JP2006033074A - Ｏｆｄｍ復調装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 周波数誤差を低減しつつ、移動体中においてもタイミング抽出が精度良く行える技術を提供する。
【解決手段】 ＩＱ生成部１０９で発生するＯＦＤＭベースバンド信号（ＩＱ信号）を複素相関演算部１０３が入力され、複素相関演算部１０３で計算された自己相関と相互相関とを移動平均演算部１０４に入力して各移動平均を計算し、相関強度演算部１１０において相関強度を計算する。さらに、ガードインバーバル期間は、有効シンボル期間長の１／４、１／８、１／１６、１／３２とＧＩ比とが定義されている。これらの各ＭＯＤＥとＧＩ比との関係を用いることにより、相関強度の形状やピーク値から、まず、有効シンボル期間長（ＭＯＤＥ）の判定を行い、次に、ＧＩ期間長（ＧＩ比）の判定を行い、最後にこの判定ＭＯＤＥと判定ＧＩ比とに基づいてピーク位置検出を順次行う。
【選択図】 図１

Description

本発明は、直交周波数分割多重方式（Orthogonal Frequency Division Multiplex、以下、「ＯＦＤＭ」と称する。）の復調装置に関する。

地上におけるデジタル放送では、建物等の遮蔽物によるゴースト妨害（フェージング、マルチパス）の克服に適した変調方式として、マルチキャリアのＯＦＤＭ変復調方式が知られている。ＯＦＤＭ変復調方式は、１チャンネル帯域内に多数（２５６〜１０２４程度）のサブキャリアを設け、映像信号や音声信号を効率よく伝送することが可能なデジタル変調・復調方式である。

キャリア番号ｋのサブキャリアの情報は複素数形式のＺｋ＝Ｉｋ＋ｊＱｋで示されるＩＱ信号で表現すると、そのＯＦＤＭ変調されたベースバンド信号は、

と書ける。ここで、Ｎは全キャリア数である。これは、キャリア情報Ｚｋ＝Ｉｋ＋ｊＱｋを周波数が、
f_k = 2πk/N （２）
である平面波にのせて信号を多重化したことに相当する。

式（１）におけるＺ_ｋをＺｉに変換する信号処理は、周波数情報を時間情報に変換するフーリエ逆変換(IFFT: Inverse Fast Fourier Transform )に相当する。実際に、ＯＦＤＭ変調装置の標準的な構成では、多重化にＩＦＦＴが用いられている。ＯＦＤＭ変調処理に相当するＩＦＦＴ変換の変換窓の期間が、有効シンボル期間ｔｓとなる。有効シンボル期間ｔｓを基本単位としてデジタル変調された全キャリアを加え合わせたものをＯＦＤＭ伝送シンボルという。

実際の伝送シンボルは、通常、図２に示すように期間ｔｓの有効シンボル１に、ガードインターバル（ＧＩ）２ａと呼ばれる期間ｔｇを付加して構成される。ＧＩ期間ｔｇ（２ａ）の波形は、有効シンボル期間ｔｓの後部２ｂの信号波形を繰り返したものになっている。例えば、地上波デジタル放送の規格であるＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｂ３１「地上波デジタルテレビジョン放送の伝送方式」によると、有効シンボル期間長はＭＯＤＥと呼ばれるパラメータによって表１の様に定義されている。

さらに、ＧＩ期間（単位：μs）は、各有効シンボル期間長に対する比であるＧＩ期間長（ＧＩ比）と呼ばれるパラメータによって、表２の様に定義されている。

また、伝送シンボルを幾つか集めたものを伝送フレームと称する。伝送フレームは、情報伝送用シンボルが１００個程度集まったものに、フレーム同期用シンボルやサービス識別用シンボルを付加したものである。例えば、地上波デジタル放送の規格であるＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｂ３１「地上波デジタルテレビジョン放送の伝送方式」によると、１フレームは２０４シンボルと定義されている。受信側では、ガードインターバルにある信号を無視して残りの部分から情報を取り出す。これは、ＯＦＤＭ受信信号にウィンドウをかけて高速フーリエ変換（ＦＦＴ）し、有効シンボル期間分の信号を復調することを意味する。つまり、ＯＦＤＭ変調波を復調するには、受信データをＦＦＴするために、受信側で有効シンボル期間を如何に正確に切り出すかということが重要となっている。

次に、上記ＯＦＤＭの伝送シンボルを送信信号として発生するＯＦＤＭ変調装置の概略構成について簡単に説明する。図１７は一般的なＯＦＤＭ変調装置の一構成例を示すブロック図である。このＯＦＤＭ変調装置には、ＱＰＳＫや１６ＱＡＭ等の方式でマッピングされた（一般には複素表現される）送信データが入力される。この送信データはシリアル／パラレル（Ｓ／Ｐ）変換部１１にて各伝送サブキャリアに対応したパラレルデータに変換される。このパラレルデータは、ＩＦＦＴ（逆高速フーリエ変換）部１２において逆離散フーリエ変換される。これにより、１つのＯＦＤＭ伝送シンボルに対応する有効シンボルを得ることができる。

このようにして生成された有効シンボルは、ガードインターバル付加部１３に入力される。ここでは、入力された有効シンボルの後部の一部分を有効シンボルの前部へ巡回的に付加し、ＯＦＤＭの伝送シンボルをベースバンド信号として出力する。一般に、ベースバンド信号は複素形式で表現され、その実数に対応する信号はＩ信号、虚数に対応する信号はＱ信号と呼ばれている。このベースバンド信号は、一般にデジタル信号であるためデジタル／アナログ（Ｄ／Ａ）変換部１４ａ、１４ｂによりアナログ信号に変換される。この変換タイミングは、基本タイミング発生部１６で発生される基本タイミング周波数（１／Ｔsamp、またはその２倍など）によって制御される。

さらに、このアナログ信号は、直交変調による周波数変換部１５において所要の中間周波数又は高周波へ変換され、送信信号として出力される。そして、周波数変換後の送信信号は、適切に増幅された後、空中線などの伝送路へ供給されて送信される。次に、ＯＦＤＭ復調装置の基本構成について簡単に説明する。図１８は一般的なＯＦＤＭ復調装置の一構成例を示すブロック図である。このＯＦＤＭ復調装置には、前述のＯＦＤＭ変調装置から伝送路へ送出され、受信側の空中線にて受信された信号が、フィルタリングなどの信号処理を受けた後、ＯＦＤＭ受信信号として入力される。

このＯＦＤＭ受信信号は、周波数変換部２１によって対応するベースベンド信号に変換され、アナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換部２２ａ、２２ｂによりサンプリングされて、デジタルのベースバンド信号（Ｉ信号およびＱ信号）となる。このデジタルのベースバンド信号は、ガードインターバル除去部２３に入力される。このガードインターバル除去部２３は、入力されるベースバンドＯＦＤＭ信号から伝送シンボル毎にガードインターバル部分を除去し、有効シンボルのみを出力する。

出力された有効シンボルの信号は、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）部２４によって高速離散フーリエ変換され、これによって各サブキャリアに対応したパラレルの受信データに変換される。最後に、このパラレル受信データは、パラレル／シリアル（Ｐ／Ｓ）変換部２５によって所要のシリアルの受信データ（複素シンボルデータ）に変換される。

ここで、ガードインターバル除去部２３並びにＦＦＴ部２４等は、シンボルタイミング同期検出部２６においてＯＦＤＭベースバンド信号から別途生成される伝送シンボルタイミング同期信号、有効シンボルタイミング同期信号、あるいはガードタイミング同期信号などに従って動作する。

精度よく、かつ、より安定にＯＦＤＭ信号を復調するためには、正確に安定したタイミング周波数（タイミング周期）においてＯＦＤＭベースバンド信号をサンプリングし、さらにこのサンプリングされた信号から所要の有効シンボルのみを正しいシンボルタイミング（フェーズ）にて抽出し、ＦＦＴ処理することが必要である。

特許文献１のＯＦＤＭ復調装置では、ＯＦＤＭベースバンド信号の自己相関を計算して、そのピークタイミングから正しいシンボルタイミングを抽出している。

ドップラー効果によるキャリア周波数の周波数誤差、チューナー部における周波数変換精度等に起因する中間周波数の周波数誤差、もしくは、ＯＦＤＭ復調装置の動作クロック周波数と放送局側の動作クロック周波数との間の周波数誤差等、いずれか一つでも周波数誤差が生じると、図２の期間２ａと期間２ｂとを比較した場合に、信号信号強度（振幅）は同じであるが位相誤差が発生する。この位相誤差が大きくなると自己相関は減少し、その減少分は相互相関成分となる。極端な例としては、位相誤差が９０0度の場合には、自己相関は０となるため、上記特許文献１のような自己相関を用いたシンボルタイミングの抽出は困難となる。この課題については、下記の発明を実施するための最良の形態（基本原理：位相誤差と相関）において数式を用いて詳しく説明する。

上記の周波数誤差の対策として、上記特許文献２では、図１９に示すように自己相関と相互相関との両方でシンボルタイミングの抽出を行っている。まず、自己相関器２０３によりシンボルタイミングの抽出を行う。もし、シンボルタイミングの抽出が出来ない場合には、相互相関器２１０によりシンボルタイミングの抽出を行う。これにより、図２の期間２ａと期間２ｂとの信号に位相誤差が生じても、シンボルタイミングの抽出ができる。

