JP2006101597A - 電源回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】省電力化を図りつつ単一のトランスで複数の安定した出力電圧を発生することが可能な電源回路を提供する。
【解決手段】 トランス10の2次側巻線22が駆動回路5におよび制御回路6に接続される。通常動作時には、トランス10のスイッチング動作を制御して制御回路6のVCC端子に供給される5Vの値が調整され、DC−DCコンバータ8によってVdd端子に供給される3.3Vの値が調整される。省電力モード時には、トランス10のスイッチング動作を制御して制御回路6のVdd端子に供給される3.3Vの値が調整される。
【選択図】図1
【解決手段】 トランス10の2次側巻線22が駆動回路5におよび制御回路6に接続される。通常動作時には、トランス10のスイッチング動作を制御して制御回路6のVCC端子に供給される5Vの値が調整され、DC−DCコンバータ8によってVdd端子に供給される3.3Vの値が調整される。省電力モード時には、トランス10のスイッチング動作を制御して制御回路6のVdd端子に供給される3.3Vの値が調整される。
【選択図】図1
Description
この発明は、複写機等の電化製品に備えられる電源回路に関し、特に、1つのトランスを使用して複数の出力電圧を生成する電源回路に関する。
従来から、電源回路のスイッチング方式として、Ringing Choke Converter(以下、RCCという。)方式が広く採用されている。この方式においては、トランスの1次側巻き線に直流電圧を加え、その直流電圧を所定の周期で発振させることによりトランスの1次側コイルに磁界が発生するとともに、1次側コイルと平行に巻かれた2次側コイルが1次側で発生した磁界に励磁され、2次側コイルに所定の出力電圧が発生する。
ところが、1つのトランスで駆動系回路に供給される電圧および制御系回路に供給される電圧を発生させる場合、トランスに対するスイッチング制御によって駆動系回路に供給される電圧の値および制御系回路に供給される電圧の値を別個に調整することができない。
そこで、従来、駆動系回路用電圧の値をスイッチング制御によって調整しつつ、制御系回路用電圧の値をシリーズレギュレータを用いて調整する手法が採られることがあった(例えば、特許文献1参照。)。
特開2003−259645号公報
しかしながら、上述の特許文献1の発明では、シリーズレギュレータを使用する分だけ消費電力が大きくなる。特許文献1の発明に係るシリーズレギュレータは制御系回路に対して低リップルで精度の良い出力電圧を供給するが、制御系回路に対して常に低リップルで精度の良い出力電圧を供給する必要はない。例えば、制御系回路に求められる機能が起動要求の検出のみである省電力モード時には、制御系回路に対して精度の良い出力電圧を供給しなくても動作上問題は生じない。制御系回路に対して高精度の電圧が要求されないときにもシリーズレギュレータを使用した場合、電源回路において無駄な電力を消費することになる。
さらに、制御系回路に供給される出力電圧が複数種類あって、そのうちの少なくとも1つがDC−DCコンバータ等の電圧変換手段によって生成される場合、省電力モード時に電圧変換手段において発生する電圧降下をなるべく少なくすることが望ましい。
この発明の目的は、省電力化を図りつつ単一のトランスで複数の安定した出力電圧を発生することが可能な電源回路を提供することである。
(1)単一のトランスにより駆動系回路に供給される駆動用出力電圧および制御系回路に供給される制御用出力電圧を発生させる電源回路であって、
出力側の電圧値を応じて前記トランスのスイッチング動作を制御するスイッチング制御手段と、
前記駆動系回路を動作させる通常動作モードまたは前記駆動系回路を停止させる省電力モードとの切換を行うモード切換手段と、
前記制御系回路に供給すべき出力電圧であって前記制御用出力電圧より小さい準制御用出力電圧を、前記制御用出力電圧に基づいて生成する電圧変換手段と、
