JP2005130295A - 通信システム - Google Patents

Abstract

【課題】 データの伝送速度が高くなっても、送信側同期信号と受信側同期信号を生成する回路を容易に実現でき、消費電力を抑えることができる。
【解決手段】 送信機１の送信側同期信号選択器１ｃは、コード拡散された送信データに基づいて、送信側同期信号生成器１ｂから出力される、複数の異なった位相の送信側同期信号を選択する。送信側信号出力器１ｄは、選択された送信側同期信号に同期して無線信号を出力する。受信機２の受信側同期信号選択器２ｃは、逆拡散コードに基づいて、受信側同期信号生成器２ｂから出力される、送信側同期信号と同じ信号の受信側同期信号を選択する。受信側信号出力器２ｄは、選択された受信側同期信号に同期した無線信号と相関がとられる被相関信号を出力する。相関器２ｅは、送信機１から送信される無線信号と、被相関信号との相関をとる。
【選択図】 図１

Description

本発明は通信システムに関し、特にＵＷＢ通信を行う通信システムに関する。

現在、電子機器に搭載されるＣＰＵの動作速度は、ますます高速化している。無線通信を行う電子機器のＣＰＵの動作速度が、無線通信の周波数と同じ位の周波数になると互いに干渉を起こす。そのため、無線通信を行う電子機器の無線信号の周波数帯域を上げる必要がある。

比帯域（帯域幅／中心周波数）が２０％以上もしくは、５００ＭＨｚ以上の帯域幅を使用するＵＷＢ（Ultra Wide Band）通信、探査には、３．１ＧＨｚ〜１０．６ＧＨｚ（マイクロ波）、２２〜２９ＧＨｚ（準ミリ波）の周波数帯が割り当てられている。今後ミリ波帯においてもＵＷＢ技術が使われていくと考えられる。

マイクロ波帯においては比帯域が広い。よって、搬送波を使わずに単サイクルパルスの発生時刻を時間ホッピングする通信が可能である。準ミリ波、ミリ波帯においては、比帯域が狭いため、単サイクルパルスではなく、数波〜数百波の波列を用いることができる。この場合、一種類の波列の使用する帯域幅を５００ＭＨｚ程度として、数種類の中心周波数を持つ波列を順番に使ったり、適宜使い分けたりすることができる。これはマルチバンド方式と呼ばれ、周波数ホッピングと時間ホッピングを組み合わせて使うことが可能である。

図２５は、直接コード拡散を使用したＵＷＢ送信機のブロック構成図である。送信データは、コード拡散器１２２により、コード発生器１２１から出力される拡散コードで拡散され、波形発生器１２３に送られる。波形発生器１２３は、拡散された送信データを基に単サイクルパルスあるいはバースト波形を発生する。単サイクルパルスあるいはバースト波形は、ＢＰＦ（Band Pass Filter）１２４により所定帯域だけ取り出されてアンテナ１２５から送出される。

図２６は、直接コード拡散を使用したＵＷＢ受信機のブロック構成図である。アンテナ１３１で受信したＵＷＢ信号は、許容帯域だけがＢＰＦ１３２を通過してパルス相関器１３３に出力される。一方、コード拡散器１３５は、コード発生器１３４で発生したコードから拡散信号を生成し、波形発生器１３６は、拡散信号に応じた受信波形のテンプレートを生成する。パルス相関器１３３は、受信波形のテンプレートと受信信号との相関関係を調べる（ＢＰＳＫ（Bi-Phase Shift Keying）の場合テンプレートと受信信号との相関は、拡散コード長を通して非反転、反転となる。従って、パルス相関後コード区間の積分が正または負の相関信号となる）。パルス列積分器１３７は、受信信号の１コード区間の積分値を算出し、比較器１３８は、積分値の正負から復調データを取り出す。

送信機および受信機のコード拡散器、波形発生器は、データ伝送レート×拡散コード長／変調ｂｉｔ数のクロック周波数で動作する必要がある。例えば、５００Ｍｂｐｓのデータ伝送レートで拡散コード長６４ｂｉｔ、変調ｂｉｔ数１の場合、３．２ＧＨｚのクロックが必要である。

なお、高周波の源発振を分周したり、多数の移相器を用いたりすることなく、一定の位相差を有し、かつ周波数の安定した位相雑音の少ない二相またはそれ以上の多相クロックを得ることができる発信回路がある（例えば、特許文献１参照）。
特開２００２−２０８８１７号公報（段落番号〔００１１〕〜〔００２１〕、図１〜図４）

ところで、送信機および受信機は、単サイクルパルスまたはバースト波の無線信号の、出力タイミングの基となる同期信号を生成する回路を有している。データの伝送速度が高くなれば、同期信号を生成する回路の実現が困難となり、消費電力も大きくなってくる。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、データの伝送速度が高くなっても回路の実現が容易で、消費電力を抑制することができる通信システムを提供することを目的とする。

本発明では上記問題を解決するために、図１に示すような無線通信する通信システムにおいて、送信データをコード拡散するコード拡散器１ａと、無線信号の出力タイミングの基となる送信側同期信号を、異なった位相で複数生成する送信側同期信号生成器１ｂと、コード拡散された送信データに基づいて、送信側同期信号を選択する送信側同期信号選択器１ｃと、選択された送信側同期信号に同期して無線信号を出力する送信側信号出力器１ｄと、を有する送信機１と、無線信号を逆拡散するための逆拡散コードを出力するコード出力器２ａと、送信側同期信号と同じ複数の受信側同期信号を生成する受信側同期信号生成器２ｂと、逆拡散コードに基づいて、受信側同期信号を選択する受信側同期信号選択器２ｃと、選択された受信側同期信号に同期した無線信号と相関がとられる被相関信号を出力する受信側信号出力器２ｄと、無線信号と被相関信号との相関をとる相関器２ｅと、を有する受信機２と、を有することを特徴とする通信システムが提供される。

このような通信システムによれば、送信機１は、複数の位相の異なった送信側同期信号を、拡散された送信データに基づいて選択し、選択した送信側同期信号に同期して無線信号を出力する。受信機２は、送信側同期信号と同じ複数の受信側同期信号を、逆拡散コードに基づいて選択し、選択した受信側同期信号に同期した無線信号と相関がとられる被相関信号を出力する。そして、無線信号と被相関信号との相関をとり、受信データを得る。

本発明の通信システムでは、送信機および受信機において、位相の異なる複数の送信側同期信号および受信側同期信号を選択し、選択した送信側同期信号および受信側同期信号に同期して無線信号を送受信するようにした。よって、データの伝送速度が高くなっても、送信側同期信号および受信側同期信号の周波数を高くする必要はなく、回路の実現が容易で消費電力を抑制することができる。

以下、本発明の原理を図面を参照して説明する。
図１は、本発明の通信システムの原理図である。
図に示す送信機１は、コード拡散器１ａ、送信側同期信号生成器１ｂ、送信側同期信号選択器１ｃ、送信側信号出力器１ｄ、およびアンテナ１ｅを有している。受信機２は、コード出力器２ａ、受信側同期信号生成器２ｂ、受信側同期信号選択器２ｃ、受信側信号出力器２ｄ、相関器２ｅ、およびアンテナ２ｆを有している。

送信機１のコード拡散器１ａには、拡散コードと送信データが入力される。コード拡散器１ａは、送信データを拡散コードで拡散し、送信側同期信号選択器１ｃに出力する。
送信側同期信号生成器１ｂは、異なった位相の送信側同期信号を複数生成する。

送信側同期信号選択器１ｃは、コード拡散器１ａによってコード拡散された送信信号に基づいて、送信側同期信号生成器１ｂから出力される複数の送信側同期信号を１つ選択する。

送信側信号出力器１ｄは、送信側同期信号選択器１ｃより選択された送信側同期信号に同期して無線信号をアンテナ１ｅに出力する。
受信機２のコード出力器２ａは、アンテナ２ｆより受信される、送信機１からの無線信号を逆拡散するための逆拡散コードを出力する。

受信側同期信号生成器２ｂは、送信機１の送信側同期信号生成器１ｂが生成する送信側同期信号と同じ周波数、位相を持つ複数の受信側同期信号を生成する。
受信側同期信号選択器２ｃは、コード出力器２ａから出力される逆拡散コードに基づいて、受信側同期信号生成器２ｂから出力される受信側同期信号を選択して出力する。

受信側信号出力器２ｄは、受信側同期信号選択器２ｃより選択された受信側同期信号に同期した、無線信号と相関がとられる被相関信号を出力する。
相関器２ｅは、アンテナ２ｆより受信される無線信号と、受信側信号出力器２ｄから出力される被相関信号との相関をとる。

以下、図１の動作について説明する。
送信機１の送信側同期信号生成器１ｂは、異なった位相の送信側同期信号を複数生成する。送信側信号出力器１ｄは、コード拡散された送信データに基づいて選択された送信側同期信号に同期して無線信号を出力する。送信側信号出力器１ｄは、選択された送信側同期信号に同期して無線信号を出力する。従って、送信側信号出力器１ｄからは、コード拡散された送信データに応じた、位相の異なった無線信号が出力される。

受信機２の受信側同期信号生成器２ｂは、送信側同期信号と同じ信号の受信側同期信号を複数生成する。受信側信号出力器２ｄは、逆拡散コードに基づいて選択された受信側同期信号に同期した、無線信号と相関がとられる被相関信号を出力する。従って、受信側信号出力器２ｄからは、逆拡散コードに応じた、位相の異なった被相関信号が出力される。