特開２００１−１４８６７９号公報（公開日：２００１年５月２９日） 特開２００２−２０４２１４号公報（公開日：２００２年７月１９日）

しかしながら、上記特許文献２に記載の方法によれば、自己相関器２０３においてシンボルタイミングの抽出が出来なかった場合に相互相関器２１０によりシンボルタイミングの抽出を行うため、その分だけ時間を要するという問題がある。さらに、ＯＦＤＭ復調装置が例えば携帯電話内に設けられそれが自動車等の移動体の中にある場合には、移動速度が変化するために、ドップラー効果による位相誤差量も時間とともに変化する。この位相誤差が０度であれば自己相関の値は０に近づき、９０度であれば相互相関が０に近づく。つまり、自己相関でタイミング抽出中に位相誤差が０度に近づき、相互相関でタイミング抽出中に位相誤差が９０度に近づくような受信環境では、タイミング抽出が出来ないという問題が生じる。

本発明は、１）移動体中でドップラー効果が生じる場合、２）回路を動作させるクロックに周波数誤差が生じている場合、３）アンテナで受信したRF周波数帯信号（電磁波）を信号処理が容易なIF周波数帯に変換するチューナー部で周波数変換誤差が生じる場合、のいずれの場合においてもタイミング抽出が精度良く行える技術を提供することを目的とする。

本発明の一観点によれば、ＯＦＤＭ受信信号からディジタルのＯＦＤＭベースバンド信号を取り出す直交検波部と、伝送シンボルから有効シンボルを取り出すための同期信号を発生するシンボル同期検出部であって、前記ＯＦＤＭベースバンド信号を遅延させ、該遅延の前後における前記ＯＦＤＭベースバンド信号の自己相関と相互相関とを計算し、該自己相関と該相互相関とに基づいて位相誤差の影響を低減した相関強度を求め、該相関強度により前記伝送シンボルの先頭のタイミングを検出し、検出した該タイミングによりシンボル同期信号を発生するシンボル同期検出部とを有することを特徴とするＯＦＤＭ復調装置が提供される。

さらに、前記シンボル同期信号に基づいてＯＦＤＭベースバンド信号からガードインターバルを除去して有効シンボルを抽出するガードインターバル除去部を有することを特徴とする。また、前記シンボル同期検出部は、前記自己相関と前記相互相関とに基づいて相関強度を求め、該相関強度に基づいて有効シンボル期間長とガードインターバル期間長とを検出し、検出した結果に基づいてシンボル同期信号を発生することを特徴とする。

前記シンボル同期検出部は、前記ＯＦＤＭベースバンド信号を有効シンボル時間だけ遅延して、該遅延の前後の信号に関する自己相関と相互相関とを計算する複素相関演算部と、前記自己相関と前記相互相関とに基づいて前記相関強度を求める相関強度演算部と、該相関強度に基づいて信号形状を検出する信号形状検出部であって前記相関強度に基づいて有効シンボル期間長とガードインターバル期間長とを検出し、これらに基づいてシンボル同期信号を発生することを特徴とする。

上記構成によれば、相関強度の、例えば移動平均のピーク値とピーク形状から、まず有効シンボル期間長とガードインターバル期間長とを判定し、判定した該有効シンボル期間長と該ガードインターバル期間長を元に有効シンボルの先頭のタイミングを検出する。よって、上記構成は、従来のように、相関器以外にもＦＩＲフィルタ用に複数の必要であった複素乗算器を省けるから、従来と比べて回路規模を小さくでき消費電力を低減できる。また、上記構成によれば、相関強度により、有効シンボル期間長とガードインターバル期間長を判定するので、電磁波での擾乱等の影響を軽減できる。

本発明の他の観点によれば、前記複素相関演算部は異なる相関長を有する複数の複素相関演算器であって前記ＯＦＤＭベースバンド信号を入力し、それぞれの複素相関演算部の出力信号である自己相関と相互相関との移動平均を求める移動平均演算部と、前記自己相関の移動平均と前記相互相関との移動平均から相関強度を求める移動平均演算部と、該移動平均演算部の出力である相関強度を入力し、該相関強度が０とならない自己相関と相互相関とを出力した複素相関演算器を検出することにより有効シンボル期間長を検出する信号形状検出部とを有することを特徴とする。

最短のガードインターバル期間長と同じ長さの移動平均窓を用いて移動平均を計算する移動平均演算部であって、前記複素相関演算部の出力信号を前記移動平均演算部に入力して前記自己相関と前記相互相関との移動平均を計算して相関強度を求める相関強度演算部と、前記相関強度のピーク値が前記受信ＯＦＤＭベースバンド信号の振幅の４乗と略一致する複素相関演算器を特定することにより前記有効シンボル期間長を検出する信号形状検出部とを有することを特徴とする。

本発明のＯＦＤＭ復調装置は、相関を用いることにより、ドップラー効果、中間周波数の変動、動作クロック周波数の誤差等の周波数誤差起因する位相誤差の影響を受けないで、有効シンボル期間長（ＭＯＤＥ）や、ガードインターバル期間長（ＧＩ比）の判定、シンボル同期が可能となる。また、相関強度で有効シンボル期間長（ＭＯＤＥ）とガードインターバル期間長（ＧＩ比）の判定を行い、時間軸上でシンボル同期のタイミングを検出することで、自己相関でシンボル同期のタイミングを検出する方法よりも、電磁波環境の擾乱の影響を受けることなく、より安定したシンボル同期が可能となる。

従って、周波数誤差が生じる環境でも、有効シンボル期間長（ＭＯＤＥ）とガードインターバル期間長（ＧＩ比）の判定とシンボル同期とが、フィルタの様な複数の複素乗算器を必要とする大規模な従来の回路に比べて、小規模の回路で構成することが可能となる。

また、開発しているシステムが携帯電話システムや無線通信システムのベースバンド処理等を含む為にＯＦＤＭ放送の規格で定められたクロック周波数とは異なる回路動作クロックを採用する場合や、コストの観点から周波数精度の低い安価なクロックを用いる場合などにおいても、安定したシンボル同期が可能となる。また、低消費電力回路でシンボル同期が可能となることによって、低消費電力化が重要課題である携帯電話や携帯端末等のモバイル機器に搭載するＯＦＤＭ受信装置において、ＯＦＤＭベースバンド信号の相関強度による同期によって、安定かつ低消費電力で復調することが可能となるという効果を奏する。

本発明に係る通信技術は、ＯＦＤＭ受信信号を直交検波して取り出されるＯＦＤＭベースバンド信号であって有効シンボルと該有効シンボルの一部に基づいて生成されるガードインターバルとを備えた伝送シンボルを含むＯＦＤＭベースバンド信号から前記ガードインターバルを除去して有効シンボルを抽出するＯＦＤＭ復調装置に関するものである。

尚、移動平均とは、例えば、時刻ａにおいて点１〜１０までの平均を計算し、次に、時刻ｂにおいて、点２〜１１の平均を計算し、次に、時刻ｃにおいて、点３〜１２の平均を計算し、というように、計算する対象を移動させながら平均を計算する信号処理を指す。計算する領域、例えば上記であれば１０点の計算する領域を「移動平均窓」と称する。下記におけるＬ点が移動平均窓に相当する。

本発明の実施の形態について、図１から図１６までを参照しつつぃ説明を行う。その前に、本発明に係るＯＦＤＭ復調技術の基本原理について説明を行う。

まず、「相関」という概念について説明する。ＯＦＤＭ受信データ列は、ＩＱ成分をもつ複素数データ列
Ｚｉ＝ｒｉ exp[ｊθｉ]＝Ｉｉ＋ｊＱｉ (３)
と表せる。ここで、ｊは虚数単位、ｉはサンプリング点、ｒｉはＩＱ成分の振幅、θｉはＩＱ成分の位相である。ここでは、Ｔsamp周期のサンプリング点でのデータ列を考える。なお、以下では議論を簡単にする為に、ｒｉは全てｒであると仮定する。つまり、強度はサンプリング点によらず一定であるという仮定する。

時刻（Ｋ−ｉ）におけるデータＺ_Ｋ−ｉ（t）と、時刻(−ｉ)におけるデータＺ_−ｉ ^＊（ｔ）との複素相関関数ｑ_−ｉ（ｔ）は、
ｑ_−ｉ（ｔ）＝Ｚ_Ｋ−ｉ（t） Ｚ_−ｉ ^＊（ｔ） （４）
と定義される。ここで、この時間差Ｋを相関長と呼ぶ。

さらに、該複素相関関数ｑ_−ｉ（ｔ）の実部である
s_-i(t) = Ｉ_Ｋ−ｉ（t） I_−ｉ（ｔ）＋Ｑ_Ｋ−ｉ（t） Q_−ｉ（ｔ） (５)
を自己相関と呼び、複素相関関数ｑ_−ｉ（ｔ）の虚部
t_-i(t) = Ｑ_Ｋ−ｉ（t） I_−ｉ（ｔ） − Ｉ_Ｋ−ｉ（t）Q_−ｉ（ｔ） (６)
を相互相関と呼ぶ。

