JP2006149054A - Dc-dc converter - Google Patents
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Abstract
Description
本発明はDC/DCコンバータに関し、特に、電気自動車等の電源部での使用に好適でありかつ小型・軽量化に適したDC/DCコンバータに関する。 The present invention relates to a DC / DC converter, and more particularly to a DC / DC converter that is suitable for use in a power supply unit of an electric vehicle or the like and is suitable for reduction in size and weight.
従来、様々な昇圧型DC/DCコンバータが提案されている(例えば特許文献1や特許文献2など)。これらの特許文献に基づく昇圧型DC/DCコンバータの基本的な回路構成を図23に示す。図23に示す昇圧型DC/DCコンバータ100は可変電圧昇圧方式の電気回路であり、1つのコイル(インダクタまたはインダクタンス要素)101を用いて構成されている。
Conventionally, various step-up DC / DC converters have been proposed (for example, Patent Document 1 and Patent Document 2). FIG. 23 shows a basic circuit configuration of the step-up DC / DC converter based on these patent documents. A step-up DC /
上記DC/DCコンバータ100は、入力側平滑コンデンサ102とコイル101とスイッチ素子103とダイオード104と出力側平滑コンデンサ105とから構成される。平滑コンデンサ102は共通基準端子(アース端子)106と入力端子107との間に接続され、平滑コンデンサ105は共通基準端子106と出力端子108との間に接続されている。入力端子107と出力端子108との間にはコイル101とダイオード104の直列回路が接続される。スイッチ素子103は、コイル101およびダイオード104の中間点109と共通基準端子106との間に接続される。スイッチ素子103はバイポーラ型特性を有するトランジスタである。スイッチ素子103のコレクタは上記の中間点109に接続され、そのエミッタが共通基準端子106に接続される。スイッチ素子103のゲートは図示しない制御装置に接続され、当該制御装置からゲート信号SG101が供給される。スイッチ素子103はゲート信号SG101に基づいてオン・オフされる。
The DC /
上記DC/DCコンバータ100の働きを説明する。最初の段階で入力側平滑コンデンサ102は、入力端子107に印加された入力電圧によって、その端子間電圧が入力電圧に一致するように充電されている。スイッチ素子103がオンとすると、入力側平滑コンデンサ102に蓄電された電荷に基づきコイル101とスイッチ素子103を経由してアースに電流が流れる。このときコイル101は励磁され、磁気エネルギが蓄積される。次にスイッチ素子103がオフすると、コイル101に蓄積された磁気エネルギに基づく誘電電圧が入力側平滑コンデンサ102の電圧に重畳され、入力電圧よりも大きな電圧が発生し、当該電圧は、ダイオード104を介して出力側平滑コンデンサ105に対して出力電流IOUTを供給する。スイッチ素子103のオン・オフのデューティを調整することにより、所定範囲内で所望の出力電圧を得ることができる。これにより可変電圧昇圧方式のDC/DCコンバータが実現される。
The operation of the DC /
上記の昇圧型DC/DCコンバータの構成によれば、単独のコイル101に磁気エネルギを一旦貯めて昇圧を行うので、磁気エネルギを蓄積させる目的でコイル101は非常に大型で重量を有するものとなっている。また昇圧率が上がると、効率が低下するという問題も有している。
According to the configuration of the step-up DC / DC converter described above, the magnetic energy is temporarily stored in the
さらに最近では、昇圧型のDC/DCコンバータに関してコア損および銅損を低減したものが提案されている(例えば非特許文献1、図3等)。このDC/DCコンバータは、集積マグネットコンポーネントを利用してコア損および銅損を低減している。集積マグネットコンポーネントは3つのインダクタで構成される。3つのインダクタを成す各巻線は1つのコアに巻回されている。これらのインダクタは小さいインダクタンス、および少ない巻数で実現される。そのうち2つのインダクタの各巻線は逆巻き結線の構造で接続されている。
図23に示された1つのコイル101を用いて構成される基本的な昇圧型DC/DCコンバータは、前述の通り、当該コイル101の磁気飽和を防止しつつ十分な昇圧を行うためには重量の大きい大型のコアを用いたコイルが必要となる。このことは、DC/DCコンバータの全体の小型化および軽量化の阻害要因となる。
As described above, the basic step-up DC / DC converter configured using one
本発明の目的は、上記の課題に鑑み、インダクタを小型・軽量化することができ、昇圧率を2倍上に大きくすることができ、さらに昇圧率および降圧率を連続的に可変にできるDC/DCコンバータを提供することにある。 In view of the above problems, an object of the present invention is to reduce the size and weight of an inductor, to increase the step-up rate by two times, and to make the step-up rate and step-down rate variable continuously. It is to provide a DC converter.
本発明に係るDC/DCコンバータは、上記目的を達成するために、次のように構成される。 In order to achieve the above object, a DC / DC converter according to the present invention is configured as follows.
第1のDC/DCコンバータ(請求項1に対応)は、低電圧側ポートと高電圧側ポートを有する昇降圧型DC/DCコンバータであって、低電圧側ポートの正極端子に一端が接続されるインダクタと、1次巻線と2次巻線が逆巻き結線に接続され、インダクタの他端に1次巻線と2次巻線の共通端子を接続する磁気相殺型の変圧器と、共通基準端子へ流れる1次巻線の通電を制御する第1スイッチ手段(スイッチ素子SW1)と、高電圧側ポートの正極端子へ流れる1次巻線の通電を制御する第2スイッチ手段(スイッチ素子SW2)と、共通基準端子へ流れる2次巻線の通電を制御する第3スイッチ手段(スイッチ素子SW3)と、高電圧側ポートの正極端子へ流れる2次巻線の通電を制御する第4スイッチ手段(スイッチ素子SW4)と、を有するように構成される。 The first DC / DC converter (corresponding to claim 1) is a step-up / step-down DC / DC converter having a low voltage side port and a high voltage side port, one end of which is connected to the positive terminal of the low voltage side port. Inductor, primary winding and secondary winding are connected in reverse winding, and magnetic canceling type transformer connecting the common terminal of primary winding and secondary winding to the other end of the inductor, and common reference terminal First switch means (switch element SW1) for controlling the energization of the primary winding flowing to the second, and second switch means (switch element SW2) for controlling the energization of the primary winding flowing to the positive terminal of the high voltage side port The third switch means (switch element SW3) for controlling energization of the secondary winding flowing to the common reference terminal, and the fourth switch means (switch for controlling energization of the secondary winding flowing to the positive terminal of the high voltage side port Element SW4) and Configured to have a.
第2のDC/DCコンバータ(請求項2に対応)は、上記の第1の構成において、好ましくは、制御装置から第1スイッチ手段と第3スイッチ手段に対しオン・オフ制御信号(ゲート信号)を与え、第1スイッチ手段と第3スイッチ手段のそれぞれのオン・オフ動作を交互に制御して昇圧動作を行うことで特徴づけられる。 In the first configuration, the second DC / DC converter (corresponding to claim 2) is preferably an on / off control signal (gate signal) from the control device to the first switch means and the third switch means. And the step-up operation is performed by alternately controlling the on / off operations of the first switch means and the third switch means.
第3のDC/DCコンバータ(請求項3に対応)は、上記の構成において、好ましくは、オン・オフ制御信号のデューティを可変にすることにより昇圧率を可変にすることを特徴とする。 In the above configuration, the third DC / DC converter (corresponding to claim 3) is preferably characterized in that the step-up rate is made variable by making the duty of the on / off control signal variable.
第4のDC/DCコンバータ(請求項4に対応)は、上記の構成において、好ましくは、制御装置から第2スイッチ手段と第4スイッチ手段に対しオン・オフ制御信号(ゲート信号)を与え、第2スイッチ手段と第4スイッチ手段のそれぞれのオン・オフ動作を交互に制御して降圧動作を行うことを特徴とする。 In the above configuration, the fourth DC / DC converter (corresponding to claim 4) preferably gives an on / off control signal (gate signal) from the control device to the second switch means and the fourth switch means, The step-down operation is performed by alternately controlling the on / off operations of the second switch means and the fourth switch means.
第5のDC/DCコンバータ(請求項5に対応)は、上記の構成において、好ましくは、オン・オフ制御信号のデューティを可変にすることにより降圧率を可変にすることを特徴とする。 The fifth DC / DC converter (corresponding to claim 5) is preferably characterized in that the step-down rate is made variable by making the duty of the on / off control signal variable in the above configuration.
第6のDC/DCコンバータ(請求項6に対応)は、低電圧側ポートと高電圧側ポートを有する昇降圧型DC/DCコンバータであって、低電圧側ポートの正極端子に一端が接続されるインダクタと、1次巻線と2次巻線が逆巻き結線に接続され、インダクタの他端に1次巻線と2次巻線の共通端子を接続する磁気相殺型の変圧器と、変圧器の1次巻線の他端子と高電圧側ポートの正極端子とを接続する第1ダイオードと、変圧器の2次巻線の他端子と高電圧側ポートの正極端子とを接続する第2ダイオードと、1次巻線の中間タップと共通基準端子との間に接続され、1次巻線の前記中間タップから共通基準端子へ流れる電流を制御する第1スイッチ手段と、1次巻線の中間タップと高電圧側ポートの正極端子との間に接続され、1次巻線の中間タップから高電圧側ポートの正極端子へ流れる電流を制御する第2スイッチ手段と、2次巻線の中間タップと共通基準端子との間に接続され、2次巻線の中間タップから共通基準端子へ流れる電流を制御する第3スイッチ手段と、2次巻線の中間タップと高電圧側ポートの正極端子との間に接続され、2次巻線の中間タップから高電圧側ポートの正極端子へ流れる電流を制御する第4スイッチ手段とを有するように構成される。 A sixth DC / DC converter (corresponding to claim 6) is a step-up / step-down DC / DC converter having a low voltage side port and a high voltage side port, one end of which is connected to the positive terminal of the low voltage side port. An inductor, a primary winding and a secondary winding are connected in reverse winding, and a magnetic cancellation type transformer connecting the common terminal of the primary winding and the secondary winding to the other end of the inductor; A first diode connecting the other terminal of the primary winding and the positive terminal of the high voltage side port; a second diode connecting the other terminal of the secondary winding of the transformer and the positive terminal of the high voltage side port; First switch means connected between the intermediate tap of the primary winding and the common reference terminal for controlling the current flowing from the intermediate tap of the primary winding to the common reference terminal, and the intermediate tap of the primary winding Connected to the positive terminal of the high voltage side port and the primary winding The second switch means for controlling the current flowing from the intermediate tap to the positive terminal of the high voltage side port is connected between the intermediate tap of the secondary winding and the common reference terminal, and is connected to the common reference from the intermediate tap of the secondary winding. Third switch means for controlling the current flowing to the terminal, and is connected between the intermediate tap of the secondary winding and the positive terminal of the high voltage side port, and the positive terminal of the high voltage side port from the intermediate tap of the secondary winding And a fourth switch means for controlling the current flowing to.