相関器２ｅは、アンテナ２ｆより受信される無線信号と、受信側信号出力器２ｄから出力される被相関信号との相関をとる。アンテナ２ｆより受信される無線信号と、受信側信号出力器２ｄから出力される被相関信号との波形が一致していれば相関値が大きくなる。なお、相関器２ｅの出力を１シンボルタイム積分し、１／０判定をすることによって受信データとすることができる。

このように、送信機および受信機において、位相の異なる複数の送信側同期信号および受信側同期信号を、コード拡散された送信信号および逆拡散コードによって選択し、選択した送信側同期信号および受信側同期信号に同期して無線信号を送受信するようにした。よって、データの伝送レートが高くなっても、送信側同期信号および受信側同期信号の周波数を高くする必要はなく、回路の実現が容易で消費電力を抑制することができる。

次に、本発明の第１の実施の形態に係る通信システムを送信機と受信機とに分けて図面を参照して詳細に説明する。まず、送信機について説明する。
図２は、送信機のブロック構成図である。

図に示すように送信機は、コード発生器１１、コード拡散器１２、相選択器１３、波形発生器１４、ＢＰＦ１５、およびアンテナ１６を有している。送信機は、例えば、搬送波を必要としないＵＷＢ通信を行い、ミリ波帯での通信を行う。

コード発生器１１は、送信データをコード拡散するための拡散コードを出力する。
コード拡散器１２には、送信データとコード発生器１１から出力される拡散コードとが入力される。コード拡散器１２は、入力される送信データを拡散コードで拡散して出力する。

相選択器１３には、位相の異なった複数のクロックの多相クロックと、コード発生器１１からコード拡散された送信データが入力される。相選択器１３は、入力される多相クロックを、コード拡散された送信データに基づいて１つ選択し、波形発生器１４に出力する。

波形発生器１４は、相選択器１３で選択されたクロックに同期した単サイクルパルスを出力する。なお、波形発生器１４からは、コード拡散された送信データに応じた、位相の異なった単サイクルパルスが出力されるので、送信データの情報は、単サイクルパルスの位相に含まれることになる。

ＢＰＦ１５は、波形発生器１４から出力される単サイクルパルスの信号を許容帯域だけにしてアンテナ１６に出力する。
次に、図２の個々のブロックを実現する回路について説明する。まず、波形発生器１４の回路について説明する。

図３は、単一サイクル発生器の回路図である。
図に示す単一サイクル発生器は、図２の波形発生器１４に構成され、拡散された送信データを変調するための基となる信号を出力する。

図に示すように単一サイクル発生器は、トランジスタＭ１，Ｍ２、抵抗Ｒ１，Ｒ２、コンデンサＣ１、インダクタＬ１〜Ｌ３を有している。
トランジスタＭ１のドレインは、一端が電源Ｖｃｃと接続されたインダクタＬ１と接続されている。トランジスタＭ２のドレインは、一端が電源Ｖｃｃと接続されたインダクタＬ２と接続されている。トランジスタＭ１，Ｍ２のドレインは、トランジスタＭ１を介して接続されている。トランジスタＭ１，Ｍ２のソースは、インダクタＬ３に接続されている。コンデンサＣ１と抵抗Ｒ２は、並列に接続され、一端はインダクタＬ３、他端はグランドに接続されている。

単一サイクル発生器は、インダクタＬ１，Ｌ２を負荷とし、その間の相互インダクタンスを利用して差動化している。高い周波数では、中心周波数における１／４スタブを使う。単一サイクル発生器のトランジスタＭ１，Ｍ２のゲートには、相選択器１３より選択され出力される多相クロックが入力される。単一サイクル発生器は、トランジスタＭ１，Ｍ２のゲートに入力されるクロックの入力信号ｉ＋，ｉ−を、トランジスタＭ１，Ｍ２のドレインから単サイクルパルス（インパルス）の出力信号ｏ＋，ｏ−として出力する。なお、出力信号ｏ＋、ｏ−の周波数は、インダクタＬ３と、コンデンサＣ１、抵抗Ｒ２の並列回路との直列共振回路によって決まる。

図４は、単一サイクル発生器の入出力波形を示した図である。
図に示すグラフの横軸（time）は時間を示し、単位はｎｓである。縦軸（voltage）は電圧を示し、単位はＶである。図に示す点線は、トランジスタＭ１，Ｍ２のゲートに入力される入力信号ｉ＋，ｉ−を示す。実線は、トランジスタＭ１，Ｍ２のドレインから取り出される出力信号ｏ＋，ｏ−の差分（（ｏ＋）−（ｏ−））の波形を示している。図に示すように、単サイクルパルスの出力信号ｏ＋，ｏ−は、入力信号ｉ＋，ｉ−のクロックに同期して出力されている。

次に、多相クロックを出力する回路について説明する。
図５は、ＰＬＬのブロック構成図である。
図に示すようにＰＬＬ（Phase Locked Loop）は、電圧制御発振器（ＶＣＯ：Voltage Controlled Oscillator）２１、ＴＦＦ（Ｔ−フリップフロップ）２２，２３、位相検出器（ＰＤ：Phase Detection）２４、ループフィルタ（ＬＦ：Loop F）２５、およびレベルシフタ（ＬＳ：Level Shifter）２６を有している。また、抵抗Ｒ３，Ｒ４、およびコンデンサＣ２〜Ｃ５を有している。図に示すＰＬＬは、基準信号Ｆｒｅｆを４逓倍した周波数の信号を出力する。

電圧制御発振器２１は、ＰＬＬの出力電圧（レベルシフタ２６の出力電圧）が入力され、その電圧によって発振周波数を制御する。
ＴＦＦ２２，２３は、ＶＣＯから出力される信号を分周する。ＴＦＦ２２，２３は、入力される信号を２分周する。従って、ＴＦＦ２３からは、ＴＦＦ２２に入力される信号を４分周した信号が出力される。

位相検出器２４には、基準周波数を持った基準信号Ｆｒｅｆと、ＴＦＦ２３から出力される信号とが入力される。位相検出器２４は、ＴＦＦ２３から出力される信号の位相と、基準信号Ｆｒｅｆの位相との位相差を検出し、その位相差に比例するパルス幅を持つパルス信号を出力する。

ループフィルタ２５は、位相検出器２４から出力されるパルス信号の高域を遮断し、位相検出器２４から出力される位相差を電圧値に変換する。ループフィルタ２５の入出力間には、抵抗Ｒ３とコンデンサＣ３の直列接続にコンデンサＣ２が並列接続された回路と、抵抗Ｒ４とコンデンサＣ５の直列接続にコンデンサＣ４が並列接続された回路によりラグ−リードフィルタが構成されている。

レベルシフタ２６は、ループフィルタ２５から出力される電圧を適切な電圧レベルに変換して、電圧制御発振器２１に出力する。
ところで、分周器（ＴＦＦ２２，２３）の回路規模は大きく、特に初段では、高速動作が要求される。そこで、分周器を省略し、電圧制御発振器２１の１／４の周波数を持つ参照信号と直接位相比較を行うＰＬＬについて説明する。

図６は、分周器を省略したＰＬＬの回路図である。
図に示すようにＰＬＬは、抵抗Ｒ５〜Ｒ１１、コンデンサＣ６〜Ｃ９、およびトランジスタＭ３〜Ｍ１２を有している。

トランジスタＭ９，Ｍ１０のソース、ドレインには、電圧制御発振器（ＶＣＯ）２７から出力される信号ＶＣＯ＋，ＶＣＯ−がコンデンサＣ８，Ｃ９を介して入力される。また、トランジスタＭ９，Ｍ１０のソース、ドレインは、一端がグランドに接続された抵抗Ｒ９，Ｒ１０に接続されている。トランジスタＭ９のゲートには、基準周波数を持った基準信号Ｃｒｅｆ＋が入力される。トランジスタＭ１０のゲートには、基準周波数を持った基準信号Ｃｒｅｆ−が入力される。

トランジスタＭ９，Ｍ１０、抵抗Ｒ９，Ｒ１０、およびコンデンサＣ８，Ｃ９は、位相検出器（図中ＰＤ）を構成している。位相検出器は、基準信号Ｃｒｅｆ＋，Ｃｒｅｆ−と、電圧制御発振器２７から出力される信号ＶＣＯ＋，ＶＣＯ−との位相差を検出し、位相差に比例したパルス幅を有するパルス信号を出力する。

トランジスタＭ５，Ｍ６のドレインは、一端が電源Ｖｃｃに接続された抵抗Ｒ５，Ｒ６と接続されている。トランジスタＭ５，Ｍ６のドレイン間には、直列接続されたコンデンサＣ６と抵抗Ｒ７に、コンデンサＣ７が並列接続された回路が挿入されている。トランジスタＭ５，Ｍ６のソースは、トランジスタＭ７，Ｍ８のドレインと接続されている。トランジスタＭ７，Ｍ８のゲートは、互いのドレインと接続されている。トランジスタＭ７，Ｍ８のソースは、トランジスタＭ９，Ｍ１０のドレイン、ソースと接続されている。トランジスタＭ５，Ｍ６のゲートには、バイアス電圧Ｖｂが入力される。

