JP2006101597A - 電源回路 - Google Patents

Abstract

【課題】省電力化を図りつつ単一のトランスで複数の安定した出力電圧を発生することが可能な電源回路を提供する。
【解決手段】 トランス１０の２次側巻線２２が駆動回路５におよび制御回路６に接続される。通常動作時には、トランス１０のスイッチング動作を制御して制御回路６のＶＣＣ端子に供給される５Ｖの値が調整され、ＤＣ−ＤＣコンバータ８によってＶｄｄ端子に供給される３．３Ｖの値が調整される。省電力モード時には、トランス１０のスイッチング動作を制御して制御回路６のＶｄｄ端子に供給される３．３Ｖの値が調整される。
【選択図】図１

Description

この発明は、複写機等の電化製品に備えられる電源回路に関し、特に、１つのトランスを使用して複数の出力電圧を生成する電源回路に関する。

従来から、電源回路のスイッチング方式として、Ｒｉｎｇｉｎｇ Ｃｈｏｋｅ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ（以下、ＲＣＣという。）方式が広く採用されている。この方式においては、トランスの１次側巻き線に直流電圧を加え、その直流電圧を所定の周期で発振させることによりトランスの１次側コイルに磁界が発生するとともに、１次側コイルと平行に巻かれた２次側コイルが１次側で発生した磁界に励磁され、２次側コイルに所定の出力電圧が発生する。

ところが、１つのトランスで駆動系回路に供給される電圧および制御系回路に供給される電圧を発生させる場合、トランスに対するスイッチング制御によって駆動系回路に供給される電圧の値および制御系回路に供給される電圧の値を別個に調整することができない。

そこで、従来、駆動系回路用電圧の値をスイッチング制御によって調整しつつ、制御系回路用電圧の値をシリーズレギュレータを用いて調整する手法が採られることがあった（例えば、特許文献１参照。）。
特開２００３−２５９６４５号公報

しかしながら、上述の特許文献１の発明では、シリーズレギュレータを使用する分だけ消費電力が大きくなる。特許文献１の発明に係るシリーズレギュレータは制御系回路に対して低リップルで精度の良い出力電圧を供給するが、制御系回路に対して常に低リップルで精度の良い出力電圧を供給する必要はない。例えば、制御系回路に求められる機能が起動要求の検出のみである省電力モード時には、制御系回路に対して精度の良い出力電圧を供給しなくても動作上問題は生じない。制御系回路に対して高精度の電圧が要求されないときにもシリーズレギュレータを使用した場合、電源回路において無駄な電力を消費することになる。

さらに、制御系回路に供給される出力電圧が複数種類あって、そのうちの少なくとも１つがＤＣ−ＤＣコンバータ等の電圧変換手段によって生成される場合、省電力モード時に電圧変換手段において発生する電圧降下をなるべく少なくすることが望ましい。

この発明の目的は、省電力化を図りつつ単一のトランスで複数の安定した出力電圧を発生することが可能な電源回路を提供することである。

（１）単一のトランスにより駆動系回路に供給される駆動用出力電圧および制御系回路に供給される制御用出力電圧を発生させる電源回路であって、
出力側の電圧値を応じて前記トランスのスイッチング動作を制御するスイッチング制御手段と、
前記駆動系回路を動作させる通常動作モードまたは前記駆動系回路を停止させる省電力モードとの切換を行うモード切換手段と、
前記制御系回路に供給すべき出力電圧であって前記制御用出力電圧より小さい準制御用出力電圧を、前記制御用出力電圧に基づいて生成する電圧変換手段と、
通常動作モード時には前記電圧変換手段により前記準制御用出力電圧を生成して、制御用出力電圧および前記準制御用出力電圧の両方を前記制御系回路に供給するとともに、
省電力動作モード時には前記スイッチング制御手段により前記準制御用出力電圧を生成して、前記準制御用電圧のみを前記制御系回路に供給することを特徴とする。