このデータ列Ｌ点の複素相関の移動平均は、

と書ける。

（Ａ）データ列に相関が無い場合（ランダムな場合）
ランダムな複素データ列の複素相関の移動平均（式（７））は、移動平均窓が十分大きいときには、下式（８）に示すようになる。

すなわち、ほぼゼロになる。つまり、複素相関の実部である自己相関も虚部である相互相関もともにほぼゼロとなる。

（Ｂ）データ列に相関がある場合
時刻（Ｋ−ｉ）におけるデータＺ_Ｋ−ｉ（ｔ）と時刻（−ｉ）におけるデータＺ_−ｉ ^＊（ｔ）との間に「相関がある」とは、下式（９）に示すように、
Ｚ_Ｋ−ｉ（t） 〜 Ｚ_−ｉ ^＊（ｔ） …（９）
が成り立つことである。特に理想的には、下式（１０）に示すように、
Ｚ_Ｋ−ｉ（t）＝Ｚ_−ｉ ^＊（ｔ） ⇔ θ_Ｋ−ｉ＝θ_−ｉ …（１０）
となる。Ｌ点のデータのうちＬ２点のデータが相関を持っているとすると、式（７）の移動平均は、下式（１１）に示すように、

となる。つまり、複素相関の移動平均の強度は、移動平均窓内の相関をもつ点の数と移動平均窓の長さ比に比例する。特に、該移動平均窓内の全ての点が相関を持つ場合に、式（５）は最大となり、最大値はｒ²となる。つまり、複素相関の実部である自己相関は最大値ｒ²をとるが、虚部である相互相関はゼロとなる。

従って、複素相関、特にその実部である自己相関は、図４（ｃ）に示すようにシンボル期間の先頭でピークをもつ。これを検出することで、ＯＦＤＭベースバンド信号に含まれている周期性を検出することが可能となる。

次に、周波数誤差δfのシンボル同期への影響について説明する。キャリア周波数やＩＦ周波数が周波数誤差をもつＯＦＤＭベースバンド信号には、時間に比例する位相誤差が生じる。以下、有効シンボル期間長（Ｋサンプリング点）当たりの位相誤差をδθとする。図２の２ａと２ｂの位相誤差がδθであるならば

となるため、

となる。この式（13）の実部s_-i(t)が自己相関であり、虚部t_-i(t)が相互相関である。すなわち、

となる。位相誤差δθが０度の時は、既に説明したように自己相関はｒ^２であり相互相関は０となる。δθが０度より大きくなると自己相関の成分が小さくなり相互相関が大きくなる。δθが９０度になると、相互相関がｒ^２となるが自己相関は０になり、自己相関でシンボルタイミングを抽出するのは不可能である。

この位相誤差は、ドップラー効果によるキャリア周波数の周波数誤差、チューナー部で周波数変換精度等に起因する中間周波数の周波数誤差、もしくは、ＯＦＤＭ復調装置の動作クロック周波数と放送局側の動作クロック周波数との間の周波数誤差によって生じる。

キャリア周波数・中間周波数がδfシフトした時の図２の期間２ａと期間２ｂとの間の位相誤差量は、

となる。特に、ドップラー効果によるキャリア周波数シフトの場合には、

となる。但し、f_cはキャリア周波数 ［Ｈｚ］であり、δvは衛星・移動局の伝送パスに沿った移動速度 ［ｍ／ｓ］であり、cは、光速（３×１０^８［ｍ／ｓ］）である。

移動速度δvが１００［ｋｍ／ｈ］の時のドップラーシフトとキャリア周波数との関係を図１２に示す。図１２に示すように、キャリア周波数１［ＧＨｚ］で約９０［Ｈｚ］シフトする換算になり、約９０ｐｐｍの周波数精度に相当する。キャリア周波数や移動速度が変化するとドップラーシフトも比例して変化する。受信側の内部クロック周波数が放送側の内部クロックf_clkと周波数とがδf_clkシフトする場合の位相誤差量は、

である。ここで、f_clkは、放送側動作クロック周波数（規格）［Ｈｚ］であり、f_cは、キャリア周波数［Ｈｚ］T_clkは、放送側動作クロック周期 T_clk= 1/_fclk ［ｓ］であり、βは、受信側動作クロック周期が(1+β)T_clkであるとしたときのβであり、Kは、有効シンボル期間長の放送局側動作クロック周期数となる。

キャリア周波数が０．５ＭＨｚ、ARIB STD-B31で規定されているｍｏｄｅ２とｍｏｄｅ３のＯＦＤＭ受信波において、送信側・受信側間の動作クロック周波数誤差と自己相関の強度の関係を、式（１４）と（１８）とにより計算し、図１３に示した。ｍｏｄｅ２の場合では、５００ｐｐｍの誤差が生じると、自己相関の強度は誤差が無い時の１／２になり、１０００ppmになると自己相関は０になってしまうｍｏｄｅ３の場合にはｍｏｄｅ２の時の誤差の半分程度で同じ状況になる。

次に位相誤差がある場合のシンボル同期の方法について説明する。式(14)と式(15)より、自己相関と相互相関との自乗の和を計算すると、

となる。この値r⁴は、位相誤差δθに依存しない。以下では、自己相関の自乗と相互相関の自乗の和、もしくは、自己相関の移動平均の自乗と相互相関の移動平均の自乗の和を相関強度と呼ぶことにする。この相関強度を用いれば、位相誤差δθの影響を受けないで安定してシンボルタイミングの抽出が可能となる。

ここで、Ｌ点のデータのうちＬ２点のデータが相関を持っており、位相誤差がδθだけ生じているとすると、式（７）の移動平均は、式(11)と同様の変形で、

となる。この実部が自己相関の移動平均に相当し、虚部が相互相関の移動平均に相当する。したがって、相関強度は自己相関と相互相関の各移動平均の自乗の和であるので、

となる。つまり、相関強度は、移動平均窓内の相関をもつ点の数と移動平均窓の長さ比の自乗に比例する。

発明者らは、実際に数値計算シミュレーションによって、この方法が有効であることを確認した。数値計算シミュレーションでは、まず、バイナリデータの乱数を発生し、QPSKでマッピングを行い、IFFTでOFDM多重化を行い、ガードインターバルを付加することで、OFDM伝送シンボルを作成する。次に、このOFDM伝送シンボルに位相誤差を与えて、OFDM伝送シンボルの自己相関・相互相関・相関強度を計算した結果を示す。位相誤差δθの大きさは、図１４はδθ＝０、図１５はδθ＝０．３π、図１６はδθ＝０．５πである。図１４から図１６までのぞれぞれのグラフを求める計算に用いたOFDM受信信号は、付加した位相誤差を取り除けば同一のデータである。各グラフの一番上の曲線は自己相関の移動平均であり、真中の曲線は相互相関の移動平均であり、一番下の曲線が自己相関の移動平均と相互相関の移動平均との自乗の和である相関強度の計算結果である。

図１４の場合には、相互相関は常にほぼ０であり、有効シンボルの先頭で自己相関がピークを持つ。したがって、この時はシンボル同期が可能である。図１４から図１６へと位相誤差δθが大きくなると、自己相関は小さくなりシンボル同期が難しくなり、逆に相互相関は大きくなる。ところが、相関強度は、位相誤差に依存せずに常にシンボルの先頭においてほぼ同じ強度でピークをもつ。このように、相関強度に基づいてシンボルタイミングを抽出すれば、位相誤差に依存せずに常にシンボル同期が可能になる。次に、上記の原理に基づいて、本発明の実施の形態によるＯＦＤＭ復調装置の基本的構成について説明する。

（基本的な構成）
本実施の形態によるＯＦＤＭ復調装置の基本構成例について簡単に説明する。図１は、ＯＦＤＭ復調装置の一構成例を示すブロック図である。図１に示すＯＦＤＭ復調装置においては、放送局側のＯＦＤＭ変調装置から伝送路（一般に空気中）へ送出され受信側の空中線において受信されたＯＦＤＭ受信信号が、受信ＲＦ周波数帯から中間周波数帯に周波数ダウンコンバージョン処理を受けた後、アナログ／デジタル（Ａ／Ｄ）変換部によってサンプリングされてデジタルのＯＦＤＭ受信信号となる（この部分は図１においては省略されている）。その後、ＩＱ生成部１０９によって、直交検波が行われ、デジタルのベースバンド信号（Ｉ信号およびＱ信号）となる。このデジタルのベースバンド信号は、ガードインターバル除去部１０１に入力される。ガードインターバル除去部１０１は、入力されるベースバンドＯＦＤＭ信号から伝送シンボル毎にガードインターバル部分を除去し、有効シンボルの信号のみを出力する。この有効シンボルの信号は、ＦＦＴ（高速フーリエ変換）部１０２によって高速離散フーリエ変換され、これによって波長多重化（ＯＦＤＭ化）されたベースバンド信号から各サブキャリアのＩＱデータを取り出すことができる。

次に、伝送路補償処理部において、例えばＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｂ３１「地上波デジタルテレビジョン放送の伝送方式」で規定されているＳＰ(Scattered Pilot)信号やＣＰ(Continual Pilot)信号を基準にすることにより、上記各サブキャリアのＩＱデータの位相や振幅の調整を行う。これによって、伝送路でのマルチパス等のフェージングによって生じるＩＱ信号の擾乱を取り除いた信号を出力する。ここで、ガードインターバル除去部１０１並びにＦＦＴ部１０２等は、シンボル同期検出部１０８においてＯＦＤＭベースバンド信号から別途生成されるシンボル同期信号に従って動作する。

