JP2005236364A

JP2005236364A - マルチキャリア信号送受信機

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Publication number: JP2005236364A
Application number: JP2004039591A
Authority: JP
Inventors: Hiroshi Suzuki; 博鈴木; Satoshi Suyama; 聡須山; Kazuhiko Fukawa; 和彦府川
Original assignee: TDK Corp
Current assignee: TDK Corp
Priority date: 2004-02-17
Filing date: 2004-02-17
Publication date: 2005-09-02

Abstract

【課題】適応等化器を用いたガウス形マルチキャリア伝送方式を実現する。
【解決手段】受信機に干渉キャンセラを付加する。この受信機は、受信信号入力部３０と、同期検波器３１ａを含んで構成される同期検波ユニット３１と、干渉レプリカ生成器３４ａ、ＬＬＲ−変調信号期待値変換器３４ｂ、ＭＡＰ検出器３４ｃ、および干渉除去用加算器３４ｄを含んで構成されるターボ等化ユニット３４とを有している。この受信機はまた、パイロットシンボルを用いる同期検波ユニット用チャネル推定器３２ａ、ターボ等化ユニット用チャネル推定器３２ｂ、およびＦＦＴ３３を有している。この受信機はまた、同期検波／ターボ等化切り替えスイッチ３５、ＣＲＣ復号器３６、インターリーバ３７ａ、デインターリーバ３７ｂ、符号化されたビットの対数尤度比とデインターリーバ出力の加算器３８、ＭＡＰ復号器３９、判定器４０、およびビット情報出力部４１を有している。
【選択図】図４

Description

本発明は、マルチキャリア通信システムに用いられる信号送受信機に関し、特に、複数の搬送波を使用する通信において、送信機から送信される信号を狭帯域化して送信し、受信機においては、受信信号に等化処理を行って元の信号を再生するマルチキャリア通信システムに関するものである。特に本発明の信号送受信機を用いたシステムは、電力線通信システムやディジタル加入者線システム、無線通信システムなどで、異なる通信方式のシステムに対する混信を軽減するためのものである。

ユビキタス通信を実現するためにインタネットをベースとした様々なディジタル通信システムが検討されている。電力線通信(power line communications：ＰＬＣ)はすでに敷設されている屋内配線を有効に利用し、容易に各部屋への高速伝送が可能である。無線ＬＡＮ（Local Area Network）等との複数システムの共存により非常に柔軟で、信頼性の高いアドホック・ネットワーク・システムを構築できる可能性がある。しかしながら、電力線がアンテナとしての性質を有するため、ＰＬＣから他通信システム・機器への妨害電波放射、また、他システムからＰＬＣへの擾乱など、EMCに関する問題を克服する必要が指摘されている。

特定スペクトルに対する放射抑圧対策として、従来、ＣＤＭＡ（Code Division Multiple Access）においてはノッチ・フィルタ、ＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplex）においてはキャリア・ホールを導入している。しかしながら、３０ｄＢ程度のスペクトル抑圧に留まっている。これは、前者では、大きなディップを導入すると送信パルスに大きな遅延が発生し伝送特性が大幅に劣化してしまうこと、後者では、直交サブキャリアのスペクトル・サイドローブが十分抑圧されていないことなどが理由として挙げられる。

一方、時間と周波数領域の分散の積が最小となるガウス・パルスを用いたマルチキャリア方式は効率が良いことが知られているが（非特許文献１，２）、等化器を含む実用的な伝送系としては検討されていない。
IEEE Global Telecommuni. Conf., vol. 1, pp. 310-314, Nov. 1997. IEEE Trans. on Communi., vol. 51, no. 7, pp. 1111-1122, July 2003.

従来のマルチキャリア方式を用いた通信システムでは、方式の異なる通信システムに対して妨害電波放射が発生し、また、方式の異なる通信システムからの妨害を受けるという問題点を有していた。

本発明はかかる問題点に鑑みてなされたもので、その目的は、適応等化器を用いたガウス形マルチキャリア伝送方式を実現できるマルチキャリア信号送受信機を提供することにある。