本発明に係る電源回路は、モード切換手段によって、通常動作モードまたは省電力動作モードのいずれかに切り換えられる。通常動作モード時にはスイッチング制御手段が制御用出力電圧の値を調整するためにトランスのスイッチング動作を制御するが、省電力動作モード時には同じスイッチング制御手段によって準制御系出力電圧の値が調整される。制御用出力電圧は、用紙搬送系に使用される光学センサに供給すべき電圧であり、その値の代表例は５Ｖである。準制御用出力電圧は、コマンドや起動信号の検出回路にて使用される電圧であり、その値の代表例は３．３Ｖである。省電力動作モード時においてスイッチング制御手段によって準制御系出力電圧の値を調整することで、省電力モード時には電圧変換手段における電圧降下がほとんどなくなり、省電力動作モード時の消費電力が少なくなる。

なお、通常動作モード時において駆動用出力電圧の値を調整しないのは、制御用出力電圧の値が適正であれば駆動用出力電圧の値も適正な範囲になることが経験的に知られているからである。さらに、駆動用出力電圧が供給されるモータは、たとえ電圧値に多少の誤差が生じても適正に動作するため、通常動作モード時において制御用出力電圧の値のみを調整しても本発明の電源回路の動作に不具合が発生することは極めて稀である。

（２） （１）に記載の電源回路であって、
前記電圧変換手段は、スイッチング素子を含むＤＣ−ＤＣコンバータであることを特徴とする。

この構成においては、電圧変換手段として、ＤＣ−ＤＣコンバータが使用される。

（３） （１）または（２）に記載の電源回路であって、
前記制御系回路に対する前記制御用出力電圧の供給経路を省電力モード時に遮断するスイッチをさらに備えたことを特徴とする。

この構成においては、省電力モード時には、制御用出力電圧の供給経路上に配置されるスイッチがオフになる。

（１）請求項１に係る発明によれば、省電力化を図りつつ単一のトランスで複数の安定した出力電圧を発生することが可能になる。

（２）請求項２に係る発明によれば、省電力モード時において、ＤＣ−ＤＣコンバータでの電力消費が必要最小限に抑えられる。

（３）省電力モード時に無駄な電力消費が発生しないようにすることができる。

以下、本発明の電源回路１を画像形成装置に適用する実施形態を説明する。

図１（Ａ）は、本発明の電源回路１の構成を示している。同図が示すように、電源回路１は、単一のトランス１０を備える。トランス１０の１次側と２次側とは絶縁されているが、フォトカプラＰＣ１，ＰＣ３およびフォトトライアックカプラＰＣ２Ａ，ＰＣ２Ｂを介して帰還信号や制御信号の伝達がされる。

トランス１０の１次側巻線２１は、メインスイッチ３、ノイズフィルタ１１、および平滑回路１２を介して商用電源２に接続される。商用電源２は、リレー接点１８を介してソータや両面自動搬送装置等のオプション装置および画像形成装置のヒータに接続される。

一方、トランス１０の２次側巻線２２は、駆動回路５に接続される。また、２次側巻線２２は中間タップ１３を備えており、中間タップ１３を介して制御回路６に接続される。トランス１０は、駆動回路５に供給される駆動系電圧、および制御回路６に供給される制御系電圧を生成する。本実施形態では、駆動系電圧は２４Ｖであり、制御系電圧は５Ｖ(制御用出力電圧)および３．３Ｖ(準制御用出力電圧)である。ただし、駆動系電圧および制御系電圧の値は例示であり、これらの値に限られるものではない。

トランス１０の２次側巻線２２と駆動回路５との間に配置される電源ラインＬ１には、ダイオード３１Ａ、平滑コンデンサ３２Ａ、および第１のスイッチ７Ａが接続される。トランス１０の２次側巻線２２は、ダイオード３１Ａのアノードに接続され、ダイオード３１Ａのカソードはスイッチ７Ａを介して駆動回路５のＶＭ端子に接続される。

また、ダイオード３１Ａのカソードは、接地された平滑コンデンサ３２Ａにも接続され、平滑コンデンサ３２Ａおよび第１のスイッチ７Ａの間に、リレーコイル１９およびトランジスタＱ８を介して接地された接続部が配置される。