本実施の形態によるＯＦＤＭ復調装置においては、ＩＱ生成部１０９で発生するＯＦＤＭベースバンド信号（ＩＱ信号）を複素相関演算部１０３が入力され、複素相関演算部１０３で計算された自己相関と相互相関とを移動平均演算部１０４に入力して各移動平均を計算し、相関強度演算部１１０において相関強度を計算する。さらに、ガードインバーバル期間は、有効シンボル期間長の１／４、１／８、１／１６、１／３２とＧＩ比とが定義されている。これらの各ＭＯＤＥとＧＩ比との関係を用いることにより、相関強度の形状やピーク値から、まず、有効シンボル期間長（ＭＯＤＥ）の判定を行い、次に、ＧＩ期間長（ＧＩ比）の判定を行い、最後にこの判定ＭＯＤＥと判定ＧＩ比とに基づいてピーク位置検出を順次行う。以上の手順により、フィルタや乗算器を用いることなく、雑音に強いシンボル同期回路を実現することが可能となることを発明者らは見出した。

シンボル同期回路として機能する本実施の形態によるシンボル同期検出部１０８は、複素相関演算部１０３と、移動平均演算部１０４と、相関強度演算部１１０と、信号形状検出部１０５と、ピーク位置検出部１０６と、タイミング発生部１０７と、を備えている。そして、相関強度の形状やピーク値によって、まず有効シンボル期間長（ＭＯＤＥ）判定し、次にＧＩ期間長（ＧＩ比）判定を行い、最後に判定有効シンボル期間長（ＭＯＤＥ）と判定ＧＩ期間長（ＧＩ比）とに基づいてピーク位置検出を行う手順が基本となる。図３（ａ）は、図１に示す複素相関演算部１０３の詳細な構成例を含む図である。図３（ｂ）は、図１に示す移動平均演算部１０４の詳細な構成例を含む図である。

図３（ａ）に示すように、複素相関演算部１０３は、１個以上の複素相関演算器１０３ａで構成される。図７は複素相関演算器１０３ａの回路の構成例である。図７に示すように、複素相関演算器１０３ａは、入力信号に相関長だけ遅延を与えるＦＩＦＯ３０１と、入力信号とＦＩＦＯとの出力信号の複素乗算を行う複素乗算器３０４と、を有している。複素乗算器３０４は、４個の乗算器３０２と、その後段の２個の加算器３０３とで構成される。ＦＩＦＯ３０１は、データをFirst In First Out、つまり先入れ・先出しで格納し出力するように設定されたメモリである。

図３（ｂ）に示すように、図１に示す移動平均演算部１０４は、１個以上の移動平均器１０４ａを含んで構成される。移動平均器１０４ａには、例えば図１０に示すような回路が、自己相関用および相互相関用に２系統設けられる。図１０に示すように、移動平均器１０４ａでは、加算器４０２に、その後段に設けられたレジスタ４０３の１クロック過去の値と、現時点での入力信号と、ＦＩＦＯ４０１により遅延させた過去の入力信号の符号を反転させた信号が入力され、加算器４０２の出力がレジスタ４０３に入力される。

従って、レジスタ４０３の値は、現時点からＦＩＦＯ４０１の段数Ｗだけ過去における入力信号の和となる。レジスタ４０３の後段の除算器４０４においてレジスタ４０３の値を段数Ｗで割れば、Ｗ点の移動平均をリアルタイムに出力することができる。

以下では、基本構成を元に実施の形態について説明を行うが、同じ機能を有するものであれば、上記基本構成に限定されるものではない。

まず、本発明の第１の実施の形態によるＯＦＤＭ受信装置について図面を参照しつつ説明を行う。

図３（ａ）に示すように本実施の形態によるシンボル同期検出部は、複数の複素相関演算器１０３ａにより構成される。各複素相関演算器１０３ａの相関長Ｋは、規格で規定されている各有効シンボル期間長に一致するものとする。例えば、ＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｂ３１「地上波デジタルテレビジョン放送の伝送方式」では、前述の表２のように規定されている。上記ＩＱ生成部１０９（図１）からのベースバンド信号(ＩＱ信号)、をこの各複素相関演算器１０３ａに入力する。

図４（ａ）は、有効シンボル期間長（ＭＯＤＥ）判定したいベースバンド信号を示している。このベースバンド信号の有効シンボル期間長をｔｓ１とする。有効シンボル期間長ｔｓ１と相関長とが異なる場合はｔｓ１≠Ｋとなり、ｔｓ１と異なる、例えば長い相関長（図４（ｂ）の符号４８）が設定された複素相関演算器に対してこのベースバンド信号を入力した場合は、式（１０）が成立する領域はベースバンド信号には存在しない。さらに、逆フーリエ変換部（ＩＦＦＴ）によってサブキャリアが多重化されたＯＦＤＭ信号は、十分にランダムであるため、上記（基本原理：相関）（Ｂ）に相当し、相関強度は常に０となる（図４（ｂ）の太線部分参照）。

有効シンボル期間長と相関長とが互いに等しい場合にはｔｓ１＝Ｋとなり、一方、ｔｓ１と同じ長さの相関長（図４（ｃ）の符号４９）の複素相関演算器にベースバンド信号を入力した場合には、ＧＩ期間と有効シンボル期間上の対応する期間が条件式（１０）を満たす。したがって、上記（基本原理：相関）（Ａ）に相当し、相関強度は、図４（ｃ）に示す太線のように、０以外の部分を有する、０を示す線に対して凸の形状を備えたものとなる。

従って、信号形状検出部１０５（図１）が、０ではない相関強度を検出すれば、この出力信号のもとなる自己相関と相互相関とを出力した相関器１０３ａの相関長が、ＯＦＤＭベースバンド信号の有効シンボル期間長に相当することになる。つまり、有効シンボル期間長（ＭＯＤＥ）の判定ができたことになる。

ＯＦＤＭ信号には、有効シンボル期間長以外にＧＩ期間長というパラメータも存在する。すなわち、有効シンボル期間長（ＭＯＤＥ）が同じでもＧＩ期間長が異なる信号が存在する。

そこで、ＧＩ期間長の長短の影響について説明する。ＧＩ期間長が異なっても有効シンボル期間長と複素相関演算器との相関長が一致していれば、上記（基本原理：相関）（Ａ）に相当するので、相関強度は０ではない。つまり、ＧＩ期間長（ＧＩ比）の影響を受けることなく、本実施の形態によるＯＦＤＭ受信装置によって有効シンボル期間長（ＭＯＤＥ）が判定できる。

次に、本発明の第２の実施の形態によるＯＦＤＭ受信装置について説明を行う。本実施の形態においては、移動平均窓（図５では符号７１ａ〜ｆ、符号７２ａ〜ｄ、符号７３ａ〜ｃに相当する。）を、規格で定められたＧＩ期間長の中で最小のものと一致するように複素相関演算器１０３ａが構成されている。この複素相関演算器１０３ａにＧＩ期間長（ＧＩ比）の異なるＯＦＤＭベースバンド信号を入力する場合を考える。

図５（ａ）では移動平均窓が位置７１ｃから７１ｅである時、図５（ｂ）では移動平均窓が位置７２ｂから７２ｃである時、図５（ｃ）では移動平均窓が位置７３ｂである時に、この移動平均窓内の点全てが相関を持つ。つまり、何れのＧＩ期間長（ＧＩ比）でも相関強度演算部１１０の出力信号である相関強度のピーク値はベースバンド信号の振幅の４乗の平均（ｒ^４）となる。このように、相関強度のピーク値がベースバンド信号の振幅の４乗の平均であれば、相関長に相当する有効シンボル期間長（ＭＯＤＥ）を判定したことになる。複素相関演算器の相関長（移動平均窓の長さに相当）を、規格で定められたＧＩ期間長（ＧＩ比）の中で最小のものと一致させることにより、ＧＩ期間長の長短の影響をうけることなく容易に有効シンボル期間長（ＭＯＤＥ）判定が可能となる。

次に、本発明の第３の実施の形態によるＯＦＤＭ復調装置について説明を行う。実際に使用する環境では、空気中の電磁波の状態や受信ＲＦ波を中間周波数帯域まで周波数ダウンコンバージョンするアナログデバイスの特性等により、ＯＦＤＭベースバンド信号には、雑音やマルチパスによるフェージング等の擾乱が含まれるのが一般的である。しかしながら、白色雑音は、相関信号とは異なり相関を持たないので、相関強度演算部１１０の出力である相関強度は、０を中心に白色雑音を反映して揺らぐことになる。

そこで、本実施の形態においては、信号形状検出部１０５に、例えばベースバンド信号の振幅の４乗、もしくは、その平均値の１／２や３／４などを閾値として設定し、複素相関演算器の出力信号が上記閾値よりも大きいか否かをＭＯＤＥ判定条件とするＭＯＤＥ判定機能を付加することを特徴とする。平均値を基準とすると、白色雑音の影響をほぼ除去することができる。これにより、電磁波擾乱に対する耐性を上げ、誤判定を無くすことが可能となる。