第7のDC/DCコンバータ(請求項7に対応)は、上記の第6の構成において、好ましくは、制御装置から第1スイッチ手段と第3スイッチ手段に対しオン・オフ制御信号を与え、第1スイッチ手段と第3スイッチ手段のそれぞれのオン・オフ動作を交互に制御して昇圧動作を行うことで特徴づけられる。 In the sixth configuration, the seventh DC / DC converter (corresponding to claim 7) preferably gives an on / off control signal from the control device to the first switch means and the third switch means. It is characterized by performing the step-up operation by alternately controlling the on / off operations of the first switch means and the third switch means.
第8のDC/DCコンバータ(請求項8に対応)は、上記の構成において、好ましくは、オン・オフ制御信号のデューティを可変にすることにより昇圧率を可変にすることを特徴とする。 The eighth DC / DC converter (corresponding to claim 8) is preferably characterized in that the step-up rate is made variable by making the duty of the on / off control signal variable in the above configuration.
第9のDC/DCコンバータ(請求項9に対応)は、上記の構成において、好ましくは、制御装置から第2スイッチ手段と第4スイッチ手段に対しオン・オフ制御信号を与え、第2スイッチ手段と第4スイッチ手段のそれぞれのオン・オフ動作を交互に制御して降圧動作を行うことを特徴とする。 The ninth DC / DC converter (corresponding to claim 9) preferably supplies an on / off control signal from the control device to the second switch means and the fourth switch means in the above configuration, and the second switch means The step-down operation is performed by alternately controlling the ON / OFF operations of the fourth switch means and the fourth switch means.
第10のDC/DCコンバータ(請求項10に対応)は、上記の構成において、好ましくは、オン・オフ制御信号のデューティを可変にすることにより降圧率を可変にすることを特徴とする。 In the tenth DC / DC converter (corresponding to claim 10), preferably, the step-down rate is made variable by making the duty of the on / off control signal variable.
第11のDC/DCコンバータ(請求項11に対応)は、上記の構成において、好ましくは、1次巻線の中間タップの位置で決まる巻数比に依存して昇圧率が設定されることを特徴とする。 The eleventh DC / DC converter (corresponding to claim 11) is characterized in that, in the above configuration, the step-up ratio is preferably set depending on the turn ratio determined by the position of the intermediate tap of the primary winding. And
第12のDC/DCコンバータ(請求項12に対応)は、低電圧側ポートと高電圧側ポートを有する昇圧型DC/DCコンバータであって、低電圧側ポートの正極端子に一端が接続されるインダクタと、1次巻線と2次巻線が逆巻き結線に接続され、インダクタの他端に1次巻線と2次巻線の共通端子を接続する磁気相殺型の変圧器と、変圧器の1次巻線の他端子と高電圧側ポートの正極端子とを接続する第1ダイオードと、変圧器の2次巻線の他端子と高電圧側ポートの正極端子とを接続する第2ダイオードと、1次巻線の中間タップと共通基準端子との間に接続され、1次巻線の中間タップから共通基準端子へ流れる電流を制御する第1スイッチ手段と、1次巻線の中間タップと高電圧側ポートの正極端子との間に接続され、1次巻線の中間タップから高電圧側ポートの正極端子へ電流を流す第3ダイオードと、2次巻線の中間タップと共通基準端子との間に接続され、2次巻線の中間タップから共通基準端子へ流れる電流を制御する第2スイッチ手段と、2次巻線の中間タップと高電圧側ポートの正極端子との間に接続され、2次巻線の中間タップから高電圧側ポートの正極端子へ電流を流す第4ダイオードとを有するように構成される。 A twelfth DC / DC converter (corresponding to claim 12) is a step-up DC / DC converter having a low voltage side port and a high voltage side port, one end of which is connected to the positive terminal of the low voltage side port. An inductor, a primary winding and a secondary winding are connected in reverse winding, and a magnetic cancellation type transformer connecting the common terminal of the primary winding and the secondary winding to the other end of the inductor; A first diode connecting the other terminal of the primary winding and the positive terminal of the high voltage side port; a second diode connecting the other terminal of the secondary winding of the transformer and the positive terminal of the high voltage side port; A first switch means connected between the intermediate tap of the primary winding and the common reference terminal for controlling a current flowing from the intermediate tap of the primary winding to the common reference terminal; and an intermediate tap of the primary winding; Connected between the positive terminal of the high voltage side port and the primary winding Connected between the third diode that flows current from the intermediate tap to the positive terminal of the high-voltage side port, the intermediate tap of the secondary winding, and the common reference terminal, and flows from the intermediate tap of the secondary winding to the common reference terminal The second switch means for controlling the current is connected between the intermediate tap of the secondary winding and the positive terminal of the high voltage side port, and the current is passed from the intermediate tap of the secondary winding to the positive terminal of the high voltage side port. And a fourth diode for flowing.
第13のDC/DCコンバータ(請求項13に対応)は、上記の構成において、好ましくは、制御装置から第1スイッチ手段と第2スイッチ手段に対しオン・オフ制御信号を与え、第1スイッチ手段と第2スイッチ手段のそれぞれのオン・オフ動作を交互に制御して昇圧動作を行うことを特徴とする。 In the thirteenth DC / DC converter (corresponding to claim 13), the control device preferably provides an on / off control signal from the control device to the first switch means and the second switch means, and the first switch means The step-up operation is performed by alternately controlling the on / off operations of the second switch means and the second switch means.
第14のDC/DCコンバータ(請求項14に対応)は、上記の構成において、好ましくは、オン・オフ制御信号のデューティを可変にすることにより昇圧率を可変にすることを特徴とする。 In the fourteenth DC / DC converter (corresponding to claim 14), preferably, the step-up rate is made variable by making the duty of the on / off control signal variable.
本発明によれば、逆巻き結線構造を有する1次巻線および2次巻線から成る変圧器とその前段に位置するインダクタとを利用し、かつ1次巻線および2次巻線の通電を制御するでスイッチ素子を利用してDC/DCコンバータを構成したため、インダクタを小型・軽量化することができる。さらに昇圧型DC/DCコンバータとして構成する場合には昇圧率を所定範囲で連続的に変化することができる。また降圧型DC/DCコンバータを実現することができ、この場合においても降圧率を所定範囲で連続的に可変にすることができる。また上記変圧器において1次巻線および2次巻線で中間タップを利用する構成を有した本発明によれば、上記の効果に併せて、昇圧率等を中間タップの巻数比に応じて2倍以上のN倍にすることができると共に、上記同様に昇圧率等を連続的に可変にすることができる。 According to the present invention, a transformer including a primary winding and a secondary winding having a reverse winding structure and an inductor located in the preceding stage are used, and energization of the primary winding and the secondary winding is controlled. Since the DC / DC converter is configured using the switch element, the inductor can be reduced in size and weight. Further, when configured as a step-up DC / DC converter, the step-up rate can be continuously changed within a predetermined range. In addition, a step-down DC / DC converter can be realized, and even in this case, the step-down rate can be continuously varied within a predetermined range. Further, according to the present invention having a configuration in which the intermediate tap is used in the primary winding and the secondary winding in the transformer, in addition to the above-described effect, the step-up rate or the like is set to 2 according to the turn ratio of the intermediate tap. In addition to the N times greater than or equal to double, the step-up rate and the like can be made continuously variable as described above.
以下に、本発明の好適な実施形態(実施例)を添付図面に基づいて説明する。 DESCRIPTION OF EMBODIMENTS Preferred embodiments (examples) of the present invention will be described below with reference to the accompanying drawings.
図1と図2を参照して本発明に係るDC/DCコンバータの第1の実施形態を説明する。図1は本実施形態に係るDC/DCコンバータが適用される電気自動車の電気システムを示し、図2は第1実施形態に係るDC/DCコンバータの具体的な回路構成を示す。 A first embodiment of a DC / DC converter according to the present invention will be described with reference to FIG. 1 and FIG. FIG. 1 shows an electric system of an electric vehicle to which a DC / DC converter according to this embodiment is applied, and FIG. 2 shows a specific circuit configuration of the DC / DC converter according to the first embodiment.
