JP2006203967A - 誘導電動機の制御装置 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】 誘導電動機1の一次電流を検出する電流検出手段2と、誘導電動機1に供給される一次電圧と一次電流とに基づいて誘導電動機1の推定回転角速度を演算する状態量推定手段3aと、誘導電動機1のトルク指令を入力とし、誘導電動機1の出力トルクがトルク指令に追従するように一次電流と推定角速度とに基づいて一次電圧を制御するトルク制御手段4とを、備え、誘導電動機の低回転速度領域における無負荷電流を、定格速度における無負荷電流値より小さく制御する。
【選択図】 図1
Description
図1は、この発明の実施の形態1に係る誘導電動機の制御装置の構成を示す図である。図1において、1は誘導電動機、2は電流検出手段2、3aは状態量推定手段、4はトルク制御手段である。また、トルク制御手段4は、電流制御手段11、電流指令生成手段12aとから構成される。
そして、電流指令値生成手段12aより出力される、磁束分電流指令値ids*、トルク分電流指令値iqs*と、磁束分電流idq、トルク分電流iqsがそれぞれ一致するように電圧制御量を計算し、電圧指令値vus*、vvs*を算出し、さらには電力変換主回路を駆動するパルス幅制御信号などに変換して、電力変換主回路を駆動することで、誘導電動機1に実際の電圧を印加する。
磁束指令値をΦ*(es_Wr0)と表記すると、この磁束指令Φ*(es_Wr0)と上位からのトルク指令τ*とから、以下の算出式(1a)、(2a)に基づいて磁束分電流指令値ids*、トルク分電流指令値iqs*を算出する。
ids*= Kpf( Φ*(es_Wr0)− es_Φ )
+ Kif ∫( Φ*(es_Wr0)− es_Φ )dt ・・・(1a)
iqs*= τ*/(Kt・ Φ*(es_Wr0) ) ・・・(2a)
ここで、Kpf、Kifは、誘導機の磁束を磁束指令値Φ*(es_Wr0)に追従制御するための比例積分制御ゲインであり、Ktは誘導機の回路定数からきまるトルク係数である。
式(1a)、(2a)によって、誘導機の磁束、およびトルクを制御することが可能となる。
図3において、一次電圧Vsが直流、即ち一次側回路の周波数W1が0の場合、相互インダクタンスMが短絡し二次側回路に電流が流れないために、回転角速度Wr0は一次電流Isに対し干渉しない。従って、一次側回路の周波数W1が0の場合、回転角速度Wr0が変化しても、一次電圧と一次電流との関係は変わらないので、一次電圧と一次電流とから回転角速度を推定することは不可能となる。
同様に、一次側回路の周波数W1が0に近いほど、回転角速度の推定演算が不安定化しやすく、ひいては速度センサを有しない場合の誘導電動機のトルク制御が不安定化しやすくなる。
Ws=M・Rr・iq/Lr・Φ
=Rr・iq/Lr・id
=Rr・τ/Pm・Φ2 ・・・( 3 )
ここで、id:磁束分電流(d軸電流)
iq:トルク分電流(q軸電流)
Φ:二次磁束
Ws:すべり
τ:トルク
Rr:誘導電動機の二次抵抗値
Lr:誘導電動機の二次インダクタンス
M:誘導電動機の相互インダクタンス
Pm:誘導電動機の極対数
また、(上付き添え字)*は、電流・電圧などに付記する場合は指令値、誘導機定数に付記する場合は制御器内部の設定値を表す。
すなわち、停止状態近傍で小さなトルク指令が印加される場合の一次側回路周波数W1を、より0から遠ざけ、速度推定演算を安定化させる効果を得ることができる。
また、定格の磁束量を維持する最低回転速度x(%)(対定格値)としては、上記の効果を得つつ、急激な磁束操作によって電流やトルクの不要なショックを避けるため、急加速を伴っても滑らかに磁束が操作されるように、例えば5(%)以上に設定することが望ましい。
なお、図2では、推定回転角速度0、磁束指令y(%)のΦ*設定点と、最低推定回転速度x(%)、磁束指令100(%) のΦ*設定点を直線で結んだ例を示したが、用途や運転パターンに応じて、他の曲線で結んでも良いことは言うまでもない。
以上のように、この実施の形態1によれば、回転角速度が0近傍の低速時に磁束を小さくすることで、力行軽負荷時の一次側回路の周波数W1を上昇させることが可能となるため、速度推定演算の精度劣化を抑制する効果が得られる。
図4は、この発明の実施の形態2に係る誘導電動機の制御装置の構成を示す図である。図4において、1、2、3a、11は図1と同様であり、その説明を省略する。4bはトルク制御手段であり、電流制御手段11と電流指令生成手段12bとから構成される。