一方、トランス１０の２次側巻線２２の中間タップ１３と制御回路６との間に配置される電源ラインＬ２には、ダイオード３１Ｂ、平滑コンデンサ３２Ｂ、出力電圧検出部Ｔ２、およびＤＣ−ＤＣコンバータ８が接続される。中間タップ１３にはダイオード３１Ｂのアノードが接続され、ダイオード３１Ｂのカソードが接地された平滑コンデンサ３２ＢおよびＤＣ−ＤＣコンバータ８の入力部に接続される。ＤＣ−ＤＣコンバータ８の出力部は制御回路６のＶｄｄ端子に接続される。平滑コンデンサ３２ＢおよびＤＣ−ＤＣコンバータ８の間には、出力電圧検出部Ｔ２と、ＶＣＣ端子に接続された接続部が配置される。この接続部は、さらに発光ダイオード１５Ａおよびシャントレギュレータ９を介して接地され、カソードがシャントレギュレータ９に接続された発光ダイオード１５Ａのアノードに接続される。発光ダイオード１５Ａのカソードがシャントレギュレータ９を介して接地されると、この接続部を介して発光ダイオード１５Ａに電流が流れる。

出力電圧検出部Ｔ２は、切換スイッチ７Ｃを介してシャントレギュレータ９の電圧検出端子Ｔ０に接続される。出力電圧検出部Ｔ２と切り換えスイッチ７Ｃとの間には、直列に接続された抵抗Ｒ１，Ｒ２を介して接地された接続部が配置される。抵抗Ｒ１および抵抗Ｒ２の間には、切換スイッチ７Ｃを介してシャントレギュレータ９の電圧検出端子Ｔ０に接続された接続部が配置される。本実施形態では、出力電圧検出部Ｔ２の電圧値が５Ｖのときに、抵抗Ｒ１および抵抗Ｒ２の間に配置された接続部が３．３Ｖになるように抵抗Ｒ１および抵抗Ｒ２の抵抗値が設定される。

図１（Ｂ）は、シャントレギュレータ９の構成を示している。シャントレギュレータ９は、コンパレータ３０とトランジスタＱ３とを備える。コンパレータ３０は、電圧検出端子Ｔに入力される電圧値が３．３Ｖを超える場合にトランジスタＱ３を導通させる信号を出力する。トランジスタＱ３が導通すると、フォトカプラＰＣ１の発光ダイオード１５Ａのカソード側がトランジスタＱ３を介して接地され、発光ダイオード１５Ａに電流が流れる。発光ダイオード１５Ａが発光すると、フォトカプラＰＣ１のフォトトランジスタＱ４が導通し、トランジスタＱ５を導通させる。トランジスタＱ５が導通することにより、スイッチング発振しているＦＥＴ１４のゲートが強制的に接地され、トランス１０の発振が抑えられて、トランス１０の２次側の出力電圧値が低下する。

図２は、制御回路６の構成を示している。制御回路６は、ＣＰＵ６１、信号出力部６２、ＲＯＭ６３、ＲＡＭ６４、および駆動制御部６５を備えている。信号出力部６２は、ＶＣＣ端子、Ｖｄｄ端子、ＰＳＷ端子、ＰＳ端子、ＨＬ１端子、ＨＬ２端子、ＰＲ端子、およびＦＷ端子を有している。ＶＣＣ端子には５Ｖの電圧が供給され、Ｖｄｄ端子には３．３Ｖの電圧が供給される。ＰＳＷ端子は、各スイッチの接続状態を制御する信号を出力する端子である。ＰＳ端子は、駆動回路５を停止させて省電力動作モードに移行させる信号を出力する端子である。ＨＬ１端子およびＨＬ２端子は、定着器のヒータランプのオン／オフを制御するための信号を出力する端子である。つまり、ＨＬ１，ＨＬ２端子から所定の信号が出力されると、トランジスタＱ６，Ｑ７が導通し、フォトトライアックカプラＰＣ２の発光ダイオード１５Ｂ，１５Ｃに電流が流れるため、フォトトライアック１６Ａ，１６Ｂが導通する。そして、フォトトライアック１６Ａ，１６Ｂのオン／オフによりトライアック１７Ａ，１７Ｂが位相制御されヒータランプＨＬの温度調整がされる。