通常動作モード時には前記電圧変換手段により前記準制御用出力電圧を生成して、制御用出力電圧および前記準制御用出力電圧の両方を前記制御系回路に供給するとともに、
省電力動作モード時には前記スイッチング制御手段により前記準制御用出力電圧を生成して、前記準制御用電圧のみを前記制御系回路に供給することを特徴とする。
出力側の電圧値を応じて前記トランスのスイッチング動作を制御するスイッチング制御手段と、
前記駆動系回路を動作させる通常動作モードまたは前記駆動系回路を停止させる省電力モードとの切換を行うモード切換手段と、
前記制御系回路に供給すべき出力電圧であって前記制御用出力電圧より小さい準制御用出力電圧を、前記制御用出力電圧に基づいて生成する電圧変換手段と、
通常動作モード時には前記電圧変換手段により前記準制御用出力電圧を生成して、制御用出力電圧および前記準制御用出力電圧の両方を前記制御系回路に供給するとともに、
省電力動作モード時には前記スイッチング制御手段により前記準制御用出力電圧を生成して、前記準制御用電圧のみを前記制御系回路に供給することを特徴とする。
本発明に係る電源回路は、モード切換手段によって、通常動作モードまたは省電力動作モードのいずれかに切り換えられる。通常動作モード時にはスイッチング制御手段が制御用出力電圧の値を調整するためにトランスのスイッチング動作を制御するが、省電力動作モード時には同じスイッチング制御手段によって準制御系出力電圧の値が調整される。制御用出力電圧は、用紙搬送系に使用される光学センサに供給すべき電圧であり、その値の代表例は5Vである。準制御用出力電圧は、コマンドや起動信号の検出回路にて使用される電圧であり、その値の代表例は3.3Vである。省電力動作モード時においてスイッチング制御手段によって準制御系出力電圧の値を調整することで、省電力モード時には電圧変換手段における電圧降下がほとんどなくなり、省電力動作モード時の消費電力が少なくなる。
なお、通常動作モード時において駆動用出力電圧の値を調整しないのは、制御用出力電圧の値が適正であれば駆動用出力電圧の値も適正な範囲になることが経験的に知られているからである。さらに、駆動用出力電圧が供給されるモータは、たとえ電圧値に多少の誤差が生じても適正に動作するため、通常動作モード時において制御用出力電圧の値のみを調整しても本発明の電源回路の動作に不具合が発生することは極めて稀である。
(2) (1)に記載の電源回路であって、
前記電圧変換手段は、スイッチング素子を含むDC−DCコンバータであることを特徴とする。
前記電圧変換手段は、スイッチング素子を含むDC−DCコンバータであることを特徴とする。
この構成においては、電圧変換手段として、DC−DCコンバータが使用される。
(3) (1)または(2)に記載の電源回路であって、
前記制御系回路に対する前記制御用出力電圧の供給経路を省電力モード時に遮断するスイッチをさらに備えたことを特徴とする。
前記制御系回路に対する前記制御用出力電圧の供給経路を省電力モード時に遮断するスイッチをさらに備えたことを特徴とする。
この構成においては、省電力モード時には、制御用出力電圧の供給経路上に配置されるスイッチがオフになる。
(1)請求項1に係る発明によれば、省電力化を図りつつ単一のトランスで複数の安定した出力電圧を発生することが可能になる。
(2)請求項2に係る発明によれば、省電力モード時において、DC−DCコンバータでの電力消費が必要最小限に抑えられる。
(3)省電力モード時に無駄な電力消費が発生しないようにすることができる。
以下、本発明の電源回路1を画像形成装置に適用する実施形態を説明する。
図1(A)は、本発明の電源回路1の構成を示している。同図が示すように、電源回路1は、単一のトランス10を備える。トランス10の1次側と2次側とは絶縁されているが、フォトカプラPC1,PC3およびフォトトライアックカプラPC2A,PC2Bを介して帰還信号や制御信号の伝達がされる。
トランス10の1次側巻線21は、メインスイッチ3、ノイズフィルタ11、および平滑回路12を介して商用電源2に接続される。商用電源2は、リレー接点18を介してソータや両面自動搬送装置等のオプション装置および画像形成装置のヒータに接続される。
