のように制御することにより、低加熱出力時にスナバコンデンサへの充放電電流等によりスイッチング損失が大きくなり、加熱効率が低下するのをハーフブリッジ駆動に切り替えることにより回避して、より小さい加熱出力まで高効率で動作させることができる。 By controlling as described above, the switching loss increases due to the charging / discharging current to the snubber capacitor at the time of low heating output, and the decrease in heating efficiency is avoided by switching to the half bridge drive, and the smaller heating output Can be operated with high efficiency.
なお、上記説明では、出力電流とスイッチ通電率の両方の条件によりフルブリッジ駆動とハーフブリッジ駆動を切り替えるように制御した例を示したが、出力電流、あるいはスイッチ通電率の一方の条件からフルブリッジ駆動とハーフブリッジ駆動を切り替えるようにしてもよい。また、出力電流やスイッチ通電率だけでなく、設定火力や入力電力、入力電流についても出力電流やスイッチ通電率と相関があるので、それらの何れか一つ、あるいはその複数の組み合わせにより判断して切り替えるようにしてもよい。 In the above description, an example has been shown in which control is performed so that full-bridge driving and half-bridge driving are switched according to both conditions of output current and switch energization rate. Switching between driving and half-bridge driving may be performed. Also, not only the output current and switch energization rate, but also the set heating power, input power, and input current are correlated with the output current and switch energization rate, so it is determined by one or a combination of them. You may make it switch.
実施の形態２．
図１３は、この発明を実施するための実施の形態２における誘導加熱調理器の構成を示すブロック図であり、図１４は実施の形態２の加熱出力制御処理を説明するためのフローチャート、図１５はハーフブリッジ駆動時のインバータ回路の各スイッチング素子のスイッチングの様子と、インバータ回路および負荷回路に流れる電流の様子をモードに分けて示した図である。
FIG. 13 is a block diagram showing the configuration of the induction heating cooker in the second embodiment for carrying out the present invention, and FIG. 14 is a flowchart for explaining the heating output control process in the second embodiment, FIG. FIG. 4 is a diagram showing a state of switching of each switching element of the inverter circuit during half-bridge driving and a state of current flowing through the inverter circuit and the load circuit, divided into modes.
図１３において、実施の形態１の図１と同一または相当部分については同じ記号を付し、説明を省略する。この実施の形態２では、フルブリッジ駆動の動作は実施の形態１と同様に動作する。ハーフブリッジ駆動動作では、インバータ回路８のＶ相アーム１０を固定駆動し、Ｕ相アーム９を高周波駆動するが、ハーフブリッジ動作で高周波駆動されるＵ相アーム出力点に接続されたスナバコンデンサ１５を切り離すスナバコンデンサ切り替え手段２９を備えている。
In FIG. 13, the same or corresponding parts as those in FIG. 1 of the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted. In the second embodiment, the full bridge drive operation is the same as in the first embodiment. In the half-bridge driving operation, the V-
次に、図１４のフローチャートに基づき、この実施の形態２の加熱出力制御処理の一例について説明する。まず最初に、負荷回路電流検出手段２４で検出した負荷電流が過大電流か否か判断し（ステップ１）、過大電流であった場合には火力設定手段２７で設定された設定火力を、より低い設定火力に補正する（ステップ２）。次に、フルブリッジ駆動かハーフブリッジ駆動か動作モードを判定し（ステップ３）、フルブリッジ駆動であった場合には設定火力（ステップ２で補正された場合には補正後設定火力、以下同じ）とハーフブリッジ駆動への切り替え火力を比較する（ステップ４）。設定火力が切り替え火力以下の場合には、動作モードをハーフブリッジ駆動に切り替え（ステップ５）、上スイッチ通電率を２倍とする（ステップ６）。ステップ３でハーフブリッジ駆動であった場合には、設定火力とフルブリッジ切り替え火力を比較し（ステップ７）、設定火力が切り替え火力以上であれば、動作モードをフルブリッジ駆動に切り替え（ステップ８）、上スイッチ通電率を１／４倍とし（ステップ９）、スナバコンデンサ切り替え手段２９によりＵ相スナバコンデンサ１５を接続する（ステップ１０）。
Next, an example of the heating output control process of the second embodiment will be described based on the flowchart of FIG. First, it is determined whether or not the load current detected by the load circuit
ステップ１０の後、および、ステップ４で設定火力がハーフブリッジ切り替え火力より大きかった場合には、フルブリッジ駆動モードとして設定火力と入力電流検出手段６および入力電圧検出手段７の検出値から求めた入力電力と比較して（ステップ１１）、入力電力が小さい場合には上スイッチの通電率が上限（５０％）未満か否か判断し（ステップ１２）、通電率が上限未満であれば上スイッチ通電率を増加させる（ステップ１３）。ステップ１１で設定火力より入力電力の方が大きい場合には、上スイッチ通電率を下限値と比較して（ステップ１４）、下限値より大きい場合には、上スイッチ通電率を減少させる（ステップ１５）。
