JP2005176114A - Demodulation apparatus - Google Patents

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To exclude trouble (blurring) relating to a quantization error while suppressing costs of an analog television broadcast receiving demodulation apparatus including a circuit for digitally processing a digital signal. <P>SOLUTION: Frequencies (a)-(e) on the lower stage of a figure are indicative of frequencies in portions of a target channel after down conversion only by a local frequency (x) by a local mixer of a down converter. For example, (b) is indicative of a frequency after down conversion corresponding to a video carrier frequency. When a lower limit frequency of the target channel in an analog television broadcast is defined as A, on the condition of x=A-a'+▵f, a'=▵f<b, ▵f=1.15 MHz, the relationship between the frequencies (a)-(e) in the target channel after down conversion and a band limiting property BPF1 to be imparted to a band pass filter of the down converter is deviated just by ▵f as illustrated. For example, a dynamic range of a quantized digital signal can be effectively compressed by such setting. <P>COPYRIGHT: (C)2005,JPO&NCIPI

Description

本発明は、地上波を受信するアンテナに接続するアナログテレビ放送受信用の復調装置に関する。この復調装置は、デジタル信号をデジタル処理する回路を有するアナログテレビ放送用の受信装置に大いに有用なものである。   The present invention relates to a demodulator for analog television broadcast reception connected to an antenna for receiving terrestrial waves. This demodulator is very useful for an analog television broadcast receiver having a circuit for digitally processing a digital signal.

アナログテレビ放送を受信するための復調装置としては、アナログ回路を用いたものが一般的であり、デジタル信号をデジタル処理する回路（デジタル回路又はコンピュータ）を用いたものは一般的ではないが、デジタル信号をデジタル処理する回路を受信信号処理部に用いたアナログテレビ放送用の復調装置としては、デジタルテレビ放送用の復調装置を構成する場合と略同様に、従来のアナログ回路の一部をそのまま単純にデジタル回路に置き換えた復調装置を考えることができる。   As a demodulator for receiving an analog television broadcast, an analog circuit is generally used, and a digital signal processing circuit (digital circuit or computer) is not generally used. As a demodulator for analog television broadcasting using a circuit for digitally processing a signal as a reception signal processing unit, a part of a conventional analog circuit is simply simplified as is the case with a demodulator for digital television broadcast. A demodulator replaced with a digital circuit can be considered.

しかしながら、デジタル信号をデジタル処理する回路を受信信号処理部に用いたアナログテレビ放送用の復調装置を構成する際に、アナログ回路の一部をそのまま単純にデジタル回路に置き換えただけでは、縦縞模様を画像表示した際に縦線がぼやけて不鮮明に表示されてしまうことがある。   However, when configuring a demodulator for analog television broadcasting using a circuit for digitally processing a digital signal as a reception signal processing unit, if a part of the analog circuit is simply replaced with a digital circuit as it is, a vertical stripe pattern is formed. When an image is displayed, the vertical lines may be blurred and displayed unclearly.

テレビ画面に縦線がぼやけて表示される原因は、受信信号のＡ／Ｄ変換後のＡＭ変調の高周波成分の量子化誤差にある。図７のグラフは、アナログテレビ放送の各チャンネル内での帯域割り当て形式を示しており、記号Ａ〜Ｅは各点における周波数を示している。例えば、現在の日本のアナログテレビ放送では、Ｅ−Ａの値は６ＭＨｚである。
ＡＭ変調の高周波成分は、同一チャンネル内のその他の周波数に比べて受信レベルが相対的に低い場合が多いので、Ａ／Ｄ変換後に量子化誤差が生じ易く、量子化（デジタル化）処理の際にこの成分が劣化すると上記の不具合が生じる。この問題を解決するためには量子化の精度を上げれば良い訳であるが、その様な手段を用いれば、デジタル信号をデジタル処理する回路（デジタル回路又はコンピュータ）の演算処理性能をも同時に引き上げる必要が生じ、結局、コストの面で派生問題が生じることとなる。 The reason why the vertical lines appear blurred on the television screen is the quantization error of the high frequency component of AM modulation after A / D conversion of the received signal. The graph of FIG. 7 shows a band allocation format in each channel of analog television broadcasting, and symbols A to E indicate frequencies at each point. For example, in current Japanese analog television broadcasting, the value of EA is 6 MHz.
The high frequency component of AM modulation often has a relatively low reception level as compared with other frequencies in the same channel. Therefore, a quantization error is likely to occur after A / D conversion, and during the quantization (digitization) process. If this component deteriorates, the above-mentioned problems occur. In order to solve this problem, it is only necessary to increase the accuracy of quantization. However, if such means is used, the arithmetic processing performance of a circuit (digital circuit or computer) that digitally processes a digital signal is also increased. The need arises, and eventually a derivation problem arises in terms of cost.

本発明は、上記の課題を解決するために成されたものであり、その目的は、デジタル信号をデジタル処理する回路を有するアナログテレビ放送受信用の復調装置の生産コストを抑えつつ、上記の量子化誤差に関する不具合を排除することである。   The present invention has been made to solve the above-mentioned problems, and its object is to suppress the production cost of a demodulator for analog TV broadcast reception having a circuit for digitally processing a digital signal, while suppressing the above-mentioned quantum. It is to eliminate the problems related to the conversion error.

上記の課題を解決するためには、以下の手段が有効である。
即ち、本発明の第１の手段は、地上波を受信するアンテナに接続するアナログテレビ放送受信用の復調装置において、アンテナの受信信号から所望の受信チャンネルをアナログ回路で抽出するチューナと、このチューナから出力されるアナログ信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換部と、このＡ／Ｄ変換部から出力されるデジタル信号をデジタル処理するデジタル信号処理部と、このデジタル信号処理部から出力されるデジタル信号を復調する復調部とを備え、更に、上記のチューナに、上記の受信チャンネルのチャンネル帯域の下限からこの受信チャンネルの映像搬送波周波数に至るまでの帯域の内の少なくとも一部分領域の受信信号をカットオフする下位領域カットオフ手段を備えることである。 In order to solve the above problems, the following means are effective.
That is, a first means of the present invention comprises a tuner for extracting a desired reception channel from an antenna reception signal by an analog circuit in an analog television broadcast reception demodulator connected to an antenna for receiving terrestrial waves, and the tuner. An A / D converter that performs A / D conversion on the analog signal output from the A / D converter, a digital signal processor that digitally processes a digital signal output from the A / D converter, and an output from the digital signal processor And a demodulator that demodulates the digital signal, and further, the tuner receives the received signal in at least a partial region within the band from the lower limit of the channel band of the receiving channel to the video carrier frequency of the receiving channel. It is provided with the lower area | region cut-off means to cut off.