一方、トランス10の2次側巻線22は、駆動回路5に接続される。また、2次側巻線22は中間タップ13を備えており、中間タップ13を介して制御回路6に接続される。トランス10は、駆動回路5に供給される駆動系電圧、および制御回路6に供給される制御系電圧を生成する。本実施形態では、駆動系電圧は24Vであり、制御系電圧は5V(制御用出力電圧)および3.3V(準制御用出力電圧)である。ただし、駆動系電圧および制御系電圧の値は例示であり、これらの値に限られるものではない。
トランス10の2次側巻線22と駆動回路5との間に配置される電源ラインL1には、ダイオード31A、平滑コンデンサ32A、および第1のスイッチ7Aが接続される。トランス10の2次側巻線22は、ダイオード31Aのアノードに接続され、ダイオード31Aのカソードはスイッチ7Aを介して駆動回路5のVM端子に接続される。
また、ダイオード31Aのカソードは、接地された平滑コンデンサ32Aにも接続され、平滑コンデンサ32Aおよび第1のスイッチ7Aの間に、リレーコイル19およびトランジスタQ8を介して接地された接続部が配置される。
一方、トランス10の2次側巻線22の中間タップ13と制御回路6との間に配置される電源ラインL2には、ダイオード31B、平滑コンデンサ32B、出力電圧検出部T2、およびDC−DCコンバータ8が接続される。中間タップ13にはダイオード31Bのアノードが接続され、ダイオード31Bのカソードが接地された平滑コンデンサ32BおよびDC−DCコンバータ8の入力部に接続される。DC−DCコンバータ8の出力部は制御回路6のVdd端子に接続される。平滑コンデンサ32BおよびDC−DCコンバータ8の間には、出力電圧検出部T2と、VCC端子に接続された接続部が配置される。この接続部は、さらに発光ダイオード15Aおよびシャントレギュレータ9を介して接地され、カソードがシャントレギュレータ9に接続された発光ダイオード15Aのアノードに接続される。発光ダイオード15Aのカソードがシャントレギュレータ9を介して接地されると、この接続部を介して発光ダイオード15Aに電流が流れる。
出力電圧検出部T2は、切換スイッチ7Cを介してシャントレギュレータ9の電圧検出端子T0に接続される。出力電圧検出部T2と切り換えスイッチ7Cとの間には、直列に接続された抵抗R1,R2を介して接地された接続部が配置される。抵抗R1および抵抗R2の間には、切換スイッチ7Cを介してシャントレギュレータ9の電圧検出端子T0に接続された接続部が配置される。本実施形態では、出力電圧検出部T2の電圧値が5Vのときに、抵抗R1および抵抗R2の間に配置された接続部が3.3Vになるように抵抗R1および抵抗R2の抵抗値が設定される。
図1(B)は、シャントレギュレータ9の構成を示している。シャントレギュレータ9は、コンパレータ30とトランジスタQ3とを備える。コンパレータ30は、電圧検出端子Tに入力される電圧値が3.3Vを超える場合にトランジスタQ3を導通させる信号を出力する。トランジスタQ3が導通すると、フォトカプラPC1の発光ダイオード15Aのカソード側がトランジスタQ3を介して接地され、発光ダイオード15Aに電流が流れる。発光ダイオード15Aが発光すると、フォトカプラPC1のフォトトランジスタQ4が導通し、トランジスタQ5を導通させる。トランジスタQ5が導通することにより、スイッチング発振しているFET14のゲートが強制的に接地され、トランス10の発振が抑えられて、トランス10の2次側の出力電圧値が低下する。