After
また、ステップ６の後、および、ステップ７で設定火力がフルブリッジ切り替え火力より小さかった場合には、ハーフブリッジ駆動モードとして負荷回路電流検出手段２４で検出した負荷回路２３に流れる出力電流とスナバコンデンサ切離し閾値を比較して（ステップ１６）、出力電流が閾値よりも小さい場合にはスナバコンデンサ切り替え手段２９を制御してスナバコンデンサ１５を切り離し（ステップ１７）、負荷電流が閾値以上であればスナバコンデンサ切り替え手段２９を制御してスナバコンデンサ１５を接続する（ステップ１８）。次いで、設定火力と入力電流検出手段６および入力電圧検出手段７の検出値から求めた入力電力と比較して（ステップ１９）、入力電力が小さい場合には上スイッチの通電率が上限（５０％）未満か否か判断し（ステップ２０）、通電率が上限未満であれば上スイッチ通電率を増加させる（ステップ２１）。また、ステップ１９で設定火力より入力電力の方が大きい場合には、上スイッチ通電率を下限値と比較して（ステップ２２）、下限値より大きい場合には、上スイッチ通電率を減少させる（ステップ２３）。
Further, after
以上のように、ハーフブリッジ駆動状態において、スナバコンデンサ１５を接続、切り離しを行うが、インバータ回路８の各スイッチング素子のスイッチングの様子と、インバータ回路８および負荷回路２３に流れる電流の様子を、図１５ａ〜１５ｄに従い、スナバコンデンサ１５が接続されている場合と、切り離した場合とに分けて説明する。図１５ａ〜１５ｄのそれぞれにおいて、左側の（ａ）は、スナバコンデンサ１５が接続されている場合を示しており、右側の（ｂ）はスナバコンデンサ１５を切り離した場合を示している。これらの図において、Ｕ相アームスナバコンデンサ１５を切り離した（ｂ）では、スナバコンデンサ１５を図示しない。なお、フルブリッジ駆動状態については実施の形態１と同様であり、説明を省略する。
As described above, in the half-bridge driving state, the
図１５ａの（ａ）モード１５ａは、Ｕ相アーム上スイッチ１１がオン、Ｖ相アーム下スイッチ１７がオンした状態で、負荷回路２３には直流電源回路の正負母線電圧（Ｅ）が印加され、Ｕ相アーム９からＶ相アーム１０の方向へ負荷回路２３に出力電流が流れている状態である。Ｕ相アーム上スイッチ１１がターンオフすると、モード１５ｂ０の状態となり、負荷回路２３に流れる電流は、Ｕ相アーム９のスナバコンデンサ１５およびＶ相アーム下スイッチ１７を経由して流れ、Ｕ相アーム出力点電位はスナバコンデンサ１５により低下するのが遅れるので、Ｕ相アーム上スイッチ１１のターンオフ時のスイッチング損失が抑制されている。
In FIG. 15a, (a) mode 15a is such that the positive and negative bus voltage (E) of the DC power supply circuit is applied to the
一方、スナバコンデンサ１５を切り離した図１５ａの（ｂ）モード１５ａ’の場合には、Ｕ相アーム上スイッチ１１がターンオフすると、負荷電流は、Ｕ相アーム下ダイオード１４およびＶ相アーム下スイッチ１７を経由して流れ、Ｕ相アーム出力点電位はＵ相アームターンオフ時に急激な電圧低下が発生し、スナバコンデンサ１５が接続されている（ａ）の場合と比較して大きなターンオフ損失がＵ相アーム上スイッチ１１に発生するとともに、図１５ｂ（ｂ）のモード１５ｂ’の状態となる。しかし、上スイッチ通電率が小さく、負荷回路２３に流れる電流（出力電流）が小さい場合には、ターンオフ損失は大きいものにならない。
On the other hand, in the case of (b) mode 15a ′ of FIG. 15a in which the
スナバコンデンサ１５が接続されている（ａ）の場合においても負荷電流によりスナバコンデンサ１５の放電が行われ、Ｕ相アーム出力点電位が直流電源回路２の負母線電位まで低下すると、Ｕ相アーム下ダイオード１４が導通して図１５ｂの（ａ）モード１５ｂの状態に移行するが、出力電流が小さい場合には、出力電流によるスナバコンデンサ１５の放電が十分に行われず、Ｕ相アーム出力点電位が直流電源回路２の負母線電位に到達する前にＵ相アーム下スイッチ１２がターンオンすると、Ｕ相アーム下スイッチ１２を介してスナバコンデンサ１５の残電荷を放電する電流が流れ、大きなターンオン損失が発生する（モード１５ｃ１）が、（ｂ）にはスナバコンデンサ１５が無いため、出力電流が小さい場合でもＵ相アーム下ダイオード１４が導通した状態（モード１５ｂ’）でＵ相アーム下スイッチ１２がターンオンする（モード１５ｃ’）ので、このようなターンオン損失は発生しない。
Even in the case (a) where the
次いで、負荷電流が転流してＶ相アーム１０からＵ相アーム９の方向へ、Ｕ相アーム下スイッチ１２とＶ相アーム下ダイオードを経由して流れる（モード１５ｄ）。この状態からＵ相アーム下スイッチ１２がターンオフすると、スナバコンデンサ１５が接続された（ａ）では、図１５ｃに示すように負荷回路２３に流れる出力電流はＵ相スナバコンデンサ１５およびＶ相下ダイオード１９を経由して流れ（モード１５ｅ）、Ｕ相アーム出力点電位はゆっくり上昇するので、Ｕ相アーム下スイッチ１２のターンオフ損失は小さくなる。
Next, the load current commutates and flows from the V-
一方、スナバコンデンサ１５が切離された（ｂ）では、負荷回路２３に流れる出力電流はＵ相アーム下スイッチ１２がターンオフすると同時にＵ相アーム上ダイオード１３が導通することになり（モード１５ｅ１’）、Ｕ相アーム出力点電位は速く上昇するので、Ｕ相アーム下スイッチ１２のターンオフ損失は（ａ）の場合と比べて大きくはなるが、出力電流が小さい場合には大きなものとはならない。（ａ）において出力電流によりスナバコンデンサ１５が充電して直流電源回路２の正母線電位に到達すると、Ｕ相アーム上ダイオード１３が導通して、モード１５ｅ１（図１５ｄ）の状態になる。この状態から、Ｕ相アーム上スイッチ１１がターンオンすればモード１５ｆ（図１５ｄ）となり、負荷回路２３に流れる出力電流が転流すればモード１５ａ（図１５ａ）となる。
On the other hand, when the
なお、低加熱出力にするために上スイッチの通電率を小さくしている場合には、Ｕ相アーム下スイッチ１２の通電時間が長くなるので、モード１５ｄの状態からさらに出力電流が転流して、負荷回路２３に流れる電流がＵ相下ダイオード１４とＶ相下スイッチ１７を経由して流れるモード１５ｄ１の状態になる場合がある。この状態からＵ相アーム下スイッチ１２がターンオフすると、スイッチには電流が流れていない状態でターンオフすることになるので（ａ）（ｂ）何れもターンオフ損失は発生することなくモード１５ｅ２の状態に移行する。この状態からＵ相アーム上スイッチ１１がターンオンすると、スナバコンデンサ１５を接続した（ａ）ではスナバコンデンサ１５への充電電流と出力電流がＵ相上スイッチ１１に流れ（モード１５ａ０）、大きなターンオン損失が発生するが、（ｂ）ではＵ相アーム上スイッチ１１がターンオン時に流れる電流は負荷回路２３に流れる出力電流のみなので、出力電流が小さい場合には大きなターンオン損失は発生しない。
