JP5967853B2 - 受信装置および遅延プロファイル生成方法 - Google Patents

Description

本発明は、受信装置および遅延プロファイル生成方法に関するものである。

マラソン中継等に用いられるＦＰＵ（Field Pickup Unit）等では、移動中継車で撮影した映像に対してＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）等の変調処理を行い、電波として送出する。送出された電波は、ビルや山などの高所に設置された受信基地で受信され、復調処理を施された後、映像信号を再生する。

このような移動伝送では伝搬路の特性が時々刻々変動し、受信アンテナに到達する受信信号の振幅、位相は大きく変動する。また、時間的に最も早い時間に到達する直接波（先行波）のレベルよりも遅延時間を伴った反射波のレベルの方が大きくなる場合も存在する。さらには、ＯＦＤＭのガードインターバル期間を超える遅延時間の反射波が到達することもある。
この様に、移動伝送の伝搬路環境は厳しい条件であり、そのような環境下であっても受信装置では安定した同期処理が必要となる。

図３（ａ）は２波のマルチパス環境で反射波レベルの方が大きい場合の遅延プロファイルを示している。受信部では、受信信号に有効シンボル長の時間窓を設け（以降ではこの時間窓をＦＦＴ窓と称する）、ＦＦＴ窓内の信号に対してＯＦＤＭ復調を実施する。ＯＦＤＭ方式では正しいタイミングにＦＦＴ窓を設けていれば、ガードインターバル期間内の反射波に対してはシンボル間干渉が生じることがない。

図３（ｂ）は先行波に同期したタイミングにＦＦＴ窓を設けており、図３（ｃ）は反射波に同期したタイミングにＦＦＴ窓を設けている場合を示している。図３（ｂ）に示すように、先行波にＦＦＴ窓を同期させた場合、ＦＦＴ窓内に隣接シンボルが混入することはなくシンボル間干渉も発生しない。一方、図３（ｃ）のように反射波に同期したタイミングにＦＦＴ窓を設けた場合には、斜線で示した隣接シンボルの成分によりシンボル間干渉が発生し、符号誤り率の低下に繋がってしまう。

このように、反射波の遅延時間がガードインターバル期間内に収まっている場合には先行波に同期したタイミングにＦＦＴ窓を設けた方が良く、ガードインターバルを有効に利用することができる。
また、ガードインターバルを超える反射波が存在する環境であっても、反射波のレベルが小さい場合であれば、先行波に同期したタイミングにＦＦＴ窓を設けた方がシンボル間干渉を最小限に抑えることができる。

なお、従来からＯＦＤＭ方式の受信装置において、特別なテスト信号を用いずに、通常の情報符号を受信しながら、ＯＦＤＭ信号が有するガードインターバルを越える期間の遅延プロファイルを観測できるようにする技術が開示されている（例えば、特許文献１参照。）。

また、テレビジョン放送番組素材伝送用可搬形ＯＦＤＭ方式デジタル無線伝送システムとして、日本国の社団法人電波産業会が策定したＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｂ３３（非特許文献１）が知られる。

特許第３７１９７０７号公報

テレビジョン放送番組素材伝送用可搬形ＯＦＤＭ方式デジタル無線伝送システム、ＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｂ３３、社団法人電波産業会、インターネット＜ＵＲＬ：http://www.arib.or.jp/english/html/overview/doc/6-STD-B33v1_1-E1.pdf＞

前述したように、ガードインターバル長を超える遅延時間の反射波が存在し、尚且つそのレベルが非常に大きい場合を除いては、一般的に先行波に同期したタイミングにＦＦＴ窓を設けた方がシンボル間干渉を最小にすることができる。そのため、反射波のレベルが大きく、先行波のレベルが小さい環境であっても、先行波の位置を安定的に算出することが必要となる。
レベルの小さい先行波を検出する遅延プロファイルの算出方式としては、パイロット時間信号と受信信号との相互相関を算出する方式やチャネル推定結果を時間領域に変換する方式等が挙げられる。

ＦＰＵで用いられているＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｂ３３において遅延検波ではなく直交検波を用いる場合、送信信号には周波数軸上の一定間隔（８キャリア毎）に２値位相変調（ＢＰＳＫ）されたパイロットキャリアが挿入される（図４）。このパイロット信号の変調は、周波数方向には所定の生成多項式でランダム化されているが、時間方向には一定である。つまりパイロット信号は受信側で既知の信号であるため、予めパイロットキャリア信号のみを時間領域に変換した１シンボル時間分の信号をＲＯＭ（Read Only Memory）テーブルなどにリファレンス信号として保持し、受信信号とこのリファレンス信号をスライディング相関することにより、この遅延プロファイルを得ることができる。