図1において、電気自動車の電気システム10は、走行用メインバッテリ11と、補機類12を駆動するための補機用バッテリ13と、メインバッテリ11および補機用バッテリ13を充電するための充電器14とを備える。充電器14は、メインバッテリ11と高圧ライン15を介して接続され、メインバッテリ11に対して高電圧(例えば数100V)の電力を供給する。また充電器14は、DC/DCコンバータ16および低圧ライン17を介して補機用バッテリ13と接続される。図1の回路例で、当該DC/DCコンバータ16は降圧型のDC/DCコンバータとして用いられている。降圧型のDC/DCコンバータ16は、充電器14から供給される高電圧を低電圧に変換し、当該低電圧の電力を低圧ライン17を介して補機用バッテリ13に供給する。DC/DCコンバータ16の変換で得られる低電圧値は、例えば、ガソリン自動車で広く用いられている2つの規定値14.5Vと13.4Vである。DC/DCコンバータ16から出力される低電圧の電力は、低圧ライン17を介して補機類12および冷却装置18等にも供給される。冷却装置18は冷却ファンやウォータポンプから成り、温度が上昇したメインバッテリ11を冷却するためのものである。
In FIG. 1, an electric system 10 for an electric vehicle includes a
電気自動車の電気システム10にはさらに制御装置(ECU)19が設けられている。制御装置19は、電気システム10に含まれる各機器から状態検出信号を入力する共に、当該各機器に対して制御信号を出力する。具体的には、制御装置19は、メインバッテリ11からバッテリ情報(電圧、電流、温度等)に係る信号SG11を受けると共に、DC/DCコンバータ16に対して制御信号SG12、充電器14に対して充電指令に係る制御信号SG13、冷却装置18に対して作動指令に係る制御信号SG14をそれぞれ与える。制御信号SG12は、DC/DCコンバータ16における昇圧動作または降圧動作を定める各種の制御信号を含む。
The electric system 10 of the electric vehicle is further provided with a control device (ECU) 19. The
図1に示した構成では、DC/DCコンバータ16は、電気自動車の電気システム10においてその用途から降圧型のDC/DCコンバータとして用いられている。しかし、本発明に係るDC/DCコンバータは降圧型には限定されず、目的や用途に応じて昇圧型のDC/DCコンバータとして用いることもできる。以下でのDC/DCコンバータ16の回路構成と動作の説明に関しては昇降圧型のDC/DCコンバータとして説明する。
In the configuration shown in FIG. 1, the DC /
図2に基づきDC/DCコンバータ16の回路構成について説明する。図2で、DC/DCコンバータ16は2ポート回路(四端子回路)として示されている。昇圧型のDC/DCコンバータの場合にはその左側ポートが低電圧側の入力ポート、その右側ポートが高電圧側の出力ポートとなる。また降圧型のDC/DCコンバータの場合には、高電圧側の上記右側ポートが入力ポートとなり、低電圧側の上記左側ポートが出力ポートとなり、昇圧型の場合と反対になる。
The circuit configuration of the DC /
DC/DCコンバータ16は、平滑コンデンサC1と、インダクタ(コイル)L0と、変圧器(トランス)T1と、4つのスイッチ素子SW1,SW2,SW3,SW4と、平滑コンデンサC2とから構成される。平滑コンデンサC1は共通基準端子(通常ではアース端子)E1と端子TA1との間に接続され、平滑コンデンサC2は共通基準端子E1と端子TA2との間に接続されている。端子TA1に直流電圧V1が入力されると、端子TA2には直流電圧V2が出力される。直流電圧V1,V2の間の大小関係はV1<V2である。端子TA1,TA2は共に正極(プラス)端子である。
The DC /
変圧器T1はコア(フェライトコア、鉄心等)21と1次巻線L1と2次巻線L2とによって構成される。1次巻線L1と2次巻線L2は逆巻き結線による接続関係で接続される。1次巻線L1と2次巻線L2の巻数比は好ましくは1:1である。図2で示す1次巻線L1と2次巻線L2の各々に付されたドット記号は電圧が誘起されたときの高電位側を示している。コア21としてフェライトコアを使用すると、高周波に対応できかつコア部を軽量化することができる。
The transformer T1 includes a core (ferrite core, iron core, etc.) 21, a primary winding L1, and a secondary winding L2. The primary winding L1 and the secondary winding L2 are connected in a connection relationship by reverse winding. The turn ratio between the primary winding L1 and the secondary winding L2 is preferably 1: 1. The dot symbol attached to each of the primary winding L1 and the secondary winding L2 shown in FIG. 2 indicates the high potential side when a voltage is induced. If a ferrite core is used as the
上記の変圧器T1では、コア21を介して1次巻線L1と2次巻線L2が磁気的に結合されている。また1次巻線L1と2次巻線L2の巻数比が1:1であるので、一方の巻線に励磁電流が流れると、他方の巻線には同じ値の電圧が誘起される。例えばスイッチ素子SW1がオンして、入力電圧V1に基づきインダクタL0と1次巻線L1に電流が流れると、その変化に応じてインダクタL0と1次巻線L1に電圧が誘起される。さらに1次巻線L1に励磁電流が流れると、相互誘導作用で2次巻線L2にも電圧が誘起される。従って端子TA2側に対しては、入力電圧V1とインダクタL0の誘起電圧と2次巻線L2の誘起電圧が加算された電圧が生じ、昇圧動作が行われる。インダクタL0の誘起電圧と2次巻線L2の誘起電圧のそれぞれは、スイッチ素子SW1のオン動作時間に依存するので、インダクタL0の誘起電圧と2次巻線L2の誘起電圧の加算値はV1〜2V1で変化する。以上のことは、変圧器T1の2次巻線L2に通電を行うためのスイッチ素子SW3をオンするときにも同様である。
In the transformer T1, the primary winding L1 and the secondary winding L2 are magnetically coupled via the
上記4つのスイッチ素子SW1〜SW4のそれぞれには、例えば大電流および高耐圧が可能なIGBT(Insulated Gate Bipolar Mode Transistor)が用いられる。スイッチ素子SW1〜SW4はコレクタ、エミッタ、ベースの端子を有する。また各スイッチ素子SW1〜SW4のコレクタ・エミッタ間にはエミッタからコレクタに向かって順方向のダイオード22が並列に設けられている。
For each of the four switch elements SW1 to SW4, for example, an IGBT (Insulated Gate Bipolar Mode Transistor) capable of a large current and a high breakdown voltage is used. The switch elements SW1 to SW4 have collector, emitter, and base terminals. A
端子TA1すなわち平滑コンデンサC1の上端子にはインダクタL0の一端が接続され、インダクタL0の他端には変圧器T1における1次巻線と2次巻線の共通端子cが接続される。インダクタL0の当該他端と端子TA2との間には並列T型回路が設けられる。この並列T型回路は、変圧器T1の1次巻線L1とスイッチ素子SW1,SW2とから成る第1のT型回路と、変圧器T1の2次巻線L2とスイッチ素子SW3,SW4とから成る第2のT型回路とによって形成される。 One end of an inductor L0 is connected to the terminal TA1, that is, the upper terminal of the smoothing capacitor C1, and the common terminal c of the primary winding and the secondary winding in the transformer T1 is connected to the other end of the inductor L0. A parallel T-type circuit is provided between the other end of the inductor L0 and the terminal TA2. The parallel T-type circuit includes a first T-type circuit including a primary winding L1 of the transformer T1 and switch elements SW1 and SW2, and a secondary winding L2 of the transformer T1 and switch elements SW3 and SW4. Formed by the second T-type circuit.
上記第1のT型回路で、1次巻線L1の端子aと共通基準端子E1との間にはスイッチ素子SW1のコレクタ・エミッタ間が接続され、同端子aと端子TA2との間にはスイッチ素子SW2のエミッタ・コレクタ間が接続される。また第2のT型回路で、2次巻線L2の端子bと共通基準端子E1との間にはスイッチ素子SW3のコレクタ・エミッタ間が接続され、同端子bと端子TA2との間にはスイッチ素子SW4のエミッタ・コレクタ間が接続される。4つのスイッチ素子SW1〜SW4のゲートG1,G2,G3,G4には前述した制御装置19から各スイッチ素子のオン・オフ動作を制御するためのゲート信号SG1,SG2,SG3,SG4が与えられる。
In the first T-type circuit, the collector and the emitter of the switch element SW1 are connected between the terminal a of the primary winding L1 and the common reference terminal E1, and between the terminal a and the terminal TA2. The emitter and collector of the switch element SW2 are connected. In the second T-type circuit, the collector and the emitter of the switch element SW3 are connected between the terminal b of the secondary winding L2 and the common reference terminal E1, and between the terminal b and the terminal TA2. The emitter and collector of the switch element SW4 are connected. Gate signals SG1, SG2, SG3, and SG4 for controlling the on / off operation of each switch element are supplied from the
次に上記の昇降圧型のDC/DCコンバータ16の動作を説明する。図3〜図8を参照して昇圧動作を説明し、図9〜図14を参照して降圧動作を説明する。
Next, the operation of the step-up / step-down DC /
最初に図3〜図8を参照して昇圧動作を説明する。DC/DCコンバータ16が昇圧動作を行うには、図3に示されるように、スイッチ素子SW1,SW3の各ゲートに前述のゲート信号SG1,SG3を与え、スイッチ素子SW1,SW3をオン・オフ動作させる。また昇圧時、スイッチ素子SW2,SW4の各ゲートにはオフ信号(OFF)のみを与え、スイッチ素子SW2,SW4は常にオフ状態に保持される。昇圧型DC/DCコンバータ16では、図3に示すごとく直流電圧V1が入力電圧となる。昇圧動作は、左側の端子TA1に入力された直流電圧V1が変換され、右側の端子TA2からV1以上の電圧値の直流電圧V2が出力される。DC/DCコンバータ16において昇圧動作は、左側の低電圧側から右側の高電圧側に向かって順方向に行われる。
First, the boosting operation will be described with reference to FIGS. In order for the DC /
上記のゲート信号SG1,SG3の信号波形図を図4に示す。ゲート信号SG1,SG3は同じ周期(t1)および同じデューティ(DUTY:t2)のパルス波形の信号であり、かつスイッチ素子SW1,SW3が同時にオンにならないように位相はずらして設定されている。ゲート信号SG1,SG3によってスイッチ素子SW1,SW3は交互にオン・オフ動作を繰り返す。スイッチ素子SW1,SW3のオン動作時間を決めるデューティ(t2)は、スイッチ素子SW1,SW3が、同時にオンになるのを避けるため、50%以下で任意に変化させることが可能である。これにより、出力電圧V2は入力電圧V1の1〜2倍の範囲で昇圧される。 FIG. 4 shows signal waveform diagrams of the gate signals SG1 and SG3. The gate signals SG1 and SG3 are pulse waveform signals having the same period (t1) and the same duty (DUTY: t2), and the phases are set so as to be shifted so that the switch elements SW1 and SW3 are not turned on at the same time. The switch elements SW1 and SW3 are alternately turned on and off by the gate signals SG1 and SG3. The duty (t2) that determines the ON operation time of the switch elements SW1 and SW3 can be arbitrarily changed within 50% in order to prevent the switch elements SW1 and SW3 from being turned ON at the same time. As a result, the output voltage V2 is boosted in the range of 1 to 2 times the input voltage V1.