トランジスタＭ５〜Ｍ８、抵抗Ｒ５〜Ｒ７、およびコンデンサＣ６，Ｃ７は、ループフィルタ（図中ＬＦ）を構成している。ループフィルタは、位相検出器から出力されるパルス信号の高域を遮断し、位相差を電圧値に変換する。

トランジスタＭ３のドレインは、電源Ｖｃｃと接続されている。トランジスタＭ３のソースは、トランジスタＭ１１のドレインと接続されている。トランジスタＭ３のゲートは、ループフィルタのトランジスタＭ５のドレインと接続されている。トランジスタＭ１１のソースは、一端がグランドに接続された抵抗Ｒ８と接続されている。トランジスタＭ１１のゲートは、トランジスタＭ１２のゲートおよびドレインと接続されている。

トランジスタＭ４のドレインは、電源Ｖｃｃと接続されている。トランジスタＭ４のソースは、トランジスタＭ１２のドレインと接続されている。トランジスタＭ４のゲートは、ループフィルタのトランジスタＭ６のドレインと接続されている。トランジスタＭ１２のソースは、一端がグランドに接続された抵抗Ｒ１１と接続されている。

トランジスタＭ３，Ｍ４，Ｍ１１，Ｍ１２、抵抗Ｒ８，Ｒ１１は、レベルシフタ（図中ＬＳ）を構成している。レベルシフタは、ループフィルタから出力される電圧を適切な電圧レベルに変換した電圧Ｖｃを電圧制御発振器２７に出力する。

電圧制御発振器２７は、レベルシフタから出力される電圧Ｖｃに応じて、発振周波数を制御し、信号ＶＣＯ＋，ＶＣＯ−に出力する。
電圧制御発振器２７には、平衡型電圧制御発振器と多相電圧制御発振器がある。まず、平衡型の電圧制御発振器について説明する。

図７は、平衡型の電圧制御発振器の回路図である。
図に示すように電圧制御発振器は、トランジスタＭ１３，Ｍ１４、抵抗Ｒ１２，Ｒ１３、コンデンサＣ１０，Ｃ１１、インダクタＬ４，Ｌ５、およびダイオードＤ１，Ｄ２を有している。

トランジスタＭ１３，Ｍ１４のドレインは、一端が電源Ｖｃｃに接続されたインダクタＬ４，Ｌ５と接続されている。トランジスタＭ１３，Ｍ１４のソースは、一端がグランドに接続された抵抗Ｒ１２，Ｒ１３と接続されている。トランジスタＭ１３，Ｍ１４のゲートは、互いのドレインと接続されている。

コンデンサＣ１０，Ｃ１１は、トランジスタＭ１３，Ｍ１４のドレイン−ソース間に接続されている。
ダイオードＤ１のアノードは、トランジスタＭ１３のソースと接続されている。ダイオードＤ２のアノードは、トランジスタＭ１４のソースと接続されている。ダイオードＤ１，Ｄ２のカソードは互いに接続され、レベルシフタから出力される電圧Ｖｃが入力される。トランジスタＭ１３，Ｍ１４のドレインからは、電圧Ｖｃに応じた周波数の信号ＶＣＯ＋，ＶＣＯ−が出力される。なお、ダイオードＤ１，Ｄ２は、バラクタダイオードを用いる。

多相電圧制御発振器について説明する。
図８は、多相電圧制御発振器の回路図である。
図に示すように多相電圧制御発振器は、回路２８ａ〜２８ｎを有している。回路２８ａ〜２８ｎは、ダイオードＤ３，Ｄ４と抵抗Ｒ１５、ダイオードＤ５，Ｄ６と抵抗Ｒ１６、ダイオードＤ７，Ｄ８と抵抗Ｒ１７、…を介して、互いに接続されている。

回路２８ａは、トランジスタＭ１５、抵抗Ｒ１４、インダクタＬ６、コンデンサＣ１２、および電流源Ｉ１を有している。トランジスタＭ１５のドレインは、一端が電源Ｖｃｃに接続された抵抗Ｒ１４と接続されている。トランジスタＭ１５のソースは、一端がグランドに接続された電流源Ｉ１と接続されている。トランジスタＭ１５のゲートは、直列接続されたインダクタＬ６とコンデンサＣ１２の接続点と接続されている。インダクタＬ６のコンデンサＣ１２と接続されていない端子には、バイアス電圧Ｖｂが入力される。コンデンサＣ１２のインダクタと接続されていない端子は、トランジスタＭ１５のソースと接続されている。なお、図示してないが、回路２８ｂ〜２８ｎも回路２８ａと同様の回路構成を有する。

回路２８ａ〜２８ｎには、抵抗Ｒ１５〜Ｒ１７、…と、ダイオードＤ３〜Ｄ８、…を介して、レベルシフタから出力される電圧Ｖｃが入力される。回路２８ａ〜２８ｎは、電圧Ｖｃに応じた周波数で、かつ各々位相が異なる多相クロックＯ０，Ｏ１，…，Ｏｎ−１を出力する。なお、多相クロックＯ０，Ｏ１，…，Ｏｎ−１の周波数は、無線信号の同期をとるためのクロックであるので、無線信号の中心周波数より遅くてよいが、無線信号が出力されるタイミングの周波数より速くする必要がある。

以上、図７に示した平衡型電圧制御発振器と、図８に示した多相電圧制御発振器とを図６の電圧制御発振器２７に用いることにより、多相クロックを生成することができる。具体的には、平衡型電圧制御発振器を用いたＰＬＬより外部の、例えば、６２．５ＭＨｚのＴＣＸＯ出力（水晶発振器より発振された信号）を４逓倍して２５０ＭＨｚの内部の平衡基準周波数源を得る。そして、この出力をさらに多相電圧制御発振器を用いたＰＬＬより４逓倍して１ＧＨｚの多相クロックを得ることができる。

図６〜図８で示した回路は、一体化された半導体基板上で形成することができるので、基板面積および消費電力を削減することができる。
なお、平衡型電圧制御発振器のＰＬＬを用いることなく、多相電圧制御発振器のＰＬＬのみで所望の多相クロックを得るようにしてもよい。

次に、相選択器１３について説明する。
図９は、相選択器の回路図である。
図に示すように相選択器は、デコーダ（ＤＥＣ）３０ａ、フリップフロップ回路（ＦＦ）３０ｂ、およびセレクタ３０ｃから構成されている。また、図には、図６〜図８で説明したＰＬＬ３０ｄ、および図３で説明した単一サイクル発生器３０ｅが示してある。

デコーダ３０ａには、コード拡散器１２から出力される、コード拡散された送信データが入力される。デコーダ３０ａは、コード拡散された送信データに基づいて、セレクタ３０ｃのスイッチをオン／オフするための信号をフリップフロップ回路３０ｂに出力する。

ＰＬＬ３０ｄは、多相クロックをセレクタ３０ｃに出力している。また、ＰＬＬ３０ｄは、多相クロックの２つをフリップフロップ回路３０ｂに出力している。
フリップフロップ回路３０ｂは、一方の多相クロックの入力により、デコーダ３０ａから出力される信号を入力し、もう一方の多相クロックの入力により、デコーダ３０ａから出力される信号の入力を確定する。フリップフロップ回路３０ｂは、多相クロックの異なる位相のタイミングによって、信号の入出力を確実に行うことができる。

セレクタ３０ｃは、複数のスイッチを有している。セレクタ３０ｃは、フリップフロップ回路３０ｂから出力される信号に応じて、スイッチをオン／オフし、ＰＬＬ３０ｄから出力される多相クロックを単一サイクル発生器３０ｅに出力する。

このように、相選択器は、コード拡散された送信データに基づいて、ＰＬＬ３０ｄから出力される多相クロックを選択し、単一サイクル発生器３０ｅに出力する。そして、単一サイクル発生器３０ｅからは、選択された多相クロックに同期した単サイクルパルスが出力される。単サイクルパルスは、図２のＢＰＦ１５に出力され、アンテナ１６を介して受信機に送信される。

ここで、コンボルバについて説明する。
図１０は、コンボルバの構成図である。
図に示すようにコンボルバは、データバス３１、デコーダ３２ａ，３２ｂ、メモリ（MEMORY/FIFO（First In First Out））３３ａ，３３ｂ、ＤＡＣ（Digital Analog Converter）３４ａ，３４ｂ、導電部３５ａ，３５ｂ、およびＩＤＴ（InterDigital Transducer）３６を有している。また、導電部３５ａ，３５ｂの出力にはアンプ３７、コンデンサＣ１３，Ｃ１４、およびスイッチＳＷ１，ＳＷ２により構成された積分回路が接続されている。

データバス３１には、第１の信号が出力され、デコーダ３２ａ，３２ｂにはアドレスが出力される。デコーダ３２ａ，３２ｂは、アドレスによって選択されると、データバス３１に出力されている、第１の信号をメモリ３３ａ，３３ｂに出力する。メモリ３３ａ，３３ｂは、デコーダ３２ａ，３２ｂから出力されている第１の信号を保持し、ＤＡＣ３４ａ，３４ｂに出力する。ＤＡＣ３４ａ，３４ｂは、メモリ３３ａ，３３ｂから出力される第１の信号の各ビットの電圧値を、導電部３５ａ，３５ｂにアナログ変換して出力する。