In addition, when the energization rate of the upper switch is reduced in order to obtain a low heating output, since the energization time of the U-phase arm
以上のように、低加熱出力とするために上スイッチ１１を小さくして負荷回路２３に流れる出力電流を抑制している場合には、Ｕ相アーム上スイッチ１１のターンオンスイッチング時にスナバコンデンサ１５を充電する突入電流が流れるため、大きなターンオン損失が発生する。また、出力電流が小さいためにＵ相アーム下スイッチ１２のターンオン時にスナバコンデンサ１５に残留電荷があり、その放電電流が下アームスイッチに流れて大きなターンオン損失が発生する問題点があったが、出力電流が小さい場合にはスナバコンデンサ１５を切離すことにより、スイッチの損失を低減し、スイッチング素子へのダメージを防止している。
As described above, when the
なお、上記実施の形態２では、ハーフブリッジ動作において出力電流によりスナバコンデンサ１５を切離すように制御する例を示したが、設定火力や通電率に応じてスナバコンデンサ１５を切離すようにしたり、ハーフブリッジ動作はフルブリッジ動作と比較して出力電流が小さくなるので、ハーフブリッジ動作ではスナバコンデンサ１５を必ず切離して動作させる構成としてもよい。
In the second embodiment, the example in which the
実施の形態３．
図１６は、この発明を実施するための実施の形態３における誘導加熱調理器の構成を示すブロック図であり、図において、実施の形態１の図１と同一または相当部分については同じ記号を付し、説明を省略する。上記実施の形態１は、インバータ回路８の各相アームに接続されたスナバコンデンサ１５、２０を同等容量としていたのに対し、この実施の形態３は、２つアームで異なる容量のスナバコンデンサを接続するようにしたものである。ここでは、具体的には図１のスナバコンデンサ１５を、Ｖ相スナバコンデンサ２０の容量より小さいスナバコンデンサ３０に代えたものとして以下の説明を行う。
FIG. 16 is a block diagram showing the configuration of the induction heating cooker according to the third embodiment for carrying out the present invention. In the figure, the same or corresponding parts as those in FIG. The description is omitted. In the first embodiment, the
この実施の形態３におけるインバータ回路８の加熱出力動作は、高加熱出力時にはインバータ回路８の２つのアームを高周波駆動するフルブリッジ駆動を行うとともに、低加熱出力時には一方のアームを固定駆動するとともに、もう一方のアームを高周波駆動するハーフブリッジ駆動を行うが、フルブリッジ駆動ではＵ相アーム９およびＶ相アーム１０の上下スイッチを略５０％の通電率で駆動するとともに、Ｕ相アーム９・Ｖ相アーム１０間の駆動タイミングの位相差（時間差）を変えることにより、負荷回路２３に印加する電圧を調整して加熱出力を制御する。一方、ハーフブリッジ駆動では、高周波駆動するアームは実施の形態１と同様に上スイッチの通電率を調整して加熱出力制御を行う。
The heating output operation of the
次に、インバータ回路８の各スイッチング素子のオンオフ状態や、負荷回路２３に印加される電圧や負荷回路２３に流れる出力電流について、図１７と図１８ａ〜１８ｇを用いて説明する。ハーフブリッジ動作モードは実施の形態１と同様なので説明を省略し、フルブリッジ動作モードについて説明する。図１７はインバータ回路８各スイッチング素子のオンオフ状態と、負荷回路印加電圧、負荷回路電流のタイムチャートを示しており、図１７（ａ）は、Ｕ相アーム９とＶ相アーム１０の出力電圧の位相差が１８０度に開いた最大出力動作状態で、図１７（ｂ）は、位相差が８０度程度に狭まった状態の動作例である。また、図１８ａ〜１８ｇには各スイッチング素子のスイッチングの様子と、インバータ回路８や負荷回路２３に流れる電流の様子をモードに分けて示している。
Next, the on / off state of each switching element of the
まず、最大出力の図１７（ａ）において、期間ａの状態はＵ相アーム上スイッチ１１とＶ相アーム下スイッチ１７がオン状態で、負荷回路２３には直流電源電圧がＵ相側から印加されており、負荷回路電流はＵ相アーム９からＶ相アーム１０の方向に流れている（図１８ａのモード１８ａ１）。この状態からＵ相アーム上スイッチ１１とＶ相アーム下スイッチ１７がターンオフする（図１７（ａ）期間ｂｄ）と、図１８ｆのモード１８ｂｄ１に示すように負荷回路電流はＵ相アームスナバコンデンサ３０およびＶ相アームスナバコンデンサ２０を経由して流れ、ターンオフするスイッチング素子１１および１７に印加される電圧の急増をスナバコンデンサ３０により抑えて、ターンオフ時のスイッチング損失を抑制している。
First, in FIG. 17A of the maximum output, during the period a, the U-phase arm
さらに負荷電流によりＵ相アームスナバコンデンサ３０が放電してＵ相アーム出力点電位が直流電源回路２の負母線電位に到達するとＵ相下ダイオード１４が導通してＵ相アーム出力電位は負母線電位に固定され、Ｖ相アームスナバコンデンサ２０が充電してＶ相アーム出力点電位が直流電源回路２の正母線電位に到達するとＶ相上ダイオード１８が導通してＶ相アーム出力電位は正母線電位に固定される（図１８ｆのモード１８ｂｄ２）。この状態では負荷回路２３には直流電源電圧がＶ相側から印加されている。
Further, when the U-phase
次いでＵ相アーム下スイッチ１２およびＶ相アーム上スイッチ１６がターンオンすると、図１７（ａ）期間ｅ０および図１８ｃのモード１８ｅ０の状態となる。各スイッチのターンオンはそれぞれ逆並列に接続されたＵ相アーム下ダイオード１４およびＶ相アーム上ダイオード１８が導通しているので零電圧スイッチングとなって、損失が小さい。
Next, when the U-phase arm
次いで負荷回路電流が転流したのが図１７（ａ）期間ｅ１および図１８ｃのモード１８ｅ１の状態であり、負荷回路電流はＶ相上スイッチ１６およびＵ相下スイッチ１２を経由して流れる。その状態からＵ相アーム下スイッチ１２とＶ相アーム上スイッチ１６がターンオフする（図１７（ａ）期間ｈｆ）と、図１８ｇのモード１８ｆｈ１に示すように負荷回路電流はＵ相アームスナバコンデンサ３０およびＶ相アームスナバコンデンサ２０を経由して流れ、ターンオフするＵ相アーム下スイッチ１２およびＶ相アーム上スイッチ１６に印加される電圧の急増をスナバコンデンサ３０により抑えて、ターンオフ時のスイッチング損失を抑制している。
Next, the load circuit current commutated is the state e1 in FIG. 17A and the mode 18e1 in FIG. 18c, and the load circuit current flows via the V-phase