次に、本発明の第４の実施の形態によるＯＦＤＭ復調装置について説明を行う。上記第１の実施の形態では、図１に示すように、複素相関演算部１０３を複数の複素相関演算器１０３ａにより構成した。本実施の形態においては、相関長が可変である複素相関演算器１０３ａを用いることを特徴とする。これにより、１つの複素相関演算器で第１の実施の形態による複素相関演算部１０３と同じ機能が実現可能となる。

図６は、本実施の形態による処理の流れを示すフローチャート図である。まず、図１に示す信号形状検出部１０５は、複素相関演算器１０３ａの相関長を、ある有効シンボル期間長（ＭＯＤＥ）と一致するように設定し（図６のステップＳ１）、続いて、ＯＦＤＭベースバンド信号における自己相関と相互相関の移動平均を計算し、自己相関と相互相関とから相関強度を計算する（ステップＳ２）。次に、有意な移動平均演算部１０４の出力信号から計算した相関強度のピーク値が受信ベースバンド信号の４乗と同じであるか否かを判定し（ステップＳ３）、同じであれば、このときの相関長が受信ベースバンド信号の有効シンボル長であり、有効シンボル期間長（ＭＯＤＥ）判定は完了する（ステップＳ５）。

逆に、ステップＳ３において、有意な移動平均演算部１０４の出力信号から計算した相関強度が無い場合、つまり否の場合には、信号形状検出部１０５は、複素相関演算器１０３ａの相関長を異なる有効シンボル期間長に変更して、同じフローを行う。これを繰り返すことによって、一つの相関長が可変に設定できる複素相関演算器１０３ａで、受信ベースバンド信号のＭＯＤＥ（有効シンボル期間長）の判定が可能となる。具体的な回路の構成例としては、図７に示すＦＩＦＯ３０１の遅延量を可変に設定できるようにすれば、相関長も可変にできる。

次に、本実施の形態によるここで、ＧＩ期間長（ＧＩ比）の判定方法について説明する。本実施の形態によるＯＦＤＭ復調装置は、ＧＩ比が２通り又は３通りしか規定されていない場合にのみ適用可能である。例えばＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｂ３１「地上波デジタルテレビジョン放送の伝送方式」では前述の表２に示すように４通りのＧＩ比が定義されているが、そのうちの３通り又は２通のみを使用することを運用規定とする放送サービスがあり、そのようなサービスに有効である。

ＧＩ期間長（ＧＩ比）を判定するために、移動平均器１０４ａ（図３（ｂ））を２個又は３個用意する。上記の各実施の形態１から４までに記載のＭＯＤＥ判定回路で判定した有効シンボル期間長（ＭＯＤＥ）を、複素相関演算部１０３の相関長として設定する。複素相関演算部の移動平均窓は、２通りの時は２通りのどちらか一方のＧＩ期間長と、３通りの場合には真中の大きさのＧＩ期間長と、一致するように設定する。

相関強度が、ＯＦＤＭベースバンド信号におけるＧＩ期間長ｔｇと複素相関演算器の相関長Ｌの大小関係によってどの様に変化するかについて図８を参照して説明する。図８（ａ）に示すように、ＧＩ期間長が移動平均窓より長い場合（ｔｇ＞Ｌ）、移動平均窓が位置７４ａ（ＧＩ期間の始まりの直前の位置）よりも左側にある場合には、相関が無いため、上記（基本原理：相関）（Ａ）より相関強度は０となる。移動平均窓が位置７４ａから位置７４ｂ（ＧＩ期間の始まりの直後の位置）に移動すると、上記（基本原理：相関）（Ｂ）より相関強度は移動平均窓とＧＩ期間長との重なる領域に比例して増加する。

さらに、移動平均窓が位置７４ｃ（移動平均窓がＧＩ期間長の中に包含される場合）には、移動平均窓全体がＧＩ期間長と重なるため、相関強度はピーク値ｒ⁴を示す。移動平均窓が位置７４ｃから位置７４ｄ（移動平均窓がＧＩ期間長の中から一部でも外れる位置）に移動すると重なる領域の減少に比例して相関強度は減少し、位置７４ｄよりも右側では相関がなくなるので０となる。従って、相関強度は、シンボル期間長（ｔｓ＋ｔｇ）周期で、ピーク値がｒ⁴、形状が台形の信号となる。

図８（ｂ）に示すようにＧＩ期間長と移動平均窓とが等しい場合（ｔｇ＝Ｌ）、移動平均窓が位置７５ａ（ＧＩ期間の始まりの直前の位置）よりも左側にある時には、相関が無いので上記（基本原理：相関）（Ａ）より相関強度は０となる。移動平均窓が位置７５ａから位置７５ｂ（ＧＩ期間の始まりの直後の位置）までに移動すると、上記（基本原理：相関）（Ｂ）より相関強度は移動平均窓とＧＩ期間長との重なる領域に比例して増加する。移動平均窓が位置７５ｂにある時のみ、移動平均窓全体がＧＩ期間長と重なるため、相関強度はピーク値ｒ⁴を示す。

図８（ｃ）に示すように、さらに、移動平均窓が位置７５ｂから位置７５ｃ（移動平均窓がＧＩ期間長の中から一部でも外れる位置）に移動すると、重なる領域に比例して相関強度は減少し、位置７５ｃよりも右側では相関がなくなるので０となる。したがって、相関強度は、シンボル期間長（ｔｓ＋ｔｇ）周期で、ピーク値がｒ⁴、形状が三角形の信号となる。

ＧＩ期間長が移動平均窓より短い場合（ｔｇ＜Ｌ）、移動平均窓が位置７６ａ（ＧＩ期間の始まりの直前の位置）よりも左側にある時には、相関が無いので上記（基本原理：相関）（Ａ）より相関強度は０となる。移動平均窓が位置７６ａから位置７６ｂ（ＧＩ期間の始まりの直後の位置）に移動すると、上記（基本原理：相関）（Ｂ）より相関強度は移動平均窓とＧＩ期間長の重なる領域に比例して増加する。

移動平均窓が位置７６ｂから位置７６ｃの間にある時は、該移動平均窓の半分のみがＧＩ期間長と常に重複するので、相関強度の強度を求める式（２１）においてL2/L＝1/2の場合に相当するので、該相関強度のピーク値はｒ⁴／4となる。さらに該移動平均窓が位置７６ｃから位置７６ｄに移動すると、重なる領域に比例して該相関強度は減少し、さらに位置７６ｄよりも右側では相関がなくなるので０となる。したがって、該相関強度は、シンボル期間長（ｔｓ＋ｔｇ）周期で、ピーク値がｒ⁴／２、形状が台形の信号となる。

信号形状検出部１０５は、有効シンボル期間長（ＭＯＤＥ）判定された信号をシンボル同期検出部１０８に入力した時の移動平均演算部１０４の出力信号から、図９に示す処理フローを行うことによって、ＧＩ期間長（ＧＩ比）判定が可能となる。この点について図９を参照しつつ説明する。

処理を開始した場合（ＳＴＡＲＴ）は、ＯＦＤＭベースバンド信号の相関強度を計算し（図９のステップＳ１１）、そのピーク値がベースバンド信号の振幅の４乗の平均であるｒ⁴の１／４（第二閾値）であるか否かを判定し（図９のステップＳ１２）、半分であれば受信ＯＦＤＭ信号のＧＩ期間長は該移動平均窓よりも短いことがわかる（図９のステップＳ１３）。

もし、相関強度のピーク値がベースバンド信号の振幅の４乗ｒ⁴と同じ場合には（図９のステップＳ１２のＮＯに相当する）、相関強度演算部１１０の出力信号の形状を調べる（図９のステップＳ１４）。もし、この形状が三角形の時には、受信ＯＦＤＭ信号のＧＩ期間長は該移動平均窓と同一であり（図９のステップＳ１５）、そうでなければ移動平均窓よりも長いことになる（図９のステップＳ１６）。規格で定められたＧＩ期間長（ＧＩ比）が例えば３通りと予め設定されている場合には、上記の方法によって、上記の各ＧＩ期間長（ＧＩ比）をそれぞれ判定することが可能となる。

次に、本発明の第６の実施の形態によるＯＦＤＭ受信装置について図面を参照しつつ説明を行う。上記第５の実施の形態において、ＧＩ期間長ｔｇと移動平均窓Ｌが、ｔｇ＝Ｌもしくはｔｇ＞Ｌであるかを区別する条件は、移動平均演算部１１０の出力信号である相関強度の形状が三角形であるか台形であるかである。しかし、雑音やマルチパスによるフェージングやドップラー効果などの周波数シフトなど実際の使用環境における擾乱によって、台形の上辺が斜めになったり、ノイズが乗ったりすることがある。

そこで、信号形状検出部１０５は、形状ではなく、ある閾値、ｒ⁴より小さい値、例えばｒ⁴×３／４を設定し、この閾値よりも出力信号が大きくなる期間ｔ２を計測する。ｔ２が、ｔ２＞Ｌであれば図８（ａ）に相当し、ｔ２＜Ｌであれば図８（ｃ）に相当する。このようにｔ２とＬとを比較することにより、信号形状検出部１０５はＧＩ期間長（ＧＩ比）を判定することが可能となる。相関強度演算部１１０の出力信号である相関強度が、閾値以上である期間ｔ２を計測すれば良いため、実使用環境の擾乱に対する耐性も格段に向上するという利点がある。