ＰＲ端子は、リレー接点１８のオン／オフを切り換える信号を出力する端子である。ＦＷ端子は、トランス１０の１次側よりフォトカプラＰＣ３を介して供給される交流のゼロクロス信号の入力を受け付ける端子である。

駆動制御部６５は、駆動回路５の動作を制御するとともに、駆動系回路により動作するモータ、ヒータ、およびソレノイド等の動作を監視する。駆動制御部６５は、モータ、ヒータ、およびソレノイド等の動作状態から、電源回路１および電源回路１が適用される画像形成装置の動作状態を検出する。

ＣＰＵ６１は、電源回路１の動作を統括的に制御する。ＣＰＵ６１は、信号出力部６２を制御し、ＰＳＷ端子、ＰＳ端子、ＨＬ１端子、ＨＬ２端子、ＰＲ端子、およびＦＷ端子を介して制御信号を出力される。ＣＰＵ６１は、通常動作モード時に、スイッチ７Ａをオンにし、切換スイッチ７Ｃを図１中下側の端子に接続する。これに対して、省電力モード時には、ＣＰＵ６１は、スイッチ７Ａをオフにし、切換スイッチ７Ｃを図１中上側の端子に接続する。このスイッチ７Ｃの切換は、通常動作モード時に制御用出力電圧値の適否をシャントレギュレータ９に検出させ、省電力モード時に準制御用出力電圧値の適否をシャントレギュレータ９に検出させることを目的とする。なお、ＣＰＵ６１は、通常動作モード時にリレー接点１８をオンにし、省電力モード時にリレー接点１８をオフにする。

上述のＣＰＵ６１のスイッチ制御により、通常動作モード時には、制御回路６のＶＣＣ端子に供給される５Ｖの電圧の値がスイッチング制御により調整される。なお、通常動作モード時において、制御用出力電圧値（５Ｖ）が適正ならば駆動回路５に供給される駆動用出力電圧（２４Ｖ）も適正であると推認する。通常動作モード時には、Ｖｄｄ端子に供給されるべき準制御用出力電圧値（３．３Ｖ）は、ＤＣ−ＤＣコンバータ８によって調整される。

一方、省電力モード時には、駆動回路５への電力供給が遮断され、準制御用出力電圧値（３．３Ｖ）がスイッチング制御によって調整される。このため、省電力モード時には、ＤＣ−ＤＣコンバータ８における電圧降下がほとんど発生せず、その分だけ消費電力が低減する。また、省電力モードから通常動作モードに復帰する際に、平滑コンデンサ３２Ａから駆動回路５に電力供給がされるため、通常動作モードへの移行が迅速に行われる。

図３は、ＤＣ−ＤＣコンバータ８の構成を示す図である。ＤＣ−ＤＣコンバータ８は、シャントレギュレータ８１を備えており、シャントレギュレータ８１は接続部８２における電圧値を検出する。接続部８２における電圧値が３．３Ｖを超えると、シャントレギュレータ８１を介して接地されるトランジスタ８３のゲートが接地され、トランジスタ８４がオフになる。

通常動作モード時には、ＤＣ−ＤＣコンバータ８の入力側に約５Ｖの電圧が供給され、出力側から３．３Ｖの電圧が出力される。省電力モード時には、ＤＣ−ＤＣコンバータ８の入力側にスイッチング制御により得られた約３．３Ｖの電圧が供給され、出力側から３．３Ｖの電圧が出力されるため、ＤＣ−ＤＣコンバータ８において電圧降下がほとんど発生しない。このように、第１の実施形態によれば、省電力モード時の消費電力を低減させることができる。