さらに負荷電流によりＵ相アームスナバコンデンサ３０が充電してＵ相アーム出力点電位が直流電源回路２の正母線電位に到達するとＵ相上ダイオード１３が導通してＵ相アーム出力電位は正母線電位に固定され、Ｖ相アームスナバコンデンサ２０が放電してＶ相アーム出力点電位が直流電源回路２の負母線電位に到達するとＶ相下ダイオード１９が導通してＶ相アーム出力電位は負母線電位に固定され（図１８ｇのモード１８ｆｈ２）、負荷回路２３には直流電源電圧がＵ相側から印加されている。この状態からＵ相アーム上スイッチ１１およびＶ相アーム下スイッチ１７がターンオンしたのが図１７（ａ）期間ａ０および図１８ｅのモード１８ａ０の状態で、各スイッチのターンオンはそれぞれ逆並列に接続されたＵ相アーム上ダイオード１３およびＶ相アーム下ダイオード１９が導通している零電圧スイッチングとなり、損失が小さい。次いで負荷回路電流が転流すると図１７（ａ）期間ａ１および図１８ａのモード１８ａ１の状態に戻る。
Further, when the U-phase
次に、加熱出力を制限した図１７（ｂ）について説明する。期間ａの状態はＵ相アーム上スイッチ１１とＶ相アーム下スイッチ１７がオン状態で、負荷回路２３には直流電源電圧がＵ相側から印加されており、負荷回路電流はＵ相アーム９からＶ相アーム１０の方向に流れている（図１８ａのモード１８ａ１）。この状態からＶ相アーム下スイッチ１７がターンオフする（図１７（ｂ）期間ｂ）と、図１８ａのモード１８ｂ１に示すように負荷回路電流はＵ相アーム上スイッチ１１およびＶ相アームスナバコンデンサ２０を経由して流れ、ターンオフするＶ相下スイッチ１７に印加される電圧の急増をスナバコンデンサ３０により抑えて、ターンオフ時のスイッチング損失を抑制している。
Next, FIG. 17B in which the heating output is limited will be described. In the period a, the U-phase arm
負荷電流によりＶ相アームスナバコンデンサ２０が充電してＶ相アーム出力点電位が直流電源回路２の正母線電位に到達すると、Ｖ相上ダイオード１８が導通してＶ相アーム出力電位は正母線電位に固定される（図１８ａのモード１８ｂ２）。この状態ではＵ相アーム出力点電圧、Ｖ相アーム出力点電圧がともに直流電源電圧正母線電位となるので、負荷回路２３には電圧が印加されていない。Ｖ相アーム上スイッチ１６がターンオンすると、図１７（ｂ）期間ｃおよび図１８ａのモード１８ｃ１の状態となるが、Ｖ相アーム上スイッチ１６のターンオンは逆並列に接続されたＶ相アーム上ダイオード１８が導通しているので零電圧スイッチングとなって、損失が小さい。この状態からＵ相アーム上スイッチ１１がターンオフすると、図１７（ｂ）期間ｄおよび図１８ｂのモード１８ｄ１の状態となり、負荷回路電流はＵ相アームスナバコンデンサ３０およびＶ相アーム上ダイオード１８を経由して流れる。
When the V-phase
負荷回路電流によりＵ相アームスナバコンデンサ３０が放電してＵ相アーム出力点電位が直流電源回路２の負母線電位に到達すると、Ｕ相下ダイオード１４が導通して（図１８モードｄ２）Ｕ相アーム出力電位は負母線電位に固定され、負荷回路２３には直流電源電圧がＶ相側から印加されている。この状態からＵ相アーム下スイッチ１２がターンオンすると図１７（ｂ）期間ｅ０および図１８ｃのモード１８ｅ０の状態となる。この場合もＵ相アーム下スイッチ１２と逆並列に接続されたＵ相アーム下ダイオード１４が導通しているので零電圧スイッチングとなり、損失が小さい。次いで負荷回路電流が転流すると図１７（ｂ）期間ｅ１および図１８ｃのモード１８ｅ１の状態になる。
When the U-phase
この状態からＶ相アーム上スイッチ１６がターンオフする（図１７（ｂ）期間ｆ）と、図１８ｄのモード１８ｆ１に示すように負荷回路電流はＵ相アーム下スイッチ１２およびＶ相アームスナバコンデンサ２０を経由して流れ、ターンオフするＶ相上スイッチ１６に印加される電圧の急増をスナバコンデンサ３０により抑えて、ターンオフ時のスイッチング損失を抑制している。負荷電流によりＶ相アームスナバコンデンサ２０が放電してＶ相アーム出力点電位が直流電源回路２の負母線電位に到達すると、Ｖ相下ダイオード１９が導通してＶ相アーム出力電位は負母線電位に固定される（図１８ｄのモード１８ｆ２）。この状態ではＵ相アーム出力点電圧、Ｖ相アーム出力点電圧がともに直流電源電圧負母線電位となるので、負荷回路２３には電圧が印加されていない。
When the V-phase arm
ここでＶ相アーム下スイッチ１７がターンオンすると、図１７（ｂ）期間ｇおよび図１８ｄのモード１８ｇ１の状態となるが、Ｖ相アーム下スイッチ１７のターンオンは逆並列に接続されたＶ相アーム下ダイオード１９が導通しているので零電圧スイッチングとなって、損失が小さい。この状態からＵ相アーム下スイッチ１２がターンオフすると、図１７（ｂ）期間ｈおよび図１８ｅのモード１８ｈ１の状態となり、負荷回路電流はＵ相アームスナバコンデンサ３０およびＶ相アーム下ダイオード１９を経由して流れる。
Here, when the V-phase arm
負荷回路電流によりＵ相アームスナバコンデンサ３０が充電してＵ相アーム出力点電位が直流電源回路２の正母線電位に到達すると、Ｕ相上ダイオード１３が導通して（図１８ｅのモード１８ｈ２）Ｕ相アーム出力電位は正母線電位に固定され、負荷回路２３には直流電源電圧がＵ相側から印加されている。この状態からＵ相アーム上スイッチ１１がターンオンすると図１７（ｂ）期間ａ０および図１８ｅのモード１８ａ０の状態となる。この場合もＵ相アーム上スイッチ１１と逆並列に接続されたＵ相アーム上ダイオード１３が導通しているので零電圧スイッチングとなり、損失が小さい。次いで負荷回路電流が転流すると図１７（ｂ）期間ａ１および図１８ａのモード１８ａ１の状態に戻る。
When the U-phase
この実施の形態３では、以上のようにインバータ回路８のＵ相アーム上下スイッチ、および、Ｖ相アーム上下スイッチを駆動する。負荷回路２３を構成する加熱コイル２５と共振コンデンサ２６の共振周波数よりも高い周波数でインバータ回路８を駆動することにより、負荷回路２３は誘導性負荷となっており、負荷回路２３に印加される電圧よりも負荷回路２３に流れる電流位相は遅れている。従って、Ｕ相アーム９・Ｖ相アーム１０間の位相差を１８０度とした図１７（ａ）の状態では、各アームの上下スイッチをスイッチングした後に負荷回路２３に流れる出力電流の転流が発生しており、各スイッチのターンオフ時にはスナバコンデンサによりターンオフするスイッチへの印加電圧の急増を抑制するとともに、各スイッチのターンオン時には、各スイッチとそれぞれ逆並列に接続されたダイオードが導通しているゼロ電圧スイッチングが成立して、低損失となっている。
In the third embodiment, the U-phase arm up / down switch and the V-phase arm up / down switch of the
図１７（ｂ）のように加熱出力を調整するために、Ｕ相アーム９とＶ相アーム１０の各スイッチを駆動する位相差を１８０度より小さくした場合、負荷回路２３に流れる出力電流に対して、Ｕ相アーム９とＶ相アーム１０で異なるタイミングでスイッチングを行うことになる。図１７（ｂ）の動作状態では、出力点電圧の変動がＶ相アーム１０より先行するＵ相アーム９のスイッチングタイミングは、アーム間位相差が１８０度（図１７（ａ））の場合と比べて遅れ、出力電流の転流までの時間差が小さくなっている。
When the phase difference for driving the switches of the