次に図5〜図8を参照して昇圧動作を詳述する。図5は、DC/DCコンバータ16でスイッチ素子SW1のみをオンして変圧器T1の1次巻線L1に通電させるときの回路各部の電流の流れを示している。また図7はDC/DCコンバータ16でスイッチ素子SW3のみをオンして変圧器T1の2次巻線L2に通電させるときの回路各部の電流の流れを示している。
Next, the boosting operation will be described in detail with reference to FIGS. FIG. 5 shows the flow of current in each part of the circuit when only the switch element SW1 is turned on by the DC /
図5に示したDC/DCコンバータ16において、スイッチ素子SW1のゲートにはスイッチ素子SW1をオン・オフさせるゲート信号SG1が供給される。図6に示すごとくゲート信号SG1がオン(ON)であるとき、スイッチ素子SW1はオン動作する。端子TA1には直流電圧V1が入力されているので、スイッチ素子SW1がオン動作すると、変圧器T1の1次巻線L1には励磁電流I1が流れる。この励磁電流I1は、端子TA1、インダクタL0、1次巻線L1、スイッチ素子SW1のルートを流れる。ゲート信号SG1がオンである間、励磁電流I1は次第に増加する。ゲート信号SG1がオフ(OFF)になると、励磁電流I1は減少し、最後にゼロになる。図6に示した励磁電流I1における破線部分I1−1はインダクタL0で蓄積されたエネルギが放出された結果流れる電流部分である。破線部分I1−1の励磁電流は、インダクタL0のインダクタンスが大きいほど、時間をかけて減少する。この励磁電流は、1次巻線L1、スイッチ素子SW2のダイオード22を通って端子TA2へ流れる。
In the DC /
変圧器T1の1次巻線L1に上記のごとき励磁電流I1が流れると、2次巻線L2に相互誘導作用に基づき励起電流I2が生じる。励起電流I2はスイッチ素子SW4のダイオード22を経由して端子TA2へ流れる。2次巻線L2の励起電流I2は、図6に示すごとく励磁電流I1と実質的に同形の変化特性で生じ、かつ巻数比(1:1)に基づき実質的に同じ値で生じる。励起電流I2によって平滑コンデンサC2は充電され、その結果、端子TA2には励起電流I2に基づき直流電圧V2が出力される。
When the excitation current I1 as described above flows in the primary winding L1 of the transformer T1, the excitation current I2 is generated in the secondary winding L2 based on the mutual induction action. Excitation current I2 flows to terminal TA2 via
次に図7の動作例を説明する。図7に示したDC/DCコンバータ16において、スイッチ素子SW3のゲートにはスイッチ素子SW3をオン・オフさせるゲート信号SG3が供給される。図8に示すごとくゲート信号SG3がオン(ON)であるとき、スイッチ素子SW3はオン動作する。端子TA1には直流電圧V1が入力されており、スイッチ素子SW3がオン動作すると、変圧器T1の2次巻線L2には励磁電流I3が流れる。この励磁電流I3は、端子TA1、インダクタL0、2次巻線L2、スイッチ素子SW3のルートを流れる。ゲート信号SG3がオンである間、励磁電流I3は次第に増加する。ゲート信号SG3がオフ(OFF)になると、励磁電流I3は減少し、最後にゼロになる。図8に示した励磁電流I3における破線部分I3−1はインダクタL0で蓄積されたエネルギが放出された結果流れる電流部分である。破線部分I3−1の励磁電流は、インダクタL0のインダクタンスが大きいほど、時間をかけて減少する。この励磁電流は、2次巻線L2、スイッチ素子SW4のダイオード22を通って端子TA2へ流れる。
Next, an operation example of FIG. 7 will be described. In the DC /
変圧器T1の2次巻線L2に上記のごとき励磁電流I3が流れると、1次巻線L1に相互誘導作用に基づき励起電流I4が流れる。1次巻線L1の励起電流I4は、図8に示すごとく励磁電流I3と実質的に同形の変化特性で生じ、かつ巻数比(1:1)に基づき実質的に同じ値で生じる。励起電流I4によって平滑コンデンサC2は充電され、その結果、端子TA2には励起電流I4に基づき直流電圧V2が出力される。 When the excitation current I3 as described above flows through the secondary winding L2 of the transformer T1, the excitation current I4 flows through the primary winding L1 based on the mutual induction action. As shown in FIG. 8, the excitation current I4 of the primary winding L1 is generated with substantially the same change characteristics as the excitation current I3, and is generated with substantially the same value based on the turn ratio (1: 1). The smoothing capacitor C2 is charged by the excitation current I4. As a result, the DC voltage V2 is output to the terminal TA2 based on the excitation current I4.
以上のごとく、上記DC/DCコンバータ16の昇圧動作によれば、磁気相殺型の回路構成部(L1,L2,21)を有するため、第1に、スイッチ素子SW1がオンしかつスイッチ素子SW3がオフすると、1次巻線L1に励磁電流が流れ、同時に2次巻線L2にもコア21の磁化を相殺する方向に励起電流が流れ、この2次巻線L2を通して電流(磁気エネルギ)が出力端子TA2側に供給される。第2に、スイッチ素子SW3がオンしかつスイッチ素子SW1がオフすると、2次巻線L2に励磁電流が流れ、同時に1次巻線L1にもコア21の磁化を相殺する方向に励起電流が流れ、この1次巻線L1を通して電流(磁気エネルギ)が出力端子TA2側に供給される。これによって、変圧器T1の1次巻線L1と2次巻線L2のそれぞれの電流の向きが反対になり、コア21における直流磁化が相殺され、コア21が磁気飽和しにくくなる。従って、従来に比較し小さい巻線(コイル)であってもより大きな電力を扱うことができる。すなわち昇圧型DC/DCコンバータ16の小型化を達成することができる。
As described above, according to the step-up operation of the DC /
また端子TA2から出力される直流電圧V2は、変圧器T1の1次巻線L1に対して、端子TA1と共通端子cとの間にインダクタL0を追加したので、入力電圧V1に対する出力電圧V2の昇圧機能は、インダクタL0に基づく誘導起電力と、変圧器T1の1次巻線L1および2次巻線L2による誘導起電力との和として実現される。その結果、DC/DCコンバータ16による昇圧動作は、ゲート信号SW1,SW3のデューティ(t2)を50%以下に可変にすることにより、入力電圧V1を1〜2倍の範囲で所望の値に昇圧することが可能となる。
Further, since the inductor L0 is added between the terminal TA1 and the common terminal c with respect to the primary winding L1 of the transformer T1, the DC voltage V2 output from the terminal TA2 is equal to the output voltage V2 with respect to the input voltage V1. The step-up function is realized as the sum of the induced electromotive force based on the inductor L0 and the induced electromotive force generated by the primary winding L1 and the secondary winding L2 of the transformer T1. As a result, the boosting operation by the DC /
次に図9〜図14を参照してDC/DCコンバータ16の降圧動作を説明する。DC/DCコンバータ16が降圧動作を行うには、図9に示されるように、スイッチ素子SW2,SW4の各ゲートに前述のゲート信号SG2,SG4を与え、スイッチ素子SW2,SW4をオン・オフ動作させる。また降圧時、スイッチ素子SW1,SW3の各ゲートにはオフ信号(OFF)のみを与え、スイッチ素子SW1,SW3は常にオフ状態に保持される。降圧型DC/DCコンバータ16では、図9に示すごとく直流電圧V2が入力電圧となる。降圧動作は、右側の端子TA2に入力された直流電圧V2が変換され、左側の端子TA1からV2以下の電圧値の直流電圧V1が出力される。DC/DCコンバータ16において降圧動作は、右側の高電圧側から左側の低電圧側に向かって逆方向に行われる。
Next, the step-down operation of the DC /
上記のゲート信号SG2,SG4の信号波形図を図10に示す。ゲート信号SG2,SG4は同じ周期(t1)および同じデューティ(DUTY:t2)のパルス波形の信号であり、かつスイッチ素子SW2,SW4が同時にオンにならないように位相はずらして設定されている。ゲート信号SG2,SG4によってスイッチ素子SW2,SW4は交互にオン・オフ動作を繰り返す。スイッチ素子SW2,SW4のオン動作時間は決めるデューティ(t2)は、スイッチ素子SW2,SW4が、同時にオンになるのを避けるため、50%以下で任意に変化させることが可能である。これにより、出力電圧V1は入力電圧V2の0倍〜0.5倍の範囲で所望の値に降圧される。 FIG. 10 shows signal waveform diagrams of the gate signals SG2 and SG4. The gate signals SG2 and SG4 are pulse waveform signals having the same cycle (t1) and the same duty (DUTY: t2), and are set so as to be out of phase so that the switch elements SW2 and SW4 are not turned on simultaneously. The switch elements SW2 and SW4 are alternately turned on and off by the gate signals SG2 and SG4. The duty (t2) for determining the ON operation time of the switch elements SW2 and SW4 can be arbitrarily changed within 50% in order to avoid the switch elements SW2 and SW4 from being turned ON simultaneously. As a result, the output voltage V1 is stepped down to a desired value in the range of 0 to 0.5 times the input voltage V2.