導電部３５ａ，３５ｂには、複数の歪み抵抗素子（歪み抵抗ストライプ）が設けられ、ＤＡＣ３４ａ，３４ｂから出力される電圧が入力される。
ＩＤＴ３６には、第２の信号が入力される。ＩＤＴ３６に入力される第２の信号は、歪み抵抗ストライプに対し垂直となるように、導電部３５ａ，３５ｂを表面弾性波として伝搬していく。表面弾性波は、ＩＤＴ３６から離れるほど減衰する。そのため、ＤＡＣ３４ａ，３４ｂにおいて、第１の信号のビットの電圧値を、導電部３５ａ，３５ｂのＩＤＴ３６から離れるほど大きくなるようにデジタルまたはアナログ補正することが可能である。

導電部３５ａ，３５ｂは、ＩＤＴ３６の両側に設けられている。そして、それぞれの導電部３５ａ，３５ｂに、ＤＡＣ３４ａ，３４ｂ、メモリ３３ａ，３３ｂ、およびデコーダ３２ａ，３２ｂが設けられている。これは、ＩＤＴ３６に入力される第２の信号が、正相と逆相の場合において、表面弾性波の導電部３５ａ，３５ｂへの伝搬が分かれるためである。例えば、導電部３５ａには正相の表面弾性波が伝搬する。導電部３５ｂには逆相の表面弾性波が伝搬する。

アンプ３７、コンデンサＣ１３，Ｃ１４、およびスイッチＳＷ１，ＳＷ２により構成された積分回路は、導電部３５ａ，３５ｂの歪み抵抗ストライプに印加される電圧と、歪み抵抗ストライプを伝搬していく表面弾性波との積の総和を一定期間積分して出力する。

コンボルバは、送信データの拡散、受信信号の逆拡散、コード相関器、波形相関、波形発生に使うことができる。例えば、図２の送信機では、送信データと逆拡散コードを第１の信号、第２の信号としてコンボルバに入力することによって、コード拡散器として使うことができる。このとき、一方の信号をアナログ変換してＩＤＴ３６に出力する必要がある。また、後述するが、例えば、受信機において、パルス相関器として使うことができる。

一般に表面弾性波あるいは表面付近の疎密波を利用したコンボルバは次のように構成される。２つの信号入力端子を持ち、機械振動による遅延線に一方の信号を通し遅延線上に得られる多数の遅延信号と、もう一方の信号との積の総和を出力する。これを実現する方法として、遅延線の両端から第１の信号と第２の信号に対応した互いに対抗する波を発生し、遅延線自体の非線形性を利用して積の総和を１つの電極から得る方法がある。また、多数のＩＤＴ電極で各遅延波を電気信号に変換した後に、ダイオード等による非線形素子により積信号を得てその総和を出力する方法がある。しかし、ともに遅延線上での信号の減衰が大きい。

別の実現方法として、一方の入力のみ遅延線の一方から与え、もう一方の入力を電気信号で与える方法がある。多数のＩＤＴ電極で電気信号に変換した遅延信号を得て各遅延信号と第２の信号（電気信号）を、各々積をとりそれらの総和を出力する。

図１０で説明したコンボルバでは、第１の信号の進行波が導電部３５ａ，３５ｂに発生する。そして、この進行方向を横切る多数の歪み抵抗ストライプの各一端に第２の信号を与え、各歪み抵抗素子の他端に現れる信号の総和を出力している。

導電領域である導電部３５ａ，３５ｂは、シリコン、ＧａＡｓ、またはＩｎＰの半導体表面付近に縞状もしくは細線状に形成する。このためには、Ｉ．Ｉ．（Ion Implantation）または選択エピタキシャル技術を使用する。シリコンの場合、反対導電体基板またはｗｅｌｌ上に形成するのが好ましく、一般に用いられるＬＯＣＯＳ（Local Oxidation of Silicon）技術におけるＦＯＸ（Field Oxide）による素子分離では、表面波の損失と散乱をきたす。そして、導電体パターン間隔の最小値を律するので、本コンボルバをＣＭＯＳ回路とともに集積する場合には、この部分にはＦＯＸを使わずに、Ｉ．Ｉ．等による半導体接合分離を用いることが望ましい。ＩＤＴは、半導体表面上あるいはエッチングにより形成したリセス部分に強誘電体を実装し、強誘電体の表面に対向した金属薄膜の電極を形成し製作する。

なお、導電領域がストライプ上に並んだ部分の外側には、次のような反射防止構造を設けることができる。接地したＩＤＴを配置する。半導体表面上で無害な領域に反射させる構造に形成する（これは、ＦＯＸの斜めパターンまたは基板表面に段差を設けることで実現される）。または、導電領域とは異なる弾性波の伝搬速度をもつ、異なる不純物添加領域を複数設ける。

化合物半導体を用いる場合には、半絶縁性基板が用いられる。この場合、縞状もしくは細線状の、半導体ストライプの導電領域群の脇に、例えば、ＺｎＯ、ＬｉＮｂＯ_３、またはＫＮｂＯ_３を形成し、その上に、例えば、アルミニウムの金属で対向するくし型の薄膜パターンのＩＤＴを形成する。大きなピエゾ効果を示す化合物半導体、特にＧａＡｓやＧａＮで遅延線と歪み抵抗ストライプを作る場合には、強誘電体層を別途設ける必要はなく、これらの半導体表面に直接金属薄膜パターンのＩＤＴを形成すればよい。なお、各導電領域のＳＡＷ（Surface Acoustic Wave）の進行方向に直行する向きの片側には第２の信号が与えられ、もう片側は第１の信号と第２の信号の積が出力される。

表面弾性波は半導体ストライプを横切って伝搬する。半導体ストライプの電気伝導度はピエゾ抵抗効果により変調を受け、例えば、各ストライプの一端から供給されるフィルタ係数と、表面弾性波のコンボリューションが他端から読み出される。表面弾性波の減衰分をフィルタ係数で補正することができる。

図１０において、第２の信号は、各導電部３５ａ，３５ｂに分配され、電圧として与えられる。具体的には、８ビットのＦＩＦＯのメモリ３３ａ，３３ｂに、トランスバーサルフィルタ係数、拡散コード、または逆拡散コードを、データバス３１とデコーダ３２ａ，３２ｂにより書き込む。各導電部３５ａ，３５ｂごとに設けたＲ２Ｒ型のＤＡＣ３４ａ，３４ｂにより、トランスバーサルフィルタ係数、拡散コード、または逆拡散コードがアナログ電圧として各導電部３５ａ，３５ｂに供給される。

第１の信号は、ＩＤＴ３６により表面波となり、ＩＤＴ３６の両側に伝搬する。このとき、ＩＤＴ３６の金属薄膜のパターン間隔が、第１の信号の中心周波数の１／２波長で、その数が偶数であれば、ＩＤＴ３６の左右に伝播する波の位相は、ＩＤＴ３６からの距離が等しいところで逆になっている。第１の信号を表面波に変換するこのようなＩＤＴ３６の両側に導電領域を設け、第２の信号を双方に相補的に与えておき、両側の出力を差し引くことにより、コンボリューション出力を得ることができる。これを応用すると、ＩＤＴ３６の両側に伝搬する波を有効に使える。また、両側に導電部３５ａ，３５ｂの起点を半波長ずらし、導電体ストライプ間隔を１波長とすれば、加工精度に余裕を持たせながらナイキスト・サンプリング処理が可能となる。

第１の信号としてトランスバーサルフィルタ係数を与え、所望のタイミングで第２の信号として単一パルスを与えることにより、波形マルチプレックス、さらには周波数ドメインにおいて、任意の電力スペクトル密度を与える波形の発生が可能である。

従来のＳＡＷ遅延線では、第１の信号をＩＤＴで表面波に変換し、これを別の場所に設置した別のＩＤＴ（ここでは受信側ＩＤＴと呼ぶ）で電気信号に変換した後に第２の信号との演算を行う。この受信側ＩＤＴの間隔ｄは、表面波の波長の１／４が適している。図１０に示す導電体ストライプ（歪み抵抗ストライプ）の間隔はこれに限らずおよそ１／４程度以上の間隔があればよい。導電体ストライプの開始位置を、例えば、ｄ／ｎ（ｎ：整数）だけずらして作成したｎ個のコンボルバを並列に接続することにより、より細かい係数の設定が可能である（ｎ次オーバサンプリング）。従来の強誘電体を用いるＳＡＷ素子では、表面波の伝搬速度は３０００〜６０００ｍ／ｓの程度であり、扱うことが可能な信号の周波数成分の上限はＩＤＴの加工精度で決まる。ｄ＝０．５μｍとするとｆ＝ｖ／λ＝ｖ／４ｄ＝１．５ＧＨｚ〜３ＧＨｚとなる。なお、ｖは表面波の伝搬速度、λは表面波の波長である。

図２の動作を説明する。
図２に示すコード拡散器１２は、コード発生器１１より発生される拡散コードにより、送信データを拡散する。

相選択器１３は、図６〜８で示したＰＬＬによって生成される多相クロックを、コード拡散された送信データに基づいて選択し、波形発生器１４に出力する。
波形発生器１４は、図３で示した単一サイクル発生器により、選択された多相クロックを単サイクルパルスの信号に変換する。単一サイクル発生器から出力される単サイクルパルスは、ＢＰＦ１５によって許容帯域だけが取り出される。ＢＰＦ１５から出力される送信信号は、アンテナ１６によって受信機に送信される。