さらに加熱出力を小さくするためにアーム間位相差を小さくしていくと、Ｕ相アームデッドタイム中の転流（図１８ｂのモード１８ｄ３、モード１８ｈ０）や、Ｕ相アームスイッチング前の転流（図１８ｂのモード１８ｃ２、図１８ｄのモード１８ｇ２）が発生し、Ｕ相アーム上スイッチ１１のターンオン時にＵ相アームスナバコンデンサ３０への充電電流が流れて大きなスイッチング損失が発生し（図１８ｅのモード１８ｆ０１）、あるいはＵ相アーム下スイッチ１２のターンオン時にＵ相アームスナバコンデンサ３０の放電電流が流れて大きなスイッチング損失が発生する（図１８ｃのモード１８ｅ０１）。
If the phase difference between the arms is further reduced in order to reduce the heating output, commutation during the U-phase arm dead time (mode 18d3, mode 18h0 in FIG. 18b) or commutation before U-phase arm switching (see FIG. 18b mode 18c2 and FIG. 18d mode 18g2) occur, and when the U-phase arm
また、負荷回路２３に流れる出力電流が小さくなるため、デッドタイム中にスナバコンデンサ３０の放電が終了せず、図１８ｂのモード１８ｄ１の状態からＵ相アーム下スイッチ１２がターンオンする場合も、Ｕ相アーム下スイッチ１２にはスナバコンデンサ３０の放電電流が流れ（図１８ｃのモード１８ｅ０１）、大きなターンオン損失が発生する。デッドタイム中にスナバコンデンサ３０の充電が終了しない場合も同様で、図１８モードｈ１の状態からＵ相アーム上スイッチ１１がターンオンすると、Ｕ相アーム上スイッチ１１にはスナバコンデンサ３０への充電電流が流れ（図１８ｆのモード１８ａ０１）、大きなターンオン損失が発生する。
Further, since the output current flowing through the
一方、Ｖ相アーム１０のスイッチングタイミングは、位相差１８０度（図１７（ａ））の場合と比較して進み、スイッチングに流れている出力電流もＵ相アームスイッチング時より大きくなっている。従って、Ｖ相アーム１０ではＵ相アーム９よりターンオフ時の損失が大きくなる一方、Ｕ相アーム９では加熱出力を抑制するためにアーム間位相差を小さくした場合に、スイッチングタイミングより早く出力電流の転流が発生したり、スイッチングターンオン時にスナバコンデンサ２０の充電電流あるいは放電電流が流れて大きなスイッチング損失が発生する可能性がある。
On the other hand, the switching timing of the V-
そこで、先行駆動するＵ相アーム９には小容量のスナバコンデンサ３０を接続してスイッチターンオン時にスナバコンデンサ３０への充放電電流が発生した場合のターンオン損失を小さくするとともに、Ｕ相アーム９の出力電圧に追従するＶ相アーム１０にはＵ相アーム９より大きい容量のスナバコンデンサ２０を接続することによりスイッチターンオフ時のスイッチ印加電圧の上昇を遅らせて、ターンオフ損失を抑制している。アーム間位相差制御の場合、各アームの上下スイッチ間で通電時間、および、通電電流がほぼ同じであり、負荷電流の位相とスイッチングタイミングの関係が上下スイッチング素子間でほぼ同じであるので、アーム毎にスナバコンデンサ３０，２０を最適な値に調整することにより、損失を低減させることができる。
Therefore, a small-
次に、この実施の形態３における加熱出力制御手段２８が行う加熱出力制御処理の一例を、図１９のフローチャートを用いて説明する。図１９において、まずフルブリッジ駆動かハーフブリッジ駆動か動作モードを判定し（ステップ１）、フルブリッジモードであった場合には火力設定手段２７で使用者に設定された設定火力と、入力電流検出手段６および入力電圧検出手段７の検出値から求めた入力電力と比較して（ステップ２）、入力電力が小さい場合にはアーム間位相差が上限（１８０度（半周期））未満か否か判断し（ステップ３）、アーム間位相差が上限未満であれば位相差を拡大させる（ステップ４）。
Next, an example of the heating output control process performed by the heating output control means 28 in the third embodiment will be described with reference to the flowchart of FIG. In FIG. 19, first, the operation mode of full-bridge driving or half-bridge driving is determined (step 1). If the operation mode is full-bridge mode, the set thermal power set by the user in the thermal power setting means 27 and the input current detection are detected. Whether the phase difference between the arms is less than the upper limit (180 degrees (half cycle)) when the input power is small compared with the input power obtained from the detection values of the
ステップ２で設定火力より入力電力の方が大きいと判断した場合には、アーム間位相差が下限値より大きいか否か判断する（ステップ５）。このアーム間位相差の下限値は、上記で説明したスナバコンデンサ３０、２０への突入電流等によりスイッチング素子が破壊してしまわないレベルに設定するものとする。アーム間位相差が下限値より大きい場合には、アーム間位相差を縮小させる（ステップ６）。アーム間位相差が下限値に到達していた場合には、動作モードをハーフブリッジモードに切り替えてＶ相アーム上スイッチ１６をオフ、下スイッチ１７をオン状態に固定し（ステップ７）、Ｕ相アーム上スイッチ通電率をアーム間位相差の２倍（但し、通電率の上限は５０％）にする（ステップ８）。
If it is determined in
ステップ１でハーフブリッジモードあった場合にも、火力設定手段２７で使用者に設定された設定火力と、入力電流検出手段６および入力電圧検出手段７の検出値から求めた入力電力と比較して（ステップ９）、入力電力が小さい場合には上スイッチの通電率が上限（５０％）未満か否か判断し（ステップ１０）、通電率が上限未満であれば上スイッチ通電率を増加させる（ステップ１１）。上スイッチ通電率が上限値に到達していた場合には、動作モードをフルブリッジモードに切り替え（ステップ１２）、アーム間位相差を上スイッチ通電率の１／４倍にする（ステップ１３）。
Even in the case of the half-bridge mode in
ステップ９で設定火力より入力電力の方が大きいと判断した場合には、上スイッチ通電率が下限値より大きいか否か判断する（ステップ１４）。この上スイッチ通電率の下限値は、アーム間位相差の下限値と同様にＵ相スナバコンデンサ３０への充放電電流等による損失でスイッチング素子が破壊してしまわないレベルに設定するものとする。上スイッチ通電率が下限値より大きい場合には、上スイッチ通電率を減少させる（ステップ１５）。
If it is determined in