ただし、本明細書では、映像搬送波に基づいて生成される信号の信号帯域から、音声搬送波に基づいて生成される信号の信号帯域へと向う向きを上向きと定義する。本発明の第１乃至第４の手段における周波数帯域などの上下関係は、この定義に基づくものである。したがって、中間周波数帯域（ＩＦ）に一旦周波数変換された信号に対しても、以下、上記の下位領域カットオフ手段等の表現を一貫して用いるものとする。言い換えれば、本明細書の各請求項の文言における上下関係は、地上波における周波数の上下関係に対応するものである。   However, in this specification, the direction from the signal band of the signal generated based on the video carrier to the signal band of the signal generated based on the audio carrier is defined as upward. The vertical relationship such as the frequency band in the first to fourth means of the present invention is based on this definition. Therefore, the expression such as the lower region cut-off means described above is consistently used for signals once frequency-converted to the intermediate frequency band (IF). In other words, the vertical relationship in the wording of each claim of this specification corresponds to the vertical relationship of the frequency in the terrestrial wave.

また、本発明の第２の手段は、上記の第１の手段において、カットオフすべき一部分領域の帯域幅だけ所定のローカル周波数をずらして設定するローカル周波数設定手段を、上記の下位領域カットオフ手段に設けることである。   According to a second means of the present invention, in the first means, local frequency setting means for setting a predetermined local frequency by shifting a predetermined local frequency by a bandwidth of a partial region to be cut off is the lower region cut-off described above. It is to be provided in the means.

また、本発明の第３の手段は、上記の第１又は第２の手段において、受信チャンネルの帯域幅よりも狭い帯域幅の帯域だけを通過させるバンドパスフィルタを、上記の下位領域カットオフ手段に設けることである。   According to a third means of the present invention, in the first or second means described above, a bandpass filter that passes only a band having a narrower bandwidth than the bandwidth of the receiving channel is passed through the lower region cut-off means. It is to provide.

また、本発明の第４の手段は、上記の第１乃至第３の何れか１つの手段において、受信チャンネルの映像搬送波周波数から上位側に広がる、幅１．２乃至１．３ＭＨｚの領域の信号を選択的に増幅するフィルタ部を備えることである。
以上の本発明の手段により、前記の課題を効果的、或いは合理的に解決することができる。 According to a fourth means of the present invention, in any one of the first to third means, a signal having a width of 1.2 to 1.3 MHz extending from the video carrier frequency of the reception channel to the upper side. A filter unit for selectively amplifying the signal.
By the above means of the present invention, the above-mentioned problem can be effectively or rationally solved.

以上の本発明の手段によって得られる効果は以下の通りである。
即ち、本発明の第１の手段によれば、受信信号のダイナミックレンジを簡単かつ効果的に圧縮することができるので、デジタル信号をデジタル処理する回路を有するアナログテレビ放送受信用の復調装置の生産コストを抑えつつ、上記の量子化誤差に関する不具合を排除することができる。 The effects obtained by the above-described means of the present invention are as follows.
In other words, according to the first means of the present invention, the dynamic range of the received signal can be compressed easily and effectively, so that a demodulator for receiving analog TV broadcasts having a circuit for digitally processing the digital signal is produced. It is possible to eliminate the inconvenience related to the quantization error while suppressing the cost.

地上波アナログテレビ放送の場合、受信信号のスペクトルは通常、映像搬送波周波数、音声搬送波周波数、映像副搬送波周波数の順に、高く鋭いピークを示す。ＡＭ変調の高周波成分は、映像搬送波周波数と映像副搬送波周波数の間の周波数領域に位置する成分であるが、このＡＭ変調の高周波成分の受信レベルと映像搬送波周波数における受信レベルとのレベル差は、通常非常に大きい。   In the case of terrestrial analog television broadcasting, the spectrum of a received signal usually shows a high and sharp peak in the order of video carrier frequency, audio carrier frequency, and video subcarrier frequency. The high frequency component of AM modulation is a component located in the frequency region between the video carrier frequency and the video subcarrier frequency. The level difference between the reception level of the high frequency component of AM modulation and the reception level at the video carrier frequency is Usually very large.

しかしながら、映像搬送波周波数よりも周波数の低い領域の受信信号をカットオフした場合には、同時に映像搬送波周波数の受信レベルをも抑圧することができるため、映像搬送波周波数の受信レベルとＡＭ変調の高周波成分の受信レベルとのレベル差を効果的に抑制（圧縮）することができる。
この圧縮が生じる理由は、アナログ回路で構成される一般のカットオフ手段により、映像搬送波周波数よりも周波数の低い領域の受信信号をカットオフする際に、通常、映像搬送波周波数近傍の成分も同時にある程度減衰されるためである。言い換えれば、上記の下位領域カットオフ手段のカットオフ周波数近傍の減衰特性は、周波数に対して急峻過ぎてはならず、この周波数特性がある程度周波数に対して穏やかな一般の場合に、上記の作用・効果を得ることができる。 However, when a received signal in a region having a frequency lower than the video carrier frequency is cut off, the reception level of the video carrier frequency can be suppressed at the same time. The level difference from the reception level can be effectively suppressed (compressed).
The reason why this compression occurs is that when a received signal in a region having a frequency lower than the video carrier frequency is cut off by a general cut-off means constituted by an analog circuit, the components in the vicinity of the video carrier frequency are usually at a certain level at the same time. This is because it is attenuated. In other words, the attenuation characteristic in the vicinity of the cutoff frequency of the lower region cutoff means should not be too steep with respect to the frequency.・ Effects can be obtained.

したがって、この映像搬送波のピーク信号に対する抑圧処理は、垂直同期若しくは水平同期のための同期信号が劣化しない範囲内で、或いは映像搬送波のピーク信号のレベルが音声搬送波のピーク信号のレベルと略同等レベルに低下するまでの範囲内で、実施すれば良い。この抑圧効果が大き過ぎると同期信号が劣化してしまい望ましくない。或いは、この抑圧効果が大き過ぎると、今度は音声搬送波のピーク信号が新たな限定要因となるので、それ以上のダイナミックレンジ圧縮効果を得ることはできない。したがって、この抑圧効果が大き過ぎても、映像搬送波が劣化するだけでそれ以上の圧縮効果を得ることはできない。   Therefore, the suppression processing for the peak signal of the video carrier is performed within a range in which the synchronization signal for vertical synchronization or horizontal synchronization is not deteriorated, or the level of the peak signal of the video carrier is substantially equal to the level of the peak signal of the audio carrier. It may be carried out within the range until it falls to the point. If the suppression effect is too great, the synchronization signal is deteriorated, which is not desirable. Alternatively, if this suppression effect is too great, the peak signal of the audio carrier becomes a new limiting factor this time, so that no further dynamic range compression effect can be obtained. Therefore, even if this suppression effect is too great, it is not possible to obtain a further compression effect simply by degrading the video carrier.