本発明によるマルチキャリア信号送受信機は、入力データ系列を符号化する符号器と、符号化されたビット系列をインタリーブするインタリーバと、インタリーブされたビット系列をサブキャリアに配分するＳ／Ｐ（シリアル／パラレル）変換器と、各サブキャリアに配分されたビットから変調用シンボルを形成して、ガウス・パルスを用いてマルチキャリア信号を生成するマルチキャリア変調器と、受信側からの制御信号を処理して変調パラメータを制御する送信側変調制御器とを有する送信機と、受信された信号からサブキャリア成分を検波して、ビット情報を生成する検波器と、検波に必要な基準搬送波を生成するチャネル推定器と、ビット情報に対してデインタリーブと復号を行い、さらにインタリーブを行う復号器と、復号器からのインタリーブされた出力から干渉成分のレプリカ信号を生成して、これと受信信号に基づき、再度検波処理を行う干渉処理検波器と、復号器からの復号された該ビット系列の信頼性を検査し、復号された該ビット系列を出力する復調制御器とを有する受信機と、受信機の信号の状況をモニタして、その状況に応じて変調パラメータの変更を送信側変調制御器に指示する受信側変調制御器とを備えたものである。

さらに、マルチキャリア変調器は、ガウスパルスを正方配置、あるいは、ハニカム配置することとしても良い。

また、Ｓ／Ｐ変換器として、キャリア・ホールに対応するサブキャリアに対してはデータを配分しないよう構成しても良い。

さらに、送信側変調制御器として、符号化方式、インタリーブ形式、シンボル・レート、サブキャリア変調の多値数、サブキャリア変調の変調方式、ガウス・パルスの幅、ガウス・パルスの配置法、サブキャリア間隔、およびキャリアホールのサブキャリア位置と幅、のうち少なくとも１つを変調パラメータとして可変するよう構成しても良い。

また、復号器として、軟判定復号器を用い、ビット情報の出力として、復号されたビット系列から送信側と同じ符号で符号化されたビット系列を生成としても良い。

また、復号器としてＭＡＰ（Maximum A-Posteriori：最大事後確率）復号器を用い、干渉処理検波器として干渉成分のレプリカ信号にはＭＡＰ復号器出力のビット情報である対数尤度比（ＬＬＲ）から得られる期待値を用いることとしても良い。

また、チャネル推定器において、復号器のビット情報を利用して生成された受信信号のレプリカ信号と、受信信号とを入力データとする最小２乗法を用いることとしても良い。

なお、ガウス・パルスは５０ｄＢ以上の急峻なスペクトル減衰特性を容易に実現でき、ディップの深いキャリア・ホールを実現できる。また，ガウス・パルスによるマルチキャリア方式はガード・インターバルを有するＯＦＤＭと異なり、符号間干渉（ＩＳＩ）、サブキャリア間干渉（ＩＣＩ）が変調された信号に内在している。しかしながら、これらの干渉を除去することはＭＡＰ等化技術により比較的容易である。

本発明によるマルチキャリア信号送受信機によれば、適応等化器を用いるガウス形マルチキャリア伝送方式を実現したので、例えば異なる通信方式のシステムに対する混信を軽減することができる。

以下、本発明の実施の形態について図面を参照して詳細に説明する。

図１は、本発明の一実施の形態に係るマルチキャリア信号送受信機における送信機１の構成を示している。この送信機１は、データ入力部１０、誤り訂正符号化およびインタリーブ部１１、遅延素子１３（１３ａ〜１３ｂ）、ガウス・パルス生成部１４（１４ａ〜１４ｄ）、サブキャリア生成部１５（１５ａ〜１５ｄ）、サブキャリア合成部１６、信号送信部１７、送信側変調制御部１８、および送信制御信号入力部１９を有している。

データ入力部１０より入力された送信データ系列は、誤り訂正符号化およびインタリーブ部１１において符号化とインタリーブ処理をされ、マルチキャリア変調器に入力される。各サブキャリアでは送信シンボルが形成される。次に、遅延回路１２でシリアルーパラレル変換されたデータ系列に対して、ガウス・パルス生成部１４において送信シンボルごとに、対応するガウス・パルスが発生し、ベースバンドのサブキャリア変調信号が生成される。このサブキャリア変調信号はサブキャリア生成部１５によって各サブキャリア信号に周波数変換され、サブキャリア合成部１６において合成されて変調された信号ｓ（ｔ）が生成され、信号送信部１７より出力される。同図においてサブキャリアひとつおきに遅延回路１２が挿入されている。これはδ＝０ｏｒ１に応じて、１の場合にＴ_S／２の遅延をガウス・パルスに挿入するものである。また、受信側からの制御信号は送信制御信号入力部１９より送信側変調制御部１８に入力され、変調パラメータが制御される。