タイミングチャートを用いて説明する。
図１１は、送信機のタイミングチャートを示した図である。
図に示す送信データは、図２に示すコード拡散器１２に入力される送信データを示す。送信データ上に示す１，０，１，１，…は、送信データのビット値を示している。拡散コードは、コード発生器１１から出力される拡散コードを示す。拡散コード上に示す１，０，３，２，…は、拡散コードの１０進数値を示している。ここでは、拡散コードは２ビットである。クロックｐｈｉ０，ｐｈｉ１，…，ｐｈｉ１５は、図２の相選択器１３に入力される多相クロックを示している。ここでは、相選択器１３は、クロックｐｈｉ０〜ｐｈｉ３を拡散された送信データに基づいて１つ選択し、出力するものとする。なお、クロックｐｈｉ０〜ｐｈｉ３の周波数は、出力波形（送信信号）の同期をとるためのクロックであるので、出力波形の中心周波数より低くてよく、簡単には無線信号が出力されるタイミング、すなわちチップ周波数とする。出力波形は、図２の波形発生器１４から出力される無線信号の波形を示している。

送信データは、コード拡散器１２により２ビットの拡散コードで拡散される。相選択器１３は、図に示すように、位相が異なるクロックｐｈｉ０〜ｐｈｉ３を、コード拡散された送信データに基づいて選択し、波形発生器１４に出力する。波形発生器１４は、図３に示した単一サイクル発生器によって、選択されたクロックを図の出力波形に示すように単サイクルパルスの信号にして出力する。単サイクルパルスの信号は、クロックｐｈｉ０〜ｐｈｉ３に同期して出力されるので、それぞれ位相が異なって出力される。

単一サイクル発生器から出力される単サイクルパルスの信号は、ＢＰＦ１５に出力され、アンテナ１６から受信機に送信される。
３ｂｉｔ目以降の上位の拡散コードをデータのシーケンスとして用いる。

次に、受信機について説明する。
図１２は、受信機のブロック構成図である。
図に示すように受信機は、アンテナ４１、ＢＰＦ４２、コード発生器４３、コード拡散器４４、相選択器４５、波形発生器４６、パルス相関器４７、パルス列積分器４８、および比較器４９を有している。受信機は、例えば、搬送波を必要としないＵＷＢ通信を行い、図２で示した送信機とミリ波帯の通信を行う。

アンテナ４１は、送信機から送信される無線信号を受信する。ＢＰＦ４２は、アンテナ４１により受信された無線信号の所要帯域だけを取り出す。
コード発生器４３は、受信信号（アンテナ４１によって受信された無線信号）を逆拡散するための逆拡散コードを発生する。

コード拡散器４４は、コード発生器４３から出力される逆拡散コードを展開拡散し、波形発生器４６に出力する。
相選択器４５には、位相の異なった複数の多相クロックが入力される。この多相クロックは、送信機で生成される多相クロックと同じ周波数、位相を有する。相選択器４５は、入力される多相クロックを、コード拡散器４４から出力される逆拡散コードに基づいて選択し、出力する。

波形発生器４６には、相選択器４５より選択されたクロックが入力される。波形発生器４６は、逆拡散コードを相選択器４５で選択されたクロックに同期した、単サイクルパルス信号を出力する。

パルス相関器４７は、ＢＰＦ４２から出力される受信信号と、波形発生器４６から出力される単サイクルパルスとの相関値を出力する。受信信号の波形（位相）と、単サイクルパルスの波形（位相）が一致したとき、相関値は最も大きくなる。

パルス列積分器４８は、例えば、スロットなど、繰り返し同じ受信信号が送られてくる場合に、繰り返し送られてくる受信信号の同じタイミングにおける相関値を積分していく。これによって、同じタイミングに相関値が出力されれば、そのタイミングにおける相関値は１シンボル期間累積的に大きくなっていく。

比較器４９は、パルス列積分器４８により積分された相関値がピークに達するシンボル周期ごとに受信信号を出力する。
次に、図１２の個々のブロックを実現する回路について説明する。

相選択器４５に入力される多相クロックは、図６〜８で示したのと同じＰＬＬによって生成される。相選択器４５は、図９で示した回路によって構成される。図９においては、コード拡散器４４から出力される逆拡散コードはデコーダ３０ａに入力される。

波形発生器４６は、図３で示した単一サイクル発生器によって構成される。相選択器４５から出力されるクロックは、単一サイクル発生器に入力信号ｉ＋，ｉ−として入力される。単一サイクル発生器は、図４と同じように、単サイクルパルスの波形の出力信号ｏ＋，ｏ−を出力する。

パルス相関器４７は、例えば、図１０で示したコンボルバによって構成される。ただし、コンボルバのデータバス３１には、ＢＰＦ４２から出力される受信信号がＡ／Ｄ変換されて出力される。ＩＤＴ３６には、波形発生器４６から出力される単サイクルパルスが入力される。コンボルバの積分回路からは、受信信号と単サイクルパルスの相関値が出力される。

次に、図１２の動作について説明する。
図１２に示すコード拡散器４４は、コード発生器４３より発生される逆拡散コードを拡散する。

相選択器４５は、ＰＬＬによって生成される多相クロックを、コード拡散器４４から出力される逆拡散コードに基づいて選択し、波形発生器４６に出力する。
波形発生器４６は、単一サイクル発生器により、選択されたクロックを単サイクルパルスの信号に変換する。

パルス相関器４７は、波形発生器４６から出力される単サイクルパルスと、アンテナ４１で受信され、ＢＰＦ４２を介して出力された受信信号との相関をとる。
パルス列積分器４８は、相関値を積分し、比較器４９は、パルス列積分器４８から出力される積分された相関値をシンボルタイムごとに判定して受信データとして出力する。

タイミングチャートを用いて受信機の動作を説明する。
図１３は、受信機のタイミングチャートを示した図である。
図１３に示す逆拡散コードは、図１２に示すコード発生器４３から出力される逆拡散コードを示す。逆拡散コード上に示す１，０，３，２，…は、逆拡散コードの１０進数値を示している。ここでは、図１１の拡散コードと同様に２ビットである。クロックｐｈｉ０，ｐｈｉ１，…，ｐｈｉ１５は、図１２の相選択器４５に入力される多相クロックを示している。ここでは、相選択器４５は、クロックｐｈｉ０〜ｐｈｉ３の４つを順に選択して出力するものとする。出力波形は、図１２の波形発生器４６から出力される単サイクルパルスの波形を示している。受信信号は、アンテナ４１に受信される受信信号を示している。相関出力は、図１２のパルス相関器４７により、受信信号と出力波形の相関がとられたときの波形を示している。受信データは、受信信号と出力波形の相関値が大きかったときに復調された受信信号のデータを示している。

ところで従来では、データの伝送レートが高くなると、無線信号の出力タイミングの基となる信号の周波数も高くなるため、その高い周波数に対応した高周波回路が必要となり設計、製造が困難となる。また、高周波回路をＣＭＯＳの半導体装置で実現することが困難で、消費電力も大きくなる。しかし、上記で説明したように、位相の異なった多相クロックに同期して、単サイクルパルスの無線信号を送受信することにより、図１１で示したクロックｐｈｉ０〜ｐｈｉ３の周波数は抑えられる。よって、回路の実現が容易となり、ＣＭＯＳの半導体装置で実現することができる。また、回路を小型にすることができ、低消費電力にすることができる。

次に、本発明の第２の実施の形態に係る通信システムを図面を参照して詳細に説明する。第１の実施の形態では、選択した多相クロックを、図４に示したように、単サイクルパルスにし、無線信号とした。第２の実施の形態では、選択した多相クロックをバースト波にし、無線信号とする。以下では、図２、図１２で示した各ブロックを構成する回路の異なる部分についてのみ説明する。

図１４は、バースト波を出力する平衡型断続発振器の回路図である。
図２の波形発生器１４、図１２の波形発生器４６の単一サイクル発生器がバースト波を出力する平衡型断続発振器となる。平衡型断続発振器は、選択された多相クロックをバースト波に変換する。図に示すように平衡型断続発振器は、トランジスタＭ１６〜Ｍ１９、コンデンサＣ１５〜Ｃ１７、およびインダクタＬ７，Ｌ８を有している。平衡型断続発振器は、図２，図１２の波形発生器１４、４６で構成される。

トランジスタＭ１６のドレインは、一端が電源Ｖｃｃに接続されたインダクタＬ７と接続されている。トランジスタＭ１６のソースは、トランジスタＭ１８のドレインと接続されている。トランジスタＭ１６のゲートは、トランジスタＭ１７のドレインと接続されている。

トランジスタＭ１７のドレインは、一端が電源Ｖｃｃに接続されたインダクタＬ７と接続されている。トランジスタＭ１７のソースは、トランジスタＭ１９のドレインと接続されている。トランジスタＭ１７のゲートは、トランジスタＭ１６のドレインと接続されている。

コンデンサＣ１５は、トランジスタＭ１６のドレイン−ソース間に接続されている。コンデンサＣ１６は、トランジスタＭ１７のドレイン−ソース間に接続されている。コンデンサＣ１７は、トランジスタＭ１６，Ｍ１７のソースと接続されている。

トランジスタＭ１８，Ｍ１９のソースは、グランドに接続されている。トランジスタＭ１８，Ｍ１９のゲートには、多相クロックｔｇ０，ｔｇ１が入力される。トランジスタＭ１６，Ｍ１７のドレインからはバースト波ｂｏ＋，ｂｏ−が取り出される。

