JP2005160009A - 送受信アンテナおよびそれを用いたミリ波送受信器 - Google Patents

Abstract

【課題】ミリ波送受信器を用いたミリ波レーダにおいて、パルス変調器の過渡的出力変動が内部の反射等によりミキサー出力変動へ直接伝達されるのを抑制する。
【解決手段】ＮＲＤガイドを基本構成に用い、ミリ波信号発振部21とパルス変調器22とサーキュレータ23とアンテナ24とミキサー25とを設けたミリ波送受信器において、第３の誘電体線路の線路長を、送信用のミリ波信号のうち第３の誘電体線路を通ってその先端部で反射して戻ってサーキュレータ23の第３の接続部に漏洩した一部のミリ波信号と、サーキュレータ23の第１の接続部から第３の接続部へ漏洩した他の一部のミリ波信号との中心周波数における位相差をδとしたときに、δ＝（２Ｎ−１）・π（ただし、Ｎは整数である。）となるように設定したミリ波送受信器である。ミキサー出力の変化を小さくすることができ、ミリ波送受信性能を向上させることができる。
【選択図】図５

Description

本発明は、ミリ波レーダモジュールやミリ波無線通信機等に使用される非放射性誘電体線路（ＮＲＤガイド）を用いたミリ波送受信器に関するものであり、パルス変調された送信用のミリ波信号が内部の反射等により受信系に出力されるのを遮断できるスイッチング制御部を有したミリ波送受信器において、スイッチング制御部が閉（オン）状態でのパルス変調器の過渡特性に起因するミキサーからの出力信号の変動の抑制に関するものである。また、サーキュレータの入出力用の伝送線路の１つにアンテナ（一次放射器も含むものである。）が接続されてなる送受信アンテナであって、送信系のミリ波信号の一部が直接受信系へ漏洩することが抑制される送受信アンテナおよびそれを用いたミリ波送受信器に関するものである。

従来から、ミリ波レーダモジュールやミリ波無線通信機等への応用が期待されるミリ波送受信器の方式として、例えば、特許文献１に開示されているようなパルス変調方式が提案されている。

しかしながら、パルス変調方式では、パルス変調された送信用のミリ波信号の一部が送受信器の内部での反射等により受信系に不要な信号として出力され、これが受信性能に悪影響を及ぼすという問題点があった。

本発明者は既にこの問題点に対する解決策を提案している（特願2001−392767号を参照。）。その構成の例を、図11にブロック回路図で、図６に平面図で示す。なお、これらの構成の例において用いられるＮＲＤガイドの基本的な構成は図４に部分破断斜視図で示すようなものであり、距離ａで平行に配置された平行平板導体１，２間に誘電体線路３が挟まれた構成である。

図６に示す例のミリ波送受信器は、送信アンテナと受信アンテナとが一体化されたものの例であり、ミリ波信号の波長の２分の１以下の間隔で配置された平行平板導体51間に、第１の誘電体線路53に付設され、高周波ダイオードから出力された高周波信号を周波数変調するとともにミリ波信号として第１の誘電体線路53を伝搬させるミリ波信号発振部52と、第１の誘電体線路53の途中に介在し、ミリ波信号をパルス化して送信用のミリ波信号として第１の誘電体線路53から出力させるパルス変調器（図示せず）と、第１の誘電体線路53に一端側が電磁結合するように近接配置されるかまたは第１の誘電体線路53に一端が接合されて、ミリ波信号の一部をミキサー59側へ伝搬させる第２の誘電体線路58と、平行平板導体51に平行に配設されたフェライト板の周縁部に所定間隔で配置され、かつそれぞれミリ波信号の入出力端とされた第１の接続部54ａと第２の接続部54ｂと第３の接続部54ｃとを有し、一つの接続部から入力されたミリ波信号をフェライト板の面内で時計回りまたは反時計回りに隣接する他の接続部より出力するサーキュレータ54であって、第１の誘電体線路53のミリ波信号の出力端に第１の接続部54ａが接続されるサーキュレータ54と、サーキュレータ54の第２の接続部54ｂに接続され、ミリ波信号を伝搬させるとともに先端部にアンテナ56を有する第３の誘電体線路55と、サーキュレータ54の第３の接続部54ｃに接続され、アンテナ56で受信されて第３の誘電体線路55を伝搬し第２の接続部54ｂを通って第３の接続部54ｃから出力された受信波をミキサー59へ伝搬させる第４の誘電体線路57と、第２の誘電体線路58の中途と第４の誘電体線路57の中途とを電磁結合するように近接させるかまたは接合させて成り、第２の誘電体線路58を伝搬してきたミリ波信号の一部と第４の誘電体線路57を伝搬してきた受信波とを混合して中間周波信号を発生させるミキサー59とを設けたミリ波送受信器である。そして、この例において、ミキサー59の出力端に、パルス変調された送信用のミリ波信号がパルス変調器から出力されたときに出力端を開状態とするスイッチング制御部（図示せず）を設けることにより、パルス変調器のパルス化動作を開始するためのパルス化信号がパルス変調器に入力されるのとほとんど同時に、不要信号がミキサー59よりも後段の受信系に出力されるのを防ぐことができる。

次に、図11は図６に示すミリ波送受信器をミリ波レーダとして用いたときの各部の構成をブロック回路図で示したものである。

図11において、11は、ガンダイオードおよびバラクターダイオードを具備したＶＣＯであり、その変調信号入力用のＩＮ−２端子に信号が入力されて動作する。このＶＣＯ11の出力信号を、ＩＮ−１端子に入力されたパルス化信号をパルス変調器12に入力することにより、パルス変調器12によってパルス変調させる。このパルス変調器12は、図６においては、第１の誘電体線路53の途中に介在するものであり、図８にその構成を斜視図で示したように構成したスイッチである。

図８に示すパルス変調器の構成は、基板88の一主面にチョーク型バイアス供給線路90を形成して、その途中に形成された接続用の電極81，81間に、半田実装されたビームリードタイプのＰＩＮダイオードやショットキーバリアダイオード80を設けたスイッチである。このようなスイッチが、ＰＩＮダイオードやショットキーバリアダイオード80が第１の第１の誘電体線路53の途中の端面間に、そのバイアス印加電圧方向が横方向になるように設置して、パルス変調器12として使用される。

13は、送信時にはミリ波信号をアンテナ14側へ伝送させ、受信時には受信波をミキサー15側へ伝送させるサーキュレータ、14はミリ波信号の送受信用のアンテナであり、アンテナ14は、サーキュレータ13とは金属導波管または金属導波管に誘電体を充填した誘電体導波管等を介して接続された、例えばホーンアンテナ等である。また、15は、ＶＣＯ11から出力されたミリ波信号とアンテナ14で受信した受信信号とを混合することにより、目標物までの距離等を検出するための中間周波信号を出力するミキサーである。

16は、ミキサー15から出力された中間周波信号を、遮断したり通過させたりする開閉器としてのスイッチである。また、19はスイッチ16の開閉（オン−オフ）のタイミングを制御する制御部である。これらスイッチ16および制御部19からスイッチング制御部が構成される。

制御部19は、パルス変調器12と連動するようにＩＮ−１端子のパルス化信号が入力されて、パルス変調器12でパルス変調された送信用のミリ波信号が、ＮＲＤガイドと誘電体導波管との接続部で反射されたりサーキュレータ13から漏れてミキサー15を介して不要信号となって出力されたりして増幅器18に入力される前に、スイッチ16により遮断するようにその開閉のタイミングを制御する。

なお、17はスイッチ16と増幅器18とを交流結合するためのコンデンサである。

以上の構成により、パルス変調された送信用のミリ波信号がミキサー15に混入して後段の受信系に漏れないように遮断できるため、ミリ波レーダシステムの探知精度を高めることが可能となる。

また、このようなミリ波送受信器に組み込まれて使用される送受信アンテナとしては、サーキュレータの入出力用の伝送線路の１つに放射器が接続されているものが知られており、このような送受信アンテナの例は、上記特許文献１に開示されている他、特許文献２にも開示されている。

特許文献１または特許文献２に開示されている従来の送受信アンテナは、例えば、図12に平面図で示すように、ミリ波信号を伝送する第１、第２および第３の伝送線路14，15，16が磁性体17の周縁部に放射状に接続され、一つの接続部から入力されたミリ波信号を隣接する他の接続部の一方より出力するサーキュレータの一つの接続部に一端が接続された第３の伝送線路16の他端にアンテナ18が接続されている構成である。

このような従来の送受信アンテナでは、送信系から出力されたミリ波信号を第１の伝送線路14に入力し、第１の伝送線路14から第３の伝送線路16に出力し、この第３の伝送線路16に入力されたミリ波信号を第３の伝送線路16に接続されたアンテナ18から送信する一方、この同じアンテナ18で受信したミリ波信号を第３の伝送線路16に入力し、第３の伝送線路16から第２の伝送線路15に出力し、第２の伝送線路15から受信系に出力するといった動作をするものであり、１つのアンテナ18を共用してミリ波信号を送受信することができるというものである。
特開2000−258525号公報 特開平７−77576号公報

しかしながら、特願2001−392767号において提案した構成においても、本発明者らがさらにミリ波送受信器の性能を高めるべく鋭意検討を重ねた結果、次に述べるようなさらに改善が望まれる問題点を見いだした。

そのようなさらに改善が望まれる問題点として、パルス変調器12の過渡応答特性に伴うパルス変調器12からの送信用のミリ波信号の出力レベルの変動を考慮すべきであるという点があった。

一般に、高周波ダイオードを用いたパルス変調器12は、ゼロバイアス容量等の高周波ダイオードに固有の特性を有しているため、多くの場合、駆動用に理想的なパルス信号を入力したとしても変調用のバイアス電流にリンギングノイズ等の過渡的な変動が伴い、その結果、パルス変調器12からのミリ波信号出力は、元の波形から歪むこととなり、設計意図からはずれたレベル変動を伴ったものとなるという問題点がある。

特願2001−392767号において提案したミリ波送受信器は、パルス変調器12から出力された送信用のミリ波信号が反射等により直接ミキサー15に混入して受信系に出力されるのを遮断できるようにスイッチ16を備えているが、上記のようなレベル変動によって、受信系、この場合はミキサー15で発生する不要な信号も遮断する必要があるため、上記のようなレベル変動が収まって定常状態に安定するまでの間はスイッチ16を閉（オン）状態にすることができず、パルス信号を送出した直後のある一定時間は送受信を行なえないことがあるという問題点があった。

そこで、パルス変調器12からのミリ波信号の出力レベルの過渡的変動によるミキサー15の出力のレベル変動を抑制することが、改善が望まれる問題点である。

この問題点を解決する対策の一つとして、例えばパルス変調器12を多段に組み合わせ、パルス変調器12のＯＮ／ＯＦＦ比特性を良好なものとし、特に問題となっているパルス変調器12のＯＦＦ状態時のレベル変動を抑制するという方法が有効であるが、そのためには構成が複雑化してしまうことから、ミリ波送受信器の組み立て工数の増大や、ミリ波送受信器自体およびこれを用いたミリ波レーダ装置の大型化を招くという問題点があった。

また、特許文献１または特許文献２に開示されているような従来の送受信アンテナでは、送信系から入力されたミリ波信号の一部が、第１の誘電体線路14から第２の誘電体線路15へ漏洩して受信すべきミリ波信号と混信するために、受信系の受信特性を悪化させてしまうという問題点があった。