図４は、第２の実施形態に係る電源回路の構成を示す図である。第２の実施形態における電源回路は、第１の実施形態に係る電源回路のシャントレギュレータ９にヒステリシス特性を付加させた構成になっている。同図に示すように、第２の実施形態では、電圧検出部Ｔ２が、抵抗ＲＨ１、抵抗ＲＨ２、オープンコレクタのインバータ４、および抵抗ＲＨ３を介して、発光ダイオード１５Ａとシャントレギュレータ９との間の接続部に接続される。シャントレギュレータ９がオフの時にインバータ４をオン、シャントレギュレータ９がオンの時にインバータ４をオフにすることによりシャントレギュレータ９にヒステリシス特性を持たせることができる。本実施形態では、Ｖｒｅｆが３．３Ｖ、Ｖｔｈ＿Ｈが３．４Ｖ、Ｖｔｈ＿Ｌが３．３Ｖになるように、抵抗ＲＨ１、抵抗ＲＨ２、抵抗ＲＨ３の抵抗値が設定される。ここでは、抵抗ＲＨ１、抵抗ＲＨ２、インバータ４、および抵抗ＲＨ３が、シャントレギュレータ９にヒステリシス特性を付加するヒステリシス付加回路として機能する。

第２の実施形態では、平滑コンデンサ３２Ａの前段にスイッチ７Ｄが配置され、制御回路６のＶＣＣ端子の前段にスイッチ７Ｂが配置される。スイッチ７Ｄは、省電力モード時に、制御系電圧の値が基準値（５Ｖ）を超えたときにオフになるように設定される。この結果、平滑コンデンサ３２Ａが必要以上に充電されることがない。したがって、平滑コンデンサ３２Ａから駆動回路５に供給される電圧によって回路素子が破損されることが防止される。また、スイッチ７Ｂは、省電力モード時にオフになり、ＶＣＣ端子への電力供給が遮断される。これにより、省電力モード時における制御用の消費電力のさらなる低減を図ることが可能になる。

第２の実施形態によれば、シャントレギュレータ９のオン／オフの頻度を低下させて、電源効率を向上させることができる。

最後に、上述の実施形態の説明は、すべての点で例示であって、制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上述の実施形態ではなく、特許請求の範囲によって示される。さらに、本発明の範囲には、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

第１の実施形態に係る電源回路の構成を示す図である。 電源回路の制御回路を概略構成を示すブロック図である。 本発明に適用されるＤＣ−ＤＣコンバータの構成を示す図である。 第２の実施形態に係る電源回路の構成を示す図である。

符号の説明

１−電源回路
２−商用電源
３−メインスイッチ
５−駆動回路
６−制御回路
８−ＤＣ−ＤＣコンバータ
９−シャントレギュレータ
１０−トランス
１１−ノイズフィルタ
１２−平滑回路
１３−中間タップ
１４−ＦＥＴ

Claims (3)

1. 単一のトランスにより駆動系回路に供給される駆動用出力電圧および制御系回路に供給される制御用出力電圧を発生させる電源回路であって、
   出力側の電圧値を応じて前記トランスのスイッチング動作を制御するスイッチング制御手段と、
   前記駆動系回路を動作させる通常動作モードまたは前記駆動系回路を停止させる省電力モードとの切換を行うモード切換手段と、
   前記制御系回路に供給すべき出力電圧であって前記制御用出力電圧より小さい準制御用出力電圧を、前記制御用出力電圧に基づいて生成する電圧変換手段と、
   通常動作モード時には前記電圧変換手段により前記準制御用出力電圧を生成して、制御用出力電圧および前記準制御用出力電圧の両方を前記制御系回路に供給するとともに、
   省電力動作モード時には前記スイッチング制御手段により前記準制御用出力電圧を生成して、前記準制御用電圧のみを前記制御系回路に供給することを特徴とする電源回路。
2. 前記電圧変換手段は、スイッチング素子を含むＤＣ−ＤＣコンバータであることを特徴とする請求項１に記載の電源回路。
3. 前記制御系回路に対する前記制御用出力電圧の供給経路を省電力モード時に遮断するスイッチをさらに備えたことを特徴とする請求項１または２に記載の電源回路。

Images