しかし、この方式で観測できる反射波の遅延時間は、パイロットキャリアの挿入間隔の逆数で示された時間に限定されてしまう。この時間を超えると、その反射波は折り返し成分（イメージ成分）として現れ、長遅延反射波が負時間の先行波として観測されてしまい、正しい先行波位置が分からなくなるという課題が存在する。

図５は上記方式を用いて算出した遅延プロファイルの結果を示している。０サンプル時間に先行波が存在し、５０、１００、２００サンプル時間に反射波が存在する条件としている。図中の遅延プロファイルの上に付した星印（☆）は本来観測されるべき遅延プロファイルを示している。しかし、ＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｂ３３のパイロットキャリア間隔は８サブキャリアであるため、有効シンボル長の１／８以上の遅延時間の反射波は、イメージ成分（星印以外の印）として折り返して観測されてしまう。このような遅延プロファイルでは、例えば図５の−２８サンプルの位置に存在する四角印の遅延プロファイルはイメージ成分であるか、あるいはレベルの小さな先行波であるかの判別をつけることが困難であり、正しい先行波を識別できなくなる。

本発明の一側面は、所定のサブキャリア間隔に挿入されるパイロットキャリアを時間領域に変換した信号と、該信号のシンボル後半のガードインターバル長の信号と、当該信号を有効シンボルの前方に巡回付加した信号がシンボル遷移点を中心に逆位相になるようにパイロットキャリアを配置した変調信号を受信する受信装置であって、予め算出しておいたシンボル遷移点のパイロットキャリアを時間領域に変換した信号と受信信号を相互相関演算する手段と、相互相関演算した結果をシンボル方向に平均化を行うことにより遅延プロファイル信号を生成する手段を、具備したことを特徴とする。

本発明の他の側面は、上述に記載の受信装置であって、前記遅延プロファイル信号に対して時間的に最も早く到達した先行波の位置を検出する手段と、受信信号に対して先行波位置に基づき有効シンボル期間長の時間窓を設け、時間窓内の信号に基づきＯＦＤＭ復調する手段を具備したことを特徴とする。

本発明の他の側面に係る遅延プロファイル信号生成方法は、所定のサブキャリア間隔に挿入されるパイロットキャリアを時間領域の信号に変換するステップと、前記信号のシンボル後半のガードインターバル長の信号と、当該信号を有効シンボルの前方に巡回付加した信号がシンボル遷移点を中心に逆位相になるようにパイロットキャリアを配置した変調信号を受信するステップと、予め算出しておいたシンボル遷移点のパイロットキャリアを時間領域に変換した信号と受信信号を相互相関演算するステップと、相互相関演算した結果をシンボル方向に平均化を行うことにより遅延プロファイル信号を生成するステップを有することを特徴とする。

本発明によれば、遅延プロファイルを算出するためのプリアンブル等を伝送しなくとも、パイロットキャリア信号を用いた相関演算を行うことにより、ガードインターバルを超える遅延波も観測することができる遅延プロファイルを生成することができる。
また、遅延プロファイルから算出した先行波タイミングに基づいてＦＦＴ窓を設けるだけで、長遅延パスによるシンボル間干渉が生じにくい受信装置を容易に実現できる。

本発明の一実施例であるＯＦＤＭ受信機のブロック図 本発明の実施例１である相関演算部を説明するためのブロック図 ＦＦＴ窓位置とシンボル間干渉の関係を説明するための図 ＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｂ３３のサブキャリア配置を説明するための図 従来技術による遅延プロファイルを説明するための図 パイロットキャリア位置＝４の時の相関処理を説明するための模式図 パイロットキャリア位置＝１２の時の相関処理を説明するための模式図 本発明の一実施例である最大ピーク値に基づくしきい値算出方法を説明するための図 本発明の一実施例である雑音レベルに基づくしきい値算出方法を説明するための図 遅延プロファイルに生じている***成分を説明する図 相関成分と***成分を説明するための図 本発明の実施例２に基づき算出した遅延プロファイルを説明するための図 本発明の実施例３である相関演算部を説明するためのブロック図