また、テレビ放送受信用の復調装置に関しては、今後、デジタルテレビ放送受信用の装置を中心として、研究・開発が展開されていく時流が強いが、上記の本発明の構成に従えば、アナログテレビ放送受信用の復調装置とデジタルテレビ放送受信用の復調装置との間で、デジタル信号処理部の多くの部分（ハードウェア及び／又はソフトウェア）を共通化することができる。このため、上記の本発明の構成に従えば、デジタルテレビ放送受信用に開発される例えばデータ圧縮技術、ノイズ抑制技術、ダイバーシチ受信技術、ゴースト除去技術、画像修正技術などを使った製品や部品を、比較的円滑にアナログテレビ放送受信用の復調装置にも取り入れて、利用していくことが可能となる。即ち、本発明は、アナログテレビ放送受信用の復調装置の開発・製造コストの抑制にも寄与する。   Further, with regard to a demodulator for receiving a television broadcast, research and development will continue to be developed with a focus on digital television broadcast receiving devices in the future. However, according to the configuration of the present invention, an analog television Many parts (hardware and / or software) of the digital signal processing unit can be shared between the demodulator for broadcast reception and the demodulator for digital TV broadcast reception. For this reason, according to the configuration of the present invention described above, products and parts using, for example, data compression technology, noise suppression technology, diversity reception technology, ghost removal technology, image correction technology, etc., developed for receiving digital television broadcasts can be used. Therefore, it can be incorporated into a demodulator for receiving analog TV broadcasts relatively smoothly and used. That is, the present invention also contributes to the development and manufacturing cost reduction of a demodulator for receiving analog television broadcasts.

なお、カットオフする領域は、目的のチャンネルの帯域幅（６ＭＨｚ）の下限から、上位側に続く幅約１．１〜１．２ＭＨｚ程度の領域が良い。この領域が狭過ぎると、ダイナミックレンジを圧縮する効果が不足する。また、この領域が広過ぎると、有用な受信信号（映像搬送波）が必要以上に削除又は減衰されてしまい望ましくない。   The region to be cut off is preferably a region having a width of about 1.1 to 1.2 MHz following the upper side from the lower limit of the bandwidth (6 MHz) of the target channel. If this region is too narrow, the effect of compressing the dynamic range is insufficient. If this area is too wide, a useful received signal (video carrier wave) is deleted or attenuated more than necessary, which is not desirable.

また、本発明の第２の手段によれば、受信装置のローカル周波数を１．０〜１．２５ＭＨｚ程度ずらすだけで、非常に簡単に、目的の受信チャンネルのチャンネル帯域の下限からその映像搬送波周波数に至るまでの帯域の内の少なくとも一部分領域の受信信号をカットオフすることができる。この場合にも、上記と同様により望ましいスライド幅Δｆは、凡そ１．１〜１．２ＭＨｚ程度である。
また、このスライド操作によって、目的のチャンネルの上位側の隣のチャンネルの下方領域が、バンドパスフィルタの上限周波数の近傍領域に入り込むことになるが、各チャンネル間の境界近傍の部分の受信信号は常に低レベルであるので、隣のチャンネルの下方領域のはみ出しにより新たな問題が生じることは無い。 In addition, according to the second means of the present invention, the video carrier frequency can be determined from the lower limit of the channel band of the target reception channel very simply by shifting the local frequency of the reception device by about 1.0 to 1.25 MHz. It is possible to cut off the received signal in at least a part of the band up to. In this case as well, the more desirable slide width Δf is about 1.1 to 1.2 MHz.
Also, by this sliding operation, the lower area of the adjacent channel on the upper side of the target channel enters the area near the upper limit frequency of the bandpass filter, but the received signal in the vicinity of the boundary between each channel is Since it is always at a low level, there is no new problem caused by the protrusion of the lower region of the adjacent channel.

また、本発明の第３の手段によれば、帯域制限アナログフィルタの調整又は追加だけで、非常に簡単に、目的の受信チャンネルのチャンネル帯域の下限からその映像搬送波周波数に至るまでの帯域の内の少なくとも一部分領域の受信信号をカットオフすることができる。また、この帯域制限操作によって、目的のチャンネルが上位側にずれてはみ出す様なことは無い。この場合にも、上記と同様に望ましい通過帯域幅は、６ＭＨｚ−Δｆ（Δｆ＝１．１〜１．２ＭＨｚ）程度である。   Further, according to the third means of the present invention, it is very simple to adjust or add a band-limited analog filter, and very easily, within the band from the lower limit of the channel band of the target reception channel to the video carrier frequency. The received signal in at least a part of the area can be cut off. In addition, the band limitation operation does not cause the target channel to be shifted to the upper side. In this case as well, a desirable pass bandwidth is about 6 MHz−Δf (Δf = 1.1 to 1.2 MHz) as described above.

また、本発明の第４の手段によれば、上記の下位領域カットオフ手段によってカットオフされた受信信号を効果的に補償することができる。地上波アナログテレビ放送の場合、映像搬送波周波数を中心とする上下±１．２５ＭＨｚの領域では、映像搬送波周波数を折返点として上下対称に同じ情報を搬送している。したがって、下位領域カットオフ手段によって下位の１．２５ＭＨｚの領域の受信信号がカットオフされた場合でも、映像搬送波周波数より上位の１．２５ＭＨｚの領域の受信信号を適当に増強しておけば、カットオフされた受信信号を効果的に補償することができる。この補償処理は、アナログ回路上で実現しても良いし、デジタル回路上で実現しても良い。   Further, according to the fourth means of the present invention, it is possible to effectively compensate the reception signal cut off by the lower area cut-off means. In the case of terrestrial analog television broadcasting, the same information is conveyed symmetrically in the vertical direction in the region of ± 1.25 MHz above and below the video carrier frequency. Therefore, even when the lower-layer 1.25 MHz region received signal is cut off by the lower region cut-off means, if the received signal in the 1.25 MHz region higher than the video carrier frequency is appropriately enhanced, the cut The received signal that has been turned off can be effectively compensated. This compensation processing may be realized on an analog circuit or a digital circuit.

以下、本発明を具体的な実施例に基づいて説明する。
ただし、本発明の実施形態は、以下に示す個々の実施例に限定されるものではない。 Hereinafter, the present invention will be described based on specific examples.
However, the embodiments of the present invention are not limited to the following examples.

図１のブロック図は、本明細書の各実施例に係わるアナログテレビ放送受信用の復調装置１０００のシステム構成を表している。以下、この復調装置１０００のシステム構成について説明する。
チューナ１は、ダウンコンバータ１ａとＡＧＣアンプ４１〜４４等を備えている。また、ダウンコンバータ１ａは、ローカル発振器１０とローカルミキサ２１〜２４とバンドパスフィルタ３１〜３４等を備えている。各アンテナＡ１〜Ａ４はアナログテレビ放送受信用のものであり、それぞれ、チューナ１に内蔵された図略のＲＦアンプと広帯域バンドパスフィルタとを経由して、それぞれ、対応する各ローカルミキサ２１〜２４に接続されている。各ローカルミキサ２１〜２４の出力端は、それぞれ、対応する各バンドパスフィルタ３１〜３４の入力端に接続されると共に、それぞれ、ローカル発振器１０の出力端に接続されている。また、各バンドパスフィルタ３１〜３４の出力端はそれぞれ、対応する各ＡＧＣアンプ４１〜４４の入力端に接続されている。 The block diagram of FIG. 1 shows the system configuration of a demodulator 1000 for receiving analog television broadcast according to each embodiment of the present specification. Hereinafter, the system configuration of the demodulator 1000 will be described.
The tuner 1 includes a down converter 1a, AGC amplifiers 41 to 44, and the like. The down converter 1a includes a local oscillator 10, local mixers 21 to 24, band pass filters 31 to 34, and the like. Each of the antennas A1 to A4 is for receiving analog TV broadcasts, and each of the corresponding local mixers 21 to 24 passes through an RF amplifier (not shown) and a broadband bandpass filter built in the tuner 1, respectively. It is connected to the. The output terminals of the local mixers 21 to 24 are connected to the input terminals of the corresponding bandpass filters 31 to 34, respectively, and are also connected to the output terminal of the local oscillator 10, respectively. The output terminals of the band pass filters 31 to 34 are connected to the input terminals of the corresponding AGC amplifiers 41 to 44, respectively.