図に示す平衡型断続発振器は、中心周波数ｆｃで任意長の波列を発生する。準ミリ波、ミリ波において短い波列を用いる場合やマルチバンド通信に使用することができる。より高い周波数では、中心周波数における１／４波長のスタブを使う。また、平衡型断続発振器は、２つのコルピッツ回路の、各共振部のインダクタまたはスタブを結合して平衡化してある。多相クロックｔｇ０、ｔｇ１が立上ると発振を開始し、立下がると停止する。そして、多相クロックｔｇ０，ｔｇ１の立上る順番でバースト波ｂｏ＋，ｂｏ−の極性が決まる。多相クロックｔｇ０，ｔｇ１の立上り間隔Δｔｇは、（２ｋ＋１）／２ｆｃと表すことができる。なお、ｋは０以上の整数である。

図１５は、平衡型断続発振器の入出力波形を示した図である。
図に示すグラフの横軸（time）は時間を示し、単位はｎｓである。縦軸（voltage）は電圧を示し、単位はＶである。図に示す点線、一点鎖線は、図１４のトランジスタＭ１８，Ｍ１９のゲートに入力される多相クロックｔｇ０，ｔｇ１を示している。実線は、バースト波ｂｏ＋，ｂｏ−の差分（（ｂｏ＋）−（ｂｏ−））の波形を示している。

図に示すように、多相クロックｔｇ０，ｔｇ１に同期してバースト波が出力される。そして、トランジスタＭ１８，Ｍ１９のゲートに入力される多相クロックｔｇ０，ｔｇ１の位相の前後によって、バースト波の極性が変化する。例えば、図において、多相クロックｔｇ０の位相が多相クロックｔｇ１の位相より早くトランジスタＭ１８に入力された場合、バースト波の最初は立下りとなる。多相クロックｔｇ１の位相が多相クロックｔｇ０の位相より早くトランジスタＭ１９に入力された場合、バースト波の最初は立上りとなる。

図１６は、ＰＰＭ回路の回路図である。
図２の相選択器１３、図１２の相選択器４５がＰＰＭ（Pulse Position Modulation）回路となる。図に示すようにＰＰＭ回路は、デコーダ（ＤＥＣ）５１、フリップフロップ回路（ＦＦ）５２、１６相クロック源５３、およびセレクタ５４ａ，５４ｂを有している。なお、１６相クロック源５３は、図６〜８で示したＰＬＬによって実現することができる。

デコーダ５１には、コード拡散された送信データ、または逆拡散コードが入力される。デコーダ５１は、入力されるコードをデコードし、フリップフロップ回路５２に出力する。

１６相クロック源５３は、１６相のクロックΦ００〜Φ０３，Φ１０〜Φ１３，Φ２０〜Φ２３，Φ３０〜Φ３３を出力する。この１６相のクロックのうち、５相のクロックΦ００〜Φ０３，Φ１０がセレクタ５４ａ，５４ｂに出力されている。また、１６相のクロックのうち、位相が８相ずれたクロックΦ２０，Φ３３がフリップフロップ回路５２に出力されている。１６相クロック源５３は、例えば、無線信号の中心周波数ｆｃの１／４の周波数のクロックを出力する。具体的には、６．３７５ＧＨｚのクロックを出力する。

フリップフロップ回路５２は、クロックΦ２０の入力により、デコーダ５１から出力されるコードを入力し、クロックΦ３３の入力により、デコーダ５１から出力されるコードの入力を確定する。フリップフロップ回路３０ｂは、多相クロックの異なる位相のタイミングによって、コードの入出力を確実に行うことができる。

セレクタ５４ａ，５４ｂは、複数のスイッチを有している。セレクタ５４ａ，５４ｂは、フリップフロップ回路５２から出力されるデコードされたコードに応じてスイッチをオン／オフし、１６相クロック源５３から出力されるクロックを多相クロックｔｇ０，ｔｇ１として出力する。

図に示すＰＰＭ回路は、位相のパターンが４種で、かつ位相が前後にずれた８種類の多相クロックｔｇ０，ｔｇ１を出力できる。例えば、セレクタ５４ｂのクロックΦ００に対応するスイッチをオンにし、セレクタ５４ａのクロックΦ０１に対応するスイッチをオンにする。そして、セレクタ５４ｂのクロックΦ０１に対応するスイッチをオンにし、セレクタ５４ａのクロックΦ０２に対応するスイッチをオンにすれば、異なった位相の多相クロックｔｇ０，ｔｇ１が出力される。一方、セレクタ５４ａのクロックΦ００に対応するスイッチをオンにし、セレクタ５４ｂのクロックΦ０１に対応するスイッチをオンにすれば、位相が前後した多相クロックｔｇ０，ｔｇ１が出力される。

ＰＰＭ回路から出力される多相クロックは、図１４に示した平衡型断続発振器に入力され、バースト波に変換される。送信機においては、バースト波は、第１の実施の形態と同様に、ＢＰＦに出力され、アンテナから無線送信される。受信機においては、バースト波は、パルス相関器に出力され、アンテナから受信された受信信号と相関が取られる。

このように、位相の異なった多相クロックに同期した、バースト波の無線信号を送受信することにより、マルチバンドの通信にも適用することができる。また、周波数の高い高周波回路が不要となり、ＣＭＯＳの半導体装置で実現することができ、低消費電力にすることができる。

次に、第１の実施の形態、第２の実施の形態で示した通信システムの適用例について説明する。
図１７は、筐体内通信の例を示した図である。

図に示す筐体６１には、ＣＰＵを搭載した複数のＣＰＵボード６２ａ，６２ｂ，６２ｃ，…が実装されている。ＣＰＵボード６２ａ，６２ｂ，６２ｃ，…には、無線通信するための送信モジュール６３ａ，６３ｂ，６３ｃ，…、受信モジュール６４ａ，６４ｂ，６４ｃ，…が実装されている。筐体６１は、電波が通るためのフィルタ窓６５を有している。また、筐体６１は、電波を反射するためのミラー６６を有し、他の筐体からの電波を入出力するための窓６７を上下左右の面に有している。図にはノート型のパーソナルコンピュータ７１が示してある。なお、図に示す他の筐体も筐体６１と同様の構成を有している。

各筐体は、多数のＣＰＵボードを内蔵し（blade computer）、内蔵する各ＣＰＵボードの一方の端には、無線通信するための送信モジュールと受信モジュールとが実装されている。ＣＰＵを含む高速デジタル回路は、ＲＦノイズを放射するが、これらの多くはＣＭＯＳのＬＳＩで構成されており、そのうち大きな電力を扱うトランジスタのｆｔ（最大動作周波数）以上の周波数の放射エネルギーは小さい。通信容量の上限はシャノンの定理で表され、Ｒ＝Ｂｌｏｇ_２（１−ＳＮＲ）と表されるが（Ｂ：使用帯域幅、ＳＮＲ：通信時のＳ／Ｎ比）、放射ノイズの少ない、より高周波で通信を行うことで同じ電力で大きなＳＮＲが得られるから大容量高速通信が可能になる。ＣＰＵおよびその周辺回路に用いられる最先端のＣＭＯＳは高速化が進み、既にｆｔは２００ＧＨｚに達している。しかし、大きな電力を扱うoff-chip-driverには、耐圧や静電破壊耐量を確保するための要請から一般にｆｔ＜５０ＧＨｚ程度のトランジスタが用いられる。そこで、Ｉｎ−ＰＨＥＭＴ（In-P High Electron Mobility Transistor）による送信・受信ＲＦモジュールを用いて６０ＧＨｚ帯で動作させることにより数十〜数百Ｇｂｐｓの通信が可能となる。ＣＭＯＳテクノロジの進歩に応じて、将来は８０ＧＨｚ帯もしくは１００ＧＨｚ以上の帯域を使用する必要が生じる可能性もあるが、現在既にＩｎ−ＰＨＥＭＴを用いれば可能である。第１の実施の形態、第２の実施の形態では、多相クロックのタイミングに同期して通信するため、多相クロックを生成する回路は、ＣＭＯＳなどの低速素子を利用して集積の利点を確保し、製造コストの大きなＩｎ−ＰＨＥＭＴの使用を必要最小限に留めながら高周波帯域の使用が可能となる。

通信システムの他の適用例について説明する。
図１８は、筐体内通信の他の例を示した図である。
図に示すように、バックプレーン８１には、ＣＰＵを搭載した複数のＣＰＵボード８２ａ，８２ｂが２列並行に実装されている。ＣＰＵボード８２ａ，８２ｂの側面には、高速パラレルバスのバス基板８３ａ，８３ｂが実装されている。ＣＰＵボード８２ａ，８２ｂは、無線通信するための送受信モジュール８４ａ，８４ｂを１枚につき３段有している。送受信モジュール８４ａ，８４ｂの上２段は、誘電体導波路８５ａａ，８５ａｂ，８５ｂａ，８５ｂｂで結ばれている。バックプレーン８１は、無線通信するための送受信モジュール８４ｃを有している。また、ＣＰＵボード８２ａ，８２ｂは、シリアル通信ケーブル８６ａ，８６ｂで接続されている。

複数のＣＰＵボード８２ａ，８２ｂは、下部のバックプレーン８１に実装されている。下部にあるバックプレーン８１には、例えば、外部センサやアクチュエータ、電力供給源が接続される。ＣＰＵボード８２ａ，８２ｂは、高速のパラレルバスのバス基板８３ａ，８３ｂにより接続され、さらに、高速のイーサネット（登録商標）等のシリアル通信ケーブル８６ａ，８６ｂで近接ボード間が接続されている。これらは、従来のデータ通信手段であり、送り先を送信側で一意に受け取り先を決めて通信を行う（取り決め済みのアドレスを指定すればマルチキャストおよびブロードキャストも可能）。