図１は、本発明の実施形態に係るＯＦＤＭ受信機のブロック図である。
図１において、受信アンテナ１１と、受信高周波部１２を経由してベースバンド信号に変換された受信信号はＡ／Ｄ変換器(Analogue to Digital converter)１でアナログ信号からデジタル信号に変換される。Ａ／Ｄ変換器１のサンプリングはＶＣＯ(Voltage Controlled Oscillator)４から供給されるクロックのタイミングで行われる。このＶＣＯ４のクロック周波数は同期制御部３により送信機のクロック周波数に同期するように制御されるが、その制御方法については後述する。

Ａ／Ｄ変換器１からのデジタル信号は相関演算部２とＦＦＴ(Fast Fourier Transform)演算部５に供給される。ＦＦＴ演算部５では同期制御部３からのタイミング信号Ｔ_ＷＩＮに基づいて受信信号に有効シンボル長のＦＦＴ窓を設け、ＦＦＴ窓内の信号に対して高速フーリエ変換を行うことで、周波数領域の信号に変換する。ここで、同期制御部３からのタイミング信号Ｔ_ＷＩＮは隣接シンボルとの干渉が生じないようなタイミングであることが望ましく、このタイミング制御方法に関しても後述する。

ＦＦＴ演算部５の出力信号はＯＦＤＭ復調部６に入力され、ＯＦＤＭ復調部６ではパイロットキャリアに基づいた等化処理などを行った後、復調処理することで情報符号を再生する。
前述したように、シンボル干渉が生じないようなタイミングにＦＦＴ窓を設けることはＯＦＤＭ伝送を行う上で非常に重要であり、本発明は遅延プロファイルを高精度に算出し、算出した遅延プロファイルに基づいてこのタイミング制御を行うことを特徴としている。

最初に、遅延プロファイルを算出する相関演算部２の動作原理について説明し、その後、相関演算部２の構成について説明する。
図６は、周波数位置＝４のパイロットキャリアに注目して相関処理を説明する模式図である。
図７は、周波数位置＝１２のパイロットキャリアに注目して相関処理を説明する模式図である。

パイロットキャリアは、周波数軸上でデータキャリア等の他のキャリアの間に一定間隔に挿入されており、ＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｂ３３で規格化されているパイロットキャリア（Continual Pilot）の周波数位置は式（１）で定められている。

ここで、サブキャリア位置は直流を０として、帯域全体では−４２８〜＋４２８の周波数位置にサブキャリアが配置されているものとする。式（１）のパイロットキャリア配置ではｋの範囲はｋ＝−５３〜＋５３である。最も直流に近いパイロットキャリアはｋ＝０，−１の時であり、その時の周波数位置は±４である。

図６では２つのＯＦＤＭシンボルを図示しており、破線矢印で示したタイミングがシンボルの遷移点である。各ＯＦＤＭシンボルは、１０２４サンプルの有効シンボルに１２８サンプルのガードインターバル（ＧＤ）が付加された信号をＯＦＤＭシンボルとしている。ＧＤは、有効シンボルの後端のＧＤ長に相当する部分からコピーされ、その有効シンボルの前に付加されたものである。一般にはＧＤ長は、予期される遅延分散に応じて、有効シンボル長の１／４、１／８、１／１６等から選ばれうる。

周波数位置が４のパイロットキャリアの時間信号は１有効シンボル期間当たり、４周期を有する。図６において、中心の斜線で囲んだ部分の信号に着目すると、その前半、後半でパイロットキャリア時間信号の位相がシンボル遷移点を中心に逆相関係となっている。この領域で囲まれた部分の信号をリファレンス信号（ref(t)）として、リファレンス信号（ref(t)）と受信信号（r(t)）のスライディング相互相関を演算すると、シンボル遷移点でタイミングが一致した時のみ有相関となり、それ以外のタイミングでは信号の前半、後半が逆相関係になっているため、相関値は打ち消し合って０となる。

同様に、パイロット位置が１２（式（１）においてｋ＝１）の場合の模式図を図７に示す。この場合であっても、シンボル遷移タイミングにおいてリファレンス信号の前半、後半が逆相関係であるため、タイミングが一致する場合のみ有相関となる。
更に、これ以上の高い周波数のパイロットに関しても同様の結果であり、これら複数のパイロットキャリアを合成し、広帯域化することで、相関結果は急峻なピークを有するようになる。