即ち、アンテナＡ１とローカルミキサ２１とバンドパスフィルタ３１とＡＧＣアンプ４１とは順次直列に接続されており、ＡＧＣアンプ４１が出力するアナログ信号は、Ａ／Ｄ変換器５１に入力される。他のアンテナ系列（Ａ２，Ａ３，Ａ４）に付いても同様で、これらの各アンテナ系列は、それぞれ互いに並列に配置されている。   That is, the antenna A1, the local mixer 21, the bandpass filter 31, and the AGC amplifier 41 are sequentially connected in series, and an analog signal output from the AGC amplifier 41 is input to the A / D converter 51. The same applies to the other antenna series (A2, A3, A4), and these antenna series are arranged in parallel with each other.

一方、ＭＲＣユニット２は、Ａ／Ｄ変換器５１〜５４と重み係数演算部６０と乗算器７１〜７４と加算器８０とＡＧＣ電圧演算部１００とＤ／Ａ変換器１１０等を備えている。各Ａ／Ｄ変換器５１〜５４の各入力端はそれぞれ、対応する各ＡＧＣアンプ４１〜４４の各出力端に接続されている。また、各Ａ／Ｄ変換器５１〜５４から出力される各デジタル信号はそれぞれ、対応する各乗算器７１〜７４を経由して加算器８０に出力される。加算器８０の演算結果（デジタル信号）は、復調器９０に出力されると同時に、重み係数演算部６０とＡＧＣ電圧演算部１００にも出力される。   On the other hand, the MRC unit 2 includes A / D converters 51 to 54, a weight coefficient calculation unit 60, multipliers 71 to 74, an adder 80, an AGC voltage calculation unit 100, a D / A converter 110, and the like. The input terminals of the A / D converters 51 to 54 are connected to the output terminals of the corresponding AGC amplifiers 41 to 44, respectively. The digital signals output from the A / D converters 51 to 54 are output to the adder 80 via the corresponding multipliers 71 to 74, respectively. The calculation result (digital signal) of the adder 80 is output to the demodulator 90 and simultaneously to the weighting coefficient calculation unit 60 and the AGC voltage calculation unit 100.

以下、この復調装置１０００のシステム動作について説明する。
各アンテナＡｎ（ｎ＝１，２，３，４）で受信した受信信号は、上記の図略のＲＦアンプによってそれぞれ増幅され、上記の図略の広帯域バンドパスフィルタによってＶＨＦとＵＨＦの少なくとも何れか一方に帯域制限を受けた後、それぞれ、対応する各ローカルミキサ２１〜２４に入力される。各ローカルミキサ２１〜２４では、ローカル発振器１０から発信されるチャンネル選択用の交流信号と各アンテナＡ１〜Ａ４から得られる受信信号とを乗算することによりミキシング（周波数変換処理）を実行する。これにより、ＲＦ信号がＩＦ信号に変換される。ダウンコンバータ１ａによって実行されるこの変換の形態に付いては、図２、図３を用いて後から詳しく説明する。 Hereinafter, the system operation of the demodulator 1000 will be described.
Received signals received by the respective antennas An (n = 1, 2, 3, 4) are respectively amplified by the RF amplifier (not shown), and at least one of VHF and UHF by the broadband bandpass filter (not shown). After being subjected to band limitation on one side, the signals are input to the corresponding local mixers 21 to 24, respectively. Each of the local mixers 21 to 24 performs mixing (frequency conversion processing) by multiplying an AC signal for channel selection transmitted from the local oscillator 10 and a reception signal obtained from each of the antennas A1 to A4. Thereby, the RF signal is converted into an IF signal. The form of this conversion executed by the down converter 1a will be described in detail later with reference to FIGS.

重み係数演算部６０は、ダイバーシチ受信を実施するための制御を最大比合成法に従って実行する。即ち、重み係数演算部６０は、各Ａ／Ｄ変換器５１〜５４から出力される各デジタル信号と加算器８０から出力されるデジタル信号とに基づいて、各アンテナ系列の重み係数を決定する。各乗算器７１〜７４はそれぞれ、対応する各Ａ／Ｄ変換器５１〜５４から出力される各デジタル信号に、上記の各重み係数を掛けることにより、重み付けがされたデジタル信号をそれぞれ加算器８０に出力する。この様な構成により、最大比合成法に従ってダイバーシチ受信を実施することができる。   The weighting factor calculation unit 60 executes control for performing diversity reception according to the maximum ratio combining method. That is, the weighting factor calculation unit 60 determines the weighting factor of each antenna series based on each digital signal output from each A / D converter 51 to 54 and the digital signal output from the adder 80. Each of the multipliers 71 to 74 multiplies each digital signal output from the corresponding A / D converter 51 to 54 by the above weighting coefficient, thereby adding the weighted digital signal to the adder 80. Output to. With such a configuration, diversity reception can be performed according to the maximum ratio combining method.

この加算器８０から出力されるデジタル信号は、復調器９０が実行するベースバンドへの周波数変換処理やＤ／Ａ変換処理等を始めとする各種の周知の復調処理を経て、画像／音声出力装置に出力される。ただし、Ａ／Ｄ変換を実施する際に各Ａ／Ｄ変換器５１〜５４により、目的の受信チャンネルのアナログ信号を直接ベースバンドレンジに落して処理することも可能である。その様な場合には、上記のベースバンドへの周波数変換処理は必要ない。また、ＡＧＣ電圧演算部１００は、加算器８０から出力される上記のデジタル信号に基づいて、ＡＧＣアンプ４１〜４４の適正な利得を求める。これにより、受信状態に応じた出力レベルが決定されるので加算器８０から出力される上記のデジタル信号のレベルが安定する。
なお、Ｄ／Ａ変換器１１０は、ＡＧＣ電圧演算部１００の算出結果（：ＡＧＣアンプ４１〜４４の適正な利得）をアナログ信号に変換して、各ＡＧＣアンプ４１〜４４に出力するものである。 The digital signal output from the adder 80 is subjected to various known demodulation processes such as frequency conversion to baseband and D / A conversion performed by the demodulator 90, and the image / sound output device. Is output. However, when the A / D conversion is performed, the analog signals of the target reception channel can be directly dropped into the baseband range and processed by the A / D converters 51 to 54. In such a case, the frequency conversion processing to the baseband described above is not necessary. Further, the AGC voltage calculation unit 100 obtains appropriate gains of the AGC amplifiers 41 to 44 based on the digital signal output from the adder 80. As a result, the output level corresponding to the reception state is determined, so that the level of the digital signal output from the adder 80 is stabilized.
The D / A converter 110 converts the calculation result of the AGC voltage calculation unit 100 (: appropriate gain of the AGC amplifiers 41 to 44) into an analog signal and outputs the analog signal to each AGC amplifier 41 to 44. .