図5は、この発明の実施の形態2に係る誘導電動機の制御装置における電流指令生成手段12bで使用する磁束指令値の対回転角速度推定値・対トルク指令値テーブルを示す図である。実施の形態1では図2に示すような磁束指令値の対回転角速度推定値テーブルを使用したが、実施の形態2においては図5に示すような、磁束指令Φ*の対推定回転角周速度es_Wr0だけでなく、対トルク指令τ*のテーブルを使用する。
磁束指令をΦ*(es_Wr0, τ*)と表記すると、磁束指令Φ*(es_Wr0, τ*)と上位からのトルク指令τ*とから、以下の算出式(1b)、(2b)に基づいて磁束分電流指令値ids*、トルク分電流指令値iqs*を算出する。
ids*= Kpf( Φ*(es_Wr0, τ* )− es_Φ )
+ Kif ∫( Φ*(es_Wr0, τ*) − es_Φ )dt ・・・(1b)
iqs*= τ*/(Kt・ Φ*(es_Wr0, τ*) ) ・・・(2b)
ここで、Kpf、Kifは、誘導機の磁束を磁束指令値Φ*(es_Wr0, τ*)に追従制御するための比例積分制御ゲインであり、Ktは誘導機の回路定数からきまるトルク係数である。式(1b)、(2b)によって、誘導機の磁束、およびトルクを制御することが可能となる。
τ=(Pm・M/Lr)・Φ・iq
=(Pm・M2/Lr)・id・iq・・・(4)
ここで、id:磁束分電流(d軸電流)、
iq:トルク分電流(q軸電流)、
Φ:二次磁束、
τ:トルク、
Lr:誘導電動機の二次インダクタンス、
M:誘導電動機の相互インダクタンス、
Pm:誘導電動機の極対数
しかし、式(3)を再確認すると、大トルクを発生させる場合にはすべり周波数Wsは増大する。従って、状態量推定手段3aの推定演算を安定化させたい観点からは、磁束Φを小さく制御する必要性は薄くなることが分かる。
以上のことから、図5のように回転各周波数が0近傍でかつ軽負荷のときのみ磁束Φを小さく操作すれば、重負荷でトルク大の場合における過電流・発熱・保護機能動作の回避と、軽負荷における回転角速度の推定安定性維持とを両立できることになる。
以上のように、この実施の形態2によれば、実施の形態1の効果に加え、回転角速度が0近傍でかつ大トルクを発生させる場合には磁束を定格値以上にすることで、大電流を抑制して過度の機器発熱と保護動作を回避しつつ、力行軽負荷時の一次側回路の周波数W1を上昇させる機能を維持できる効果が得られる。
図6は、この発明の実施の形態3に係る誘導電動機の制御装置の構成を示す図である。図6において、1、2、3a、11は図1と同様であり、その説明を省略する。4cはトルク制御手段であり、電流制御手段11と電流指令生成手段12cとから構成される。
図7は、この発明の実施の形態3に係る誘導電動機の制御装置における電流指令生成手段12cで使用する磁束指令値の対回転角速度推定値・対トルク指令値テーブルを示す図である。
iqs*= τ*/(Kt・M・ids*(es_Wr0, τ*) ) ・・・(2c)
従って、図7に示したように磁束分電流指令値ids*(es_Wr0)を低速・軽負荷運転領域で小さくすることは、同運転領域低速域の磁束Φを小さくすることと等価である。従って、実施の形態2で記載した原理と全く同様の効果を期待できる。
また、定格の磁束分電流指令を維持する最低周波数x(%)(対定格値)としては、実施の形態1と同様の効果を得つつ、急激な磁束操作によって電流やトルクの不要なショックを避けるため、急加速を伴っても滑らかに磁束が操作されるように、例えば5(%)以上に設定することが望ましい。
以上のように、この実施の形態3によっても、実施の形態2と同様の効果が得られる。すなわち、回転角速度が0近傍の低速時に磁束を小さくすることで、力行軽負荷時の一次側回路の周波数W1を上昇させることが可能となるため、速度推定演算の精度劣化を抑制する効果が得られることに加え、回転角速度が0近傍でかつ大トルクを発生させる場合には磁束を定格値以上にすることで、大電流を抑制して過度の機器発熱と保護動作を回避する効果も得られる。
図8は、この発明の実施の形態4に係る誘導電動機の制御装置の構成を示す図である。図8において、1、2、4b、11、12bは図4と同様であり、その説明を省略する。
状態量推定手段3bは、実施の形態2における状態量推定手段3aに対し、演算に用いる誘導電動機1の一次抵抗設定値Rs*に係数Krs(0以上1以下)を乗じて、敢えて一次抵抗の設計値や公称値より小さい値として磁束推定、回転角速度推定演算に用いる点を特徴とする。
Vds = Rs ・id − W1・sLs・iq ・・・(5a)
Vqs = Rs ・iq + W1・Ls/M2 ・Φ ・・・(5b)
W1= Ws + Wr0 ・・・(5c)
Vds* = Krs・Rs*・id − W1・sLs・iq ・・・(6a)