このように、他の部分とは相関のない特異な部分信号で相関演算を行うことで、シンボル遷移タイミングのみを検出することが可能であり、前述したようなガードインターバルを超える遅延時間の反射波が存在していても、折り返しによるイメージ成分が生じることがなく、ガードインターバル外の反射波も観測することが可能となる。

上記ではＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｂ３３のパイロット配置に関する説明を行ったが、このパイロットキャリア配置以外の一般性について説明する。パイロットキャリアは等間隔（ｄはパイロットキャリアのサブキャリア間隔）に配置されているものとし、式（１）に相当するパイロットキャリア配置を式（２）に示す。

最も直流に近いパイロット位置はｋ＝０，−１の場合に±αであり、上記逆相条件を満足するためのガードインターバル長Ｔ_ＧＩは式（３）である。

ここで、Ｔ_Ｓは有効シンボル長を示している。
式（３）の条件はパイロット時間信号の周期の半分がガードインターバルと一致することにより、上記逆相関係を確保することができるためである。

上記のＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｂ３３では式（３）において、α＝４であり、ガードインターバル長も有効シンボル長の１／８の期間であるため、式（３）の条件を満たしている。
以上説明したように、式（３）を満足するようなパイロットキャリア配置がなされているＯＦＤＭ信号であれば、シンボル遷移点前後のパイロット時間信号を予め算出してリファレンス信号（ref(t)）として用意しておき、リファレンス信号（ref(t)）と受信信号（r(t)）をスライディング相関演算することにより、ガードインターバル外の遅延プロファイルも観測することが可能となる。

図２は、本発明の実施例１である相関演算部を説明するためのブロック図である。
Ａ／Ｄ変換器１からの受信信号（r(t)）はシフトレジスタ２１に入力される。シフトレジスタ２１ではサンプル毎に入力データをシフトさせ、シフトレジスタ２１のシフト長はリファレンス信号（ref(t)）と同じ長さである。シフトレジスタ２１の出力信号は複素乗算器２２に入力される。複素乗算器２２のもう一方の入力端子にはパイロット時間信号生成部２３からのリファレンス信号（ref(t)）が接続される。パイロット時間信号生成部２３では、前述したようにシンボル遷移タイミング前後期間のパイロット時間信号を予め算出しておき、リファレンス信号（ref(t)）としてＲＯＭ（Read Only Memory）等の記憶素子にその信号を記憶させておく。

複素乗算部２２では受信信号（r(t)）とパイロット時間信号生成部２３からのリファレンス信号（ref(t)）を複素乗算する。ここで扱う信号は実部と虚部で構成される複素数であり、複素乗算部２２では入力信号のどちらか一方を複素共役に変換した後、それらを複素乗算する。
複素乗算器２２の出力信号は積分器２４に入力され、積分器２４では入力信号を全て加算演算することで相関演算が実施される。
積分器２４の出力信号である相関演算結果はパイロットキャリア信号の相関成分にデータキャリアの相関成分が重畳されている結果となっている。ＯＦＤＭ信号は図４に示したようにパイロットキャリア信号とデータキャリア信号から構成されているため、受信信号は式（４）で表わされる。

ここで、cp(t)はパイロットキャリアを時間領域に変換した信号であり、data(t)はデータキャリア信号を時間領域に変換した信号である。また、式（４）において、伝搬路の特性は１とし、雑音も混入されていないものとしている。

パイロット時間信号生成部２３からのリファレンス信号（ref(t)）はパイロット信号成分のみであるため、式（４）におけるパイロットキャリア成分（cp(t)）とは相関性を有するが、データキャリア成分（data(t)）とは無相関の関係である。そのため、データキャリアの相関成分は雑音として観測されることになる。

コヒーレント平均部２５ではこのデータキャリア成分を抑圧するため、積分器２４の相関結果をシンボル方向に平均化することで、データキャリア成分を低減させ、パイロットキャリア成分を抽出する。具体的にはコヒーレント平均部２５は、自身の過去の出力を１ＯＦＤＭシンボルの時間だけ保持し、現在の入力と最古の（つまり１ＯＦＤＭシンボルの時間前の）出力とを重み付き平均して、新たな出力とする。
コヒーレント平均部２５の平均回数に関しては、移動体の速度や周波数帯から決定されるドップラー周波数に基づいて設定する。移動伝送では先行波や反射波の振幅、位相は時々刻々変動するため、積分器２４の相関結果の振幅はレイリー分布やライス分布などの確率分布で変動することが知られている。また、位相も同様に変動し、その確率密度は一様に分布する。このように、移動伝送では遅延プロファイルの主波や反射波の位相の確率分布は一様であるため、コヒーレント平均部２５の平均回数を多くすると、平均処理により相殺されて相関レベルは小さくなってしまう。従って、コヒーレント平均部２５では、この位相変動が少ない期間での平均化を行うことが望ましい。