送受信モジュール８４ａ，８４ｂには、アンテナが搭載されている。各ＣＰＵボード８２ａ，８２ｂおよびバックプレーン８１は、送受信モジュール８４ａ，８４ｂによりミリ波の無線通信を行い、より柔軟な通信網を備える。図においては、ＣＰＵボード８２ａ，８２ｂの各々は、３段の送受信モジュール８４ａ，８４ｂを具備し、上２段は誘電体導波路８５ａａ，８５ａｂ，８５ｂａ，８５ｂｂで結ばれている。ここでは、上２段の送受信モジュール８４ａ，８４ｂは、下段の送受信モジュール８４ａ，８４ｂより小型のアンテナが用いられ、導波路の中心部に到達するように挿入されている。導波路の両端は反射防止構造とその外側に電波吸収体が装着される。導波路の側面を電波吸収体で覆い、下段の送受信モジュール８４ａ，８４ｂからの信号の侵入を防ぐことができる。

このように、第１の実施の形態、第２の実施の形態で示した通信システムを、例えば、電子機器のリモートコントローラ、無線ＬＡＮの近距離デジタル通信に適用することができる。

なお、第１の実施の形態、第２の実施の形態に示した送信機と受信機を、同一のクロックを基に動作させると、通信セッションごとにチップ同期をとるためのオーバヘッドを回避することができる。

図１９は、通信装置の回路ブロック図である。
図に示すように通信装置は、送信機９０ａ、受信機９０ｂ、およびＴＣＸＯ９０ｃを有している。送信機９０ａは、ＭＣＵ（Micro Controller Unit）９０ａａ、同期化回路９０ａｂ、ＰＤ−ＬＦ（phase detector-loop filter）９０ａｃ、ＰＰＶＣＯ（PolyPhase VCO）９０ａｄ、ＳＷ９０ａｅ、ＱＯ９０ａｆ、およびアンテナ９０ａｇを有している。受信機９０ｂは、アンテナ９０ｂａ、ＢＰＦ９０ｂｂ、ＬＮＡ（Low Noise Amplifier）９０ｂｃ、ミキサ９０ｂｄ、ＭＣＵ９０ｂｅ、同期化回路９０ｂｆ、ＰＤ−ＬＦ９０ｂｇ、ＰＰＶＣＯ９０ｂｈ、ＳＷ９０ｂｉ、ＱＯ９０ｂｊ、積分器９０ｂｋ、およびＡ／Ｄ９０ｂｌを有している。

送信機９０ａのＭＣＵ９０ａａは、拡散コードを記憶したメモリを内部に有している。ＭＣＵ９０ａａは、ＰＰＶＣＯ９０ａｄから出力されるチップレートクロックｃｃに同期して、入力する送信データＴｘをコード拡散し、シンボル当たりのビット数ずつ同期化回路９０ａｂに出力する。

同期化回路９０ａｂは、ＰＰＶＣＯ９０ａｄから出力される多相クロックのうち、タイミングマージンが最大となる相に同期して、ＭＣＵ９０ａａから出力されるコード拡散された送信データＴｘを取り込み、ＳＷ９０ａｅに出力する。

ＰＤ−ＬＦ９０ａｃは、水晶発振器であるＴＣＸＯ９０ｃから出力される基準クロック（数ＭＨｚ〜５０ＭＨｚ）とＳＷ９０ａｅから出力されるクロックの位相差を電圧値として出力する。ＰＰＶＣＯ９０ａｄは、ＴＣＸＯ９０ｃから出力される基準クロックを逓倍した多相クロックを出力する。このとき、ＰＰＶＣＯ９０ａｄは、ＰＤ−ＬＦ９０ａｃから出力される電圧値によって、多相クロックの周波数が一定となるように制御して出力する。なお、多相クロックの周波数が、チップレートクロックｃｃとなる。

ＳＷ９０ａｅは、同期化回路９０ａｂから出力されるコード拡散された送信データＴｘに基づいて、ＰＰＶＣＯ９０ａｄから出力される多相クロックを選択したＰＰＭおよびＢＰＳＫ変調を行う。

ＱＯ９０ａｆは、ＳＷ９０ａｅから出力される選択された多相クロックを図４で示した単サイクルパルスまたは図１５で示したバースト波に変換する。
アンテナ９０ａｇは、ＱＯ９０ａｆから出力される単サイクルパルスまたはバースト波を通信相手となる通信装置に無線送信する。

受信機９０ｂのアンテナ９０ｂａは、通信相手の通信装置から無線信号を受信する。アンテナ９０ｂａは、受信した無線信号（受信信号）をＢＰＦ９０ｂｂに出力する。
ＢＰＦ９０ｂｂは、受信信号の許容帯域のみを取り出し、ＬＮＡ９０ｂｃに出力する。ＬＮＡ９０ｂｃは、ＢＰＦ９０ｂｂから出力される受信信号を増幅し、ミキサ９０ｂｄに出力する。

ＭＣＵ９０ｂｅは、受信信号を逆拡散するための逆拡散コードを記憶したメモリを内部に有している。ＭＣＵ９０ｂｅは、逆拡散コードをＰＰＶＣＯ９０ｂｈから出力されるチップレートクロックｃｃに同期して同期化回路９０ｂｆに出力する。

同期化回路９０ｂｆは、ＰＰＶＣＯ９０ｂｈから出力される多相クロックのうち、タイミングマージンが最大となる相に同期して、ＭＣＵ９０ｂｅから出力される逆拡散コードを取り込み、ＳＷ９０ｂｉに出力する。

ＰＤ−ＬＦ９０ｂｇは、送信機９０ａのＰＤ−ＬＦ９０ａｃと同様に、水晶発振器であるＴＣＸＯ９０ｃから出力される基準クロックとＳＷ９０ｂｉから出力されるクロックの位相差を電圧として出力する。ＰＰＶＣＯ９０ｂｈは、ＴＣＸＯ９０ｃから出力される基準クロックを逓倍した多相クロックを出力する。このとき、ＰＰＶＣＯ９０ｂｈは、ＰＤ−ＬＦ９０ｂｇから出力される電圧値によって、多相クロックの周波数が一定となるように制御して出力する。なお、多相クロックの周波数は、ＴＣＸＯ９０ｃを基準クロックとして生成されているので、受信機９０ｂのチップレートクロックｃｃは、送信機９０ａのチップレートクロックｃｃと同じ周波数となる。

ＳＷ９０ｂｉは、同期化回路９０ｂｆから出力される逆拡散コード拡散に基づいて、ＰＰＶＣＯ９０ｂｈから出力される多相クロックを選択し、ＰＰＭおよびＢＰＳＫ変調を行う。

ＱＯ９０ｂｊは、ＳＷ９０ｂｉから出力される選択された多相クロックを単サイクルパルスまたはバースト波に変換する。
ミキサ９０ｂｄは、ＬＮＡ９０ｂｃから出力される受信信号と、ＱＯ９０ｂｊから出力される単サイクルパルスまたはバースト波との相関を取り、積分器９０ｂｋに出力する。厳密には、バースト波の中心周波数における送受間のキャリア同期が必要になる。これは、例えば、受信機４０ｂ側で遅延器等を用いて直交バースト波を生成し、相関器として用いるミキサを直交化することで回避できる。

積分器９０ｂｋは、シンボル期間積分して受信データを得て、Ａ／Ｄ９０ｂｌに出力する。Ａ／Ｄ９０ｂｌは、受信データをデジタル変換し、ＭＣＵ９０ｂｅに出力する。ＭＣＵ９０ｂｅは、デジタル変換された受信データを受信データＲｘとして出力する。ＭＣＵ９０ｂｅは、シンボル期間の積分の実行命令を積分器９０ｂｋに行う。

以下、図１９の通信装置の動作について説明する。
送信機９０ａのＰＰＶＣＯ９０ａｄは、受信機９０ｂのＰＰＶＣＯ９０ｂｈと共通に設けられたＴＣＸＯ９０ｃの基準クロックを逓倍し、チップレートクロックｃｃで発振している。

送信データＴｘは、チップレートクロックｃｃに同期して、ＭＣＵ９０ａａの内部のレジスタに一時記憶される。ＭＣＵ９０ａａは、内蔵するメモリに予め記憶されている拡散コードで送信データＴｘを拡散し、シンボル当たりのビット数ずつ同期化回路９０ａｂに出力する。同期化回路９０ａｂは、ＰＰＶＣＯ９０ａｄから出力される多相クロックのうち、タイミングマージンが最大となる相に同期して、ＭＣＵ９０ａａから出力される逆拡散コードを取り込む。

ＳＷ９０ａｅは、同期化回路９０ａｂから出力されるコード拡散されて同期化された送信データＴｘに基づいて、ＰＰＶＣＯ９０ａｄから出力される多相クロックを選択する。ＱＯ９０ａｆは、選択された多相クロックを単サイクルパルスまたはバースト波に変換し、アンテナ９０ａｇに出力する。これによって、アンテナ９０ａｇからは、ＰＰＭかつＢＰＳＫ変調された無線信号が出力される。