本発明は以上のような改善が望まれる問題点を解決すべく案出されたものであり、その目的は、パルス変調された送信用のミリ波信号が内部の反射等により受信系に出力されるのを遮断できる開閉器を有したミリ波送受信器において、パルス信号を送出した直後にも送受信が行なえるようにしたミリ波送受信器を提供することにある。

また、本発明の他の目的は、送信系のミリ波信号の一部が直接受信系へ漏洩することを抑制することができる送受信アンテナおよびそれを用いた高いミリ波送受信性能を有するミリ波送受信器を提供することにある。

本発明の第１の送受信アンテナは、ミリ波信号を伝送する第１、第２および第３の伝送線路が磁性体の周縁部に放射状にそれぞれ第１、第２および第３の接続部で接続され、一つの前記接続部から入力された前記ミリ波信号を隣接する他の前記接続部の一方より出力するサーキュレータに、前記第３の接続部に一端が接続された前記第３の伝送線路の他端にアンテナが接続されてなる送受信アンテナであって、前記第３の伝送線路の線路長を、前記第３の伝送線路を通って前記アンテナで反射して戻って前記第２の接続部に漏洩した一部のミリ波信号をＷａとし、前記第１の接続部から前記サーキュレータを介して前記第２の接続部へ漏洩した他の一部のミリ波信号をＷｂとし、これらＷａとＷｂとの中心周波数における位相差をδとしたときに、δ＝（２Ｎ−１）・π（ただし、Ｎは整数である。）となるように設定したことを特徴とするものである。

また、本発明の第２の送受信アンテナは、ミリ波信号の波長の２分の１以下の間隔で平行に配置された平板導体間に、該平板導体の内面に互いに対向させて２枚のフェライト板が配置され、該２枚のフェライト板の周縁部に放射状に前記ミリ波信号を入出力する第１、第２および第３の誘電体線路がそれぞれ第１、第２および第３の接続部で接続され、一つの前記接続部から入力された前記ミリ波信号を隣接する他の前記接続部の一方より出力するサーキュレータに、前記第３の接続部に一端が接続された前記第３の誘電体線路のＬＳＭモードの定在波の電界が強い箇所に対向する部位で一方の前記平板導体に貫通孔が設けられ、該貫通孔にアンテナまたはアンテナが接続された導波管もしくは一次放射器が接続されてなる送受信アンテナであって、前記第３の誘電体線路の前記一端から前記貫通孔に対向する部位までの長さを、前記第３の誘電体線路を通って前記貫通孔で反射して戻って前記第２の接続部に漏洩した一部のミリ波信号をＷａとし、前記第１の接続部から前記サーキュレータを介して前記第２の接続部へ漏洩した他の一部のミリ波信号をＷｂとし、これらＷａとＷｂとの中心周波数における位相差をδとしたときに、δ＝（２Ｎ−１）・π（ただし、Ｎは整数である。）となるように設定したことを特徴とするものである。

本発明の第１のミリ波送受信器は、本発明の第１の送受信アンテナを用いたものであり、
ミリ波信号の波長の２分の１以下の間隔で平行に配置された平板導体間に、
第１の誘電体線路に付設され、高周波ダイオードから出力された高周波信号を周波数変調するとともにミリ波信号として前記第１の誘電体線路を伝搬させるミリ波信号発振部と、
前記第１の誘電体線路の途中に介在し、前記ミリ波信号をパルス化して送信用のミリ波信号として前記第１の誘電体線路から出力させるパルス変調器と、
前記第１の誘電体線路に一端側が電磁結合するように近接配置されるかまたは前記第１の誘電体線路に一端が接合されて、前記ミリ波信号の一部をミキサー側へ伝搬させる第２の誘電体線路と、
前記平板導体の内面に互いに対向させて配設された２枚のフェライト板の周縁部に放射状に配置され、かつそれぞれ前記ミリ波信号の入出力端とされた第１の接続部と第２の接続部と第３の接続部とを有し、一つの前記接続部から入力された前記ミリ波信号を隣接する他の前記接続部の一方より出力するサーキュレータであって、前記第１の誘電体線路の前記ミリ波信号の出力端に前記第１の接続部が接続されたサーキュレータと、
該サーキュレータの前記第２の接続部に接続され、前記ミリ波信号を伝搬させるとともに先端部にアンテナを有する第３の誘電体線路と、
前記サーキュレータの前記第３の接続部に接続され、前記アンテナで受信されて前記第３の誘電体線路を伝搬し前記第３の接続部から出力された受信波をミキサーへ伝搬させる第４の誘電体線路と、
前記第２の誘電体線路の中途と前記第４の誘電体線路の中途とを電磁結合するように近接させるかまたは接合させて成り、前記ミリ波信号の一部と前記受信波とを混合して中間周波信号を発生させるミキサーとを備え、
前記第３の誘電体線路の線路長を、前記送信用のミリ波信号のうち前記第３の誘電体線路を通って前記先端部で反射して戻って前記第３の接続部に漏洩した一部のミリ波信号をＷａとし、前記第１の接続部から前記サーキュレータを介して前記第３の接続部へ漏洩した他の一部のミリ波信号をＷｂとし、これらＷａとＷｂとの中心周波数における位相差をδとしたときに、δ＝（２Ｎ−１）・π（ただし、Ｎは整数である。）となるように設定したことを特徴とするものである。

また、本発明の第２のミリ波送受信器は、本発明の第２の送受信アンテナを用いたものであり、
ミリ波信号の波長の２分の１以下の間隔で平行に配置された平板導体間に、
上記本発明の第２の送受信アンテナと、
前記第１の誘電体線路に付設され、高周波ダイオードから出力された高周波信号を周波数変調するとともにミリ波信号として前記第１の誘電体線路を伝搬させるミリ波信号発振部と、
前記第１の誘電体線路の途中に介在し、前記ミリ波信号をパルス化して送信用のミリ波信号として前記第１の誘電体線路から出力させるパルス変調器と、
前記第１の誘電体線路に一端側が電磁結合するように近接配置されるかまたは前記第１の誘電体線路に一端が接合されて、前記ミリ波信号の一部をミキサー側へ伝搬させる第４の誘電体線路と、
該第４の誘電体線路の中途と前記第３の誘電体線路の中途とを電磁結合するように近接させるかまたは接合させて成り、前記ミリ波信号の一部と前記送受信アンテナで受信した受信波とを混合して中間周波信号を発生させるミキサーと
を備えたことを特徴とするものである。

また、本発明の第１または第２のミリ波送受信器は、上記構成において、前記一部のミリ波信号Ｗａと前記他の一部のミリ波信号Ｗｂとのパワーの比を0.27以上とするとともに、前記位相差δをδ＝（２Ｎ−１）・π±0.42π（ただし、Ｎは整数である。）としたことを特徴とするものである。

また、本発明の第１または第２のミリ波送受信器は、上記各構成において、前記ミキサーの前記出力端に、パルス変調された前記送信用のミリ波信号が前記パルス変調器から出力されたときに前記出力端を開状態とするスイッチング制御部を設けたことを特徴とするものである。

本発明の第１の送受信アンテナによれば、ミリ波信号を伝送する第１、第２および第３の伝送線路が磁性体の周縁部に放射状にそれぞれ第１、第２および第３の接続部で接続され、一つの前記接続部から入力された前記ミリ波信号を隣接する他の前記接続部の一方より出力するサーキュレータに、前記第３の接続部に一端が接続された前記第３の伝送線路の他端にアンテナが接続されてなる送受信アンテナであって、前記第３の伝送線路の線路長を、前記第３の伝送線路を通って前記アンテナで反射して戻って前記第２の接続部に漏洩した一部のミリ波信号をＷａとし、前記第１の接続部から前記サーキュレータを介して前記第２の接続部へ漏洩した他の一部のミリ波信号をＷｂとし、これらＷａとＷｂとの中心周波数における位相差をδとしたときに、δ＝（２Ｎ−１）・π（ただし、Ｎは整数である。）となるように設定したことから、ＷａとＷｂとの位相差δがδ＝（２Ｎ−１）・πとなるため、第２の伝送線路に漏洩した上記２つのミリ波信号ＷａおよびＷｂを確実に互いに丁度逆位相にし、効果的に互いが打ち消し合うようにすることができるので、送信系側である第１の伝送線路から受信系側である第２の伝送線路へ漏洩するミリ波信号を抑制することができ、受信系の受信特性を良好にすることができる送受信アンテナとなる。

また、本発明の第２の送受信アンテナによれば、ミリ波信号の波長の２分の１以下の間隔で平行に配置された平板導体間に、この平板導体の内面に互いに対向させて２枚のフェライト板が配置され、この２枚のフェライト板の周縁部に放射状に前記ミリ波信号を入出力する第１、第２および第３の誘電体線路がそれぞれ第１、第２および第３の接続部で接続され、一つの前記接続部から入力された前記ミリ波信号を隣接する他の前記接続部の一方より出力するサーキュレータに、前記第３の接続部に一端が接続された前記第３の誘電体線路のＬＳＭモードの定在波の電界が強い箇所に対向する部位で一方の前記平板導体に貫通孔が設けられ、該貫通孔にアンテナまたはアンテナが接続された導波管もしくは一次放射器が接続されてなる送受信アンテナであって、前記第３の誘電体線路の前記一端から前記貫通孔に対向する部位までの長さを、前記第３の誘電体線路を通って前記貫通孔で反射して戻って前記第２の接続部に漏洩した一部のミリ波信号をＷａとし、前記第１の接続部から前記サーキュレータを介して前記第２の接続部へ漏洩した他の一部のミリ波信号をＷｂとし、これらＷａとＷｂとの中心周波数における位相差をδとしたときに、δ＝（２Ｎ−１）・π（ただし、Ｎは整数である。）となるように設定したことから、ＷａとＷｂとの位相差δがδ＝（２Ｎ−１）・πとなるため、第２の誘電体線路に漏洩した上記２つのミリ波信号ＷａおよびＷｂを確実に互いに丁度逆位相にし、効果的に互いが打ち消し合うようにすることができるので、送信系側である第１の誘電体線路から受信系側である第２の誘電体線路へ漏洩するミリ波信号を抑制することができ、受信系の受信特性を良好にすることができる送受信アンテナとなる。

本発明の第１のミリ波送受信器によれば、上記構成により、送信用のミリ波信号のうち第３の誘電体線路を通ってその先端部で反射して戻って第３の接続部に漏洩した一部のミリ波信号をＷａとし、第１の接続部からサーキュレータを介して第３の接続部へ漏洩した他の一部のミリ波信号をＷｂとし、これら一部のミリ波信号Ｗａと他の一部のミリ波信号Ｗｂとのの中心周波数における位相差をδとしたときに、前記第３の誘電体線路の線路長を、位相差δがδ＝（２Ｎ−１）・π（ただし、Ｎは整数である。）となるように設定したことから、第３の接続部において一部のミリ波信号Ｗａと他の一部のミリ波信号Ｗｂとが弱め合うように干渉し、一部のミリ波信号Ｗａと他の一部のミリ波信号Ｗｂとが干渉して合波したミリ波信号の強度（パワー）が、干渉する以前の他の一部のミリ波信号Ｗｂの強度（パワー）よりも、小さくなるように抑制されることとなるので、パルス変調器からミリ波送受信器の内部における反射やサーキュレータのアイソレーションの不足等により、サーキュレータの第３の接続部から漏洩して直接ミキサーにミリ波信号が混入した際のミキサー出力の変化を小さくすることができ、これによりミキサー出力のうち希望するもののみを検出しやすくすることができるため、ミリ波送受信性能を向上させることができる。