次に図11〜図14を参照して降圧動作を詳述する。図11は、DC/DCコンバータ16でスイッチ素子SW2のみをオンして変圧器T1の1次巻線L1に通電させるときの回路各部の電流の流れを示している。また図13はDC/DCコンバータ16でスイッチ素子SW4のみをオンして変圧器T1の2次巻線L2に通電させるときの回路各部の電流の流れを示している。
Next, the step-down operation will be described in detail with reference to FIGS. FIG. 11 shows the flow of current in each part of the circuit when only the switch element SW2 is turned on by the DC /
図11に示したDC/DCコンバータ16において、スイッチ素子SW2のゲートにはスイッチ素子SW2をオン・オフさせるゲート信号SG2が供給される。図12に示すごとくゲート信号SG2がオン(ON)であるとき、スイッチ素子SW2はオン動作する。端子TA2には直流電圧V2が入力されているので、スイッチ素子SW2がオン動作すると、変圧器T1の1次巻線L1には励磁電流I11が流れる。この励磁電流I11は、端子TA2、スイッチ素子SW2、1次巻線L1、インダクタL0、端子TA1のルートを流れる。ゲート信号SG2がオンである間、励磁電流I11は次第に増加する。ゲート信号SG2がオフ(OFF)になると、励磁電流I11は減少し、最後にゼロになる。図12に示した励磁電流I11における破線部分I11−1はインダクタL0で蓄積されたエネルギが放出された結果流れる電流部分である。破線部分I11−1の励磁電流は、インダクタL0のインダクタンスが大きいほど、時間をかけて減少する。この励磁電流は、スイッチ素子SW1のダイオード22、1次巻線L1、インダクタL0を通って端子TA1へ流れる。
In the DC /
変圧器T1の1次巻線L1に上記のごとき励磁電流I11が流れるとき、V2−V1>V1の場合には2次巻線L2に相互誘導作用に基づき励起電流I12が生じ、V2−V1<V1の場合には励起電流は生ぜず、0になる。励起電流I12は、スイッチ素子SW3のダイオード22を経由して端子TA1へ流れる。2次巻線L2の励起電流I12は、図12に示すごとく励磁電流I1と実質的に同形の変化特性で生じ、かつ巻数比(1:1)に基づき実質的に同じ値で生じる。励起電流I12によって平滑コンデンサC1は充電され、その結果、端子TA1には励起電流I12に基づき直流電圧V1が出力される。
When the excitation current I11 as described above flows through the primary winding L1 of the transformer T1, if V2-V1> V1, the excitation current I12 is generated in the secondary winding L2 based on the mutual induction action, and V2-V1 < In the case of V1, no excitation current is generated and it becomes zero. The excitation current I12 flows to the terminal TA1 via the
次に図13の動作例を説明する。図13に示したDC/DCコンバータ16において、スイッチ素子SW4のゲートにはスイッチ素子SW4をオン・オフさせるゲート信号SG4が供給される。図14に示すごとくゲート信号SG4がオン(ON)であるとき、スイッチ素子SW4はオン動作する。端子TA2には直流電圧V2が入力されており、スイッチ素子SW4がオン動作すると、変圧器T1の2次巻線L2には励磁電流I13が流れる。この励磁電流I13は、端子TA2、スイッチ素子SW4、2次巻線L2、インダクタL0のルートを流れる。ゲート信号SG4がオンである間、励磁電流I13は次第に増加する。ゲート信号SG4がオフ(OFF)になると、励磁電流I13は減少し、最後にゼロになる。図14に示した励磁電流I13における破線部分I13−1はインダクタL0で蓄積されたエネルギが放出された結果流れる電流部分である。破線部分I13−1の励磁電流は、インダクタL0のインダクタンスが大きいほど、時間をかけて減少する。この励磁電流は、スイッチSW3のダイオード22、2次巻線L2、インダクタL0を通って端子TA1へ流れる。
Next, an operation example of FIG. 13 will be described. In the DC /
変圧器T1の2次巻線L2に上記のごとき励磁電流I13が流れるとき、V2−V1>V1の場合には1次巻線L1に相互誘導作用に基づき励起電流I14が生じ、V2−V1<V1の場合には励起電流は生ぜず、0になる。1次巻線L1の励起電流I14は、図14に示すごとく励磁電流I13と実質的に同形の変化特性で生じ、かつ巻数比(1:1)に基づき実質的に同じ値で生じる。励起電流I14によって平滑コンデンサC1は充電され、その結果、端子TA1には励起電流I14に基づき直流電圧V1が出力される。 When the excitation current I13 as described above flows through the secondary winding L2 of the transformer T1, if V2-V1> V1, the excitation current I14 is generated in the primary winding L1 based on the mutual induction action, and V2-V1 < In the case of V1, no excitation current is generated and it becomes zero. As shown in FIG. 14, the excitation current I14 of the primary winding L1 is generated with substantially the same change characteristics as the excitation current I13, and is generated with substantially the same value based on the turn ratio (1: 1). The smoothing capacitor C1 is charged by the excitation current I14. As a result, the DC voltage V1 is output to the terminal TA1 based on the excitation current I14.
以上のごとく、上記DC/DCコンバータ16の降圧動作によれば、磁気相殺型の回路構成部(L1,l2,21)を有するため、第1に、スイッチ素子SW2がオンしかつスイッチ素子SW4がオフすると、1次巻線L1に励磁電流が流れ、同時に2次巻線L2にもコア21の磁化を相殺する方向に励起電流が流れ、この2次巻線L2を通して電流(磁気エネルギ)が出力端子TA1側に供給される。第2に、スイッチ素子SW4がオンしかつスイッチ素子SW2がオフすると、2次巻線L2に励磁電流が流れ、同時に1次巻線L1にもコア21の磁化を相殺する方向に励起電流が流れ、この1次巻線L1を通して電流(磁気エネルギ)が出力端子TA1側に供給される。これによって、変圧器T1の1次巻線L1と2次巻線L2のそれぞれの電流の向きが反対になり、コア21における直流磁化が相殺され、コア21が磁気飽和しにくくなる。従って、従来に比較し小さい巻線(コイル)であってもより大きな電力を扱うことができる。すなわち降圧型DC/DCコンバータ16の小型化を達成することができる。
As described above, according to the step-down operation of the DC /
また端子TA1から出力される直流電圧V1は、変圧器T1の1次巻線L1に対して、端子TA1と共通端子cとの間にインダクタL0を追加したので、入力電圧V2に対する出力電圧V1の降圧機能は、インダクタL0に基づく誘導起電力と、変圧器T1の1次巻線L1および2次巻線L2による誘導起電力との和として実現される。その結果、DC/DCコンバータ16による降圧動作は、ゲート信号SW2,SW4のデューティ(t2)を50%以下で可変にすることにより、入力電圧V2を0倍〜0.5倍の範囲で所望の値に降圧することが可能となる。
Further, since the inductor L0 is added between the terminal TA1 and the common terminal c with respect to the primary winding L1 of the transformer T1, the DC voltage V1 output from the terminal TA1 is equal to the output voltage V1 with respect to the input voltage V2. The step-down function is realized as the sum of the induced electromotive force based on the inductor L0 and the induced electromotive force generated by the primary winding L1 and the secondary winding L2 of the transformer T1. As a result, the step-down operation by the DC /
次に図15〜図20を参照して本発明の第2実施形態に係るDC/DCコンバータを説明する。第2実施形態に係るDC/DCコンバータは第1実施形態のDC/DCコンバータ16の変形例である。図15等において、図2等で説明した要素には同一の符号を付し、重複説明は省略する。
Next, a DC / DC converter according to a second embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. The DC / DC converter according to the second embodiment is a modification of the DC /
第2実施形態に係るDC/DCコンバータ31においても昇圧動作と降圧動作が行われる。DC/DCコンバータ31の昇圧動作は図17と図18を参照して説明し、降圧動作は図19と図20を参照して説明する。回路各部に流れる各種電流の波形については、第1実施形態での説明で用いた図4、図6、図8、図10、図12、図14を援用して説明する。
Also in the DC /
図15と図16に基づき第2実施形態に係るDC/DCコンバータ31の回路構成を説明する。図15においてDC/DCコンバータ31は2ポート回路(四端子回路)で表現される。昇圧型DC/DCコンバータの場合には左側ポートが低電圧側の入力ポート、右側ポートが高電圧側の出力ポートとなる。降圧型DC/DCコンバータの場合には、右側ポートが高電圧側の入力ポート、左側ポートが低電圧側の出力ポートとなる。
A circuit configuration of the DC /
DC/DCコンバータ31は、第1実施形態の場合と同様に平滑コンデンサC1、インダクタ(コイル)L0、変圧器(トランス)T1、4つのスイッチ素子SW1,SW2,SW3,SW4、平滑コンデンサC2を備え、さらに新たに2つのダイオード32,33を備えて構成されている。低電圧側ポートの正極端子TA1には直流電圧V1が入力され、高電圧側ポートの正極端子TA2には直流電圧V2(>V1)が出力される。符号E1は共通基準端子(アース端子)を示している。
As in the first embodiment, the DC /
変圧器T1はコア21と1次巻線L1と2次巻線L2とによって構成される。1次巻線L1と2次巻線L2は逆巻き結線による接続関係で接続され、1:1の巻数比を有する。本実施形態では、1次巻線L1と2次巻線L2のそれぞれは中間タップ34,35を備えている。例えば中間タップ34は、図16に示すように、1次巻線L1をn1:n2の巻数比で分割する。巻数比をn1:n2とすると、昇圧型DC/DCコンバータ31の昇圧率NはN=(n1+n2)/n1+1で決められる。この分割率は、本発明が適用されるシステムの昇降圧要求に応じて決定される。
The transformer T1 includes a core 21, a primary winding L1, and a secondary winding L2. The primary winding L1 and the secondary winding L2 are connected by a reverse winding connection, and have a turns ratio of 1: 1. In the present embodiment, each of the primary winding L1 and the secondary winding L2 includes
上記DC/DCコンバータ31において、端子TA1にはインダクタL0の一端が接続され、インダクタL0の他端には変圧器T1における1次巻線L1と2次巻線L2の共通端子cが接続される。さらにDC/DCコンバータ31では、変圧器T1の1次巻線L1の他端子と端子TA2との間に上記ダイオード32が接続され、変圧器T1の2次巻線L2の他端子と端子TA2との間に上記ダイオード33が接続されている。
In the DC /
上記変圧器T1では、さらに、1次巻線L1の中間タップ34と共通基準端子E1との間にはスイッチ素子SW1のコレクタ・エミッタ間が接続され、同中間タップ34と端子TA2との間にはスイッチ素子SW2のエミッタ・コレクタ間が接続される。また2次巻線L2の中間タップ35と共通基準端子E1との間にはスイッチ素子SW3のコレクタ・エミッタ間が接続され、同中間タップ35と端子TA2との間にはスイッチ素子SW4のエミッタ・コレクタ間が接続される。4つのスイッチ素子SW1〜SW4のゲートG1〜G4には前述した制御装置19から各スイッチ素子のオン・オフ動作を制御するためのゲート信号SG1〜SG4が与えられる。各スイッチ素子SW1〜SW4のコレクタ・エミッタ間にはエミッタからコレクタに向かって順方向のダイオード22が並列に設けられている。
In the transformer T1, the collector and the emitter of the switch element SW1 are connected between the
上記において、変圧器T1とその1次巻線L1および2次巻線L2とスイッチ素子SW1〜SW4の特性・作用、スイッチ素子SW1〜SW4に与えられるゲート信号SG1〜SG4の波形特性は、それぞれ、第1実施形態で説明したものと同一である。 In the above, the characteristics and operation of the transformer T1, its primary winding L1 and secondary winding L2, and the switch elements SW1 to SW4, and the waveform characteristics of the gate signals SG1 to SG4 given to the switch elements SW1 to SW4 are respectively This is the same as that described in the first embodiment.