図２に、本実施例１におけるダウンコンバータ１ａの設定形態を示す。本図２の下段の周波数ａ〜ｅは、ダウンコンバータ１ａのローカルミキサ２１〜２４によってローカル周波数ｘだけ下方変換された後の周波数を示しており、それぞれ前述の図７の周波数Ａ〜Ｅと、次式（１）に示す対応関係を持っている。即ち、ここで、ｘ［ＭＨｚ］は、ローカル発振部１０が発振する交流信号（ローカル）の周波数である。
（周波数ａ〜ｅ）
ａ＝Ａ−ｘ （Ａは目的の受信チャンネルの下限周波数），
ｂ＝Ｂ−ｘ （Ｂは目的の受信チャンネルの映像搬送波周波数），
ｃ＝Ｃ−ｘ （Ｃは目的の受信チャンネルの映像副搬送波周波数），
ｄ＝Ｄ−ｘ （Ｄは目的の受信チャンネルの音声搬送波周波数），
ｅ＝Ｅ−ｘ （Ｅは目的の受信チャンネルの上限周波数），
ｂ−ａ＝１．２５ＭＨｚ，
ｃ−ｂ＝３．５７９５４５ＭＨｚ，
ｄ−ｂ＝４．５ＭＨｚ，
ｅ−ａ＝６．０ＭＨｚ …（１） FIG. 2 shows a setting form of the down converter 1a according to the first embodiment. The lower frequencies a to e in FIG. 2 indicate frequencies after being down-converted by the local frequency x by the local mixers 21 to 24 of the down converter 1a, and the frequencies A to E in FIG. It has the correspondence shown in the following formula (1). That is, here, x [MHz] is the frequency of the AC signal (local) oscillated by the local oscillation unit 10.
(Frequency ae)
a = A−x (A is the lower limit frequency of the target reception channel),
b = B−x (B is the video carrier frequency of the target reception channel),
c = C−x (C is the video subcarrier frequency of the target reception channel),
d = D−x (D is the audio carrier frequency of the target reception channel),
e = E−x (E is the upper limit frequency of the target reception channel),
b−a = 1.25 MHz,
c−b = 3.579545 MHz,
d−b = 4.5 MHz,
e−a = 6.0 MHz (1)

また、本図２の上段は、バンドパスフィルタ３１〜３４に与えるべき、帯域制限特性（ＢＰＦ１）を示しており、この帯域制限範囲の上下限ａ′，ｅ′は、次式（２）に示す様に設定されている。
（上下限ａ′，ｅ′）
ａ′＝ａ＋Δｆ＜ｂ，
ｅ′＝ａ′＋６．０ＭＨｚ …（２） The upper part of FIG. 2 shows the band limiting characteristic (BPF1) to be given to the bandpass filters 31 to 34. The upper and lower limits a ′ and e ′ of the band limiting range are expressed by the following equation (2). It is set as shown.
(Upper and lower limits a ', e')
a ′ = a + Δf <b,
e ′ = a ′ + 6.0 MHz (2)

ここで、バンドパスフィルタ３１〜３４の帯域制限範囲の下限値ａ′は定数であるので、ローカル周波数ｘは、所望の受信チャンネルの下限周波数Ａに対して、次式（３）が成り立つ様に決定すれば良い。
ｘ ＝ Ａ−ａ′＋Δｆ
＝ Ｅ−ｅ′＋Δｆ …（３） Here, since the lower limit value a ′ of the band limit range of the bandpass filters 31 to 34 is a constant, the local frequency x is set such that the following expression (3) is established with respect to the lower limit frequency A of the desired reception channel. Just decide.
x = A−a ′ + Δf
= E−e ′ + Δf (3)

本実施例１では、上記のスライド幅Δｆを１．１５ＭＨｚとする。図３は、図１の復調器９０内のベースバンドレンジで観測される目的の受信チャンネルの受信状態（スペクトル）を例示するグラフであり、図３−ＡはΔｆ＝０ＭＨｚと設定した場合の比較例（以下、比較例１と言う）に相当し、図３−ＢはΔｆ＝１．１５ＭＨｚと設定した場合の本実施例１に相当している。
図３−Ａに例示する比較例１では、ＡＭ高周波に対応する丸印で示す部分が、映像搬送波に対応する周波数ｂの部分よりも約６０ｄＢも信号レベルが低くなっている。このため、比較例１では、例えば前述の重み係数演算部６０等で実施されるデジタル信号処理の処理データ（デジタルデータ）のダイナミックレンジを大きくしないと、前述の縦線がぼやけてしまう不具合を回避することができない。 In the first embodiment, the slide width Δf is set to 1.15 MHz. FIG. 3 is a graph illustrating the reception state (spectrum) of the target reception channel observed in the baseband range in the demodulator 90 of FIG. 1, and FIG. 3-A is a comparison when Δf = 0 MHz is set. This corresponds to an example (hereinafter referred to as Comparative Example 1), and FIG. 3B corresponds to Example 1 when Δf = 1.15 MHz is set.
In Comparative Example 1 illustrated in FIG. 3A, the signal level of the portion indicated by the circle corresponding to the AM high frequency is approximately 60 dB lower than the portion of the frequency b corresponding to the video carrier. For this reason, in the first comparative example, for example, the above-described vertical line is blurred unless the dynamic range of the processing data (digital data) of the digital signal processing performed by the above-described weighting factor calculation unit 60 or the like is increased. Can not do it.

一方、図３−Ｂに例示する本実施例１では、Δｆ＝１．１５ＭＨｚとする図２及び式（３）のローカル周波数ｘの設定により、音声搬送波に対応する周波数ｄの部分が最大値を示す様に変更されており、かつ、この部分とＡＭ高周波に対応する部分との信号レベルのレベル差は、約４０ｄＢ程度にまで、圧縮、改善されている。これは、下方領域１．１５ＭＨｚをカットオフする際に、カットオフされる領域に最も近い映像搬送波に相当する部分の信号レベルも同時に減衰されたためである。   On the other hand, in the first embodiment illustrated in FIG. 3B, the portion of the frequency d corresponding to the audio carrier wave has the maximum value by setting the local frequency x in FIG. 2 and Expression (3) where Δf = 1.15 MHz. As shown, the signal level difference between this portion and the portion corresponding to the AM high frequency is compressed and improved to about 40 dB. This is because when the lower region 1.15 MHz is cut off, the signal level of the portion corresponding to the video carrier closest to the cut-off region is also attenuated.