また、本発明の第２のミリ波送受信器によれば、上記構成により、送信系のミリ波信号の一部が受信系に漏洩することを抑制することができ、受信すべきミリ波信号との混信を少なくすることができるため、ミリ波送受信器の受信系の受信特性を良好とすることができる。また、これによって、送信系のミリ波信号のパワーを高めて、送受信アンテナで送信するミリ波信号の伝送距離を延ばしたり、Ｓ／Ｎ（信号対ノイズ）比を向上させたりすることもできるので、全体として、ミリ波送受信性能を向上させることができる。

また、本発明の第１または第２のミリ波送受信器によれば、一部のミリ波信号Ｗａと他の一部のミリ波信号Ｗｂとのパワーの比を0.27以上とするとともに、位相差δをδ＝（２Ｎ−１）・π±0.42π（ただし、Ｎは整数である。）としたときには、一部のミリ波信号Ｗａと他の一部のミリ波信号Ｗｂとが弱め合うように干渉し、一部のミリ波信号Ｗａと他の一部のミリ波信号Ｗｂとが干渉して合波したミリ波信号の強度を、一部のミリ波信号Ｗａと他の一部のミリ波信号Ｗｂとが干渉する以前のそれぞれの出力強度の合計に比べて半分以下に抑制することが、現実的に設定しやすい範囲の位相差δで実現できることとなるので、パルス変調器からミリ波送受信器の内部における反射やサーキュレータのアイソレーションの不足等により、サーキュレータの第３の接続部から漏洩して直接ミキサーに送信用のミリ波信号が混入した際のミキサー出力の変化を容易かつ確実に小さくすることができ、これによりミキサー出力のうち希望するもののみを最も良好に検出しやすくすることができるため、ミリ波送受信性能をより向上させることができる。

また、本発明の第１または第２のミリ波送受信器によれば、ミキサーの出力端に、パルス変調された送信用のミリ波信号がパルス変調器から出力されたときに出力端を開（オフ）状態とするスイッチング制御部を設けたときには、送信用のミリ波信号がパルス変調器から出力された後すぐにスイッチング制御部を閉（オン）状態にしても、パルス変調器のミリ波出力の過渡的変動によるミキサー出力の変動が十分に収まっているので、不要な信号に妨害されることなく、パルス信号を送出後すぐにミリ波送受信を開始することができる。

以上のように、本発明の送受信アンテナおよびそれを用いた本発明のミリ波送受信器によれば、上記各構成により、パルス変調された送信用のミリ波信号が内部の反射等により受信系に出力されるのを遮断できるスイッチング制御部を有したミリ波送受信器において、スイッチング制御部による遮断時間をほぼパルス変調された送信用のミリ波信号が送出されている時間程度にまで短くできるので、ミリ波送受信できる時間領域が広がった高性能なものとなる。これによって、ミリ波レーダに応用した際に、近距離での探知性能を向上させることができるものとなる。また、送信系のミリ波信号の一部が直接受信系へ漏洩することを抑制することができるので、ミリ波送受信性能を向上させることができるものとなる。

本発明の送受信アンテナおよびそれを用いた本発明のミリ波送受信器について、これらをミリ波レーダに使用した場合を例にとって、以下に詳細に説明する。

図１は、本発明の第１の送受信アンテナの実施の形態の一例を示す模式図であり、（ａ）は平面図、（ｂ）はそのＡ−Ａ’断面図である。また、図２は、本発明の第２の送受信アンテナの実施の形態の一例を示す模式図であり、（ａ）は平面図、（ｂ）はそのＢ−Ｂ’断面図である。また、図３は図１または図２に示す送受信アンテナのアイソレーション特性の位相差δによる依存性を示す線図である。また、図４は、非放射性誘電体線路の基本的な構成を示す模式的な部分破断斜視図である。また、図５は、本発明のミリ波送受信器をミリ波レーダに適用した場合の実施の形態の一例について、そのミリ波信号伝送部および中間周波信号伝送部の構成を示すブロック回路図である。また、図６は、送受信アンテナを有するミリ波送受信器の平面図である。また、図７は、本発明の第２のミリ波送受信器の実施の形態の一例を模式的に示す平面図である。また、図８は、ミリ波送受信器のパルス変調器の構成を示す斜視図である。また、図９は、本発明のミリ波送受信器における、図６の第３の誘電体線路近傍の部分拡大平面図である。また、図10は、第３の誘電体線路を通ってその先端部であるアンテナとの接続部で反射して戻って第３の接続部に漏洩する一部のミリ波信号Ｗａと、第１の接続部からサーキュレータを介して第３の接続部へ漏洩する他の一部のミリ波信号Ｗｂとが干渉して合波したときの位相差δによる、ミリ波信号の出力強度の変化を示すグラフである。

図１乃至図４において、１および２は平板導体、３，４および５は伝送線路としての誘電体線路であり、それぞれ第１、第２および第３の誘電体線路である。また、６および７は磁性体としてのフェライト板、８はアンテナ、９は平板導体２に設けられた貫通孔である。また、３ａ，４ａおよび５ａはそれぞれ第１、第２および第３の誘電体線路３，４，５の一端であり、５ｂは第３の誘電体線路の他端である。また、３ｃ，４ｃおよび５ｃはそれぞれ第１、第２および第３の接続部である。また、ＷａおよびＷｂは、それぞれアンテナ８もしくは貫通孔９で反射して戻って第３の誘電体線路５から第２の誘電体線路４に漏洩するミリ波信号ならびに第１の誘電体線路３から第２の誘電体線路４に漏洩するミリ波信号を示している。なお、図１（ａ）および図２（ａ）において、平板導体１，２は図示していない。また、図２において、貫通孔９に取り付けられるアンテナまたはアンテナが接続された導波管もしくは一次放射器は図示していない。

また、図５において、21はミリ波信号発振部、22はパルス変調器（ＲＦスイッチ）、23はサーキュレータ、24はアンテナ、25はミキサー、26は開閉器（ＩＦスイッチ）、28は増幅器、29はタイミング生成部、30はカプラ（方向性結合器）である。

また、図６および図７において、51は平板導体（平行平板導体のうちの下側の平板導体）、52はミリ波信号発振部、53は第１の誘電体線路、54はサーキュレータ、55は第３の誘電体線路、56はアンテナ、57は第４の誘電体線路、58は第２の誘電体線路、59はミキサーである。また、57ａおよび58ａは無反射終端器である。なお、図６および図７において、上側の平板導体は図示していない。

なお、図１における平板導体１，２、第１の誘電体線路３、第２の誘電体線路４、第３の誘電体線路５およびアンテナ８は、それぞれ、図６においては、平板導体51、第１の誘電体線路53、第４の誘電体線路57、第３の誘電体線路55およびアンテナ56に相当するものである。また、図２における平板導体１，２、第１の誘電体線路３、第２の誘電体線路４および第３の誘電体線路５は、それぞれ、図７においては、平板導体51、第１の誘電体線路53、第２の誘電体線路58、第３の誘電体線路55に相当するものである。

図１に示す本発明の第１の送受信アンテナの例は、ミリ波信号の波長の２分の１以下の間隔で平行に配置された平板導体１，２間に、この平板導体１，２の内面に互いに対向させて２枚のフェライト板６，７が配置され、この２枚のフェライト板６，７の周縁部に放射状にミリ波信号を入出力する第１、第２および第３の誘電体線路３，４，５がそれぞれ第１、第２および第３の接続部３ｃ，４ｃ，５ｃで接続され、一つの接続部に入力されたミリ波信号を隣接する他の接続部の一方より出力するサーキュレータＣに、第３の接続部５ｃに一端５ａが接続された第３の誘電体線路５の他端５ｂにアンテナ８が接続されてなる送受信アンテナであって、その第３の誘電体線路５の線路長を、第３の誘電体線路５を通ってアンテナ８で反射して戻って第２の接続部４ｃに漏洩した一部のミリ波信号をＷａとし、第１の接続部３ｃからサーキュレータＣを介して第２の接続部４ｃへ漏洩した他の一部のミリ波信号をＷｂとし、これらＷａとＷｂとの中心周波数における位相差をδとしたときに、δ＝（２Ｎ−１）・π（ただし、Ｎは整数である。）となるように設定した構成である。

図１に示す本発明の第１の送受信アンテナの例は、上記従来の送受信アンテナと同様に、送信系から出力されたミリ波信号は、サーキュレータＣを介して第１の誘電体線路３から第３の誘電体線路５を通ってアンテナ８から送信され、アンテナ８で受信したミリ波信号は、第３の誘電体線路５から第２の誘電体線路４を通って受信系に出力されるといった動作をする。

しかしながら、その際、本発明の第１の送受信アンテナにおいては、上記のように、第３の誘電体線路５の線路長を、ＷａとＷｂとの中心周波数における位相差をδとしたときに、δ＝（２Ｎ−１）・π（ただし、Ｎは整数である。）となるように設定したことから、第１の誘電体線路３から第２の誘電体線路４に漏洩するミリ波信号Ｗａと、アンテナ８で反射して戻って第３の誘電体線路５から第２の誘電体線路４に漏洩するミリ波信号Ｗｂとを、確実に丁度逆位相にし、効果的にこれらを弱め合って干渉させて互いに打ち消し合うようにすることができるので、送信系側である第１の誘電体線路３から受信系側である第２の誘電体線路４へ漏洩するミリ波信号を抑制することができ、受信系の受信特性を良好にすることができる。

このことについて、次に、図３に示す線図を用いて詳細に説明する。まず、ここでは、第１の誘電体線路３に入力されるミリ波信号の強度（単位：ワット（Ｗ））に対する上記第１の誘電体線路３から第２の誘電体線路４へ漏洩するミリ波信号Ｗａ＋Ｗｂの強度（単位：ワット（Ｗ））の比をアイソレーションとし、このアイソレーションの位相差δに対する依存性をアイソレーション特性とする。なお、このアイソレーション特性においては、アイソレーションが小さいほど送信系側である第１の誘電体線路３から受信系側である第２の誘電体線路４へ漏洩するミリ波信号Ｗａ＋Ｗｂが小さいことを示す。

図３は、このアイソレーション特性を線図で模式的に示しており、横軸および縦軸はそれぞれ位相差δ（単位：ラジアン）およびアイソレーション（単位なし）であり、実線の特性曲線がアイソレーション特性の位相差δによる依存性を示している。

図１に示す送受信アンテナのアイソレーション特性は、図３に線図で示すように、Ａ・ｃｏｓδ（Ａは比例係数であり、実数である。）に従ってアイソレーションが変化し、アンテナ８で反射して戻って第３の誘電体線路５から第２の誘電体線路４に漏洩するミリ波信号Ｗａと、第１の誘電体線路３から第２の誘電体線路４に漏洩するミリ波信号Ｗｂとの位相差δが、±π，±３π，・・・，（２Ｎ−１）・π（ただし、Ｎは整数である。）であるときに、アイソレーションが最も小さくなる。