以上のように、スナバコンデンサへの充放電電流によりスイッチング損失が大きくなり加熱効率が低下する低加熱出力をハーフブリッジ駆動に切り替えることにより、スイッチング損失を低減し、より小さい加熱出力まで高効率で動作させることができる。低加熱出力時は負荷回路２３に流れる出力電流が小さいため、ハーフブリッジ動作モードでは小容量のスナバコンデンサが接続されているアームを駆動することにより、スナバコンデンサへの充放電電流による損失を低減することができる。また、フルブリッジ動作においてアーム間位相差を制御すること加熱出力を制御するようにしたので、加熱出力を抑制するために駆動周波数を高周波化してスイッチング損失を増大させることが無い。
As described above, switching loss is reduced by switching to low heating output, where switching loss increases due to charging / discharging current to the snubber capacitor and heating efficiency is reduced, and switching loss is reduced. Can be made. Since the output current flowing through the
図２０は、実施の形態３における加熱出力制御手段２８が行う加熱出力制御処理の別の例を示すフローチャートである。図２０において、図１９と同一又は相当処理については同一符号を付している。まずフルブリッジ駆動かハーフブリッジ駆動か動作モードを判定し（ステップ１）、フルブリッジモードであった場合には火力設定手段２７で使用者に設定された設定火力と、入力電流検出手段６および入力電圧検出手段７の検出値から求めた入力電力と比較して（ステップ２）、入力電力が小さい場合にはアーム間位相差が上限（１８０度（半周期））未満か否か判断し（ステップ３）、アーム間位相差が上限未満であれば位相差を拡大させる（ステップ４）。
FIG. 20 is a flowchart showing another example of the heating output control process performed by the
ステップ２で設定火力より入力電力の方が大きいと判断した場合には、アーム間位相差が下限値より大きいか否か判断する（ステップ５）。このアーム間位相差の下限値は、上記で説明したスナバコンデンサ３０、２０への突入電流等によりスイッチング素子が破壊してしまわないレベルに設定するものとする。アーム間位相差が下限値より大きい場合には、アーム間位相差を縮小させる（ステップ６）。アーム間位相差が下限値に到達していた場合には、動作モードをハーフブリッジモードに切り替える（ステップ７）。但し、このステップではＶ相アーム上スイッチ１６をオフ、下スイッチ１７をオン状態に固定はしない。次いで、上スイッチ通電率をアーム間位相差の２倍（但し、通電率の上限は５０％）にする（ステップ８）。
If it is determined in
ステップ１でハーフブリッジモードあった場合には、負荷回路電流検出手段２４で検出された出力電流（負荷電流）と駆動アーム切替閾値を比較し（ステップＡ１）、出力電流が閾値より大きい場合には小容量のスナバコンデンサが接続されているＵ相アーム９を固定駆動とし、Ｖ相アーム１０を高周波駆動する（ステップＡ２）。逆に出力電流が閾値以下の場合には、容量の大きいスナバコンデンサが接続されていくＶ相アーム１０を固定し、Ｕ相アーム９を高周波駆動する（ステップＡ３）。負荷回路２３に流れる出力電流が大きい場合には、スナバコンデンサを充放電する時間が短くなるのでスイッチング素子ターンオン時にスイッチング素子にスナバコンデンサの充放電電流は流れない。
If the half-bridge mode is detected in
一方、スイッチング素子ターンオフ時にスイッチング素子に印加される電圧上昇が速くなるので、スナバコンデンサは出力電流が小さい場合より大きい容量のものを使用して印加電圧上昇を遅らせた方がターンオフ損失を抑制できる。負荷電流が小さい場合は、スナバコンデンサを充放電する時間が長くなるので、スイッチング素子ターンオン時にスイッチング素子にスナバコンデンサの充放電電流は流れる場合が生じる。また、ターンオフ損失は電流が小さいため小さく、小容量のスナバコンデンサを使用したほうがスイッチング素子に大きな損失を発生させる可能性を小さくできる。また、スイッチ通電率が小さい場合には、ターンオン時に既に出力電流の転流が生じていたり、スナバコンデンサの充電電流または放電電流が流れる可能性が高くなるためスナバコンデンサの容量は小さい方がよい。なお、この実施の形態３では出力電流により駆動アームを切り替えているが、上スイッチ通電率により駆動アームを切り替えるようにしてもよい。 On the other hand, since the voltage rise applied to the switching element becomes faster when the switching element is turned off, a snubber capacitor having a larger capacity than when the output current is small can be used to suppress the turn-off loss if the applied voltage is delayed. When the load current is small, the time for charging / discharging the snubber capacitor becomes long. Therefore, the charging / discharging current of the snubber capacitor may flow to the switching element when the switching element is turned on. Further, the turn-off loss is small because the current is small, and the possibility of generating a large loss in the switching element can be reduced by using a small-capacity snubber capacitor. Further, when the switch energization ratio is small, it is preferable that the capacity of the snubber capacitor is small because the commutation of the output current has already occurred at the time of turn-on or the charging current or discharging current of the snubber capacitor is likely to flow. In the third embodiment, the drive arm is switched by the output current, but the drive arm may be switched by the upper switch energization rate.