次に、本発明の第７の実施の形態によるＯＦＤＭ受信装置について図面を参照しつつ説明を行う。本実施の形態によるＯＦＤＭ受信装置は、規格で定められたＧＩ期間長（ＧＩ比）の数に制限が無い点を特徴とする。ここで、Ｐ個のＧＩ期間長（ＧＩ比）が規格として存在し、各ＧＩ期間長は、下式（２１）に示すように、
ｔｇ１＞ｔｇ２＞ｔｇ３＞・・・＞ｔｇＰ …（２１）
であると仮定する。

ＧＩ期間長（ＧＩ比）を判定するために、図３（ｂ）に示すように、移動平均演算部１０４をＰ個の移動平均器１０４ａにより構成する。複素相関演算部１０３の相関長は、本発明の第１〜第４の実施の形態によるＯＦＤＭ受信装置において判定した有効シンボル期間長とする。各移動平均器１０４ａの移動平均窓の大きさは、ｔｇ１、ｔｇ２、ｔｇ３、・・・、ｔｇＰのＰ通りとする。

上記第６の実施の形態において説明したＧＩ期間長ｔｇと複素相関演算器の移動平均窓Ｌとの大小関係と相関強度演算部１１０の出力信号である相関強度のピーク値の関係をまとめると以下の表３のようになる。

表３において、Ｐ個の移動平均器１０４ａの出力信号である自己相関と相互相関とから計算した相関強度のうちＭ個のピーク値がｒ⁴であったとする。すると、表３より、受信ベースバンド信号のＧＩ期間長ｔｇがＬ以上の時に出力信号のピーク値がｒ⁴となるので、式（２１）の関係より、相関長がＬ＝ｔｇ１、ｔｇ２、ｔｇ３、・・・、ｔｇＭである自己相関演算器のピーク値がｒ⁴となり、残り相関器のピーク値がｒ⁴／４となる。ここで、表３を参照すると、ピーク値がｒ⁴となる移動平均窓Ｌの最小のものが受信ベースバンド信号のＧＩ期間長ｔｇと一致するので、ｔｇ＝ｔｇＭとＧＩ期間長（ＧＩ）比とを判断することができる。

以上に説明したように、本実施の形態によるＯＦＤＭ受信装置によれば、信号形状検出部１０５がＰ個のうちＭ個の相関強度のピーク値がｒ⁴であることを検出すると、規定されているＰ個のＧＩ期間長（ＧＩ比）のうちＭ番目に大きな値を、受信ベースバンド信号のＧＩ期間長（ＧＩ比）として判定することでＧＩ期間長を求めることができる。

次に、本発明の第８の実施の形態によるＯＦＤＭ受信装置について図面を参照しつつ説明を行う。上記第７の実施の形態によるＯＦＤＭ受信装置において、移動平均器１０４ａの移動平均窓が可変に設定できれば、１個の移動平均器のみでＧＩ判定が可能となる。上記第１から第４までのいずれかに記載の方法で、ＭＯＤＥ判定を行った後に、複素相関演算器に信号を入力する。複素相関演算器の相関長Ｌをｔｇ１、ｔｇ２、ｔｇ３、・・・、ｔｇＰのＰ通りに換えて、相関強度演算部１１０の出力信号である相関強度のピーク値がｒ⁴となる数を調べれば、前記各実施の形態によるＯＦＤＭ受信装置と同様にＧＩ期間長（ＧＩ比）を判定することが可能となる。移動平均の窓を可変にする方法の一例としては、図１０に示す回路を、ＦＩＦＯ４０１の遅延段数Ｗと除算器４０４とのＷを可変となるように構成すればよい。以上、本実施の形態によるＯＦＤＭ受信装置によれば、簡素な回路構成にすることができる。

次に、本発明の第９の実施の形態によるＯＦＤＭ受信装置について説明する。上記第７又は第８の実施の形態による条件判断において、信号形状検出部１０５において、ｒ⁴／４とｒ⁴との間の値、例えばｒ⁴×３／４を閾値（第三閾値）として設定し、相関強度演算部１１０の出力信号である相関強度が第三閾値を超えるか否かを調べて、ＧＩ期間長（ＧＩ比）を判定する。

本実施の形態によるＯＦＤＭ受信装置によれば、雑音やマルチパスによるフェージングやドップラー効果などの周波数シフトなど実際の使用環境における擾乱に対する耐性を一層向上させることができる。

次に、本発明の第１０の実施の形態によるＯＦＤＭ受信装置について説明する。上記第１から第９までの各実施の形態によるＯＦＤＭ受信装置において判定した有効シンボル期間長（ＭＯＤＥ）とＧＩ期間長（ＧＩ比）とを元に、シンボル同期を行うことを特徴とする。複素相関演算部１０３は、相関長を判定した有効シンボル期間長（ＭＯＤＥ）に設定し自己相関と相互相関とを計算し、移動平均演算部１０４に出力する。移動平均演算部１０４は、移動平均窓を検出したＧＩ期間長（ＧＩ比）に設定し、自己相関と相互相関の各移動平均を計算し相関強度演算部１１０に出力する。相関強度演算部１１０は、自己相関と相互相関とのそれぞれの移動平均から相関強度を計算しピーク位置検出部１０６に出力する。ピーク位置検出部１０６は、ピーク位置の検出機能と、タイマの機能と、を有する。ピーク位置検出部１０６は、１度目のピークを検出すると、その時刻ｔｐ１を記憶し、タイマによって時刻ｔｐ２＝ｔｐ１＋ｔｓ＋ｔｇ（第１のピーク位置にシンボル期間長を加算したもの）にピークが存在するか否かを調べる。

もし、ピークであれば、その位置がシンボルの先頭（ＧＩの先頭）となる。したがって、タイミング発生部１０７は、その後、ｔｓ＋ｔｇ周期のカウンタを回せば、シンボルの先頭であるシンボル同期信号をシンボル期間長周期で出力することができ、シンボル同期が可能となる。尚、シンボル同期信号を出すタイミングは、ｔｓ＋ｔｇ周期であれば、どのタイミングで出しても良い。ＦＦＴや伝送路補償部の仕様に基づいて設定すべきパラメータである。

また、ピーク検出のタイミングにおいてピークとなっていなければ、再度一度目のピーク検出から同様の処理を行う。

上記第１から第９までの各実施の形態において判定した有効シンボル期間長（ＭＯＤＥ）とＧＩ期間長（ＧＩ比）とからシンボル期間長が分かるため、これをもとにシンボル同期のタイミングを検出すれば、相関強度のピークとピークとの間の雑音やマルチパスによるフェージングやドップラー効果などの周波数シフトなど実際の使用環境における擾乱によって生じた局所的なピークによる影響を受けることなくシンボル同期が正確にできる。

次に、本発明の第１１の実施の形態によるＯＦＤＭ受信装置について説明する。上記上記第１０の実施の形態によるＯＦＤＭ受信装置において、相関強度の１度目のピーク検出時に時刻ｔｐ１と信号強度ｒｐ１とを記憶し、時刻ｔｐ２＝ｔｐ１＋ｔｓ＋ｔｇにおける信号強度がｒｐ１×３／４で定義される第四閾値よりも大きいことを確認した場合にタイミング発生部１０７がｔｓ＋ｔｇ周期のカウンタを回せば、シンボル同期信号をシンボル期間長周期で出力することができ、シンボル同期が可能となる。これにより、フェージングや雑音などの電磁波環境における擾乱やＯＦＤＭ復調装置の前段に接続されるアナログデバイスの特性等があった場合でも、シンボル同期がしやすいという特徴がある。

なお、第四閾値において示した３／４の値は一例であり、フェージングや雑音などの電磁波環境における擾乱やＯＦＤＭ復調装置の前段に接続されるアナログデバイスの特性等を考慮して適宜変更して設定することができるものである。

次に、本発明の第１２の実施の形態によるＯＦＤＭ受信装置について説明する。相関強度は基本的にはシンボルの先頭でピークを持つが、フェージングや雑音などの電磁波環境における擾乱やＯＦＤＭ復調装置の前段に接続されるアナログデバイスの特性等を考慮すると、その周囲にノイズによって局所的なピークが不規則に存在することになる。そこで、そのような雑音に対して耐性のあるピーク検出方法について以下に説明する。

前記第１０又は第１１の実施の形態において、１度目のピーク検出において、図１１に示すように、例えば、相関強度演算部１１０の出力信号である相関強度の過去８点のデータを保存しておき、前半４点の移動平均ａｖ１と後半４点の移動平均ａｖ２を計算する回路を設けることにより、相関強度の移動平均を算出できる。すなわち、ａｖ２＞ａｖ１の場合には時間とともに出力が増加しており、ａｖ２＜ａｖ１の時には時間とともに出力が減少していることになる。したがって、この変化点を調べることで、ピーク値を検出することが可能である。さらに、ピーク検出時にピーク値ａｖｍを記憶し、ピーク値ａｖｍよりも大きな移動平均ａｖ１が検出された場合には、もはやａｖｍがピーク値であるとはいえないので、再度、ａｖ１、ａｖ２を比較してピーク検出を行う（リセット）。上記処理を、入力信号が０からある閾値以下となるまで続けることにより、ピークのタイミングを検出する。