生成されるガウス・パルス列の周波数・時間領域における配置を図２（Ａ），（Ｂ）に示す。図２（Ａ）は正方配置、図２（Ｂ）はハニカム配置である。正方配置の場合には、δ＝０であり、遅延は挿入されない。一方、ハニカム配置を得るときは、δ＝１とし、上述したようにひとつおきにパルスをＴ_S／２だけシフトさせる。ハニカム配置の場合には、ＩＣＩが緩和されるので、ｆ_Sを低下させることができる。以下ではハニカム構造を選択して検討を進める。

図３は、本実施の形態に係るマルチキャリア信号送受信機における受信機２の基本構成を示している。この受信機２は、受信信号入力部２０、周波数変換部２１、低域通過フィルタ２２、検波処理部２３、復号処理部２４、および受信データ系列出力部２５を有している。

受信された信号から目的のサブキャリア複素振幅を抽出するために、受信信号入力部２０より入力された受信信号は、周波数変換部２１において周波数変換され、低域通過フィルタ２２によって低域通過フィルタ（ＬＰＦ：ローパスフィルタ）の処理が行われる。低域通過フィルタは、整合フィルタ受信を行うため送信パルスと同じ波形のインパルス応答のフィルタを用いる。低域通過フィルタからの出力をもとに検波処理部２３において検波処理が行われる。さらに、復号処理部２４において送信側のインタリーブと符号化に対応した復号処理を行い、受信データ系列出力部２５より受信データが出力される。

周波数軸上および時間軸上に配置されたガウス・パルスは互いに直交していないので、干渉が発生する。そのため、上述の受信機２に干渉キャンセラを付加する。干渉キャンセラは復号されたデータをもとに送信信号を再構成し、干渉成分を受信信号から除去する。干渉が除去された信号から再び上記の復調処理と復号処理を行い、その復号結果を出力とする。復号処理には、硬判定、軟判定などが利用できる。最も高い性能が期待できるものとしては、ターボ等化の適用が考えられる。これは、干渉キャンセルと復号を一体化して、その処理を繰り返すことにより高い性能を得るものである。

受信側にターボ等化器を含む構成を図４に示す。この受信機は、受信信号入力部３０と、同期検波器３１ａを含んで構成される同期検波ユニット３１と、干渉レプリカ生成器３４ａ、対数尤度比（ＬＬＲ）−変調信号期待値変換器３４ｂ、ＭＡＰ（Maximum A-Posteriori：最大事後確率）検出器３４ｃ、および干渉除去用加算器３４ｄを含んで構成されるターボ等化ユニット３４とを有している。この受信機はまた、パイロットシンボルを用いる同期検波ユニット用チャネル推定器３２ａ、やはり、パイロットシンボルを用いるターボ等化ユニット用チャネル推定器３２ｂ、および、ＦＦＴ３３を有している。この受信機はさらに、同期検波／ターボ等化切り替えスイッチ３５、ＣＲＣ（巡回冗長符号）復号器３６、インターリーバ３７ａ、デインターリーバ３７ｂ、符号化されたビットの対数尤度比とデインターリーバ出力の加算器３８、ＭＡＰ復号器３９、判定器４０、および、ビット情報出力部４１を有している。

同期検波モードでは同期検波ユニット３１と復号器３９を動作させ、ターボ等化モードではターボ等化ユニット３４と復号器３９を動作させる。初期動作において、受信機は同期検波モードで動作し、ＣＲＣ３６の誤り検出により誤りが検出されなかった場合には、復号データを出力して、動作を終了する。誤りが検出された場合には、ターボ等化モードに移行し、ＭＡＰ復号器３９の出力である符号化されたビットの対数尤度比（ＬＬＲ）を基に変調信号の期待値を求める。さらに、ターボ等化ユニット３４は変調信号の期待値を用いて干渉のレプリカ信号を生成し、受信信号から減算することで干渉を除去する。干渉が除去された信号はＭＡＰ検出器３４ＣによりＬＬＲに変換され、デインタリーブ後にＭＡＰ復号器３９へ入力される。ＣＲＣ３６により信号判定誤りが検出されなくなるか、最大の繰り返し回数まで、ターボ等化モードは、干渉キャンセルおよびＭＡＰ復号を繰り返す。

次に本実施の形態に係るマルチキャリア信号送受信機における信号の送受信動作を示す。送信信号については、変調されたマルチキャリア信号ｓ_t（ｔ）の搬送波周波数をｆ_c、複素包絡線をｓ（ｔ）、サブキャリア数（奇数）をＮ、サブキャリア周波数間隔をｆ_s、サブキャリア周波数ｆ_nをｆ_n＝ｎｆ_sとするとき、ｓ（ｔ）は次式で表される。