このため、本実施例１では、ＭＲＣユニット２で扱われる処理データ（デジタルデータ）のダイナミックレンジを効果的に圧縮できるので、ＭＲＣユニット２内での量子化精度をむやみに高くする必要がなくなる。即ち、本実施例１では、Ａ／Ｄ変換器５１〜５４での量子化精度を必要かつ十分な精度に適度に設定できるので、ＭＲＣユニット２の価格を効果的に抑制することができる。   For this reason, in the first embodiment, the dynamic range of the processing data (digital data) handled by the MRC unit 2 can be effectively compressed, so that it is not necessary to increase the quantization accuracy in the MRC unit 2 unnecessarily. That is, in the first embodiment, since the quantization accuracy in the A / D converters 51 to 54 can be set appropriately to the necessary and sufficient accuracy, the price of the MRC unit 2 can be effectively suppressed.

また、本実施例１では、Δｆ＝１．１５ＭＨｚと設定したが、スライド幅Δｆの適正範囲は１．０〜１．２５ＭＨｚ程度で、望ましいくは、例えば上記の様に約１．１〜１．２ＭＨｚ程度の範囲内に設定すれば、有効な結果が得られ易い。
本実施例１では、ローカル周波数ｘを上記の式（３）に従ってΔｆずらすだけで非常に簡単に、目的の受信チャンネルのチャンネル帯域の下方領域の受信信号をカットオフすることができる点が、最も大きな特徴である。 In the first embodiment, Δf = 1.15 MHz is set. However, an appropriate range of the slide width Δf is about 1.0 to 1.25 MHz, and preferably about 1.1 to 1 as described above, for example. If it is set within the range of about 2 MHz, effective results can be easily obtained.
In the first embodiment, the reception signal in the lower region of the channel band of the target reception channel can be cut off very simply by shifting the local frequency x by Δf according to the above equation (3). It is a big feature.

或いはまた、前述の式（３）においてｘ＝Ａ−ａ′としたままでも、即ち、ローカル周波数ｘに対するΔｆのスライドを実施しないままでも、図１のバンドパスフィルタ３１〜３４の帯域制限特性を巧く変更することにより、上記の実施例１と同様の効果を得ることができる。本実施例２では、その様な場合について例示する。   Alternatively, the band limiting characteristics of the bandpass filters 31 to 34 shown in FIG. 1 can be obtained even when x = A−a ′ in the above-described equation (3), that is, without sliding Δf with respect to the local frequency x. By changing skillfully, the same effect as in the first embodiment can be obtained. Example 2 will illustrate such a case.

図４に、本実施例２におけるダウンコンバータ１ａの設定形態を示す。即ち、本実施例２においては、図１のバンドパスフィルタ３１〜３４に与えるべき帯域制限特性を図４の上段の帯域制限特性ＢＰＦ２の様に設定する。本図４では、前述の図２と同じ数値は同じ変数を用いて示しており、図２の帯域制限特性ＢＰＦ１の上限周波数（ｅ′）は、図４の帯域制限特性ＢＰＦ２の上限周波数（ｅ′）と一致している。しかし、図２の帯域制限特性ＢＰＦ１の下限周波数ａ′と図４の帯域制限特性ＢＰＦ２の下限周波数ａ″との間には、次式（４）の関係を設ける。
（ＢＰＦ２の下限周波数ａ″）
ａ″＝ａ′＋Δｆ …（４） FIG. 4 shows a setting form of the down converter 1a in the second embodiment. That is, in the second embodiment, the band limiting characteristic to be given to the bandpass filters 31 to 34 in FIG. 1 is set like the band limiting characteristic BPF2 in the upper stage of FIG. In FIG. 4, the same numerical values as in FIG. 2 are shown using the same variables, and the upper limit frequency (e ′) of the band limiting characteristic BPF1 in FIG. 2 is the upper limit frequency (e ′) of the band limiting characteristic BPF2 in FIG. ′). However, the relationship of the following equation (4) is provided between the lower limit frequency a ′ of the band limiting characteristic BPF1 of FIG. 2 and the lower limit frequency a ″ of the band limiting characteristic BPF2 of FIG.
(Lower limit frequency a ″ of BPF2)
a ″ = a ′ + Δf (4)

即ち、本実施例２（図４）では、帯域制限特性の上限周波数は、上記の実施例１のＢＰＦ１の上限周波数と同じ周波数に据え置き、帯域制限特性の下限周波数のみを帯域制限特性ＢＰＦ１に対してΔｆだけ上方にずらすことにより、帯域制限特性ＢＰＦ２を設定する。この様に、下方側の領域（目的の受信チャンネルのチャンネル帯域の下限からこの受信チャンネルの映像搬送波周波数に至るまでの帯域の内の一部分領域）をカットオフできる様に、バンドパスフィルタ３１〜３４に与えるべき帯域制限特性の帯域幅を狭くすることによっても、実施例１と略同様の作用原理によって、実施例１と略同様の効果を得ることができる。   That is, in the second embodiment (FIG. 4), the upper limit frequency of the band limiting characteristic is set to the same frequency as the upper limit frequency of the BPF 1 of the first embodiment, and only the lower limit frequency of the band limiting characteristic is set to the band limiting characteristic BPF1. Then, the band limiting characteristic BPF2 is set by shifting upward by Δf. In this way, the bandpass filters 31 to 34 can cut off the lower region (a partial region within the band from the lower limit of the channel band of the target reception channel to the video carrier frequency of the reception channel). By narrowing the bandwidth of the band limiting characteristic to be applied to the first embodiment, the same effect as that of the first embodiment can be obtained by the same principle of operation as that of the first embodiment.

図１のバンドパスフィルタ３１に関する本実施例３においてのより具体的な構成例を図５に示す。勿論、バンドパスフィルタ３２〜３４に付いても図５のバンドパスフィルタの構成例と全く同じ構成にする。このバンドパスフィルタ３１の構成例では、２つのバンドパスフィルタ３０ｂ，３０ｃを並列に接続している点が特徴的であり、例えばこの様な構成によって、受信チャンネルの映像搬送波周波数から上位側に広がる、幅１．２乃至１．３ＭＨｚの領域の信号を選択的により大きく増幅することが可能となる。   FIG. 5 shows a more specific configuration example in the third embodiment related to the bandpass filter 31 of FIG. Of course, the band-pass filters 32 to 34 have the same configuration as the configuration example of the band-pass filter of FIG. The configuration example of the band pass filter 31 is characterized in that two band pass filters 30b and 30c are connected in parallel. For example, with such a configuration, the video carrier frequency of the reception channel spreads to the upper side. Thus, it becomes possible to selectively amplify a signal in a region having a width of 1.2 to 1.3 MHz.