次に図17と図18を参照してDC/DCコンバータ31の昇圧動作を説明する。昇圧動作では、スイッチ素子SW1,SW3の各ゲートにはゲート信号SG1,SG3を与え、スイッチ素子SW2,SW4の各ゲートにはオフ信号(OFF)を与える。図17は、DC/DCコンバータ31でゲート信号SG1によりスイッチ素子SW1のみをオンして変圧器T1の1次巻線L1に通電させるときの回路各部の電流の流れを示している。このときスイッチ素子SW3はゲート信号SG3によりオフの状態にある。また図18はDC/DCコンバータ31でゲート信号SG3によりスイッチ素子SW3のみをオンして変圧器T1の2次巻線L2に通電させるときの回路各部の電流の流れを示している。このときスイッチ素子SW1はゲート信号SG1によりオフの状態にある。
Next, the boosting operation of the DC /
図17に示したDC/DCコンバータ31において、スイッチ素子SW1のゲートにはゲート信号SG1が供給され、ゲート信号SG1がオン(ON)であるときスイッチ素子SW1はオン動作する。端子TA1には直流電圧V1が入力されているので、スイッチ素子SW1がオン動作すると、変圧器T1の1次巻線L1には中間タップ34を経由して励磁電流I1が流れる。この励磁電流I1は、端子TA1、インダクタL0、1次巻線L1、中間タップ34、スイッチ素子SW1のルートを流れる。ゲート信号SG1がオンである間、励磁電流I1は次第に増加する。ゲート信号SG1がオフ(OFF)になると、励磁電流I1は減少し、最後にゼロになる。ゲート信号SG1がオフになった後に一定時間生じる励磁電流I1−1は、1次巻線L1、中間タップ34、スイッチ素子SW2のダイオード22を通って端子TA2へ流れる。
In the DC /
変圧器T1の1次巻線L1に上記励磁電流I1が流れると、2次巻線L2に相互誘導作用に基づき励起電流I2が生じる。励起電流I2はダイオード33を経由して端子TA2へ流れる。2次巻線L2の励起電流I2は、励磁電流I1と実質的に同形の変化特性で生じ、かつ巻数比(1:1)に基づき実質的に同じ値で生じる。励起電流I2によって平滑コンデンサC2は充電され、その結果、端子TA2には励起電流I2に基づき直流電圧V2が出力される。
When the excitation current I1 flows through the primary winding L1 of the transformer T1, the excitation current I2 is generated in the secondary winding L2 based on the mutual induction action. Excitation current I2 flows to terminal TA2 via
次に図18の動作例を説明する。DC/DCコンバータ31において、スイッチ素子SW3のゲートにゲート信号SG3が供給され、ゲート信号SG3がオン(ON)であるときスイッチ素子SW3はオン動作する。端子TA1には直流電圧V1が入力されており、スイッチ素子SW3がオン動作すると、変圧器T1の2次巻線L2には励磁電流I3が流れる。この励磁電流I3は、端子TA1、インダクタL0、2次巻線L2、中間タップ35、スイッチ素子SW3のルートを流れる。ゲート信号SG3がオンである間、励磁電流I3は次第に増加する。ゲート信号SG3がオフ(OFF)になると、励磁電流I3は減少し、最後にゼロになる。ゲート信号SG3がオフになった後に一定時間生じる励磁電流I3−1は、2次巻線L2、中間タップ35、スイッチ素子SW4のダイオード22を通って端子TA2へ流れる。
Next, an operation example of FIG. 18 will be described. In the DC /
変圧器T1の2次巻線L2に励磁電流I3が流れると、1次巻線L1に相互誘導作用に基づき励起電流I4が流れる。1次巻線L1の励起電流I4は、励磁電流I3と実質的に同形の変化特性で生じ、かつ巻数比(1:1)に基づき実質的に同じ値で生じる。励起電流I4によって平滑コンデンサC2は充電され、その結果、端子TA2には励起電流I4に基づき直流電圧V2が出力される。 When the excitation current I3 flows through the secondary winding L2 of the transformer T1, the excitation current I4 flows through the primary winding L1 based on the mutual induction action. The excitation current I4 of the primary winding L1 is generated with substantially the same change characteristics as the excitation current I3, and is generated with substantially the same value based on the turn ratio (1: 1). The smoothing capacitor C2 is charged by the excitation current I4. As a result, the DC voltage V2 is output to the terminal TA2 based on the excitation current I4.