次に、火力設定手段２７で使用者に設定された設定火力と、入力電流検出手段６および入力電圧検出手段７の検出値から求めた入力電力と比較して（ステップ９）、入力電力が小さい場合には上スイッチの通電率が上限（５０％）未満か否か判断し（ステップ１０）、通電率が上限未満であれば上スイッチ通電率を増加させる（ステップ１１）。上スイッチ通電率が上限値に到達していた場合には、動作モードをフルブリッジモードに切り替え（ステップ１２）、アーム間位相差を上スイッチ通電率の１／４倍にする（ステップ１３）。ステップ９で設定火力より入力電力の方が大きいと判断した場合には、上スイッチ通電率が下限値より大きいか否か判断する（ステップ１４）。この上スイッチ通電率の下限値は、アーム間位相差の下限値と同様にＵ相スナバコンデンサ３０への充放電電流等による損失でスイッチング素子が破壊してしまわないレベルに設定するものとする。上スイッチ通電率が下限値より大きい場合には、上スイッチ通電率を減少させる（ステップ１５）。
Next, the set power set by the user in the heat setting means 27 is compared with the input power obtained from the detected values of the input current detecting
以上のように、スナバコンデンサへの充放電電流によりスイッチング損失が大きくなり加熱効率が低下する低加熱出力をハーフブリッジ駆動に切り替えることにより、スイッチング損失を低減し、より小さい加熱出力まで高効率で動作させることができる。さらに、ハーフブリッジ動作モードにおいて、出力電流の大きい場合や上スイッチ通電率が大きい場合には、ターンオフ損失を低減するように容量の大きい方のスナバコンデンサを接続したアームを高周波駆動し、出力電流の小さい場合や上スイッチ通電率の小さい場合には、小容量のスナバコンデンサを接続したアームを高周波駆動することによって、スイッチターンオン時のスナバコンデンサへの充放電電流による損失を小さくすることができ、効率がよくなる。 As described above, switching loss is reduced by switching to low heating output, where switching loss increases due to charging / discharging current to the snubber capacitor and heating efficiency is reduced, and switching loss is reduced. Can be made. Further, in the half-bridge operation mode, when the output current is large or the upper switch energization ratio is large, the arm connected with the larger-capacity snubber capacitor is driven at high frequency to reduce the turn-off loss, and the output current is reduced. When it is small or when the upper switch energization rate is small, the loss due to the charge / discharge current to the snubber capacitor when the switch is turned on can be reduced by driving the arm connected with the small-capacity snubber capacitor at high frequency. Will be better.
なお、上記実施の形態３では、先行アーム（Ｕ相アーム９）スナバコンデンサの容量を、追従アーム（Ｖ相アーム１０）スナバコンデンサの容量より小さくした例を示したが、先行アーム側のスナバコンデンサを接続しない構成としたり、あるいは、先行アームスナバコンデンサと追従アームスナバコンデンサの容量を略同等とする構成も可能である。 In the third embodiment, the example in which the capacity of the leading arm (U-phase arm 9) snubber capacitor is smaller than the capacity of the following arm (V-phase arm 10) snubber capacitor is shown. It is also possible to adopt a configuration in which the first arm snubber capacitor and the follower arm snubber capacitor have substantially the same capacity.
実施の形態４．
この実施の形態４は、加熱出力制御をインバータ回路８の周波数制御により行う誘導加熱調理器である。回路構成は実施の形態１と同様であり、説明を省略する。インバータ回路８における損失は、スイッチ導通時におけるオン損失と、ターンオン・ターンオフ時に発生するスイッチング損失があるが、駆動周波数が高い場合にはスイッチング回数が増加するためスイッチング損失が増大して効率が悪化する。加熱出力制御手段２８がフルブリッジ動作とハーフブリッジ動作を切替ながら周波数制御により加熱出力制御処理の例を、図２１のフローチャートを用いて説明する。
The fourth embodiment is an induction heating cooker that performs heating output control by frequency control of the
図２１において、まずフルブリッジ駆動かハーフブリッジ駆動か動作モードを判定し（ステップ１）、フルブリッジモードであった場合には負荷回路電流検出手段２４で検出した出力電流が過大電流か否か判断し（ステップ２）、過大電流でなければ火力設定手段２７で使用者に設定された設定火力と、入力電流検出手段６および入力電圧検出手段７の検出値から求めた入力電力と比較して（ステップ３）、入力電力が小さい場合にはインバータ駆動周波数が下限駆動周波数より高周波数か否か判断し（ステップ４）、高周波数であれば駆動周波数を低くする（ステップ５）。
In FIG. 21, first, the operation mode of full-bridge driving or half-bridge driving is determined (step 1). If it is the full-bridge mode, it is determined whether or not the output current detected by the load circuit current detecting
ステップ２で負荷電流が過大電流であると判断した場合、および、ステップ３で設定火力より入力電力の方が大きいと判断した場合には、駆動周波数が上限駆動周波数より低いか否か判断する（ステップ６）。インバータ回路８の駆動周波数は、高周波化するとスイッチング損失が増え効率が低下するため、上限値を設定している。駆動周波数が上限駆動周波数より低い場合には、駆動周波数を高周波化する（ステップ７）。駆動周波数が上限周波数に到達していた場合には、動作モードをハーフブリッジモードに切り替える（ステップ８）。
If it is determined in
ステップ１でハーフブリッジモードあった場合にも、負荷回路電流検出手段２４で検出した出力電流が過大電流か否か判断し（ステップ９）、過大電流でなければ火力設定手段２７で使用者に設定された設定火力と、入力電流検出手段６および入力電圧検出手段７の検出値から求めた入力電力と比較して（ステップ１０）、入力電力が小さい場合には駆動周波数が下限駆動周波数より高周波数か否かを判断し（ステップ１１）、下限周波数より高周波数であれば駆動周波数を低周波化する（ステップ１２）。駆動周波数が下限周波数に到達していた場合には、負荷電流検出手段で検出した出力電流が過電流閾値の１／２より大きいか否かを判断し（ステップ１３）、出力電流が過電流閾値の１／２より大きければ１／２以下になるまで駆動周波数を高くする（ステップ１４）。ステップ１３で、出力電流が過電流閾値の１／２以下であればフルブリッジ動作モードに切り替える（ステップ１５）。
Even in the case of the half-bridge mode in
ステップ９で出力電流が過大電流であった場合や、ステップ１０で入力電力が設定火力より大きかった場合には、駆動周波数が上限駆動周波数より低周波数か否か判断して（ステップ１６）、低周波数であれば駆動周波数を高周波化し（ステップ１７）、駆動周波数が上限周波数以上であれば不適正な負荷として加熱動作を停止する（ステップ１８）。
If the output current is excessive in
以上のように、周波数制御により加熱出力制御を行う場合において、低加熱出力時にハーフブリッジ動作に切り替えることにより、フルブリッジ駆動と比較して負荷回路２３への印加電圧を１／２にすることができるので、低い駆動周波数で加熱出力制御を行うことができ、スイッチング損失を低減した誘導加熱調理器を得ることができる。
As described above, when the heating output control is performed by the frequency control, the voltage applied to the