従って、第３の誘電体線路５がδ＝（２Ｎ−１）・πを満足するような線路長であれば、第１の誘電体線路３から第２の誘電体線路４へ漏洩するミリ波信号Ｗａ＋Ｗｂを、このような構成において最も小さくすることができる。

ところで、第３の誘電体線路５をこのような条件にするには、一般的には、第３の誘電体線路５の線路長を、（２Ｎ−１）／４・λｇ（ｎは整数，λｇはミリ波信号の第３の誘電体線路５内での波長）と設定する方法が知られている。しかしながら、実際には、見かけ上、アンテナ８でのミリ波信号の反射点が、第３の誘電体線路の他端５ｂとは異なった位置となるため、第３の誘電体線路５の線路長を（２Ｎ−１）／４・λｇから長さＬだけ補正した線路長である（２Ｎ−１）／４・λｇ＋Ｌに設定すれば、第１の誘電体線路３から第２の誘電体線路４へ漏洩するミリ波信号Ｗａ＋Ｗｂを、このような構成において最も小さくすることができることとなる。なお、アンテナ８でのミリ波信号の見かけ上の反射点が第３の誘電体線路５の他端５ｂの位置と異なる理由は、アンテナ８でミリ波信号が反射する際、そのミリ波信号の位相が進んだり遅れたりするためである。

本発明の送受信アンテナおよび本発明のミリ波送受信器においては、このような長さＬを求めてから（２Ｎ−１）／４・λｇ＋Ｌを求めるのではなく、より簡便な方法として、位相差δを測定し、この位相差δがδ＝（２Ｎ−１）・πとなるように第３の誘電体線路５の線路長を設定する。具体的に、第３の誘電体線路５の線路長を設定するには、次のようにすればよい。

初めに、第３の誘電体線路５の線路長を（２ｎ−１）／４・λｇに設定し、第１の誘電体線路３の入力端（他端）と第２の誘電体線路４の出力端（他端）とにそれぞれネットワークアナライザの試験端子を接続し、第１の誘電体線路３から第２の誘電体線路４への透過特性を測定する。次に、第３の誘電体線路５の線路長を初めに設定した長さから変化させた長さとし、その長さが異なっているいくつかについて、第１の誘電体線路３から第２の誘電体線路４への透過特性を同じ方法で測定する。そして、縦軸をこの透過特性とし、横軸を第３の誘電体線路５の線路長として、図３に示すような線図上にこの透過特性の測定値をプロットし、このプロット上に重なるように、Ａ・ｃｏｓθの近似曲線を描き、この曲線の極小値から、位相差δがδ＝（２Ｎ−１）・πとなる第３の誘電体線路５の線路長（２ｎ−１）／４・λｇ＋Ｌを読みとればよい。このようにすれば、第１の誘電体線路３から第２の誘電体線路４に漏洩するミリ波信号Ｗｂと、アンテナ８で反射して戻って第３の誘電体線路５から第２の誘電体線路４に漏洩するミリ波信号Ｗａとを、確実に、丁度逆位相とすることができる。そして、これにより、送信系側である第１の誘電体線路３から受信系側である第２の誘電体線路４へ漏洩するミリ波信号を、従来よりも抑制することができる。

次に、図２に示す本発明の第２の送受信アンテナの例は、ミリ波信号の波長の２分の１以下の間隔で平行に配置された平板導体１，２間に、この平板導体１，２の内面に互いに対向させて２枚のフェライト板６，７が配置され、この２枚のフェライト板６，７の周縁部に放射状にミリ波信号を入出力する第１、第２および第３の誘電体線路３，４，５がそれぞれ第１、第２および第３の接続部３ｃ，４ｃ，５ｃで接続され、一つの接続部から入力されたミリ波信号を隣接する他の接続部の一方より出力するサーキュレータＣに、第３の接続部５ｃに一端が接続された第３の誘電体線路５のＬＳＭモードの定在波の電界が強い箇所に対向する部位で一方の平板導体１，２に貫通孔９が設けられ、この貫通孔９にアンテナまたはアンテナが接続された導波管もしくは一次放射器が接続されてなる送受信アンテナであって、第３の誘電体線路５の一端５ａから貫通孔９に対向する部位までの長さを、第３の誘電体線路５を通って貫通孔９で反射して戻って第２の接続部４ｃに漏洩した一部のミリ波信号をＷａとし、第１の接続部３ｃからサーキュレータＣを介して第２の接続部４ｃへ漏洩した他の一部のミリ波信号をＷｂとし、これらＷａとＷｂとの中心周波数における位相差をδとしたときに、δ＝（２Ｎ−１）・π（ただし、Ｎは整数である。）となるように設定した構成である。

具体的に、第３の誘電体線路５の一端５ａから貫通孔９に対向する部位までの長さを設定するには、上記の第３の誘電体線路５の線路長を設定する方法と同じようにすればよい。ただし、この図２に示す例においては、貫通孔９を、第３の誘電体線路５のＬＳＭモードの定在波の電界が強い箇所に対向する部位の一方の平板導体１，２に設ける必要がある。

このようにすれば、第１の誘電体線路３から第２の誘電体線路４に漏洩するミリ波信号Ｗｂと、貫通孔９で反射して戻って第３の誘電体線路５から第２の誘電体線路４に漏洩するミリ波信号Ｗａとを、確実に、丁度逆位相にして、打ち消し合わせることができ、また、平板導体１，２に垂直な方向にアンテナ等（一次放射器または導波管に接続されたアンテナもしくは一次放射器を含んでいる。）を取り付ける場合において、第３の誘電体線路５から貫通孔９を通してこのアンテナ等へミリ波信号を効率良く伝送することができる。

図２に示す本発明の第２の送受信アンテナの例は、上記のように、第３の誘電体線路５の一端５ａから貫通孔９に対向する部位までの長さを、ＷａとＷｂとの中心周波数における位相差をδとしたときに、δ＝（２Ｎ−１）・π（ただし、Ｎは整数である。）となるように設定したことから、第１の誘電体線路３から第２の誘電体線路４に漏洩するミリ波信号Ｗｂと、貫通孔９で反射して戻って第３の誘電体線路５から第２の誘電体線路４に漏洩するミリ波信号Ｗａとを、確実に丁度逆位相にし、効果的にこれらを弱め合って干渉させ、互いに打ち消し合うようにすることができるので、送信系側である第１の誘電体線路３から受信系側である第２の誘電体線路４へ漏洩するミリ波信号を抑制することができ、受信系の受信特性を良好にすることができる。

次に、本発明の送受信アンテナの構成要素について詳細に説明する。本発明の送受信アンテナにおいて、第１、第２および第３の伝送線路としては、以上の例のように平行平板導体１，２間に誘電体線路３，４，５を配置した非放射性誘電体線路（ＮＲＤガイドともいう。）を用いればよい。

この非放射性誘電体線路の基本的な構成は、図４に部分破断斜視図で示すように、所定の間隔ａをもって平行に配置された平行平板導体１，２間に、断面が矩形状の誘電体線路３を、間隔ａをミリ波信号の波長λに対してａ≦λ／２として配置したものである。これにより、外部から誘電体線路３へのノイズの侵入をなくし、かつ外部へのミリ波信号の放射をなくして、誘電体線路３中によりミリ波信号をほとんど損失なく伝搬させることができる。なお、波長λは使用周波数における空気中（自由空間）でのミリ波信号の波長である。

また、第１、第２および第３の誘電体線路３，４，５の材質には、四フッ化エチレン，ポリスチレン等の樹脂、または低比誘電率のコーディエライト（２ＭｇＯ・２Ａｌ_２Ｏ_３・５ＳｉＯ_２）セラミックス，アルミナ（Ａｌ_２Ｏ_３）セラミックス，ガラスセラミックス等のセラミックスが好ましく、これらはミリ波帯域において低損失である。

また、第１、第２および第３の誘電体線路３，４，５の断面形状は基本的には矩形状であるが、矩形の角部をまるめた形状であってもよく、ミリ波信号の伝送に使用される種々の断面形状のものを使用することができる。

また、平行平板導体（平板導体）１，２の材質には、高い電気伝導度および良好な加工性等の点で、Ｃｕ，Ａｌ，Ｆｅ，Ａｇ，Ａｕ，Ｐｔ，ＳＵＳ（ステンレススチール），真鍮（Ｃｕ−Ｚｎ合金）等の導体板が好適である。あるいは、セラミックス，樹脂等から成る絶縁板の表面にこれらの導体層を形成したものでもよい。

また、第１、第２および第３の伝送線路としては、ストリップ線路，マイクロストリップ線路，コプレーナ線路，グランド付きコプレーナ線路，スロット線路，導波管，誘電体導波管等を用いても構わない。

また、フェライト板６，７の材質には、フェライトの中でも、例えばミリ波信号に対しては、亜鉛・ニッケル・鉄酸化物（Ｚｎ_ａＮｉ_ｂＦｅ_ｃＯ_ｘ）が好適である。

また、フェライト板６，７の形状は、通常は円板状とされるが、その他、平面視した形状が正多角形状であってもよい。その場合は、接続される誘電体線路の本数をｎ本（ｎは３以上の整数）とすると、その平面形状は正ｍ角形（ｍは３以上のｎより大きい整数）とするのがよい。

また、アンテナ８としては、ホーンアンテナ，スロットアンテナ，誘電体導波管アンテナ，パッチアンテナ，アレーアンテナ等を用いればよい。

また、平板導体１または平板導体２に設けられる貫通孔９の形状は、通常は矩形状とすればよいが、それ以外の円形状，長円形状，楕円形状，多角形状等であっても構わない。

次に、本発明の第１の送受信アンテナを用いた本発明の第１のミリ波送受信器が適用されるミリ波レーダについて詳細に説明する。

本発明の第１のミリ波送受信器が適用されるミリ波レーダにおけるミリ波信号伝送部の構成は、図６に平面図で示したものと同様である。また、その構成において用いられる誘電体線路としてのＮＲＤガイドの基本的な構成は、図４に部分破断斜視図で示したものと同様である。

そして、本発明の第１のミリ波送受信器をミリ波レーダに適用した場合の実施の形態の一例について、そのミリ波信号伝送部および中間周波信号伝送部の構成を図５にブロック回路図で、また図９に図６の第３の誘電体線路近傍の部分拡大平面図で示す。以下、本発明の第１のミリ波送受信器の実施の形態の一例を説明する。なお、以下の説明において、図５中に図６に示した構成要素に対応するものがあるときは、図５における参照符号を括弧書きで併せて示してある。