コヒーレント平均部２５で平均化された遅延プロファイル信号はレベル変換部２６に入力され、レベル変換部２６では複素信号を絶対値化（電力化）する。絶対値化された信号は小さなレベルの信号を強調するような対数変換や、平方根変換などの振幅値の変換を行う。
レベル変換部２６の出力はインコヒーレント平均部２７に入力され、再度Ｓ／Ｎ（Signal to Noise ratio）の向上を図る。コヒーレント平均部２５と異なり、平均化前に存在する雑音レベル自体を低減することはできないが、そのばらつきを抑えることができるため、更なるＳ／Ｎの向上が期待できる。

以上の処理により、相関演算部２ではガードインターバルを超える遅延時間の信号も観測可能な遅延プロファイルを算出することができる。
相関演算部２で算出された遅延プロファイル信号は同期制御部３に入力される。同期制御部３では、遅延プロファイル信号に対して雑音と信号を識別するためのしきい値を設け、しきい値を超えて尚且つ時間的に最も先行した信号を先行波として認識する。

図８は、本発明の一実施例である最大ピーク値に基づくしきい値算出方法を説明するための図である。
図９は、本発明の一実施例である雑音レベルに基づくしきい値算出方法を説明するための図である。
例えば、図８に示すように、設けるしきい値は、遅延プロファイル信号の中で最も大きなレベルをＭとすると、しきい値はβＭ（ただし、０＜β＜１）となるような値に設定する。
あるいは、図９に示すように遅延プロファイルの雑音レベルをＮとするとγＮ（γ＞１）とすることで、雑音レベルを上回る信号を有効な信号として認識する。

このように遅延プロファイルに対してしきい値判定を行うことで算出した先行波位置は、その位置が常に一定になるようにＶＣＯ４の周波数をＰＬＬ（Phase Lock Loop）制御することで、送信側のクロックに同期させ、尚且つシンボル遷移タイミングも高精度に同期することができる。

同期制御部３では、このようにしてシンボル遷移タイミングを算出し、シンボル遷移タイミング（先行波タイミング）に対して所定期間遅延したタイミングをＦＦＴ窓タイミングＴ_WINとしてＦＦＴ演算部５に供給する。この時設ける所定期間としてはガードインターバル長とすることが理想的であり、このタイミングでＦＦＴ窓を設けることでガードインターバルを有効に利用し、尚且つシンボル間干渉が生じることがなくなる。

以上説明した本発明の実施例１により、遅延プロファイルを高精度に算出し、遅延プロファイルから算出した先行波タイミングに基づいてＦＦＴ窓を設けることで、シンボル間干渉が生じることがない受信機とすることができる。

（実施例２） 次に、本発明の実施例２について説明する。
図１０は、遅延プロファイルに生じている***成分を説明する図である。
実施例１に記載したＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｂ３３のパラメータで相関演算を行った結果を図１０に示す。
伝搬路のモデルは４波のマルチパス環境で遅延時間をそれぞれ０、５０、１００、２００［サンプル］とし、それらの相対レベルを−１７、０、−１０、−１７[ｄＢ]としている。図１０から分かるように、遅延プロファイルのフロアが***しているため、レベルの小さい成分はこの***成分に埋没してしまい検出することができない。図１０の例では遅延時間が０サンプル、レベルが−１７ｄＢの先行波を検出することができない。

この***成分はパイロットキャリアのランダム性に依存し、固定パターンであるため、コヒーレント平均部２４で平均回数を多くしても軽減することはできない。
上記の***による問題を解決するため、本発明の実施例２はこの***成分を除去した遅延プロファイルを提供することを特徴としている。

実施例１で算出したリファレンス信号（ref(t)）と受信信号（r(t)）と相関演算を行うことによりこの***成分が生じるが、受信信号（r(t)）と相関演算した結果がこの***成分となるような信号を予め算出し、当該信号をリファレンス信号（ref(t)）から減算し、減算結果を新たなリファレンス信号（ref_sub(t)）とすることにより、相関演算結果の***成分を除去することができる。