以上の方法によれば、ピーク値近傍の電磁波環境の擾乱による局所的なピークの影響を受けることなく、正確にピーク位置のタイミングを検出することが可能となる。

次に、本発明の第１３の実施の形態によるＯＦＤＭ受信装置について、説明を行う。システム全体の制約からＯＦＤＭ復調装置の回路動作クロック周波数が規格と異なる場合に、直交検波部等でサンプリング周波数のレート変換を行うことにより、規格に定められたサンプリング周波数の信号を取り出す。このレート変換での演算精度によっては、サンプリング周波数誤差つまり位相誤差が挿入されてしまう場合がある。また、システム全体の問題やコストの観点から周波数誤差が５０ｐｐｍ以上のクロックを用いる場合には、サンプリング周波数誤差に起因する位相誤差が生じる。

しかし、上記いずれの場合も実施例１から１３で説明したシンボル同期回路を用いれば、問題なくシンボルタイミングの抽出が可能となる。したがって、ベースバンド処理回路や動作クロックに対する制約が大幅に低減し、コストダウンやシステム全体での最適化が可能となる。

尚、以上で説明した各実施の形態においては、日本における地上波デジタル放送の規格であるＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｂ３１「地上波デジタルテレビジョン放送の伝送方式」の規格に基づくＯＦＤＭ復調装置について説明したが、この規格に限定されるものではなく、それに限定されるものではなく、ＯＦＤＭ変調されてガードインターバル期間が存在する方式であれば、いかなる放送方式に対しても本発明は適用可能であることは言うまでもない。

以上のように、本実施の形態によるＯＦＤＭ復調装置は、有効シンボルとガードインターバルとを有するＯＦＤＭベースバンド信号から有効シンボルを取り出すためのシンボル同期信号を発生するシンボル同期検出部を具備し、シンボル同期検出部は、ＯＦＤＭベースバンド信号を有効シンボル時間だけ遅延して、その遅延前後の信号の自己相関と相互相関を計算する複素相関演算部と、複素相関演算部の出力から相関強度を計算する相関強度演算部と、相関強度演算部の出力信号からの信号形状検出部とを備え、複素相関演算部と相関強度演算部と信号形状検出部とで有効シンボル期間長とガードインターバル期間長とを検出し、検出した有効シンボル期間長とガードインターバル期間長とを元にシンボル同期信号を発生する構成である。従って、ドップラー効果、中間周波数の変動、動作クロック周波数の誤差等の周波数誤差起因する位相誤差の影響を受けないで、有効シンボル期間長（ＭＯＤＥ）や、ガードインターバル期間長（ＧＩ比）の判定、シンボル同期が可能となる。

また、相関強度で有効シンボル期間長（ＭＯＤＥ）とガードインターバル期間長（ＧＩ比）の判定を行い、時間軸上でシンボル同期のタイミングを検出することで、自己相関でシンボル同期のタイミングを検出する方法よりも、電磁波環境の擾乱の影響を受けることなく、より安定したシンボル同期が可能となる。その結果、周波数誤差が生じる環境でも、有効シンボル期間長（ＭＯＤＥ）とガードインターバル期間長（ＧＩ比）の判定とシンボル同期とが、フィルタの様な複数の複素乗算器を必要とする大規模な従来の回路に比べて、小規模の回路で構成することが可能となる。

また、開発しているシステムが携帯電話システムや無線通信システムのベースバンド処理等を含む為にOFDM放送の規格で定められたクロック周波数とは異なる回路動作クロックを採用する場合や、コストの観点から周波数精度の低い安価なクロックを用いる場合など、いずれの場合でも安定したシンボル同期が可能となる。上記構成は、低消費電力回路でシンボル同期が可能となることによって、低消費電力化が重要課題である携帯電話や携帯端末等のモバイル機器に搭載するＯＦＤＭ受信装置において、ＯＦＤＭベースバンド信号の相関強度による同期によって、安定かつ低消費電力で復調することが可能となるという効果を奏する。

本発明の実施の形態によるＯＦＤＭ復調装置の要部の機能ブロック図である。 図１に示すＯＦＤＭ復調装置におけるＯＦＤＭ変調方式の、有効シンボル期間、ガードインターバル期間、および、それらを含む伝送シンボルの定義を示すブロック図である。 ＯＦＤＭ復調装置における複素相関演算部および移動平均演算部のブロック図であり、（ａ）は複素相関演算部の詳細を示す図であり、（ｂ）は移動平均演算部の詳細を示す図である。 ＯＦＤＭ変調方式における、有効シンボル期間長判定の基本的概念を示すタイミングチャートであり、（ａ）は伝送シンボルを示す図であり、（ｂ）は、相関長が有効シンボル期間長より長い場合の相関強度を示す図であり、（ｃ）は相関長が有効シンボル期間長とほぼ同じ場合の相関強度を示す図である。 有効シンボル期間長の判定に対するＧＩ期間長の長短の影響を示すタイミングチャートであって、（ａ）はＧＩ期間長が移動平均窓の４倍程度の場合を示す図であり、（ｂ）はＧＩ期間長が移動平均窓の２倍程度の場合を示す図であり、（ｃ）はＧＩ期間長が移動平均窓と同程度の場合を示す図である。 上記ＯＦＤＭ復調装置における有効シンボル期間長の判定方法の流れを示すフローチャート図である。 複素相関演算部に用いられる複素相関演算器の構成例を示すブロック図である。 ＯＦＤＭ復調装置における、ＧＩ期間長を判定する方法を示す概念図であり、（ａ）はＧＩ期間長が移動平均窓より長い場合を示す図であり、（ｂ）はＧＩ期間長が移動平均窓と同程度の場合を示す図であり、（ｃ）はＧＩ期間長が移動平均窓より短い場合を示す図である。 ＧＩ期間長を判定する方法の流れを示すフローチャート図である。 移動平均演算部に用いる移動平均器の構成例を示すブロック図である。 ＯＦＤＭ復調装置における、有効シンボルの位置を示すためのピーク判定方法の一例を示すグラフである。 100[km/h]で移動するときのキャリア周波数とドップラーシフトの関係。 キャリア周波数が０．５ＭＨｚである場合の動作クロックの周波数精度と自己相関のピーク強度の関係を示す図である。 有効シンボル期間長当たりの位相誤差がδθ＝０であるOFDM受信信号の自己相関、相互相関、相関強度の数値計算の結果を示す図である。 有効シンボル期間長当たりの位相誤差がδθ=0.3πであるOFDM受信信号の自己相関、相互相関、相関強度の数値計算の結果を示す図である。 有効シンボル期間長当たりの位相誤差がδθ=0.5πであるOFDM受信信号の自己相関、相互相関、相関強度の数値計算の結果を示す図である。 一般的なＯＦＤＭ変調器のブロック図である。 一般的なＯＦＤＭ復調器のブロック図である。 特許文献２に記載のシンボル同期回路のブロック図である。

符号の説明

１ 有効シンボル期間
２ ガードインターバル期間
３ シンボル期間
１１ Ｓ／Ｐ変換部
１２ ＩＦＦＴ部
１３ ガードインターバル付加部
１４ａ，１４ｂ Ｄ／Ａ変換部
１５ 周波数変換部
１６ 基本タイミング発生部
２１ 周波数変換部
２２ａ，２２ｂ Ａ／Ｄ変換器
２３ ガードインターバル除去部
２４ ＦＦＴ部
２５ Ｐ／Ｓ変換部
２６ シンボルタイミング同期検出部
４１ 有効シンボル期間
４２ ガードインターバル期間
４３ 相関を計算する２点（43aと43b）のペアを示す（相関長に相当する）
４４ 移動平均窓
４８、４９ 相関長
44a〜44f、71a〜71f、72a〜72d、73a〜73ｃ、74a〜74e、75a〜75c、76a〜76d 移動平均窓の位置
１０１ ガードインターバル除去部
１０２ ＦＦＴ部
１０３ 相関演算部
１０３a 相関演算器
１０４ 移動平均演算部
１０４ａ 移動平均器
１０５ 信号形状検出部
１０６ ピーク位置検出部
１０７ タイミング発生部
１０８ シンボル同期検出部
１０９ ＩＱ生成部
１１０ 相関強度演算部
２０１ 入力端子
２０２ 遅延器
２０３ 自己相関器
２０４ レベル比較器
２０５ カウンタ
２０６ 時間比較器
２０７ カウンタ
２０８ 時間比較器
２０９ ＲＯＭ
２１０ 相互相関器
２１１ ゲート
２１２ ピーク検出器
３０１ 相関長の期間の遅延が生じるＦＩＦＯ
３０２ 乗算器
３０３ 加算器
３０４ 複素乗算器
３０５ 図９の複素相関器の中の自己相関器の部分
４０１ 移動平均窓の期間の遅延が生じるＦＩＦＯ
４０２ 加算器
４０３ レジスタ
４０４ 除算器

Claims (22)