図６および図５に示すように、本発明の第１のミリ波送受信器を用いたミリ波レーダＲ１は、ミリ波信号の波長の２分の１以下の間隔で平行に配置された平板導体51間に、第１の誘電体線路53に付設され、高周波ダイオードから出力された高周波信号を周波数変調するとともにミリ波信号として第１の誘電体線路53を伝搬させるミリ波信号発振部（ＶＣＯ）52（21）と、第１の誘電体線路53の途中に介在し、ミリ波信号をパルス化して送信用のミリ波信号として第１の誘電体線路53から出力させるパルス変調器（ＲＦスイッチ）（22）と、第１の誘電体線路53に一端側が電磁結合するように近接配置されるかまたは第１の誘電体線路53に一端が接合されて、ミリ波信号の一部をミキサー59（25）側へ伝搬させる第２の誘電体線路58と、平板導体51の内面に互いに対向させて配設された２枚のフェライト板の周縁部に放射状に配置され、かつそれぞれミリ波信号の入出力端とされた第１の接続部54ａと第２の接続部54ｂと第３の接続部54ｃとを有し、一つの接続部から入力されたミリ波信号を隣接する他の接続部の一方より出力するサーキュレータ54（23）であって、第１の誘電体線路53のミリ波信号の出力端に第１の接続部54ａが接続されたサーキュレータ54（23）と、サーキュレータ54（23）の第２の接続部54ｂに接続され、ミリ波信号を伝搬させるとともに先端部にアンテナ56（24）を有する第３の誘電体線路55と、サーキュレータ54（23）の第３の接続部54ｃに接続され、アンテナ56（24）で受信されて第３の誘電体線路55を伝搬し第３の接続部54ｃから出力された受信波をミキサー59（25）へ伝搬させる第４の誘電体線路57と、第２の誘電体線路58の中途と第４の誘電体線路57の中途とを電磁結合するように近接させるかまたは接合させて成り、第２の誘電体線路58を伝搬してきた送信用のミリ波信号の一部と第４の誘電体線路57を伝搬してきた受信波とを混合して中間周波信号を発生させるミキサー59（25）とを備えており、第３の誘電体線路55の線路長を、パルス変調器（22）から出力された送信用のミリ波信号のうち、第１の誘電体線路53を伝搬して、サーキュレータ54（23）の第１の接続部54ａから第２の接続部54ｂを通って第３の誘電体線路55へ出力され、第３の誘電体線路55の先端部である送受信アンテナ56（24）との接続部55ａで反射して再びサーキュレータ54（23）に戻って第３の接続部54ｃから第４の誘電体線路57へ漏洩した一部のミリ波信号をＷａとし、第１の接続部54ａからサーキュレータ54（23）を介して直接に第３の接続部54ｃへ漏洩した他の一部のミリ波信号をＷｂとし、これら一部のミリ波信号Ｗａと他の一部のミリ波信号Ｗｂとの中心周波数における位相差をδとしたときに、第３の誘電体線路55の線路長を、δ＝（２Ｎ−１）・π（ただし、Ｎは整数である。）となるように設定した構成とされている。

すなわち、ミリ波信号の波長の２分の１以下の間隔で配置された平行平板導体51間に、第１の誘電体線路53に付設され、高周波ダイオードから出力された高周波信号を周波数変調するとともにミリ波信号として第１の誘電体線路53を伝搬させるミリ波信号発振部（ＶＣＯ）52（21）と、第１の誘電体線路53の途中に介在し、ミリ波信号をパルス化して送信用のミリ波信号として第１の誘電体線路53から出力させるパルス変調器（ＲＦスイッチ）（22）と、第１の誘電体線路53に一端側が電磁結合するように近接配置されるかまたは第１の誘電体線路53に一端が接合されて、ミリ波信号の一部をミキサー59（25）側へ伝搬させる第２の誘電体線路58と、平行平板導体51に平行に配設されたフェライト板の周縁部に所定間隔で配置され、かつそれぞれミリ波信号の入出力端とされた第１の接続部54ａと第２の接続部54ｂと第３の接続部54ｃとを有し、一つの接続部から入力されたミリ波信号をフェライト板の面内で時計回りまたは反時計回りに隣接する他の接続部より出力するサーキュレータ54（23）であって、第１の誘電体線路53のミリ波信号の出力端に第１の接続部54ａが接続されるサーキュレータ54（23）と、サーキュレータ54（23）の第２の接続部54ｂに接続され、ミリ波信号を伝搬させるとともに先端部にアンテナ56（24）を有する第３の誘電体線路55と、サーキュレータ54（23）の第３の接続部54ｃに接続され、アンテナ56（24）で受信されて第３の誘電体線路55を伝搬し第２の接続部54ｂを通って第３の接続部54ｃから出力された受信波をミキサー59（25）へ伝搬させる第４の誘電体線路57と、第２の誘電体線路58の中途と第４の誘電体線路57の中途とを電磁結合するように近接させるかまたは接合させて成り、第２の誘電体線路58を伝搬してきた送信用のミリ波信号の一部と第４の誘電体線路57を伝搬してきた受信波とを混合して中間周波信号を発生させるミキサー59（25）とを備えており、ミキサー59（25）の出力端に、開（オフ）状態で中間周波信号を遮断し、パルス変調器（22）から出力された送信用のミリ波信号が安定したときに閉（オン）状態となって中間周波信号を通過させる開閉器（ＩＦスイッチ）（26）が設けられている。

なお、この例では、ミキサー59（25）の出力端に発生した中間周波信号を開閉する開閉器（26）には、この開閉器26の開閉時間を制御するタイミング生成部（ＩＦスイッチ制御部）（29）を接続するとともに、開閉器（26）の後段に開閉器26を通過して出力された中間周波信号を増幅するための増幅器（ＡＭＰ）（28）を設けている。

開閉器（26）は、パルス変調器（22）からパルス化された送信用のミリ波信号が出力され、そのミリ波信号の出力が終わり、立ち下がった後、安定したときに閉（オン）状態とされる。このように送信用のミリ波信号の安定に応じて開閉器（26）の開閉を制御するには、送信用のミリ波信号の状態をモニターして開閉器（26）の開閉を制御するようにしてもよいし、例えばパルス変調器（22）の変調信号を利用して、その変調電流が安定したときに開閉器（26）を閉（オン）状態とするようにしてもよい。

ミリ波信号発振部52（21）は、例えばガンダイオードおよびバラクターダイオードを具備したＶＣＯ（電圧制御発振器）であり、その変調信号入力用のＩＮ−２端子に信号が入力されて、ミリ波信号の発振器として動作する。このミリ波信号発振部52（21）のＶＣＯの出力信号と、ＩＮ−１端子に入力されたパルス化信号とをパルス変調器（22）に入力することにより、パルス変調器（22）によってパルス変調させ、パルス化された送信用のミリ波信号が出力される。

このパルス変調器（22）は、図６においては、第１の誘電体線路53の途中に介在するものであり、例えば図８に示したものと同様に構成したＲＦスイッチである。その構成は、基板88の一主面にチョーク型バイアス供給線路90を形成して、その中途に形成された接続用の電極81，81間に、半田実装されたビームリードタイプもしくはフリップチップタイプのＰＩＮダイオードやショットキーバリアダイオード80を設けたスイッチであり、ショットキーバリアダイオード80が第１の誘電体線路53の途中の端面間に、そのバイアス電圧の印加方向が線路方向を横切る方向になるように設置したものである。

54（23）は、送信時にはミリ波信号をアンテナ56（24）側へ伝搬させ、受信時には受信波をミキサー59（25）側へ伝搬させるサーキュレータである。56（24）はミリ波信号の送受信用アンテナであり、例えばサーキュレータ54（23）とは金属導波管または金属導波管に誘電体を充填した誘電体導波管等を介して接続されたホーンアンテナ等である。また、ミキサー59（25）は、ミリ波信号発振部52（21）のＶＣＯから出力されたミリ波信号とアンテナ56（24）で受信した受信波とを混合することにより、目標物までの距離等を検出するための中間周波信号を出力する。

26は、ミキサー59（25）の出力端に設けられた、ミキサー59（25）から出力された中間周波信号を、開（オフ）状態で遮断し、閉（オン）状態で通過させる開閉器（ＩＦスイッチ）である。また、29は開閉器（26）の開閉（オン−オフ）のタイミングを制御するタイミング信号を生成するタイミング生成部である。

28は、開閉器（26）の後段にミリ波送受信器から出力された中間周波信号を増幅するために接続された、制御端子が付いた増幅器であり、外部から制御端子を通じて制御用信号が入力され、増幅器（28）の利得や動作が時間的に制御される。増幅器（28）の制御期間は、例えばパルス変調器（22）に入力されるパルス信号のデジタル状態により決定され、入力された中間周波信号を、所望のタイミングで所望の期間だけ制御がかかった状態で増幅するように構成されている。

タイミング生成部（29）は、パルス変調器（22）および増幅器（28）の制御信号と連動するようにＩＮ−１端子のパルス化信号および制御端子のパルス信号が入力されて、パルス変調器（22）でパルス変調された送信用のミリ波信号が、ＮＲＤガイドと誘電体導波管との接続部で反射されたりサーキュレータ54（23）から漏れてミキサー59（25）を介して不要信号となって出力されて増幅器（28）に入力されたりする前に、開閉器（26）により遮断するようにタイミングを制御する。

そして、この本発明の第１のミリ波送受信器においては、パルス変調器（22）から出力された送信用のミリ波信号のうち、第１の誘電体線路53を伝搬して、サーキュレータ54（23）の第１の接続部54ａから第２の接続部54ｂを通って第３の誘電体線路55へ出力され、第３の誘電体線路55の先端部であるアンテナ56（24）との接続部55ａで反射して再びサーキュレータ54（23）に戻って第３の接続部54ｃから第４の誘電体線路57へ漏洩した一部のミリ波信号をＷａとし、第１の接続部54ａからサーキュレータ54（23）を介して直接に第３の接続部54ｃへ漏洩した他の一部のミリ波信号をＷｂとし、これら一部のミリ波信号Ｗａと他の一部のミリ波信号Ｗｂとの中心周波数における位相差をδとしたときに、第３の誘電体線路55の線路長を、δ＝（２Ｎ−１）・π（ただし、Ｎは整数である。）となるように設定した構成とされている。

また、このような本発明の第１のミリ波送受信器においては、後述するように、第３の誘電体線路55とアンテナ56（24）との特性インピーダンスの差を調整して、これら一部のミリ波信号Ｗａと他の一部のミリ波信号Ｗｂとのパワーの比Ｒ_ｐを0.27以上とするとともに、位相差δをδ＝（２Ｎ−１）・π±0.42π（ただし、Ｎは整数である。）とすることが好ましい。

このような本発明の第１のミリ波送受信器を用いたミリ波レーダＲ１における特徴部分を含むパルス変調器（22）からミキサー59（25）までの構成および動作について詳細に説明する。

ミリ波信号発振部（ＶＣＯ）52（21）でミリ波信号を発生させ、周波数変調された後、そのミリ波信号はカプラ（30）で分岐され、分岐された一部はパルス変調器（22）でパルス変調されて送信用のミリ波信号として出力される。この送信用のミリ波信号は、第１の誘電体線路53を伝搬して第１の接続部54ａからサーキュレータ54（23）に入射し、その一部は、サーキュレータ54（23）の本来はアイソレートされている経路（第１の接続部54ａから第３の接続部54ｃ）を通って第３の接続部54ｃから漏洩するか、もしくは第２の接続部54ｂから出力され第３の誘電体線路55を伝搬してアンテナ56（24）への入射端またはアンテナ56（24）で反射して、再び第３の誘電体線路55を伝搬し第２の接続部54ｂからサーキュレータ54（23）に入射して第３の接続部54ｃから漏洩するかして、第４の誘電体線路57を伝搬してミキサー59（25）へ入射するミリ波信号入力Ｐ_ＲＦとなる。一方、カプラ（30）で分岐された他の一部のミリ波信号は、ローカル経路である第２の誘電体線路58を通ってミキサー59（25）へ入射するミリ波信号入力Ｐ_ＬＯとなる。それらミリ波信号入力Ｐ_ＲＦおよびミリ波信号入力Ｐ_ＬＯをそれぞれＰ_ＲＦおよびＰ_ＬＯとし、ミキサー59（25）から出力される中間周波信号の出力をＰ_ＭＩＸおよびその変動をΔＰ_ＭＩＸとすれば、ミキサー59（25）の出力Ｐ_ＭＩＸおよびその変動ΔＰ_ＭＩＸはそれぞれ次式で示される。