図2は、制御回路6の構成を示している。制御回路6は、CPU61、信号出力部62、ROM63、RAM64、および駆動制御部65を備えている。信号出力部62は、VCC端子、Vdd端子、PSW端子、PS端子、HL1端子、HL2端子、PR端子、およびFW端子を有している。VCC端子には5Vの電圧が供給され、Vdd端子には3.3Vの電圧が供給される。PSW端子は、各スイッチの接続状態を制御する信号を出力する端子である。PS端子は、駆動回路5を停止させて省電力動作モードに移行させる信号を出力する端子である。HL1端子およびHL2端子は、定着器のヒータランプのオン/オフを制御するための信号を出力する端子である。つまり、HL1,HL2端子から所定の信号が出力されると、トランジスタQ6,Q7が導通し、フォトトライアックカプラPC2の発光ダイオード15B,15Cに電流が流れるため、フォトトライアック16A,16Bが導通する。そして、フォトトライアック16A,16Bのオン/オフによりトライアック17A,17Bが位相制御されヒータランプHLの温度調整がされる。
PR端子は、リレー接点18のオン/オフを切り換える信号を出力する端子である。FW端子は、トランス10の1次側よりフォトカプラPC3を介して供給される交流のゼロクロス信号の入力を受け付ける端子である。
駆動制御部65は、駆動回路5の動作を制御するとともに、駆動系回路により動作するモータ、ヒータ、およびソレノイド等の動作を監視する。駆動制御部65は、モータ、ヒータ、およびソレノイド等の動作状態から、電源回路1および電源回路1が適用される画像形成装置の動作状態を検出する。
CPU61は、電源回路1の動作を統括的に制御する。CPU61は、信号出力部62を制御し、PSW端子、PS端子、HL1端子、HL2端子、PR端子、およびFW端子を介して制御信号を出力される。CPU61は、通常動作モード時に、スイッチ7Aをオンにし、切換スイッチ7Cを図1中下側の端子に接続する。これに対して、省電力モード時には、CPU61は、スイッチ7Aをオフにし、切換スイッチ7Cを図1中上側の端子に接続する。このスイッチ7Cの切換は、通常動作モード時に制御用出力電圧値の適否をシャントレギュレータ9に検出させ、省電力モード時に準制御用出力電圧値の適否をシャントレギュレータ9に検出させることを目的とする。なお、CPU61は、通常動作モード時にリレー接点18をオンにし、省電力モード時にリレー接点18をオフにする。
上述のCPU61のスイッチ制御により、通常動作モード時には、制御回路6のVCC端子に供給される5Vの電圧の値がスイッチング制御により調整される。なお、通常動作モード時において、制御用出力電圧値(5V)が適正ならば駆動回路5に供給される駆動用出力電圧(24V)も適正であると推認する。通常動作モード時には、Vdd端子に供給されるべき準制御用出力電圧値(3.3V)は、DC−DCコンバータ8によって調整される。
一方、省電力モード時には、駆動回路5への電力供給が遮断され、準制御用出力電圧値(3.3V)がスイッチング制御によって調整される。このため、省電力モード時には、DC−DCコンバータ8における電圧降下がほとんど発生せず、その分だけ消費電力が低減する。また、省電力モードから通常動作モードに復帰する際に、平滑コンデンサ32Aから駆動回路5に電力供給がされるため、通常動作モードへの移行が迅速に行われる。
図3は、DC−DCコンバータ8の構成を示す図である。DC−DCコンバータ8は、シャントレギュレータ81を備えており、シャントレギュレータ81は接続部82における電圧値を検出する。接続部82における電圧値が3.3Vを超えると、シャントレギュレータ81を介して接地されるトランジスタ83のゲートが接地され、トランジスタ84がオフになる。
通常動作モード時には、DC−DCコンバータ8の入力側に約5Vの電圧が供給され、出力側から3.3Vの電圧が出力される。省電力モード時には、DC−DCコンバータ8の入力側にスイッチング制御により得られた約3.3Vの電圧が供給され、出力側から3.3Vの電圧が出力されるため、DC−DCコンバータ8において電圧降下がほとんど発生しない。このように、第1の実施形態によれば、省電力モード時の消費電力を低減させることができる。