1. ＯＦＤＭ受信信号からディジタルのＯＦＤＭベースバンド信号を取り出す直交検波部と、
   伝送シンボルから有効シンボルを取り出すための同期信号を発生するシンボル同期検出部であって、前記ＯＦＤＭベースバンド信号を遅延させ、該遅延の前後における前記ＯＦＤＭベースバンド信号の自己相関と相互相関とを計算し、該自己相関と該相互相関とに基づいて位相誤差の影響を低減した相関強度を求め、該相関強度により前記伝送シンボルの先頭のタイミングを検出し、検出した該タイミングによりシンボル同期信号を発生するシンボル同期検出部と
   を有することを特徴とするＯＦＤＭ復調装置。
2. さらに、前記シンボル同期信号に基づいてＯＦＤＭベースバンド信号からガードインターバルを除去して有効シンボルを抽出するガードインターバル除去部を有することを特徴とする請求項１に記載のＯＦＤＭ復調装置。
3. 前記シンボル同期検出部は、前記自己相関と前記相互相関とに基づいて相関強度を求め、該相関強度に基づいて有効シンボル期間長とガードインターバル期間長とを検出し、検出した結果に基づいてシンボル同期信号を発生することを特徴とする請求項１又は２に記載のＯＦＤＭ復調装置。
4. 前記シンボル同期検出部は、前記ＯＦＤＭベースバンド信号を有効シンボル時間だけ遅延して、該遅延の前後の信号に関する自己相関と相互相関とを計算する複素相関演算部と、前記自己相関と前記相互相関とに基づいて前記相関強度を求める相関強度演算部と、該相関強度に基づいて信号形状を検出する信号形状検出部であって前記相関強度に基づいて有効シンボル期間長とガードインターバル期間長とを検出し、これらに基づいてシンボル同期信号を発生することを特徴とする請求項３に記載のＯＦＤＭ復調装置。
5. 前記複素相関演算部は異なる相関長を有する複数の複素相関演算器であって前記ＯＦＤＭベースバンド信号を入力し、それぞれの複素相関演算部の出力信号である自己相関と相互相関との移動平均を求める移動平均演算部と、
   前記自己相関の移動平均と前記相互相関との移動平均から相関強度を求める移動平均演算部と、
   該移動平均演算部の出力である相関強度を入力し、該相関強度が０とならない自己相関と相互相関とを出力した複素相関演算器を検出することにより有効シンボル期間長を検出する信号形状検出部と
   を有することを特徴とする請求項３又は４に記載のＯＦＤＭ復調装置。
6. 最短のガードインターバル期間長と同じ長さの移動平均窓を用いて移動平均を計算する移動平均演算部であって、前記複素相関演算部の出力信号を前記移動平均演算部に入力して前記自己相関と前記相互相関との移動平均を計算して相関強度を求める相関強度演算部と、
   前記相関強度のピーク値が前記受信ＯＦＤＭベースバンド信号の振幅の４乗と略一致する複素相関演算器を特定することにより前記有効シンボル期間長を検出する信号形状検出部と
   を有することを特徴とする請求項４又は５に記載のＯＦＤＭ復調装置。
7. 前記複素相関演算部は、相関長を可変に設定できる少なくとも１個の複素相関演算器を具備し、
   前記複素相関演算部は前記ＯＦＤＭベースバンド信号を入力し、相関長を変えながら自己相関と相互相関とを計算し、前記信号形状検出部が相関強度のピーク値が前記受信ＯＦＤＭベースバンド信号の振幅の４乗と略一致する相関長を検出することにより有効シンボル期間長を検出することを特徴する請求項４又は５に記載のＯＦＤＭ復調装置。
8. 前記信号形状検出部は、信号の大きさがある値を越える期間を検出するための第１の閾値を設定する閾値設定機能を具備し、前記相関強度と前記第１閾値とに基づいて有効シンボル期間長を検出することを特徴とする請求項５から７までのいずれか１項に記載のＯＦＤＭ復調装置。
9. 前記移動平均演算部が、特定のガードインターバル期間長と一致させる様に設けられた移動平均窓に基づいて、前記信号形状検出部が、前記相関強度のピーク値とピーク形状とから前記ガードインターバル期間長を検出することを特徴とする請求項６又は７に記載のＯＦＤＭ復調装置。
10. 前記信号形状検出部は、前記ベースバンド信号に関連する第２閾値を設定する機能を具備し、
    前記相関強度が前記第２閾値よりも大きい期間としてガードインターバル期間長を検出することを特徴とする請求項９に記載のＯＦＤＭ復調装置。
11. 前記移動平均演算部は複数の移動平均器を具備し、
    信号形状検出部は相関強度のピーク値がベースバンド信号の振幅の略４乗と一致する移動平均器の数を検出することによりガードインターバル期間長を検出することを特徴とする請求項５から７までのいずれか１項に記載のＯＦＤＭ復調装置。
12. 前記移動平均演算部は前記移動平均窓が可変である移動平均器を少なくとも１個具備し、
    前記移動平均器は移動平均窓の大きさを変えながら自己相関と相互相関との移動平均を計算し、
    信号形状検出部は相関強度のピーク値が前記ベースバンド信号の振幅の略４乗と一致する移動平均窓の数を検出することによりガードインターバル期間長を検出することを特徴とする請求項５から７までのいずれか１項に記載のＯＦＤＭ復調装置。
13. 信号形状検出部は検出用の第３閾値を設定する機能を具備し、相関強度のピーク値が前記第３閾値以上である移動平均窓の数を検出することによりガードインターバル期間長を検出することを特徴とする請求項１２記載のＯＦＤＭ復調装置。
14. さらに、相関強度のピーク位置を記憶するとともにタイマとを備え、相関強度の第１ピークの位置を検出及び記憶するとともに、し、前記ピーク位置において検出された前記有効シンボル期間長と前記ガードインターバル期間長とを加算した期間の後に相関強度がピークであるか否かを判定し、前記シンボル同期信号を出力するタイミングを検出することを特徴とする請求項１から１３までのいずれか１項に記載のＯＦＤＭ復調装置。
15. 前記ピーク位置検出部は、ピーク位置検出用の第４閾値を設定する機能を具備し、
    ピーク位置検出部は、相関強度の第１ピークのピーク位置を検出し、上記ピーク位置に検出した前記有効シンボル期間長と前記ガードインターバル期間長とを加算した期間後に相関強度が前記第４閾値よりも大きいことを確認することにより、シンボル同期信号を出すタイミングを検出することを特徴とする請求項１４に記載のＯＦＤＭ復調装置。
16. 前記ピーク位置検出部は、相関強度の２Ｎ点を記憶する機能と、前記２Ｎ点のうち前半Ｎ点の前半移動平均と後半Ｎ点の後半移動平均を計算する機能を具備し、
    ピーク位置検出部は後半移動平均が前半移動平均より大きい期間から前半移動平均が後半移動平均より大きい期間に変わるタイミングを検出することで、シンボル同期信号を出すタイミングを検出することを特徴とする請求項１４または１５に記載のＯＦＤＭ復調装置。
17. 請求項１から１６までのいずれか１項に記載のＯＦＤＭ復調装置において、
    前記直交検波部がサンプリングレートを変換する機能を具備することを特徴とするＯＦＤＭ復調装置。
18. 請求項１から１６までのいずれか１項に記載のＯＦＤＭ復調装置において、
    周波数精度が５０ｐｐｍ以上のクロックを用いて回路を動作させることを特徴とするＯＦＤＭ復調装置。
19. ＯＦＤＭ受信信号を直交検波してＯＦＤＭベースバンド信号を取り出し、有効シンボルと該有効シンボルの一部分と同一内容を複写してなるガードインターバルとを備えた伝送シンボルを含む前記ＯＦＤＭベースバンド信号からガードインターバルを除去して有効シンボルを抽出するＯＦＤＭ復調装置において、
    ＯＦＤＭ受信信号からディジタルのＯＦＤＭベースバンド信号を取り出す直交検波部を具備し、
    前記伝送シンボルから前記有効シンボルを取り出すためのシンボル同期信号を発生するシンボル同期検出部を具備し、
    前記シンボル同期検出部は、前記ＯＦＤＭベースバンド信号を遅延し、その遅延前後の信号の自己相関と相互相関を計算し、
    前記自己相関と前記相互相関から所定の演算処理により相関強度を計算し、
    前記相関強度によりシンボルの先頭位置を検出し、
    検出した前記タイミングに基づいてシンボル同期信号を発生するものであることを特徴とするＯＦＤＭ復調装置。
20. ＯＦＤＭ受信信号からＯＦＤＭベースバンド信号を取り出すステップと、
    伝送シンボルから有効シンボルを取り出すための同期信号を発生するステップであって、前記ＯＦＤＭベースバンド信号を遅延させ、該遅延の前後における前記ＯＦＤＭベースバンド信号の自己相関と相互相関とを計算し、該自己相関と該相互相関とに基づいて位相誤差の影響を低減した相関強度を求め、該相関強度により前記伝送シンボルの先頭のタイミングを検出し、検出した該タイミングによりシンボル同期信号を発生するステップを含むステップと
    を有することを特徴とするＯＦＤＭ復調方法。
21. さらに、前記シンボル同期信号に基づいてＯＦＤＭベースバンド信号からガードインターバルを除去して有効シンボルを抽出するステップを有することを特徴とする請求項２０に記載のＯＦＤＭ復調方法。
22. 請求項２０又は２１に記載のステップをコンピュータに実行させるためのプログラム。

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