以上のごとくDC/DCコンバータ31の昇圧動作によれば、第1に、スイッチ素子SW1がオンしかつスイッチ素子SW3がオフすると、1次巻線L1に励磁電流が流れ、同時に2次巻線L2にもコア21の磁化を相殺する方向に励起電流が流れ、この2次巻線L2を通して電流(磁気エネルギ)が出力端子TA2側に供給される。第2に、スイッチ素子SW3がオンしかつスイッチ素子SW1がオフすると、2次巻線L2に励磁電流が流れ、同時に1次巻線L1にもコア21の磁化を相殺する方向に励起電流が流れ、この1次巻線L1を通して電流(磁気エネルギ)が出力端子TA2側に供給される。これによって、変圧器T1の1次巻線L1と2次巻線L2のそれぞれの電流の向きが反対になり、コア21における直流磁化が相殺され、コア21が磁気飽和しにくくなる。従って、従来に比較し小さい巻線(コイル)であってもより大きな電力を扱うことができる。すなわち昇圧型DC/DCコンバータ31の小型化を達成することができる。
As described above, according to the boosting operation of the DC /
また端子TA2から出力される直流電圧V2は、変圧器T1の1次巻線L1に対して、端子TA1と共通端子cとの間にインダクタL0を追加したので、入力電圧V1に対する出力電圧V2の昇圧機能は、インダクタL0に基づく誘導起電力と、変圧器T1の1次巻線L1および2次巻線L2による誘導起電力との和として実現される。その結果、DC/DCコンバータ16による昇圧動作は、ゲート信号SW1,SW3のデューティ(t2)を50%以下で可変にすることにより、入力電圧V1を1〜N倍の範囲で所望の値に昇圧することが可能となる。
Further, since the inductor L0 is added between the terminal TA1 and the common terminal c with respect to the primary winding L1 of the transformer T1, the DC voltage V2 output from the terminal TA2 is equal to the output voltage V2 with respect to the input voltage V1. The step-up function is realized as the sum of the induced electromotive force based on the inductor L0 and the induced electromotive force generated by the primary winding L1 and the secondary winding L2 of the transformer T1. As a result, the boosting operation by the DC /
次に図19と図20を参照してDC/DCコンバータ31の降圧動作を説明する。降圧動作では、スイッチ素子SW2,SW4の各ゲートにはゲート信号SG2,SG4を与え、スイッチ素子SW1,SW3の各ゲートにはオフ信号(OFF)を与える。図19は、DC/DCコンバータ31でゲート信号SG2によりスイッチ素子SW2のみをオンして変圧器T1の1次巻線L1に通電させるときの回路各部の電流の流れを示している。このときスイッチ素子SW4はゲート信号SG4によりオフの状態にある。また図20はDC/DCコンバータ31でゲート信号SG4によりスイッチ素子SW4のみをオンして変圧器T1の2次巻線L2に通電させるときの回路各部の電流の流れを示している。このときスイッチ素子SW2はゲート信号SG2によりオフの状態にある。
Next, the step-down operation of the DC /
図19に示したDC/DCコンバータ31において、スイッチ素子SW2のゲートにスイッチ素子SW2をオン・オフさせるゲート信号SG2が供給され、ゲート信号SG2がオン(ON)であるとき、スイッチ素子SW2はオン動作する。端子TA2には直流電圧V2が入力されているので、スイッチ素子SW2がオン動作すると、変圧器T1の1次巻線L1には励磁電流I11が流れる。この励磁電流I11は、端子TA2、スイッチ素子SW2、中間タップ34、1次巻線L1、インダクタL0、端子TA1のルートを流れる。ゲート信号SG2がオンである間、励磁電流I11は次第に増加する。ゲート信号SG2がオフ(OFF)になると、励磁電流I11は減少し、最後にゼロになる。ゲート信号SG2がオフになった後一定時間生じる励磁電流I11−1は、スイッチ素子SW1のダイオード22、1次巻線L1、インダクタL0を通って端子TA1へ流れる。
In the DC /
変圧器T1の1次巻線L1に励磁電流I11が流れるとき、V2−V1>V1の場合には2次巻線L2に相互誘導作用に基づき励起電流I12が生じ、V2−V1<V1の場合には励起電流は生ぜず、0になる。励起電流I12は、スイッチ素子SW3のダイオード22を経由して端子TA1へ流れる。2次巻線L2の励起電流I12は、励磁電流I11と実質的に同形の変化特性で生じ、かつ巻数比(1:1)に基づき実質的に同じ値で生じる。励起電流I12によって平滑コンデンサC1は充電され、その結果、端子TA1には励起電流I12に基づき直流電圧V1が出力される。
When the exciting current I11 flows through the primary winding L1 of the transformer T1, when V2-V1> V1, the exciting current I12 is generated in the secondary winding L2 based on the mutual induction action, and when V2-V1 <V1. No excitation current is generated in, and becomes zero. The excitation current I12 flows to the terminal TA1 via the
次に図20の動作例を説明する。図20に示したDC/DCコンバータ31において、スイッチ素子SW4のゲートにスイッチ素子SW4をオン・オフさせるゲート信号SG4が供給され、ゲート信号SG4がオン(ON)であるときスイッチ素子SW4はオン動作する。端子TA2には直流電圧V2が入力されており、スイッチ素子SW4はオン動作すると、変圧器T1の2次巻線L2には励磁電流I13が流れる。この励磁電流I13は、端子TA2、スイッチ素子SW4、中間タップ35、2次巻線L2、インダクタL0のルートを流れる。ゲート信号SG4がオンである間、励磁電流I13は次第に増加する。ゲート信号SG4がオフ(OFF)になると、励磁電流I13は減少し、最後にゼロになる。ゲート信号SG4がオフになった後一定時間生じる励磁電流I13−1は、スイッチSW3のダイオード22、2次巻線L2、インダクタL0を通って端子TA1へ流れる。
Next, an operation example of FIG. 20 will be described. In the DC /
変圧器T1の2次巻線L2に上記のごとき励磁電流I13が流れるとき、V2−V1>V1の場合には1次巻線L1に相互誘導作用に基づき励起電流I14が生じ、V2−V1<V1の場合には励起電流は生ぜず、0になる。1次巻線L1の励起電流I14は、励磁電流I13と実質的に同形の変化特性で生じ、かつ巻数比(1:1)に基づき実質的に同じ値で生じる。励起電流I14によって平滑コンデンサC1は充電され、その結果、端子TA1には励起電流I14に基づき直流電圧V1が出力される。 When the excitation current I13 as described above flows through the secondary winding L2 of the transformer T1, if V2-V1> V1, the excitation current I14 is generated in the primary winding L1 based on the mutual induction action, and V2-V1 < In the case of V1, no excitation current is generated and it becomes zero. The excitation current I14 of the primary winding L1 is generated with substantially the same change characteristics as the excitation current I13, and is generated with substantially the same value based on the turns ratio (1: 1). The smoothing capacitor C1 is charged by the excitation current I14. As a result, the DC voltage V1 is output to the terminal TA1 based on the excitation current I14.
以上のごとくDC/DCコンバータ31の降圧動作によれば、第1に、スイッチ素子SW2がオンしかつスイッチ素子SW4がオフすると、1次巻線L1に励磁電流が流れ、同時に2次巻線L2にもコア21の磁化を相殺する方向に励起電流が流れ、この2次巻線L2を通して電流(磁気エネルギ)が出力端子TA1側に供給される。第2に、スイッチ素子SW4がオンしかつスイッチ素子SW2がオフすると、2次巻線L2に励磁電流が流れ、同時に1次巻線L1にもコア21の磁化を相殺する方向に励起電流が流れ、この1次巻線L1を通して電流(磁気エネルギ)が出力端子TA1側に供給される。これによって、変圧器T1の1次巻線L1と2次巻線L2のそれぞれの電流の向きが反対になり、コア21における直流磁化が相殺され、コア21が磁気飽和しにくくなる。従って、従来に比較し小さい巻線(コイル)であってもより大きな電力を扱うことができる。すなわち降圧型DC/DCコンバータ16の小型化を達成することができる。
As described above, according to the step-down operation of the DC /
また端子TA1から出力される直流電圧V1は、変圧器T1の1次巻線L1に対して、端子TA1と共通端子cとの間にインダクタL0を追加したので、入力電圧V2に対する出力電圧V1の降圧機能は、インダクタL0に基づく誘導起電力と、変圧器T1の1次巻線L1および2次巻線L2による誘導起電力との和として実現される。その結果、DC/DCコンバータ16による降圧動作は、ゲート信号SW2,SW4のデューティ(t2)を50%以下で可変にすることにより、入力電圧V2を0〜1/N倍の範囲で所望の値に降圧することが可能となる。
Further, since the inductor L0 is added between the terminal TA1 and the common terminal c with respect to the primary winding L1 of the transformer T1, the DC voltage V1 output from the terminal TA1 is equal to the output voltage V1 with respect to the input voltage V2. The step-down function is realized as the sum of the induced electromotive force based on the inductor L0 and the induced electromotive force generated by the primary winding L1 and the secondary winding L2 of the transformer T1. As a result, the step-down operation by the DC /
次に図21と図22を参照して本発明の第3実施形態に係るDC/DCコンバータを説明する。第3実施形態に係るDC/DCコンバータは第2実施形態のDC/DCコンバータ31の変形例である。図21等において、第2実施形態で説明した要素には同一の符号を付し、重複説明は省略する。
Next, a DC / DC converter according to a third embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. The DC / DC converter according to the third embodiment is a modification of the DC /
第3実施形態に係るDC/DCコンバータ41では昇圧動作が行われる。DC/DCコンバータ41による昇圧動作では、低電圧側入力ポートに入力される直流電圧V1が高電圧側出力ポートの直流電圧V2に昇圧される。
The DC /
DC/DCコンバータ31は、第2実施形態の場合と同様に、平滑コンデンサC1、インダクタ(コイル)L0、変圧器(トランス)T1、2つのスイッチ素子SW1,SW3、平滑コンデンサC2、2つのダイオード32,33を備える。また2つのスイッチ素子SW2,SW4は省略され、その代わりにダイオード42,43が接続される。低電圧側ポートの正極端子TA1には直流電圧V1が入力され、高電圧側ポートの正極端子TA2には直流電圧V2(>V1)が出力される。符号E1は共通基準端子(アース端子)を示している。
As in the case of the second embodiment, the DC /
DC/DCコンバータ41では、変圧器T1の1次巻線L1の中間タップ34と出力端子TA2との間に出力端子TA2に向けて順方向のダイオード42を接続すると共に、変圧器T1の2次巻線L2の中間タップ35と出力端子TA2との間に出力端子TA2に向けて順方向のダイオード43を接続し、これにより昇圧動作のみを行えるようにしている。その他の構成およびその作用は、第2実施形態における昇圧型のDC/DCコンバータ31の構成・作用と同じであるので、説明を省略する。
In the DC /
一例として、図22に、DC/DCコンバータ41における点P1,P2,P3,P4の各々の電圧変化特性を示す。点P1はスイッチ素子SW1のゲートG1と同電位点であり、点P2は出力端子TA2と同電位点であり、点P3は変圧器T1の2次巻線L2の高電位側の点であり、点P4は変圧器T1の2次巻線L2の中間タップ35の電位を示す点である。
As an example, FIG. 22 shows voltage change characteristics of points P1, P2, P3, and P4 in the DC /
スイッチ素子SW1のゲート信号SG1のオン・オフの電圧変化に応じて、入力電圧V1(例えば59.86V)に対して約2倍の出力電圧V2(例えば102.59V)が出力端子TA2に出力される。 In response to the on / off voltage change of the gate signal SG1 of the switch element SW1, an output voltage V2 (for example, 102.59V) that is approximately twice the input voltage V1 (for example, 59.86V) is output to the output terminal TA2. The
図22に示した特性を有するDC/DCコンバータ41によれば、ゲート信号SG1,SG3のデューティ(t2)を50%以下で変化させることにより昇圧率を1〜2.8倍で所望の値で変化させることができるという実験結果が得られた。
According to the DC /
上記の各実施形態において、例えば、インダクタL0のインダクタンス量は20μHであり、変圧器T1の1次巻線L1および2次巻線L2のインダクタンス量は110μHであり、平滑コンデンサC1,C2の容量は470μFである。このとき、例えば、入力電圧を59.86V、入力電流を16.24A、入力電力を951.40Wにすると、出力電圧は102.59V、出力電流8.89A、出力電力912.90Wとなり、変換効率は95.95%という高効率が確認された。 In each of the above embodiments, for example, the inductance amount of the inductor L0 is 20 μH, the inductance amount of the primary winding L1 and the secondary winding L2 of the transformer T1 is 110 μH, and the capacitances of the smoothing capacitors C1 and C2 are 470 μF. At this time, for example, if the input voltage is 59.86 V, the input current is 16.24 A, and the input power is 951.40 W, the output voltage is 102.59 V, the output current is 8.89 A, and the output power is 912.90 W. As a result, a high efficiency of 95.95% was confirmed.