ただし，ａ_n（ｔ）は第ｎサブキャリアの変調信号、ｂ_nは送信サブキャリア・データ、Ｔ_sはシンボル間隔、ｇ（ｔ）はガウス・インパルス・レスポンスである。ｇ（ｔ）のエネルギーは１に正規化されている、式（４）のδ_nは、ハニカム配置においてｎが奇数のときのみ１であり、ハニカム配置の偶数の場合と、正方配置においては０である。

次に受信信号について、受信信号の諸関係を複素包絡線で論じる。受信信号ｒ（ｔ）は以下のようになる。

ここで、ｎ（ｔ）は白色ガウス雑音（ＡＷＧＮ）であり、〈ｎ（ｔ）ｎ＊（ｔ＋τ）〉＝Ｎ₀／２δ（τ）とする。ただし、δ（τ）はＤｉｒａｃのデルタである。受信信号ｒ（ｔ）のｎ番目のサブキャリアの等価ベースバンド信号のフィルタ出力ｙ_n（ｉ）は以下のようになる。

ここで、“〜”がｎの上に付されている記号はｎ’−ｎであり、○の内部に“×”が付されている記号は、畳み込み記号である。また、ｔ＝ｉＴ_Sが成立するとき受信信号は以下のようになる。

“〜”がｉの上に付されている記号はｉ−ｉ’である。上式右辺第１項はフィルタされた希望データ出力、第２項は他データの干渉、第３項は雑音である。

式（１２）の出力信号において、右辺第２項の干渉は次のように分類できる。

上式右辺第１項がＩＳＩ、第２項がＩＣＩ、第３項がＩＳＣＩを表す。

［実施例１］
ガウス・マルチキャリア方式の性能を確認するために、計算機シミュレーションを行った。シミュレーション条件を表１に示す。基本性能の確認を主体としているので変調はＢＰＳＫとした。サブキャリア数は無線ＬＡＮ８０２．１１ａ仕様に合わせた。ガウス・パルスはσ／Ｔ_s＝０．２７５とした。このように選択すると同一サブキャリア間の符号間干渉が０．２程度に抑えられる。誤り訂正方式として、拘束長７、符号化率０．５の畳み込み符号を用いた。ブロック・インタリーブは６×８のサイズであり、１シンボルのサブキャリアで閉じた処理になっている。

ガウス・パルス波形を、図５（Ａ），（Ｂ）に示す。図５（Ａ）は時間領域のパルス波形、図５（Ｂ）は周波数領域の電力スペクトルを表している。

送信スペクトル特性を図６（Ａ），（Ｂ）に示す。図６（Ａ）は正方配置、図６（Ｂ）はハニカム配置を示す。スペクトルはｆ_sＴ_sの値が同じであれば、配置にはよらない。図においてｆ_sＴ_sは、図６（Ａ）が１．０、図６（Ｂ）が０．５である。スペクトル・ホールの周波数特性を観測するために、図６（Ａ）では３サブキャリア、図６（Ｂ）では６サブキャリアの出力を０にして、他のサブキャリアが、この領域に及ぼすスペクトルを観測できるようにしてある。このように、スペクトルは急速に落ちこんでおり、特定サブキャリアの抑圧に効果的であることがわかる。

ガウス・パルスによるサブキャリア伝送では、隣接サブキャリアが直交していないので、干渉が発生する。干渉には隣接だけではなく、同一サブキャリアの隣接データからも発生する。これらの干渉は伝送特性に影響する。ガウス・パルスの正規化パルス幅σ／Ｔ_sと干渉量との関係を図７に示す。ＯＦＤＭと同じ周波数間隔であるｆ_sＴ_s＝１．０の場合、０．２５≦σ／Ｔ_s≦０．８の領域では相互干渉が抑えられていることがわかる。ｆ_sＴ_s＝０．５の場合にはかなりの干渉があり、干渉キャンセラがないと検波処理はできないことがわかる。
［実施例２］
ガウス・パルス間の変調に伴う干渉を考慮した受信システムとして表２の処理を検討した。ここで、“with IC”は、まず、干渉キャンセル処理をせずに、仮の復調を行い、復号結果をもとに伝送路推定が完全であるとして、レプリカを形成しキャンセルし、次に、復調と復号処理を再度行う。符号化においてはインタリーブが併用されている。比較のため、誤り訂正がない場合が含まれている。