実施の形態５．
この実施の形態５は、フルブリッジインバータ回路を有し、高加熱出力時にはフルブリッジインバータ回路８を形成する二つのアームをそれぞれ高周波で駆動するとともに、低加熱出力時には一方のアームを高周波駆動するとともに、もう一方のアームを低周波駆動するものであり、また、高周波駆動するアームと低周波駆動するアームを交互に切り替えるものである。回路の構成については、実施の形態１と同様として説明を省略する。また、加熱出力制御手段２８の加熱出力制御処理については、実施の形態１で説明した通電率制御方式、実施の形態３で説明したアーム間位相差制御方式、実施の形態４で説明した周波数制御方式の何れでも良い。
The fifth embodiment has a full-bridge inverter circuit, and drives the two arms forming the full-
図２２は、この実施の形態５のＵ相アーム上下スイッチおよびＶ相アーム上下スイッチの駆動状態を示す。（ａ）はフルブリッジインバータ回路を形成する二つのアームをそれぞれ高周波で駆動している状態であり、高加熱出力状態である。（ｂ）はＵ相アーム９を高周波駆動するとともに、Ｖ相アーム１０を低周波駆動している状態で、負荷回路２３に印加する高周波交流電圧を半減して低加熱出力とするとともに、Ｖ相アーム１０の導通スイッチも切り替えることによりＶ相アーム上下スイッチ間で生じるオンロスのアンバランスを解消している。（ｃ）は高周波駆動するアームと低周波駆動するアームを交互に切り替える例であり、この高周波駆動するアームを切り替えることにより、低加熱出力時の上下スイッチ間の損失バランスだけでなく、アーム間で生じるスイッチング損失のアンバランスも解消できる。また、（ｄ）はハーフブリッジ動作で高周波駆動するアームを切り替える動作例であり、このように動作させてもアーム間のスイッチング損失のアンバランスを解消することができる。スイッチング素子で発生する損失のアンバランスにより、特定の素子に損失が集中するとその素子が熱破壊を起こし故障しやすいので、スイッチング素子間で発生する損失のバランスをとることで、安定した動作をする装置を得られる効果がある。
FIG. 22 shows driving states of the U-phase arm up / down switch and the V-phase arm up / down switch of the fifth embodiment. (A) is a state in which the two arms forming the full-bridge inverter circuit are each driven at a high frequency, and is a high heating output state. (B) In the state where the
以上のように、この実施の形態５では、低加熱出力時にインバータ回路８の一方のアームを高周波駆動するとともに、もう一方のアームを低周波で駆動することにより、各アームの上下スイッチにおける導通時間をバランスさせて、下スイッチあるいは上スイッチに損失が集中せず、また、低周波加熱時にインバータ回路８の高周波駆動するアームと、固定あるいは低周波駆動するアームを交互に切り替え制御することにより、特定のアームに損失が集中せず、安定した動作をするしない装置を得ることができる。
As described above, in the fifth embodiment, one arm of the
２ 直流電源回路、８ インバータ回路、９ Ｕ相アーム、１０ Ｖ相アーム、１１，１２，１６，１７ スイッチ（スイッチング素子）、１５ スナバコンデンサ、２０ スナバコンデンサ、２３ 負荷回路、２５ 加熱コイル、２６ 共振コンデンサ、２８ 加熱出力制御手段（インバータ制御手段）。
2 DC power supply circuit, 8 inverter circuit, 9 U-phase arm, 10 V-phase arm, 11, 12, 16, 17 switch (switching element), 15 snubber capacitor, 20 snubber capacitor, 23 load circuit, 25 heating coil, 26 resonance Capacitor, 28 Heating output control means (inverter control means).
Claims (6)
前記フルブリッジ式インバータ回路の出力に接続される加熱コイル及び共振コンデンサからなる負荷回路と、
加熱出力を調整するためにインバータ回路のスイッチング素子へ出力する駆動信号を制御するインバータ制御手段とを有し、
該インバータ制御手段は、高加熱出力時にはフルブリッジ式インバータ回路を形成する２つのアームをそれぞれ高周波で駆動し、低加熱出力時には一方のアームを高周波で駆動するとともに、もう一方のアームを固定駆動してハーフブリッジ式インバータ動作を行うことを特徴とする誘導加熱調理器。 A full-bridge inverter circuit formed by two arms including two switching elements connected in series between output buses of a DC power supply circuit that rectifies and converts AC power into DC;
A load circuit comprising a heating coil and a resonant capacitor connected to the output of the full-bridge inverter circuit;
Inverter control means for controlling the drive signal output to the switching element of the inverter circuit in order to adjust the heating output,
The inverter control means drives the two arms forming the full-bridge inverter circuit at high frequency at high heating output, and drives one arm at high frequency at low heating output, and fixedly drives the other arm. An induction heating cooker that performs half-bridge inverter operation.
前記フルブリッジ式インバータ回路の出力に接続される加熱コイル及び共振コンデンサからなる負荷回路と、
加熱出力を調整するためにインバータ回路のスイッチング素子へ出力する駆動信号を制御するインバータ制御手段とを有し、
該インバータ制御手段は、高加熱出力時にはフルブリッジ式インバータ回路を形成する２つのアームをそれぞれ高周波で駆動するとともに、低加熱出力時には一方のアームを高周波で駆動するとともに、もう一方のアームを低周波で駆動することを特徴とする誘導加熱調理器。 A full-bridge inverter circuit formed by two arms including two switching elements connected in series between output buses of a DC power supply circuit that rectifies and converts AC power into DC;
A load circuit comprising a heating coil and a resonant capacitor connected to the output of the full-bridge inverter circuit;
Inverter control means for controlling the drive signal output to the switching element of the inverter circuit in order to adjust the heating output,
The inverter control means drives the two arms forming the full-bridge inverter circuit at high frequency during high heating output, drives one arm at high frequency during low heating output, and drives the other arm at low frequency. Induction heating cooker characterized by being driven by.
6. The induction heating cooker according to claim 1 or 5, wherein the inverter control means switches between an arm that is driven at a high frequency during low heating output and an arm that is fixed or driven at a low frequency.
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