Ｐ_ＭＩＸ＝（Ｐ_ＲＦ・Ｐ_ＬＯ・ｓｉｎδ・Ｇｃ）^１／２ …（１）
ΔＰ_ＭＩＸ＝（１／２）・（Ｐ_ＲＦ・Ｐ_ＬＯ・ｃｏｓδ・Ｇｃ）^１／２ …（２）
ただし、δはＰ_ＲＦとＰ_ＬＯとの中心周波数における位相差であり、Ｇｃはミキサー59（25）におけるコンバージョンゲインである。

また、Ｐ_ＭＩＸはそれぞれΔＰ_ＲＦまたはΔＰ_ＬＯで示されるＰ_ＲＦまたはＰ_ＬＯ自身の変化によっても変化し、ΔＰ_ＲＦとパルス変調器（22）へのミリ波入力Ｐ_ｉｎとの間には次式の関係がある。

ΔＰ_ＲＦ＝Ｐ_ｉｎ・η・ΔＶ_ＳＷ・α・β …（３）
ただし、ΔＶ_ＳＷはパルス変調器（22）の駆動電圧の変動であり、過渡的応答による変動成分を表しており、αはパルス変調器（22）のＯＮ／ＯＦＦ比、βはサーキュレータ54（23）の第１の接続部54ａと第３の接続部54ｃとの間のアイソレーション（ただし、アンテナ56（24）からの反射成分も含まれる。）を示している。また、ηは次式で示すようにΔＶ_ＳＷに対するパルス変調器22の出力変動ΔＰとの比を示している。

η＝ΔＰ／ΔＶ_ＳＷ …（４）
ミリ波レーダＲ１において、ΔＰ_ＭＩＸを十分に小さくするためには、式（２）（３）（４）のいずれかの項を小さくすればよいが、このうちＰ_ＲＦを、送信用のミリ波信号のうち、第３の誘電体線路55を通ってその先端部であるアンテナ56（24）との接続部55ａで反射して戻って第３の接続部54ｃに漏洩する一部のミリ波信号Ｗａと、第１の接続部54ａからサーキュレータ54（23）を介して直接に第３の接続部54ｃへ漏洩するミリ波信号Ｗｂとの干渉を利用して小さくすれば、ミリ波送受信性能に係わるＰ_ｉｎ，ηまたはＧｃに影響を与えることなく、また、原理的に困難が伴うΔＶ_ＳＷ，αまたはβを変える構成にせずとも、容易に設計できるので都合がよい。

Ｐ_ＲＦを一部のミリ波信号Ｗａと他の一部のミリ波信号Ｗｂとの干渉を利用して小さくするには、一部のミリ波信号Ｗａの信号強度（パワー）と他の一部のミリ波信号Ｗｂの信号強度（パワー）とを等しくした上で、それらを逆位相、すなわち位相差δをδ＝（２Ｎ−１）・π（Ｎは整数である。）として干渉させればよい。これは、第３の誘電体線路55の線路長を調整し、ミリ波信号を第３の誘電体線路55を往復伝搬させたときの位相変化を（２Ｎ−１）・πとすることに等しい。具体的には、第３の誘電体線路55の長さ，幅，比誘電率を変えること等により第３の誘電体線路55の線路長は制御可能である。また、第３の誘電体線路55の先端部であるアンテナ56（24）との接続部55ａにおけるミリ波信号に対するインピーダンス整合、すなわち第３の誘電体線路55とアンテナ56（24）との特性インピーダンスの差を調整して接続部55ａでの反射係数を変化させることにより、他の一部のミリ波信号Ｗｂの信号強度（パワー）とほぼ等しくなるように一部のミリ波信号Ｗａの信号強度（パワー）を調節することができる。この接続部55ａでの反射係数は、特性インピーダンスの差を起こさせる要因である接続部55ａの寸法や誘電体の誘電率、もしくは第３の誘電体線路55とアンテナ56（24）との間に導波管等の介在物がある場合にはその介在物の寸法や誘電率を調整することにより調整することができる。

そして、Ｐ_ＲＦは第３の誘電体線路55の線路長をδ＝（２Ｎ−１）・πとなるように設定したときに最小となり、δ＝（２Ｎ）・πとなるように設定したときに最大となるので、ミキサー59（25）の出力変動ΔＰ_ＭＩＸは、δ＝（２Ｎ）・πのときに最大となってミリ波送受信性能は最悪となり、δ＝（２Ｎ−１）・πのときに最小となってミリ波送受信性能は最良となる。

このことについて、図９および図10を参照して説明する。図９は図６の第３の誘電体線路55近傍の部分拡大平面図であり、図10は、第３の誘電体線路55を通って第３の誘電体線路55の先端部であるアンテナ56（24）との接続部55ａで反射して戻って第３の接続部54ｃに漏洩する一部のミリ波信号Ｗａと、第１の接続部54ａからサーキュレータ54（23）を介して第３の接続部54ｃへ漏洩する他の一部のミリ波信号Ｗｂとが干渉して合波したときの位相差δによる、ミリ波信号の出力強度の変化を示すグラフである。図９において、Ｗａは第３の誘電体線路55のアンテナ56（24）との接続部55ａで反射して戻って第３の接続部54ｃへ漏洩した一部のミリ波信号を表し、Ｗｂは第１の接続部54ａからサーキュレータ54（23）を介して直接に第３の接続部54ｃへ漏洩する他の一部のミリ波信号を表している。第１の誘電体線路53を通って第１の接続部54ａに入射した送信用のミリ波信号は、第１の接続部54ａと第３の接続部54ｃとの間がアイソレートされているので、そのほとんどのパワーが第２の接続部54ｂ側へ伝送され、第３の誘電体線路55を通って、アンテナ56（24）から放射される。このとき、第３の誘電体線路55の先端部であるアンテナ56（24）との接続部55ａにおいてインピーダンスの若干の不整合により、わずかながら一部のミリ波信号が接続部55ａで反射して再び第３の誘電体線路55を戻って、サーキュレータ54（23）を介して第３の接続部54ｃにＷａとして漏洩する。一方、第１の誘電体線路53を通って第１の接続部54ａに入射した送信用のミリ波信号は、第１の接続部54ａと第３の接続部54ｃとの間がアイソレートされているものの、わずかながら、そのパワーの一部が第１の接続部54ａから第３の接続部54ｃに、他の一部のミリ波信号Ｗｂとして漏洩する。ここで、一部のミリ波信号Ｗａの電界強度をＥ_ａ、他の一部のミリ波信号Ｗｂの電界強度をＥ_ｂ、第３の接続部54ｃから漏洩するミリ波信号である他の一部のミリ波信号Ｗｂと一部のミリ波信号Ｗａとが干渉して合波されたミリ波信号の出力強度（パワー）をＰ_ｉとすれば、Ｐ_ｉは次式で表される。なお、電界強度Ｅ_ａおよびＥ_ｂは、それぞれ第３の接続部54ｃから第４の誘電体線路57に入射した直後の電界強度を表している。

Ｐ_ｉ＝（１／２）・（｜Ｅ_ａ｜−｜Ｅ_ｂ｜）^２＋２｜Ｅ_ａ｜｜Ｅ_ｂ｜ｃｏｓ^２（δ／２） …（５）
また、パワーの比Ｒ_ｐを改めてパワー分割比ｒ_ｐとして、
ｒ_ｐ＝（｜Ｅ_ａ｜／｜Ｅ_ｂ｜）^２ …（６）
と定義すれば、さらに、Ｐ_ｉは、

ただし、
Ｐ_０＝｜Ｅ_ａ｜^２＋｜Ｅ_ｂ｜^２ …（８）
と表すことができる。

ここで、
Ｐ_ｉ＜｜Ｅ_ｂ｜^２ …（９）
であれば、第３の接続部54ｃから漏洩するミリ波信号Ｐ_ｉは、他の一部のミリ波信号Ｗｂが合波されても、元の一部のミリ波信号Ｗａの信号強度である｜Ｅ_ｂ｜^２よりも減衰させることができる。

したがって、式（７）において、この条件を満足するようなパワー分割比ｒ_ｐおよびδを設定すればよい。

このとき、式（６）から、
｜Ｅ_ｂ｜^２ ＝ｒ_ｐ・｜Ｅ_ａ｜^２
であり、これを式（８）に代入すると、
｜Ｅ_ｂ｜^２ ＝Ｐ_０／（１＋ｒ_ｐ）
となる。これを式（９）に代入し、パワー分割比ｒ_ｐを一部のミリ波信号Ｗａと他の一部のミリ波信号Ｗｂとのパワーの比としてＲ_ｐで表すと、次式が得られる。

この式（10）の条件を満足することにより、一部のミリ波信号Ｗａと他の一部のミリ波信号Ｗｂとが弱め合うように干渉し、一部のミリ波信号Ｗａと他の一部のミリ波信号Ｗｂとが干渉して合波したミリ波信号の強度が、干渉する以前の他の一部のミリ波信号Ｗｂの強度よりも、小さくなるように抑制される。

次に、式（10）における最適条件について、式（７）および図10を用いて説明する。

式（７）で示されるＰ_ｉは、図10で示される通り、δの変化に従って、π周期で最大値と最小値とを繰り返す特性を示す。図10において横軸は位相差δ（単位：ラジアン）を、縦軸は第３の接続部54ｃから漏洩するミリ波信号Ｐ_ｉを表し、特性曲線はδによるＰ_ｉの変化を表している。また、破線は特性曲線の最大値および最小値を表している。図10から、第３の接続部54ｃから漏洩するミリ波信号Ｐ_ｉは、δが±π，±３π，・・・，（２Ｎ−１）π（Ｎは整数である。）のときに最小値をとり、δが０，±２π，・・・，２Ｎπのときに最大値をとることが分かる。また、パワー分割比ｒ_ｐがｒ_ｐ＝１、すなわち｜Ｅ_ａ｜と｜Ｅ_ｂ｜とが等しいときに、第３の接続部54ｃから漏洩するミリ波信号の信号強度Ｐ_ｉの最小値は、理論上、限りなく０に近づくことが分かる。

従って、一部のミリ波信号Ｗａの信号強度（パワー）と他の一部のミリ波信号Ｗｂの信号強度（パワー）とを等しくした上で、それらを逆位相、すなわち位相差（２Ｎ−１）・πで干渉させれば、式（５）または式（７）で示されるＰ_ｉをほぼ０に近くなるまで抑制でき、式（２）において、Ｐ_ｉに対応するＰ_ＲＦが抑制されるので、ミキサー出力変動ΔＰ_ＭＩＸが最も小さく良好に抑制されることとなる。

また、ミキサー出力変動ΔＰ_ＭＩＸが最も小さく良好に抑制されるとき、発明が解決しようとしている課題で述べたようなレベル変動がすぐに収まって定常状態に安定するので、パルス変調器（22）から出力された送信用のミリ波信号が反射等により直接ミキサー59（25）に混入して受信系に出力されるのを遮断できるように設けられたスイッチ（26）によって、従来のようにミキサー59（25）で発生していた不要な信号までも遮断する必要はなくなり、パルス信号を送出した直後すぐに閉（オン）状態にしてミリ波送受信を開始することできるようになる。