以下に***成分を低減する新たなリファレンス信号（ref_sub(t)）を生成する手順について説明する。
パイロット時間信号をcp(t)すると、リファレンス信号（ref(t)）との相関信号（d(τ))は、式（５）で表わされる。

ここで、＊は複素共役数であることを示している。

図１１に示すように、相関信号（d(τ))の***成分をe(τ)とすると、e(τ)の成分のうちで−δ＜τ＜＋δの時は求めたい相関ピーク成分であり、***成分でないためe(τ)＝０とし、それ以外の期間では***成分であるためd(τ)と同値とする。

***成分（e(τ)）を式（６）のように定義すれば、***のある相関信号（d(τ))から***成分（e(τ)）を減算することで、***成分が除去された急峻な遅延プロファイルを得ることができる。

そこで、パイロット時間信号（cp(t)）と何らかの信号x(t)の相関演算を行った結果が***成分（e(τ)）であるとすると、式（７）となる。

この信号x(t)を予め算出しておき、式（８）に示すようにリファレンス信号（ref(t)）からx(t)を減算した信号を新たなリファレンス信号（ref_sub(t)）としてパイロット時間信号生成部２２に記憶させることにより、***成分を低減する。

次にx(t)を導出する手段について説明する。式（７）を展開すると、式（９）となる。

更に、τ＝ＧＩ−α〜ＧＩ＋αについて表わすと、式（１０）となる。

この式（１０）を行列を用いて表現する。

である。
式（１１）において求めたい信号はベクトルｘであるため、式（１１）を解くと、式（１２）となる。

***信号ベクトルｅもパイロット時間信号行列Ｃも既知であるため、式（１１）を解くことは可能である。式（１２）により算出した信号ｘを、予めシンボル遷移タイミング前後のリファレンス信号ref(t)から減算した後、相関演算を行うことで、***を除去することができる（式（１３））。

上記に示した実施例２の手順に基づいて算出した遅延プロファイルの一例を図１２に示す。伝搬路の条件は図１０と同様である。実施例１に基づき算出した図１０に示す遅延プロファイルでは検出することができなかった先行波を実施例２では検出することができる。
上記遅延プロファイルの***成分はパイロットキャリアのランダム性に依存するため、元々***成分が生じないようなパターンのパイロットキャリア信号であれば、本発明の実施例２を適用する必要はない。

以上説明したように、本例では、パイロットキャリア信号のランダム性により生じる***成分を除去するような信号x(t)を予め算出し、実施例１で算出したリファレンス信号（ref(t)）からx(t)を減算した信号を新たなリファレンス信号（ref_sub(t)）とすることで、当該***成分を除去する。この方法によれば、リファレンス信号に合成されるパイロットキャリアの中に、シンボル境界において位相が反転しないようなパイロットキャリアが一部含まれていても、正常に遅延プロファイルを得ることができる。

次に本発明の実施例３について図１３を用いて説明する。
図１３の構成は図２の構成において、シフトレジスタ２１の前段にシンボル平均部３１を設け、コヒーレント平均部２５を省いた構成であり、図２と同一の符号を記した処理に関しては図２と同一の処理であるため、説明を省略する。

受信信号はシンボル平均部３１に入力され、シンボル平均部ではＯＦＤＭシンボル方向にコヒーレント平均する。シンボル平均部３１は図２のコヒーレント平均部２５と同等の効果を有しており、全体の演算量を削減する効果を有している。

複素乗算部２２、パイロット時間信号生成部２３、積分器２４にて実施される相関演算処理とコヒーレント平均部２５によるコヒーレント平均処理はそれぞれ線形処理であるため、その処理順序を入れ替えても差し支えない。このように、シンボル平均部３１はコヒーレント平均部２５と同等の効果を有している。

相関演算処理はその処理量が多いため、実施例１で説明したように毎サンプル相関演算を行うためには膨大な演算量が必要となる。しかし、シンボル平均部３１で予めＮ（Ｎは整数）シンボルの平均演算を行うことにより、相関演算はＮシンボルに１回実施すれば良く、相関演算に要する演算規模を１／Ｎに削減することが可能となる。