増幅器３０ａは、その前段のローカルミキサ（２１／２２／２３／２４）から出力されるアナログ信号を増幅して、２つのバンドパスフィルタ３０ｂ，３０ｃにそれぞれ出力する。バンドパスフィルタ３０ｂの帯域制限特性は、図２に示す帯域制限特性ＢＰＦ１と同じにする。また、バンドパスフィルタ３０ｃの帯域制限特性は、図６に示す帯域制限特性ＢＰＦ３の様に設定する。本図６では、前述の図２と同じ数値は同じ変数を用いて示しており、図６の帯域制限特性ＢＰＦ３の下限周波数αは、図２の帯域制限特性ＢＰＦ１の下限周波数ａ′と略一致している。即ち、α≒ａ′と設定する。一方、図６の帯域制限特性ＢＰＦ３の上限周波数εは、ε≒２ｂ−ａと設定する。また、２つのバンドパスフィルタ３０ｂ，３０ｃから出力される各アナログ信号は、アナログ信号合成器３０ｄによって合成する。   The amplifier 30a amplifies the analog signal output from the preceding local mixer (21/22/23/24) and outputs the amplified analog signal to the two band pass filters 30b and 30c. The band pass characteristic of the band pass filter 30b is the same as the band limit characteristic BPF1 shown in FIG. Further, the band limiting characteristic of the band pass filter 30c is set like a band limiting characteristic BPF3 shown in FIG. In FIG. 6, the same numerical values as in FIG. 2 are shown using the same variables, and the lower limit frequency α of the band limiting characteristic BPF3 in FIG. 6 is substantially the same as the lower limit frequency a ′ of the band limiting characteristic BPF1 in FIG. I'm doing it. That is, α≈a ′ is set. On the other hand, the upper limit frequency ε of the band limiting characteristic BPF3 in FIG. 6 is set as ε≈2b−a. The analog signals output from the two band pass filters 30b and 30c are synthesized by the analog signal synthesizer 30d.

この時、Δｆ＝１．１５ＭＨｚとし、かつ、前述の式（１）〜式（３）に従って、ローカル周波数ｘなどを決定すれば、アナログ信号合成器３０ｄによって出力される合成信号においては、映像搬送波周波数に対応する周波数ｂより上位の１．２５ＭＨｚの領域の受信信号だけが、選択的により高い利得で増幅されることになる。   At this time, if Δf = 1.15 MHz and the local frequency x or the like is determined according to the above-described formulas (1) to (3), the video carrier is used in the synthesized signal output by the analog signal synthesizer 30d. Only the received signal in the region of 1.25 MHz higher than the frequency b corresponding to the frequency is selectively amplified with a higher gain.

地上波アナログテレビ放送の場合、映像搬送波周波数を中心とする上下±１．２５ＭＨｚの領域では、映像搬送波周波数を折返点として上下対称に同じ情報を搬送しているので、下位領域カットオフ手段によって下位の１．２５ＭＨｚの領域の受信信号がカットオフされた場合でも、例えば本実施例３の様に、映像搬送波周波数より上位の１．２５ＭＨｚの領域の受信信号だけを選択的に適当に増強しておけば、下位領域カットオフ手段でカットオフされた受信信号を効果的に補償することができる。   In the case of terrestrial analog television broadcasting, in the region of ± 1.25 MHz above and below the center of the video carrier frequency, the same information is conveyed vertically symmetrically with the video carrier frequency as a turning point. Even if the received signal in the 1.25 MHz region is cut off, only the received signal in the 1.25 MHz region, which is higher than the video carrier frequency, is selectively appropriately enhanced as in the third embodiment. In this case, it is possible to effectively compensate the reception signal cut off by the lower area cut-off means.

〔その他の変形例〕
本発明の実施形態は、上記の形態に限定されるものではなく、その他にも以下に例示される様な変形を行っても良い。この様な変形や応用によっても、本発明の作用に基づいて本発明の効果を得ることができる。
（変形例１）
例えば、上記の実施例１では、ローカル周波数ｘをスライド幅Δｆだけずらすことにより、本発明の作用・効果を導き、また、上記の実施例２では、帯域制限特性ＢＰＦ２をスライド幅Δｆだけ狭くすることにより、本発明の作用・効果を導いたが、両実施例の手段を組み合わせて実施することも可能である。この場合、例えばΔｆを５７５ｋＨｚに設定すれば、結局、目的の受信チャンネルの下位領域１．１５ＭＨｚをカットオフすることができるので、この様な複合した方式によっても、上記と同様に本発明の作用・効果を得ることができる。 [Other variations]
The embodiment of the present invention is not limited to the above-described embodiment, and other modifications as exemplified below may be made. Even with such modifications and applications, the effects of the present invention can be obtained based on the functions of the present invention.
(Modification 1)
For example, in the first embodiment, the operation / effect of the present invention is derived by shifting the local frequency x by the slide width Δf. In the second embodiment, the band limiting characteristic BPF2 is narrowed by the slide width Δf. As a result, the actions and effects of the present invention have been derived, but it is also possible to combine the means of the two embodiments. In this case, for example, if Δf is set to 575 kHz, the lower region 1.15 MHz of the target reception channel can be cut off. Therefore, even with such a combined method, the operation of the present invention is similar to the above.・ Effects can be obtained.

言い換えれば、ローカル周波数ｘによってミキシングされた後の目的のチャンネルの下限周波数ｆ１と、そのチャンネルを抽出するために帯域制限を掛けるバンドパスフィルタの下限周波数ｆ２との間に、ｆ１＋Δｆ＝ｆ２（１．０ＭＨｚ≦Δｆ≦１．３ＭＨｚ）の関係を設けることができれば良いのであって、この関係を満たすために、ローカル周波数ｘをスライドさせても良いし、バンドパスフィルタの下限周波数ｆ２をスライドさせても良いし、両者のスライド幅の和がΔｆに一致する様に設定しても良い。   In other words, between the lower limit frequency f1 of the target channel after being mixed by the local frequency x and the lower limit frequency f2 of the bandpass filter that applies band limitation to extract the channel, f1 + Δf = f2 (1. 0 MHz ≦ Δf ≦ 1.3 MHz) as long as the relationship can be provided. To satisfy this relationship, the local frequency x may be slid, or the lower limit frequency f2 of the bandpass filter may be slid. Alternatively, the sum of the slide widths of both may be set to coincide with Δf.

（変形例２）
また、復調装置（受信装置）のＡ／Ｄ変換を実施する前のアナログ回路においては、ローカルミキサによる周波数変換やバンドパスフィルタによる帯域制限は、何段階に分けて実施しても良い。したがって、受信チャンネルのチャンネル帯域の下限からこの受信チャンネルの映像搬送波周波数に至るまでの帯域の内の少なくとも一部分領域の受信信号をカットオフする、本発明の下位領域カットオフ手段は、多段階に分けて構成することも勿論可能である。Ａ／Ｄ変換を実施する前のアナログ信号処理部（アナログ回路）の中に、本発明の下位領域カットオフ手段を配置する限り、本発明の下位領域カットオフ手段を多段階に分けて構成しても、上記と同様の効果が得られることは、本発明の作用原理から明らかである。 (Modification 2)
In the analog circuit before the A / D conversion of the demodulating device (receiving device), the frequency conversion by the local mixer and the band limitation by the band pass filter may be performed in any number of stages. Therefore, the lower area cut-off means of the present invention for cutting off the received signal in at least a partial area within the band from the lower limit of the channel band of the receiving channel to the video carrier frequency of the receiving channel is divided into multiple stages. Of course, it is also possible to configure. As long as the lower region cut-off means of the present invention is arranged in the analog signal processing unit (analog circuit) before the A / D conversion, the lower region cut-off means of the present invention is divided into multiple stages. However, it is clear from the operation principle of the present invention that the same effect as described above can be obtained.