以上、理論的な最適条件について説明したが、実際には、一部のミリ波信号Ｗａの信号強度（パワー）と他の一部のミリ波信号Ｗｂの信号強度（パワー）とをほぼ等しくした上で、それらがほぼ逆位相になるように、第３の誘電体線路55の線路長を設定すればよい。

次に、実際の使用上でより有益である第３の誘電体線路55の線路長の範囲について説明する。

まず、一部のミリ波信号Ｗａの電界強度が他の一部のミリ波信号Ｗｂの電界強度よりも小さいと仮定する。このことは、一部のミリ波信号Ｗａは、元々はアンテナ56（24）から送信されるべきものであることからも考慮されることである。

このとき、第３の接続部54ｃから漏洩するミリ波信号の出力強度Ｐ_ｉの最大値と最小値との比を減衰率Ｅ_ｒとすれば減衰率Ｅ_ｒが１／２（３ｄＢ）を超えるようにすれば、第３の接続部54ｃから漏洩して出力されるミリ波信号の出力強度（パワー）Ｐ_ｉが、他の一部のミリ波信号Ｗｂが一部のミリ波信号Ｗａと干渉する以前に有していた強度（パワー）よりも、少なくとも第３の誘電体線路55の線路長を、位相差δがδ＝（２Ｎ−１）・πとなるようにしたときに必ず小さくできる。ここで、減衰率Ｅ_ｒが１／２（３ｄＢ）に近いときには、第３の接続部54ｃから漏洩して出力されるミリ波信号の出力強度（パワー）Ｐ_ｉが、他の一部のミリ波信号Ｗｂが一部のミリ波信号Ｗａと干渉する以前に有していた強度（パワー）よりも小さくなるように、第３の誘電体線路55の線路長を設定できる範囲は非常に狭くなり、δ＝（２Ｎ−１）・πのみが有効な条件となる。従って、減衰率Ｅ_ｒは、Ｅ_ｒ＝１／２（３ｄＢ）とならないよう、それよりも大きくすればよい。

減衰率Ｅ_ｒは、

と表せるので、パワー分割比ｒ_ｐは、式（11）から計算されて、式（11）をｒ_ｐを求める式に変形してＥ_ｒ＞１／２を代入して計算した結果から、ｒ_ｐ≧0.03とすればよい。このことから、一部のミリ波信号Ｗａと他の一部のミリ波信号Ｗｂとの信号強度（パワー）の比Ｒ_ｐ（パワー分割比ｒ_ｐ）は、特に制御されなくともほとんどの場合にこのような条件を満たすため、第３の誘電体線路55の線路長を位相差δがδ＝（２Ｎ−１）・πとなるように設定すれば、第３の接続部54ｃから漏洩して出力されるミリ波信号の出力強度Ｐ_ｉを抑制できることとなる。

ただし、このときには、第３の誘電体線路55の線路長を位相差δがδ＝（２Ｎ−１）・πになるように厳密に設定する必要性から、製作が厳しくなる場合がある。

次に、このようにミリ波信号同士を干渉させたときの減衰率Ｅ_ｒは、経験的には、合波させた電磁波が減衰するように２つの電磁波を干渉させて合波させ、その合波させた電磁波の減衰を得るときの十分な減衰率である値としてＥ_ｒ＝10ｄＢ（合波させた電磁波のパワーを合波させる前の２つの電磁波のパワーの合計の１／10に減衰させる減衰率である。）とすることは比較的容易であることが知られており、これからパワー分割比ｒ_ｐを設定すれば、同様に、式（７）から、ｒ_ｐ≒0.27と計算される。このとき、Ｐ_ｉ＜（１／２）Ｐ_０となるように式（６）の位相差δを決めればよく、位相差δは、一部のミリ波信号Ｗａと他の一部のミリ波信号Ｗｂとの信号強度（パワー）の比Ｒ_ｐ（パワー分割比ｒ_ｐ）を0.27以上とするとともに、δ＝（２Ｎ−１）・π±0.42π（ただし、Ｎは整数である。）と設定すればよいことが導かれる。

この場合には、第３の誘電体線路55の線路長により設定する位相差δの精度が±0.42πとなり、製作が容易となるので、現実的に良好な特性を実現しやすいものとなる。一方、この場合にも、位相差δはδ＝（２Ｎ−１）・πと設定したときに、最も第３の接続部54ｃから漏洩して出力されるミリ波信号の出力強度（パワー）Ｐ_ｉ、すなわち第３の接続部54ｃから漏洩し第４の誘電体線路57を伝搬してミキサー59（25）へ入射するミリ波信号入力Ｐ_ＲＦが低減されて、ミキサー出力変動ΔＰ_ＭＩＸが抑制されるので、発明が解決しようとしている課題で述べたようなレベル変動がすぐに収まって定常状態に安定し、ミリ波送受信特性が良好となることは言うまでもない。

以上に説明した条件に実際に調整するには、第３の誘電体線路55の線路長を変化させたときの第４の誘電体線路57からのミリ波信号の出力強度をパワーメータで測定し、その実測データから図10に示した特性曲線の最大値と最小値を読みとれば、減衰率Ｅ_ｒが求められてパワー分割比ｒ_ｐ（Ｒ_ｐに相当する。）が分かり、図10に示した特性曲線の最大値と最小値の繰り返し周期から位相差δが分かるので、これらをもとに、上記の式（10）の条件を満足するように、第３の誘電体線路55の線路長と、第３の誘電体線路55とアンテナ56（24）との接続部55ａにおける特性インピーダンスの差とを調整すればよい。

以上のように、本発明の第１のミリ波送受信器によれば、パルス変調器（22）から出力された送信用のミリ波信号のうち、第１の誘電体線路53を伝搬して、サーキュレータ54（23）の第１の接続部54ａから第２の接続部54ｂを通って第３の誘電体線路55へ出力され、第３の誘電体線路55の先端部であるアンテナ56（24）との接続部55ａで反射して再びサーキュレータ54（23）に戻って第３の接続部54ｃから第４の誘電体線路57へ漏洩する一部のミリ波信号をＷａとし、第１の接続部54ａからサーキュレータ54（23）を介して直接に第３の接続部54ｃへ漏洩する他の一部のミリ波信号をＷｂとし、これら一部のミリ波信号Ｗａと他の一部のミリ波信号Ｗｂとの中心周波数における位相差をδとしたときに、第３の誘電体線路55の線路長を、δ＝（２Ｎ−１）・π（ただし、Ｎは整数である。）となるように設定したことにより、また、好ましくは、これら一部のミリ波信号Ｗａと他の一部のミリ波信号Ｗｂとのパワーの比Ｒ_ｐを0.27以上とするとともに、位相差δがδ＝（２Ｎ−１）・π±0.42πとなるように設定したことにより、パルス変調された送信用のミリ波信号がミリ波送受信器の内部における反射等により受信系に出力されるのを遮断できる開閉器（26）を有したミリ波送受信器において、パルス信号を送出した直後にも送受信が行なえるようになるので、これをミリ波レーダに用いたときのレーダ探知性能を高めることができ、特に近距離のレーダ探知性能が優秀なミリ波レーダを提供することができる。

また、本発明の第１の送受信アンテナを用いていることから、ミリ波信号の一部が受信系に漏洩することが抑制され、受信すべきミリ波信号との混信を少なくすることができるので、ミリ波送受信器の受信系の受信特性を良好とすることができる。また、これによって、送信系のミリ波信号のパワーを高めて、送受信アンテナで送信するミリ波信号の伝送距離を延ばしたり、Ｓ／Ｎ（信号対ノイズ）比を向上させたりすることもできるので、全体として、ミリ波送受信性能を向上させることができる。

次に、本発明の第２の送受信アンテナを用いた本発明の第２のミリ波送受信器が適用されるミリ波レーダについて詳細に説明する。

本発明の第２のミリ波送受信器が適用されるミリ波レーダにおけるミリ波信号伝送部の構成は、図７に平面図で示したものと同様である。また、その構成において用いられる誘電体線路としてのＮＲＤガイドの基本的な構成は、図４に部分破断斜視図で示したものと同様である。

そして、本発明の第２のミリ波送受信器をミリ波レーダに適用した場合の実施の形態の一例について、そのミリ波信号伝送部および中間周波信号伝送部の構成を図５にブロック回路図で、また本発明の第２のミリ波送受信器に用いられる送受信アンテナの例を図２に平面図で示す。以下、本発明の第２のミリ波送受信器の実施の形態の一例を説明する。なお、以下の説明において、図５中に図７に示した構成要素に対応するものがあるときは、図５における参照符号を括弧書きで併せて示してある。

図７および図５に示すように、本発明の第２のミリ波送受信器を用いたミリ波レーダＲ２は、ミリ波信号の波長の２分の１以下の間隔で平行に配置された平板導体51間に、図２に示す送受信アンテナと、第１の誘電体線路53に付設され、高周波ダイオードから出力された高周波信号を周波数変調するとともにミリ波信号として第１の誘電体線路53を伝搬させるミリ波信号発振部（ＶＣＯ）52（21）と、第１の誘電体線路53の途中に介在し、ミリ波信号をパルス化して送信用のミリ波信号として第１の誘電体線路53から出力させるパルス変調器（ＲＦスイッチ）（22）と、第１の誘電体線路53に一端側が電磁結合するように近接配置されるかまたは第１の誘電体線路53に一端が接合されて、ミリ波信号の一部をミキサー59（25）側へ伝搬させる第４の誘電体線路57と、この第４の誘電体線路57の中途と第２の誘電体線路58の中途とを電磁結合するように近接させるかまたは接合させて成り、第４の誘電体線路57を伝搬してきた送信用のミリ波信号の一部と第２の誘電体線路58を伝搬してきた受信波とを混合して中間周波信号を発生させるミキサー59（25）とを備えている構成である。

また、このような本発明の第２のミリ波送受信器においても、前述のように、第３の誘電体線路55と貫通孔９に接続されたアンテナまたはアンテナが接続された導波管もしくは一次放射器との特性インピーダンスの差を調整して、これら一部のミリ波信号Ｗａと他の一部のミリ波信号Ｗｂとのパワーの比Ｒ_ｐを0.27以上とするとともに、位相差δをδ＝（２Ｎ−１）・π±0.42π（ただし、Ｎは整数である。）とすることが好ましい。

また、ミキサー59（25）の出力端に、パルス変調された送信用のミリ波信号がパルス変調器（ＲＦスイッチ）（22）から出力されたときにその出力端を開状態とするスイッチング制御部を設けることが好ましい。

上記構成により、本発明の第２のミリ波送受信器は、第３の誘電体線路55を伝搬してきた送信用のミリ波信号が貫通孔９を透過し、その送信用のミリ波信号の一部が貫通孔９で反射される点以外は、本発明の第１のミリ波送受信器と同様の作用効果を有する。