以上説明した各実施例では、各パイロットキャリアの変調が複数シンボルに亘って一定であることを想定したが、受信側で既知であればシンボル毎に変化するものでもよい。その場合、パイロット時間信号生成部２３は各シンボル毎に、先行波が到達する前に当該シンボル用のリファレンス信号を生成し直す。ただしこの方法は実施例３には適用できない。
また、パイロットキャリアはシンボルの境界において位相が不連続的に遷移するものに限定されない。例えば送信側において、隣接するシンボルの各端部をRaised Cosine等の関数で減衰させながら合成するような、Windowingが施されていたとしても、受信装置は、Windowingを伴わないリファレンス信号をそのまま使用して、同様の効果を得ることができる。もし窓関数が既知であれば、それに対応するリファレンス信号を用意すればなお良い。

本発明は、複数のシンボルに亘って同じ周波数位置にパイロットトーンが挿入され、ガードインターバル（サイクリック・プリフィックスとも呼ぶ）が付加されたＯＦＤＭシンボルを受信する装置に広く利用できる。特にそのパイロットトーンを、遅延プロファイルを算出したり伝搬路推定したりする目的で使用する受信装置や、プリアンブル用のシンボルを使用できない放送或いは通信システムに好適である。

１：Ａ／Ｄ変換器、２：相関演算部、３：同期制御部、４：ＶＣＯ、５：ＦＦＴ部、６：ＯＦＤＭ復調部、１１：受信アンテナ、１２：受信高周波部、２１：シフトレジスタ、２２：複素乗算器、２３：パイロット時間信号生成部、２４：積分器、２５：コヒーレント平均部、２６：レベル変換部、２７：インコヒーレント平均部、３１：シンボル平均部。

Claims (4)

1. 所定の規則で複数のサブキャリア位置にパイロットキャリアが挿入された変調信号を受信する受信装置において、
   前記変調信号は、前記パイロットキャリアを時間領域に変換したパイロット時間信号に 関して、該信号のシンボル後端のガードインターバル長の信号と、当該ガードインターバ ル長の信号を有効シンボルの前方に巡回付加した信号が、隣接シンボルとの遷移点を中心 に逆位相になるように前記パイロットキャリアが配置され、
   予め算出しておいた、前記シンボル遷移点の前後所定時間における前記パイロット時間 信号に基づく基準信号と、受信信号とを、相互相関演算する手段と、
   前記相互相関演算した結果をシンボル方向に平均化を行うことにより遅延プロファイル信号を生成する手段を、
   具備したことを特徴とする受信装置。
2. 請求項１に記載の受信装置において、
   前記遅延プロファイル信号に対して時間的に最も早く到達した先行波の位置を検出する手段と、
   前記受信信号に対して前記先行波位置に基づき有効シンボル期間長の時間窓を設け、時間窓内の信号に基づきＯＦＤＭ復調する手段を、更に備え、
   前記パイロットキャリアは周波数方向に等間隔に配置され、前記パイロットキャリアの 変調は、時間方向に一定であり、
   前記前後所定時間は、前記シンボル遷移点を中心とする、ガードインターバル長の２倍 に相当する時間である
   ことを特徴とする受信装置。
3. 請求項１に記載の受信装置において、前記基準信号として、前記パイロット時間信号そ のものを前記基準信号に用いたときの前記パイロット時間信号と前記基準信号との相関信 号の内の、求めたい相関ピーク以外の***成分を時間領域で表現した列ベクトルである隆 起信号ベクトルと、パイロット時間信号行列の逆行列との積を、前記パイロット時間信号 から減算した信号を用いることを特徴とする受信装置。
4. 所定の規則で複数のサブキャリア位置にパイロットキャリアが挿入された周波数多重変 調信号を用いた遅延プロファイル信号生成方法であって、
   前記パイロットキャリアを時間領域に変換したパイロット時間信号に関して、シンボル後端のガードインターバル長の信号と、当該ガードインターバル長の信号を有効シンボルの前方に巡回付加した信号が、シンボル遷移点を中心に逆位相になるように前記パイロットキャリアの配置及び前記ガードインターバル長が設定された前記周波数多重変調信号を受信するステップと、
   予め算出しておいた、前記シンボル遷移点の前後所定時間における前記パイロット時間 信号に基づく基準信号と、受信信号とを、相互相関演算するステップと、
   前記相互相関演算した結果をシンボル方向に平均化を行うことにより遅延プロファイル信号を生成するステップを、
   有することを特徴とする遅延プロファイル信号生成方法。

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