（変形例３）
また、実施例３では、映像搬送波のレベル補償処理をアナログ回路で行っているが、この様な補償処理は、例えば図１の構成下においては、ＭＲＣユニット２中のデジタル信号処理部等で実施しても良い。この様な方式の如何は、デジタル信号処理部の演算処理能力における余裕の有無によって決定すれば良い。より一般には、この様な補償機構は、本発明の復調装置を構成する任意の部分に組み込んだり挿入したりすることができる。 (Modification 3)
In the third embodiment, the level compensation processing of the video carrier wave is performed by an analog circuit. Such compensation processing is performed by a digital signal processing unit in the MRC unit 2 in the configuration of FIG. You may do it. Such a method may be determined by whether or not there is a margin in the arithmetic processing capability of the digital signal processing unit. More generally, such a compensation mechanism can be incorporated or inserted into any part of the demodulator of the present invention.

本発明は、地上波を受信するアンテナに接続するアナログテレビ放送受信用の復調装置に関し、デジタル信号をデジタル処理する回路を有するアナログテレビ放送用の受信装置に大いに有用なものである。   The present invention relates to an analog television broadcast receiving demodulator connected to an antenna for receiving terrestrial waves, and is very useful for an analog television broadcast receiving device having a circuit for digitally processing a digital signal.

各実施例に係わる復調装置１０００のシステム構成を表すブロック図The block diagram showing the system configuration | structure of the demodulator 1000 concerning each Example 実施例１におけるダウンコンバータ１ａの設定形態を示すグラフThe graph which shows the setting form of the down converter 1a in Example 1 比較例１（Δｆ＝０）での受信状態を例示するグラフGraph illustrating the reception state in Comparative Example 1 (Δf = 0) 実施例１（Δｆ＝１．１５ＭＨｚ）での受信状態を例示するグラフGraph illustrating the reception state in the first embodiment (Δf = 1.15 MHz) 実施例２におけるダウンコンバータ１ａの設定形態を示すグラフThe graph which shows the setting form of the down converter 1a in Example 2 実施例３におけるバンドパスフィルタ３１の構成例を表すブロック図FIG. 6 is a block diagram illustrating a configuration example of a bandpass filter 31 in the third embodiment. 実施例３におけるバンドパスフィルタ３０ｃの設定形態を示すグラフThe graph which shows the setting form of the band pass filter 30c in Example 3. アナログテレビ放送の各チャンネル内での帯域割り当て形式を示すグラフGraph showing bandwidth allocation format within each channel of analog TV broadcast

符号の説明Explanation of symbols

Ａ１〜Ａ４： アンテナ
１０００ ： アナログテレビ放送受信用の復調装置
１ ： チューナ
１ａ： ダウンコンバータ
１０ ： ローカル発振器
２１〜２４： ローカルミキサ
３１〜３４： バンドパスフィルタ
４１〜４４： ＡＧＣアンプ
２ ： ＭＲＣユニット
５１〜５４： Ａ／Ｄ変換器
６０ ： 重み係数演算部
７１〜７４： 乗算器
８０ ： 加算器
９０ ： 復調器
１００ ： ＡＧＣ電圧演算部
１１０ ： Ｄ／Ａ変換器 A1 to A4: Antenna 1000: Demodulator for analog TV broadcast reception 1: Tuner 1a: Down converter 10: Local oscillator 21-24: Local mixer 31-34: Band pass filter 41-44: AGC amplifier 2: MRC unit 51 ˜54: A / D converter 60: Weight coefficient calculation unit 71-74: Multiplier 80: Adder 90: Demodulator 100: AGC voltage calculation unit 110: D / A converter

Claims (4)

地上波を受信するアンテナに接続するアナログテレビ放送受信用の復調装置であって、
前記アンテナの受信信号から所望の受信チャンネルをアナログ回路で抽出するチューナと、
前記チューナから出力されるアナログ信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換部と、
前記Ａ／Ｄ変換部から出力されるデジタル信号をデジタル処理するデジタル信号処理部と、
前記デジタル信号処理部から出力されるデジタル信号を復調する復調部と
を有し、
前記チューナは、
前記受信チャンネルのチャンネル帯域の下限から前記受信チャンネルの映像搬送波周波数に至るまでの帯域の内の少なくとも一部分領域の受信信号をカットオフする下位領域カットオフ手段を有する
ことを特徴とするアナログテレビ放送用の復調装置。 A demodulator for receiving analog TV broadcasts connected to an antenna for receiving terrestrial waves,
A tuner for extracting a desired reception channel from the reception signal of the antenna by an analog circuit;
An A / D converter for A / D converting an analog signal output from the tuner;
A digital signal processor for digitally processing a digital signal output from the A / D converter;
A demodulator that demodulates the digital signal output from the digital signal processor,
The tuner is
For analog television broadcasting, comprising lower region cut-off means for cutting off a received signal in at least a partial region of a band from a lower limit of a channel band of the reception channel to a video carrier frequency of the reception channel Demodulator. 前記下位領域カットオフ手段は、
カットオフすべき前記一部分領域の帯域幅だけ、所定のローカル周波数をずらして設定するローカル周波数設定手段を有する
ことを特徴とする請求項１に記載のアナログテレビ放送用の復調装置。 The lower area cut-off means includes
2. The demodulator for analog television broadcasting according to claim 1, further comprising local frequency setting means for shifting and setting a predetermined local frequency by a bandwidth of the partial area to be cut off. 前記下位領域カットオフ手段は、
前記受信チャンネルの帯域幅よりも狭い帯域幅の帯域だけを通過させるバンドパスフィルタを有する
ことを特徴とする請求項１又は請求項２に記載のアナログテレビ放送用の復調装置。 The lower area cut-off means includes
3. The demodulator for analog television broadcasting according to claim 1, further comprising a band-pass filter that allows only a bandwidth having a narrower bandwidth than the bandwidth of the reception channel to pass. 前記受信チャンネルの映像搬送波周波数から上位側に広がる、幅１．２乃至１．３ＭＨｚの領域の信号を選択的に増幅するフィルタ部を有する
ことを特徴とする請求項１乃至請求項３の何れか１項に記載のアナログテレビ放送用の復調装置。 4. The filter unit according to claim 1, further comprising a filter unit that selectively amplifies a signal having a width of 1.2 to 1.3 MHz extending from the video carrier frequency of the reception channel to the upper side. 2. A demodulator for analog television broadcasting according to item 1.

Images