図4は、第2の実施形態に係る電源回路の構成を示す図である。第2の実施形態における電源回路は、第1の実施形態に係る電源回路のシャントレギュレータ9にヒステリシス特性を付加させた構成になっている。同図に示すように、第2の実施形態では、電圧検出部T2が、抵抗RH1、抵抗RH2、オープンコレクタのインバータ4、および抵抗RH3を介して、発光ダイオード15Aとシャントレギュレータ9との間の接続部に接続される。シャントレギュレータ9がオフの時にインバータ4をオン、シャントレギュレータ9がオンの時にインバータ4をオフにすることによりシャントレギュレータ9にヒステリシス特性を持たせることができる。本実施形態では、Vrefが3.3V、Vth_Hが3.4V、Vth_Lが3.3Vになるように、抵抗RH1、抵抗RH2、抵抗RH3の抵抗値が設定される。ここでは、抵抗RH1、抵抗RH2、インバータ4、および抵抗RH3が、シャントレギュレータ9にヒステリシス特性を付加するヒステリシス付加回路として機能する。
第2の実施形態では、平滑コンデンサ32Aの前段にスイッチ7Dが配置され、制御回路6のVCC端子の前段にスイッチ7Bが配置される。スイッチ7Dは、省電力モード時に、制御系電圧の値が基準値(5V)を超えたときにオフになるように設定される。この結果、平滑コンデンサ32Aが必要以上に充電されることがない。したがって、平滑コンデンサ32Aから駆動回路5に供給される電圧によって回路素子が破損されることが防止される。また、スイッチ7Bは、省電力モード時にオフになり、VCC端子への電力供給が遮断される。これにより、省電力モード時における制御用の消費電力のさらなる低減を図ることが可能になる。
第2の実施形態によれば、シャントレギュレータ9のオン/オフの頻度を低下させて、電源効率を向上させることができる。
最後に、上述の実施形態の説明は、すべての点で例示であって、制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上述の実施形態ではなく、特許請求の範囲によって示される。さらに、本発明の範囲には、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
1−電源回路
2−商用電源
3−メインスイッチ
5−駆動回路
6−制御回路
8−DC−DCコンバータ
9−シャントレギュレータ
10−トランス
11−ノイズフィルタ
12−平滑回路
13−中間タップ
14−FET
2−商用電源
3−メインスイッチ
5−駆動回路
6−制御回路
8−DC−DCコンバータ
9−シャントレギュレータ
10−トランス
11−ノイズフィルタ
12−平滑回路
13−中間タップ
14−FET
Claims (3)
- 単一のトランスにより駆動系回路に供給される駆動用出力電圧および制御系回路に供給される制御用出力電圧を発生させる電源回路であって、
出力側の電圧値を応じて前記トランスのスイッチング動作を制御するスイッチング制御手段と、
前記駆動系回路を動作させる通常動作モードまたは前記駆動系回路を停止させる省電力モードとの切換を行うモード切換手段と、
前記制御系回路に供給すべき出力電圧であって前記制御用出力電圧より小さい準制御用出力電圧を、前記制御用出力電圧に基づいて生成する電圧変換手段と、
通常動作モード時には前記電圧変換手段により前記準制御用出力電圧を生成して、制御用出力電圧および前記準制御用出力電圧の両方を前記制御系回路に供給するとともに、
省電力動作モード時には前記スイッチング制御手段により前記準制御用出力電圧を生成して、前記準制御用電圧のみを前記制御系回路に供給することを特徴とする電源回路。 - 前記電圧変換手段は、スイッチング素子を含むDC−DCコンバータであることを特徴とする請求項1に記載の電源回路。
- 前記制御系回路に対する前記制御用出力電圧の供給経路を省電力モード時に遮断するスイッチをさらに備えたことを特徴とする請求項1または2に記載の電源回路。
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2004
- 2004-09-28 JP JP2004282457A patent/JP2006101597A/ja active Pending
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