Vqs* = Krs・Rs*・iq + W1・Ls/M2 ・es_Φ ・・・(6b)
W1= Ws *+ es_Wr0 ・・・(6c)
Wr0=(Vqs − Rs ・iq)/(W1・Ls/M2 ・Φ)−Ws ・・・(5d)
es_Wr0=(Vqs*−Krs・Rs*・iq )/(W1・Ls/M2 ・es_Φ)−Ws *
・・・(6d)
es_Wr0−Wr0=(Rs−Krs・Rs*)・iq /(W1・Ls/M2 ・Φ)
・・・(7)
これを、停止近傍・力行軽負荷状態に当てはめると、(Rs−Krs・Rs*)>0であれば、推定角速度es_Wr0が0から正側に離れようとする挙動を示し、不安定状態であるW1=0近傍から安定方向に移行しようとする作用が得られることが分かる。
さらには、速度推定演算に用いる誘導電動機の一次抵抗設定値Rs*に1より小さい係数を乗じて適用することにより、停止近傍・力行軽負荷状態における速度推定演算の安定化、ひいてはトルク制御の安定化が可能となる効果が得られる。
Claims (5)
- 誘導電動機の一次電流を検出する電流検出手段と、
前記誘導電動機に供給される一次電圧と前記一次電流とに基づいて前記誘導電動機の推定回転角速度を演算する状態量推定手段と、
前記誘導電動機のトルク指令を入力とし、前記誘導電動機の出力トルクが前記トルク指令に追従するように前記一次電流と前記推定角速度とに基づいて前記一次電圧を制御するトルク制御手段とを、備え、
誘導電動機の低回転速度領域における無負荷電流を、定格速度における無負荷電流値より小さく制御するようにしたことを特徴とする誘導電動機の制御装置。 - 誘導電動機の一次電流を検出する電流検出手段と、
前記誘導電動機に供給される一次電圧と前記一次電流とに基づいて前記誘導電動機の推定回転角速度を演算する状態量推定手段と、
前記誘導電動機のトルク指令を入力とし、前記誘導電動機の出力トルクが前記トルク指令に追従するように前記一次電流と前記推定角速度とに基づいて前記一次電圧を制御するトルク制御手段とを、備え、
前記トルク制御手段における磁束指令を低回転速度領域で磁束定格量より小さく設定するようにしたことを特徴とする誘導電動機の制御装置。 - 前記トルク制御手段における磁束指令を回転速度・負荷に応じて変化させ、低回転速度・軽負荷運転領域で磁束定格量より小さく設定するようにしたことを特徴とする請求項2に記載の誘導電動機の制御装置。
- 誘導電動機の一次電流を検出する電流検出手段と、
前記誘導電動機に供給される一次電圧と前記一次電流とに基づいて前記誘導電動機の推定回転角速度を演算する状態量推定手段と、
前記誘導電動機のトルク指令を入力とし、前記誘導電動機の出力トルクが前記トルク指令に追従するように前記一次電流と前記推定角速度とに基づいて前記一次電圧を制御するトルク制御手段とを、備え、前記トルク制御手段における磁束分電流指令を低回転速度領域で磁束分電流定格量より小さく設定するようにしたことを特徴とする誘導電動機の制御装置。 - 前記トルク制御手段における磁束分電流指令を速度・負荷に応じて変化させ、低回転速度・軽負荷運転領域で磁束分電流定格量より小さく設定するようにしたことを特徴とする請求項4に記載の誘導電動機の制御装置。
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JP2009273270A (ja) * | 2008-05-08 | 2009-11-19 | Toyo Electric Mfg Co Ltd | 誘導機制御装置 |
Citations (3)
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JPS62260581A (ja) * | 1986-05-02 | 1987-11-12 | Nippon Electric Ind Co Ltd | インダクシヨンモ−タのベクトル制御装置 |
JP2001238499A (ja) * | 2000-02-24 | 2001-08-31 | Hitachi Ltd | 誘導電動機の速度制御方法 |
JP2005012856A (ja) * | 2003-06-16 | 2005-01-13 | Yaskawa Electric Corp | 誘導電動機の速度センサレスベクトル制御装置 |
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2005
- 2005-01-18 JP JP2005009888A patent/JP4760020B2/ja active Active
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