従来例で示したように、1つのインダクタのみで昇圧器を実現すると、インダクタにすべての昇圧機能が委ねられ、非常に大型で重いインダクタが必要になってしまう。また1つのインダクタのみで高い昇圧率を実現しようとすると、電力変換効率が低下してしまう。一方、本発明に係る構成では、小型のインダクタL0が主として入力波形の緩和/可変機能を果たし、昇降圧動作は磁気結合型の変圧器T1が効率よく行うので、小型・軽量であって、高効率の昇降圧機能部(L0+T1)が実現される。 As shown in the conventional example, when a booster is realized with only one inductor, all boosting functions are entrusted to the inductor, and a very large and heavy inductor is required. Further, if it is attempted to achieve a high step-up rate with only one inductor, the power conversion efficiency is lowered. On the other hand, in the configuration according to the present invention, the small inductor L0 mainly performs the relaxation / variation function of the input waveform, and the step-up / step-down operation is efficiently performed by the magnetically coupled transformer T1. An efficient step-up / step-down function unit (L0 + T1) is realized.
以上の実施形態で説明された構成、形状、大きさおよび配置関係については本発明が理解・実施できる程度に概略的に示したものにすぎず、また数値および各構成の組成(材質)については例示にすぎない。従って本発明は、説明された実施形態に限定されるものではなく、特許請求の範囲に示される技術的思想の範囲を逸脱しない限り様々な形態に変更することができる。 The configurations, shapes, sizes, and arrangement relationships described in the above embodiments are merely shown to the extent that the present invention can be understood and implemented, and the numerical values and the compositions (materials) of the respective configurations are as follows. It is only an example. Therefore, the present invention is not limited to the described embodiments, and can be variously modified without departing from the scope of the technical idea shown in the claims.
本発明のDC/DCコンバータは、電気自動車の電源部や各種電気機器の電源部に利用される。 The DC / DC converter of the present invention is used for a power supply unit of an electric vehicle and a power supply unit of various electric devices.
10 電気システム
16,31,41 DC/DCコンバータ
19 制御装置
21 コア
22 ダイオード
32,33 ダイオード
34,35 中間タップ
42,43 ダイオード
L0 インダクタ
L1 1次巻線
L2 2次巻線
T1 変圧器
SW1〜SW4 スイッチ素子
SG1〜SG4 ゲート信号
TA1 端子
TA2 端子
E1 共通基準端子(アース端子)
DESCRIPTION OF SYMBOLS 10
Claims (14)
低電圧側ポートの正極端子に一端が接続されるインダクタと、
1次巻線と2次巻線が逆巻き結線に接続され、前記インダクタの他端に前記1次巻線と前記2次巻線の共通端子を接続する磁気相殺型の変圧器と、
共通基準端子へ流れる前記1次巻線の通電を制御する第1スイッチ手段と、
前記高電圧側ポートの正極端子へ流れる前記1次巻線の通電を制御する第2スイッチ手段と、
前記共通基準端子へ流れる前記2次巻線の通電を制御する第3スイッチ手段と、
前記高電圧側ポートの前記正極端子へ流れる前記2次巻線の通電を制御する第4スイッチ手段と、
を有することを特徴とするDC/DCコンバータ。 A step-up / step-down DC / DC converter having a low voltage side port and a high voltage side port,
An inductor having one end connected to the positive terminal of the low voltage side port;
A magnetic canceling type transformer in which a primary winding and a secondary winding are connected to a reverse winding, and a common terminal of the primary winding and the secondary winding is connected to the other end of the inductor;
First switch means for controlling energization of the primary winding flowing to the common reference terminal;
Second switch means for controlling energization of the primary winding flowing to the positive terminal of the high voltage side port;
Third switch means for controlling energization of the secondary winding flowing to the common reference terminal;
Fourth switch means for controlling energization of the secondary winding flowing to the positive terminal of the high-voltage side port;
A DC / DC converter characterized by comprising:
低電圧側ポートの正極端子に一端が接続されるインダクタと、
1次巻線と2次巻線が逆巻き結線に接続され、前記インダクタの他端に前記1次巻線と前記2次巻線の共通端子を接続する磁気相殺型の変圧器と、
前記変圧器の前記1次巻線の他端子と前記高電圧側ポートの正極端子とを接続する第1ダイオードと、
前記変圧器の前記2次巻線の他端子と前記高電圧側ポートの前記正極端子とを接続する第2ダイオードと、
前記1次巻線の中間タップと共通基準端子との間に接続され、前記1次巻線の前記中間タップから前記共通基準端子へ流れる電流を制御する第1スイッチ手段と、
前記1次巻線の前記中間タップと前記高電圧側ポートの前記正極端子との間に接続され、前記1次巻線の前記中間タップから前記高電圧側ポートの前記正極端子へ流れる電流を制御する第2スイッチ手段と、
前記2次巻線の中間タップと前記共通基準端子との間に接続され、前記2次巻線の前記中間タップから前記共通基準端子へ流れる電流を制御する第3スイッチ手段と、
前記2次巻線の前記中間タップと前記高電圧側ポートの前記正極端子との間に接続され、前記2次巻線の前記中間タップから前記高電圧側ポートの前記正極端子へ流れる電流を制御する第4スイッチ手段と、
を有することを特徴とするDC/DCコンバータ。 A step-up / step-down DC / DC converter having a low voltage side port and a high voltage side port,
An inductor having one end connected to the positive terminal of the low voltage side port;
A magnetic canceling type transformer in which a primary winding and a secondary winding are connected to a reverse winding, and a common terminal of the primary winding and the secondary winding is connected to the other end of the inductor;
A first diode connecting the other terminal of the primary winding of the transformer and a positive terminal of the high voltage side port;
A second diode connecting the other terminal of the secondary winding of the transformer and the positive terminal of the high voltage side port;
A first switch means connected between an intermediate tap of the primary winding and a common reference terminal and controlling a current flowing from the intermediate tap of the primary winding to the common reference terminal;
Connected between the intermediate tap of the primary winding and the positive terminal of the high voltage side port, and controls a current flowing from the intermediate tap of the primary winding to the positive terminal of the high voltage side port Second switch means for
A third switch means, connected between the intermediate tap of the secondary winding and the common reference terminal, for controlling a current flowing from the intermediate tap of the secondary winding to the common reference terminal;
Connected between the intermediate tap of the secondary winding and the positive terminal of the high voltage side port, and controls a current flowing from the intermediate tap of the secondary winding to the positive terminal of the high voltage side port A fourth switch means for
A DC / DC converter characterized by comprising:
低電圧側ポートの正極端子に一端が接続されるインダクタと、
1次巻線と2次巻線が逆巻き結線に接続され、前記インダクタの他端に前記1次巻線と前記2次巻線の共通端子を接続する磁気相殺型の変圧器と、
前記変圧器の前記1次巻線の他端子と前記高電圧側ポートの正極端子とを接続する第1ダイオードと、
前記変圧器の前記2次巻線の他端子と前記高電圧側ポートの前記正極端子とを接続する第2ダイオードと、
前記1次巻線の中間タップと共通基準端子との間に接続され、前記1次巻線の前記中間タップから前記共通基準端子へ流れる電流を制御する第1スイッチ手段と、
前記1次巻線の前記中間タップと前記高電圧側ポートの前記正極端子との間に接続され、前記1次巻線の前記中間タップから前記高電圧側ポートの前記正極端子へ電流を流す第3ダイオードと、
前記2次巻線の中間タップと前記共通基準端子との間に接続され、前記2次巻線の前記中間タップから前記共通基準端子へ流れる電流を制御する第2スイッチ手段と、
前記2次巻線の前記中間タップと前記高電圧側ポートの前記正極端子との間に接続され、前記2次巻線の前記中間タップから前記高電圧側ポートの前記正極端子へ電流を流す第4ダイオードと、
を有することを特徴とするDC/DCコンバータ。 A step-up DC / DC converter having a low voltage side port and a high voltage side port,
An inductor having one end connected to the positive terminal of the low voltage side port;
A magnetic canceling type transformer in which a primary winding and a secondary winding are connected to a reverse winding, and a common terminal of the primary winding and the secondary winding is connected to the other end of the inductor;
A first diode connecting the other terminal of the primary winding of the transformer and a positive terminal of the high voltage side port;
A second diode connecting the other terminal of the secondary winding of the transformer and the positive terminal of the high voltage side port;
A first switch means connected between an intermediate tap of the primary winding and a common reference terminal and controlling a current flowing from the intermediate tap of the primary winding to the common reference terminal;
The first winding is connected between the intermediate tap of the primary winding and the positive terminal of the high voltage side port, and a current flows from the intermediate tap of the primary winding to the positive terminal of the high voltage side port. 3 diodes,
A second switch means, connected between the intermediate tap of the secondary winding and the common reference terminal, for controlling a current flowing from the intermediate tap of the secondary winding to the common reference terminal;
The second winding is connected between the intermediate tap of the secondary winding and the positive terminal of the high voltage side port, and a current flows from the intermediate tap of the secondary winding to the positive terminal of the high voltage side port. 4 diodes,
A DC / DC converter characterized by comprising:
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