ｆ_sＴ_s＝１における復調特性の比較を図８にビット誤り率（ＢＥＲ）で示す。ただし、ターボ等化方式については後述する。特性はＳＤ、ＨＤ、符号化なしの順でよいことが示されている。また、干渉キャンセルの効果が大きいことがわかる。

次に、ｆ_sＴ_sの影響を図９に示す。前の図で最も性能の高い“SD with IC”に対する特性を示す。ｆ_sＴ_sを小さくすると干渉量が増加するので、干渉キャンセラは必須である。この図から、ｆ_sＴ_s＝０．６程度まで、実用的な特性が得られることがわかる。

さらに、効果の高いターボ等化の特性を図１０に示す。ターボ等化では繰り返し処理をすることにより特性が改善される。この図では２回程度で十分であることがわかる。ターボ等化を適用すれば、ｆ_sＴ_s＝０．５程度まで、実用的な特性が得られることがわかる。これはＯＦＤＭのほぼ２倍のスペクトル効率である。

以上説明したように、本実施の形態では、電力線通信に適した変復調方式として、ガウス・パルスを用いたマルチキャリア方式を提案した。ガウス・パルスのスペクトル収束性は極めてよいので、スペクトル・ホールの形成に適している。しかしながら、変調効率を高めるために、時間・周波数領域におけるパルス密度を上げていくと、ＩＳＩ、ＩＣＩによる変調内干渉が発生する。これを除去するために干渉キャンセラを含む復調方式を挙げ、その性能を計算機シミュレーションで確認した。軟判定復号、硬判定復号に干渉キャンセラを付加したもの、ターボ等化を用いるものを検討した結果、ターボ等化の特性が極めて優れていることを確認した。

本発明の一実施の形態に係るマルチキャリア信号送受信機における送信機の構成を示すブロック図である。ガウス・パルスの配置方法を示す図であり、（Ａ）は正方配置、（Ｂ）はハニカム配置を示す。本発明の一実施の形態に係るマルチキャリア信号送受信機における受信機の基本構成を示すブロック図である。ターボ等化器を有する受信機の構成を示すブロック図である。ガウス・パルス波形を示す図であり、（Ａ）は時間領域表示、（Ｂ）は周波数領域表示での波形を示す。送信スペクトラムを示す図であり、（Ａ）は正方配置、（Ｂ）はハニカム配置での特性を示す。干渉量特性を示す図である。正規化サブキャリア間隔を１としたときの誤り率特性を示す図である。誤り率特性の周波数間隔に対する依存性（SD with IC）を示す図である。ターボ等化を用いた場合の誤り率特性を示す図である。

符号の説明

１…送信機、２…受信機、１８…送信側変調制御部、３１…同期検波ユニット、３４…ターボ等化ユニット。

Claims

入力データ系列を符号化する符号器と、
符号化されたビット系列をインタリーブするインタリーバと、
インタリーブされたビット系列をサブキャリアに配分するＳ／Ｐ変換器と、
各サブキャリアに配分されたビットから変調用シンボルを形成して、ガウス・パルスを用いてマルチキャリア信号を生成するマルチキャリア変調器と、
受信側からの制御信号を処理して変調パラメータを制御する送信側変調制御器と
を有する送信機と、
受信された信号からサブキャリア成分を検波して、ビット情報を生成する検波器と、
検波に必要な基準搬送波を生成するチャネル推定器と、
前記ビット情報に対してデインタリーブと復号を行い、さらにインタリーブを行う復号器と、
前記復号器からのインタリーブされた出力から干渉成分のレプリカ信号を生成して、これと受信信号に基づき、再度検波処理を行う干渉処理検波器と、
前記復号器からの復号された該ビット系列の信頼性を検査し、復号された該ビット系列を出力する復調制御器と
を有する受信機と、
前記受信機の信号の状況をモニタして、その状況に応じて変調パラメータの変更を前記送信側変調制御器に指示する受信側変調制御器と
を備えたことを特徴とするマルチキャリア信号送受信機。
前記送信側変調制御器として、符号化方式、インタリーブ形式、シンボル・レート、サブキャリア変調の多値数、サブキャリア変調の変調方式、ガウス・パルスの幅、ガウス・パルスの配置法、サブキャリア間隔、およびキャリアホールのサブキャリア位置と幅、のうち少なくとも１つを変調パラメータとして可変するよう構成したことを特徴とする請求項１に記載のマルチキャリア信号送受信機。