すなわち、本発明の第２のミリ波送受信器によれば、上記構成としたことから、送信系のミリ波信号の一部が受信系に漏洩することを抑制することができ、受信すべきミリ波信号との混信を少なくすることができるため、ミリ波送受信器の受信系の受信特性を良好とすることができる。また、これによって、送信系のミリ波信号のパワーを高めて、送受信アンテナで送信するミリ波信号の伝送距離を延ばしたり、Ｓ／Ｎ（信号対ノイズ）比を向上させたりすることもできるので、全体として、ミリ波送受信性能を向上させることができる。また、本発明の第２のミリ波送受信器は、平板導体２の貫通孔９上にアンテナまたはアンテナが接続された導波管もしくは一次放射器が接続されているため、ミリ波送受信器をモジュール化する際に、アンテナを平板導体上に収めることができ、モジュールを小型に構成することができる利点がある。

かくして、本発明の送受信アンテナおよびそれを用いた本発明のミリ波送受信器によれば、送信系のミリ波信号の一部が直接受信系へ漏洩するのを抑制することができる送受信アンテナおよびそれを用いたミリ波送受信性能の高いミリ波送受信器を提供することができるものとなる。

なお、本発明は以上の実施の形態の例に限定されず、本発明の要旨を逸脱しない範囲内で種々の変更を施すことは何等差し支えない。例えば、本発明の実施の形態の一例であるミリ波レーダＲ１において、平行平板導体51である第１および第２の平行平板導体間に誘電体線路を配設してなるＮＲＤガイドの第１の平行平板導体に開孔を設け、この開孔およびこの開孔に接続された導波管もしくは誘電体導波管を介して、第３の誘電体線路55の一端とアンテナ56（24）とを接続し、第３の誘電体線路55に沿って第３の誘電体線路55の他端からその開孔までの長さをδ＝（２Ｎ−１）・π（ただし、Ｎは整数である。）となるように設定する構成としてもよい。この場合には、ミキサー出力変動ΔＰ_ＭＩＸが抑制されて、良好なミリ波送受信性能が得られる上に、第１の平行平板導体上に設けたアンテナ56（24）からミリ波送受信用の電磁波を第１の導体板の上方に向かって放射できるものとなり、第２の導体板に略平行な側面を搭載面に用いて、モジュールとしてのミリ波レーダＲ１を搭載対象物に搭載できるものとなる。通常、平行平板導体51の平行平板導体間にミリ波回路を構成する誘電体線路等の複数の部品が配置されてミリ波レーダモジュールが構成されているため、平行平板導体に平行に広い面積のミリ波レーダモジュールの主面を有しており、この面を搭載面に用いることができれば搭載対象物への安定な取付状態を得ることができる。例えば車載用であれば、ミリ波レーダＲ１を車の前方部または後方部等に堅牢に取り付けて、前方または後方等の他車に向かってミリ波信号を送受信しやすいものとなる。

本発明の第１の送受信アンテナの実施の形態の一例を示す模式図であり、（ａ）は平面図、（ｂ）はそのＡ−Ａ’断面図である。 本発明の第２の送受信アンテナの実施の形態の一例を示す模式図であり、（ａ）は平面図、（ｂ）はそのＢ−Ｂ’断面図である。 図１または図２に示す送受信アンテナのアイソレーション特性の位相差δによる依存性を示す模式的な線図である。 ＮＲＤガイドの基本的な構成を示す部分破断斜視図である。 本発明のミリ波送受信器をミリ波レーダに適用した場合の実施の形態の一例について、そのミリ波信号伝送部および中間周波信号伝送部の構成を示すブロック回路図である。 送受信アンテナを有するミリ波送受信器の平面図である。 本発明の第２のミリ波送受信器の実施の形態の一例を模式的に示す平面図である。 ミリ波送受信器のパルス変調器の構成を示す斜視図である。 本発明のミリ波送受信器における、図６の第３の誘電体線路近傍の部分拡大平面図である。 第３の誘電体線路を通ってその先端部であるアンテナとの接続部で反射して戻って第３の接続部に漏洩する一部のミリ波信号Ｗａと、第１の接続部からサーキュレータを介して第３の接続部へ漏洩する他の一部のミリ波信号Ｗｂとが干渉して合波したときの位相差δによる、ミリ波信号の出力強度の変化を示すグラフである。 従来のミリ波送受信器をミリ波レーダとして用いたときの各部の構成を示すブロック回路図である。 従来の送受共用放射器の例を示す模式的な平面図である。

符号の説明

１，２：平板導体
３：第１の誘電体線路
３ａ：一端
３ｃ：第１の接続部
４：第２の誘電体線路
４ａ：一端
４ｃ：第２の接続部
５：第３の誘電体線路
５ａ：一端
５ｂ：他端
５ｃ：第３の接続部
６，７：フェライト板
８：アンテナ
９：貫通孔
21：ミリ波信号発振部
22：パルス変調器（ＲＦスイッチ）
23：サーキュレータ
24：アンテナ
25：ミキサー
26：開閉器（ＩＦスイッチ）
28：増幅器
29：タイミング生成部
30：カプラ（方向性結合器）
51：平板導体（平行平板導体）
52：ミリ波信号発振部
53：第１の誘電体線路
54：サーキュレータ
55：第３の誘電体線路
56：アンテナ
57：第４の誘電体線路
58：第２の誘電体線路
57ａ，58ａ：無反射終端器
59：ミキサー
Ｃ：サーキュレータ
Ｒ１，Ｒ２：ミリ波レーダ

Claims (6)

1. ミリ波信号を伝送する第１、第２および第３の伝送線路が磁性体の周縁部に放射状にそれぞれ第１、第２および第３の接続部で接続され、一つの前記接続部から入力された前記ミリ波信号を隣接する他の前記接続部の一方より出力するサーキュレータに、前記第３の接続部に一端が接続された前記第３の伝送線路の他端にアンテナが接続されてなる送受信アンテナであって、前記第３の伝送線路の線路長を、前記第３の伝送線路を通って前記アンテナで反射して戻って前記第２の接続部に漏洩した一部のミリ波信号をＷａとし、前記第１の接続部から前記サーキュレータを介して前記第２の接続部へ漏洩した他の一部のミリ波信号をＷｂとし、これらＷａとＷｂとの中心周波数における位相差をδとしたときに、δ＝（２Ｎ−１）・π（ただし、Ｎは整数である。）となるように設定したことを特徴とする送受信アンテナ。
2. ミリ波信号の波長の２分の１以下の間隔で平行に配置された平板導体間に、該平板導体の内面に互いに対向させて２枚のフェライト板が配置され、該２枚のフェライト板の周縁部に放射状に前記ミリ波信号を入出力する第１、第２および第３の誘電体線路がそれぞれ第１、第２および第３の接続部で接続され、一つの前記接続部から入力された前記ミリ波信号を隣接する他の前記接続部の一方より出力するサーキュレータに、前記第３の接続部に一端が接続された前記第３の誘電体線路のＬＳＭモードの定在波の電界が強い箇所に対向する部位で一方の前記平板導体に貫通孔が設けられ、該貫通孔にアンテナまたはアンテナが接続された導波管もしくは一次放射器が接続されてなる送受信アンテナであって、前記第３の誘電体線路の前記一端から前記貫通孔に対向する部位までの長さを、前記第３の誘電体線路を通って前記貫通孔で反射して戻って前記第２の接続部に漏洩した一部のミリ波信号をＷａとし、前記第１の接続部から前記サーキュレータを介して前記第２の接続部へ漏洩した他の一部のミリ波信号をＷｂとし、これらＷａとＷｂとの中心周波数における位相差をδとしたときに、δ＝（２Ｎ−１）・π（ただし、Ｎは整数である。）となるように設定したことを特徴とする送受信アンテナ。
3. ミリ波信号の波長の２分の１以下の間隔で平行に配置された平板導体間に、
   第１の誘電体線路に付設され、高周波ダイオードから出力された高周波信号を周波数変調するとともにミリ波信号として前記第１の誘電体線路を伝搬させるミリ波信号発振部と、
   前記第１の誘電体線路の途中に介在し、前記ミリ波信号をパルス化して送信用のミリ波信号として前記第１の誘電体線路から出力させるパルス変調器と、
   前記第１の誘電体線路に一端側が電磁結合するように近接配置されるかまたは前記第１の誘電体線路に一端が接合されて、前記ミリ波信号の一部をミキサー側へ伝搬させる第２の誘電体線路と、
   前記平板導体の内面に互いに対向させて配設された２枚のフェライト板の周縁部に放射状に配置され、かつそれぞれ前記ミリ波信号の入出力端とされた第１の接続部と第２の接続部と第３の接続部とを有し、一つの前記接続部から入力された前記ミリ波信号を隣接する他の前記接続部の一方より出力するサーキュレータであって、前記第１の誘電体線路の前記ミリ波信号の出力端に前記第１の接続部が接続されたサーキュレータと、
   該サーキュレータの前記第２の接続部に接続され、前記ミリ波信号を伝搬させるとともに先端部にアンテナを有する第３の誘電体線路と、
   前記サーキュレータの前記第３の接続部に接続され、前記アンテナで受信されて前記第３の誘電体線路を伝搬し前記第３の接続部から出力された受信波をミキサーへ伝搬させる第４の誘電体線路と、
   前記第２の誘電体線路の中途と前記第４の誘電体線路の中途とを電磁結合するように近接させるかまたは接合させて成り、前記ミリ波信号の一部と前記受信波とを混合して中間周波信号を発生させるミキサーとを備え、
   前記第３の誘電体線路の線路長を、前記送信用のミリ波信号のうち前記第３の誘電体線路を通って前記先端部で反射して戻って前記第３の接続部に漏洩した一部のミリ波信号をＷａとし、前記第１の接続部から前記サーキュレータを介して前記第３の接続部へ漏洩した他の一部のミリ波信号をＷｂとし、これらＷａとＷｂとの中心周波数における位相差をδとしたときに、δ＝（２Ｎ−１）・π（ただし、Ｎは整数である。）となるように設定したことを特徴とするミリ波送受信器。
4. ミリ波信号の波長の２分の１以下の間隔で平行に配置された平板導体間に、
   請求項２記載の送受信アンテナと、
   前記第１の誘電体線路に付設され、高周波ダイオードから出力された高周波信号を周波数変調するとともにミリ波信号として前記第１の誘電体線路を伝搬させるミリ波信号発振部と、
   前記第１の誘電体線路の途中に介在し、前記ミリ波信号をパルス化して送信用のミリ波信号として前記第１の誘電体線路から出力させるパルス変調器と、
   前記第１の誘電体線路に一端側が電磁結合するように近接配置されるかまたは前記第１の誘電体線路に一端が接合されて、前記ミリ波信号の一部をミキサー側へ伝搬させる第４の誘電体線路と、
   該第４の誘電体線路の中途と前記第２の誘電体線路の中途とを電磁結合するように近接させるかまたは接合させて成り、前記ミリ波信号の一部と前記送受信アンテナで受信した受信波とを混合して中間周波信号を発生させるミキサーと
   を備えたことを特徴とするミリ波送受信器。
5. 前記一部のミリ波信号Ｗａと前記他の一部のミリ波信号Ｗｂとのパワーの比を0.27以上とするとともに、前記位相差δをδ＝（２Ｎ−１）・π±0.42π（ただし、Ｎは整数である。）としたことを特徴とする請求項３または請求項４記載のミリ波送受信器。
6. 前記ミキサーの前記出力端に、パルス変調された前記送信用のミリ波信号が前記パルス変調器から出力されたときに前記出力端を開状態とするスイッチング制御部を設けたことを特徴とする請求項３乃至請求項５のいずれかに記載のミリ波送受信器。

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