受信機９０ｂのＢＰＦ９０ｂｂは、アンテナ９０ｂａによって受信された受信信号の許容帯域を取り出す。受信信号は、ＬＮＡ９０ｂｃで増幅された後、ミキサ９０ｂｄで検波される。

逆拡散コードは、ＭＣＵ９０ｂｅからシンボル当たりのビット数ずつ同期化回路９０ｂｆに出力される。同期化回路９０ｂｆは、ＰＰＶＣＯ９０ｂｈから出力される多相クロックのうち、タイミングマージンが最大となる相に同期して、ＭＣＵ９０ｂｅから出力される逆拡散コードを取り込む。

ＳＷ９０ｂｉは、同期化回路９０ｂｆから出力される逆拡散コードに基づいて、ＰＰＶＣＯ９０ｂｈから出力される多相クロックを選択する。ＱＯ９０ａｆは、選択された多相クロックを単サイクルパルスまたはバースト波に変換し、ミキサ９０ｂｄに出力する。

積分器９０ｂｋは、ミキサ９０ｂｄから出力される信号を、シンボル期間積分してＡ／Ｄ９０ｂｌに出力する。積分器９０ｂｋから出力される信号は、Ａ／Ｄ９０ｂｌによってアナログ変換され、ＭＣＵ９０ｂｅから受信データＲｘとして出力される。

このように、１つのＴＣＸＯ９０ｃによって送信機９０ａ，受信機９０ｂを同期して動作させることにより、通信セッションごとにチップ同期をとるためのオーバヘッドが回避できる。なお、ＴＣＸＯ９０ｃ出力の配線遅延と、送信機９０ａ、受信機９０ｂ間のエアーチャネルの伝搬遅延は、空き時間かシステム立ち上げ時に校正する。

また、図１７に示した送信モジュール６３ａ，６３ｂ，６３ｃ，…、受信モジュール６４ａ，６４ｂ，６４ｃ，…にも上記の方法が適用でき、これら全てを同一のクロックを基に動作させることにより、通信セッションごとにチップ同期をとるためのオーバヘッドが回避できる。また、図１８に示した送受信モジュール８４ａ，８４ｂにも上記の方法が適用でき、これら全てを同一のクロックを基に動作させることにより、通信セッションごとにチップ同期をとるためのオーバヘッドが回避できる。

次に、本発明の第３の実施の形態に係る通信システムを図面を参照して詳細に説明する。本発明の通信システムは、例えば、探索機器、障害物検知器のレーダにも適用することができる。

照射エネルギーを小さくし、広範囲を対象に探査、通信をするには、ビーム（無線信号）を細くしぼって走査することが望ましい。そのため、機械的走査（例えば、アンテナを回転）が行われるが、耐久性、耐震性、サイズ、消費電力の面で固定型に劣る。

電子走査を行うには、以下に示す位相分配器を使用する。この回路は、ｎ個のゲート接地型コルピッツ発振回路の各ゲート電極間を抵抗で接続した回路で、両端に加えるサイン波間の位相差をｎ＋１分割したｎ個のサイン波を出力する。

図２０は、位相分配器の回路図である。
図に示すように位相分配器は、トランジスタＭ１６〜Ｍ２０、抵抗Ｒ１５〜Ｒ３０、コンデンサＣ１８〜Ｃ２７、インダクタＬ９〜Ｌ１３を有している。

トランジスタＭ１６のドレインは、一方が電源Ｖｃｃに接続されたインダクタＬ９と接続されている。トランジスタＭ１６のソースは、一方がグランドに接続された抵抗Ｒ１７と接続されている。トランジスタＭ１６のドレイン−ソース間は、コンデンサＣ１８が接続されている。トランジスタＭ１６のソースは、一方がグランドに接続されたコンデンサＣ１９と接続されている。トランジスタＭ１６のゲートは、抵抗Ｒ１５，Ｒ１６と接続されている。抵抗Ｒ１６には、サイン波の信号が入力される。抵抗Ｒ１６には、バイアス電圧Ｖｂが入力される。

トランジスタＭ１６、抵抗Ｒ１６，Ｒ１７、コンデンサＣ１８，Ｃ１９、インダクタＬ９は、コルピッツ発振回路を構成している。同様に、トランジスタＭ１７、抵抗Ｒ１９，Ｒ２０、コンデンサＣ２０，Ｃ２１、インダクタＬ１０でコルピッツ発振回路を構成し、トランジスタＭ１８、抵抗Ｒ２２，Ｒ２３、コンデンサＣ２２，Ｃ２３、インダクタＬ１１でコルピッツ発振回路を構成している。各コルピッツ発振回路のトランジスタは、抵抗Ｒ１８，Ｒ２１，…で接続されている。以下、同様のコルピッツ発振回路が接続され、トランジスタＭ１９、抵抗Ｒ２５，Ｒ２６、コンデンサＣ２４，Ｃ２５、インダクタＬ１２で構成されたコルピッツ発振回路と、トランジスタＭ２０、抵抗Ｒ２８，Ｒ２９、コンデンサＣ２６，Ｃ２７、インダクタＬ１３で構成されたコルピッツ発振回路とが、抵抗Ｒ２４，Ｒ２７を介して接続されている。なお、トランジスタＭ１６，Ｍ２０のゲートには、抵抗Ｒ２５，Ｒ３０が接続されている。

両端のトランジスタＭ１６，Ｍ２０のゲートに接続された抵抗Ｒ２５，Ｒ３０に、Ｐｒ１＝Ａｅ^{ｉ（Φｉ＋ωｃｔ）}、Ｐｒ２＝Ａｅ^{ｉ（Φｉ＋θ＋ωｃｔ）}のサイン波が入力されると、各コルピッツ発振回路のトランジスタのソースからは、サイン波の位相を分割した位相分割信号Ｏｕｔ１，Ｏｕｔ２，Ｏｕｔ３，…，Ｏｕｔｎ−１，Ｏｕｔｎが出力される。ｋ番目のトランジスタの位相分割信号Ｏｕｔｋは、Ｏｕｔｋ＝Ｂｅ^{ｉ（Φｏ＋ｋθ／（ｎ＋１）＋ωｃｔ）}で示される。なお、Ａ，Ｂは振幅、Φｉ，Φｏ，θは位相角、ωｃは角速度、ｔは時間、ｋは定数、ｎは正数である。

図に示す位相分配器では、個々のコルピッツ発振回路の単独での発振周波数と、入力されるサイン波の周波数の違いがおよそ２〜５％以内で動作する。隣接するコルピッツ発振回路の出力間で位相比較を行い、この差を各コルピッツ発振回路に負帰還すれば製造ばらつきや動作条件の変動に打ち勝って、より広い周波数範囲の入力に対応した動作が得られる（図６に示したＰＬＬの電圧制御発振器２７に適用すると容易に実現できる）。なお、同様の目的で発振回路を結合する方法は、Brian K.Meadows他、“Nonlinear Antenna Technology”,Proceedings of The IEEE,Vol90,No.5.May2002にも紹介されている。

次に、ビームを走査するアンテナについて説明する。
図２１は、遅延時間を制御してビームを走査するアンテナの断面図である。
図にはアンテナの断面が示してある。また、図においては２つのビームの放射が示してある。アンテナ面からは、距離ｄの間隔でビームが放射されている。

複数のアンテナから、−ΔＴ＝ｄｓｉｎ（θ）／ｃの時間だけずらして無線信号を送信することにより、ビームの波面は、図の一点鎖線で示すようになる。これによって、ビームを走査できる。受信機においては、異なるタイミングの受信テンプレート信号の生成を行えば、受信方向を走査することができる。なお、θはアンテナ面の法線とビームのなす角度、ｃは光の速度を示す。広い帯域を使うため、距離ｄは比較的自由に決めることができ、また少ないアンテナ素子数でも大きな開口径が得られる。

次に、ビームを出力する送受信機について説明する。
図２２は、指向性ビームを偏向する送信機の概略構成図である。
偏向方向に応じたタイミングで発生される単サイクルパルスを基にコンボルバ９１ａ，９１ｂ，…，９１ｎで任意波形を与え、アンテナ９２ａ，９２ｂ，…、９２ｎを介して送信する。ここでコンボルバ９１ａ，９１ｂ，…，９１ｎを省略すれば単サイクルパルスの送信機となり、またコンボルバの代わりにＢＰＦを使えば、波列送信機となる。また、図２０で示した位相分配器から図１４の平衡型断続発生器を駆動して送信しても波列送信機となる。

図２３は、受信方向を偏向する受信機の概略構成図を示す。
図に示すコンボルバ１０１ａ，１０１ｂ，…，１０１ｎは、積分器を内蔵しておらず、代わりに自乗回路を内蔵している。また、Ｔ／４ずれた導電層パターンをもつ直交コンボルバとの対を有する。各アンテナ１０２ａ，１０２ｂ，…１０２ｎからの経路にあるコンボルバの導電部には偏向角に応じてずれた値が与えられる。なお、この構成は送信側にも使用することができる。

異なるタイミングの受信テンプレート信号を順次生成し、受信信号と受信テンプレート信号との相関をとる。そして、相関値が大きかったときの受信テンプレート信号を生成したタイミングを検出することにより、各アンテナ１０２ａ，１０２ｂ，…１０２ｎに受信された受信信号のタイミングが分かる。受信信号のタイミングより、受信信号の方向が分かる（前述した式の−ΔＴより、受信信号の方向θが算出できる）。

なお、送信機において、図２０に示した位相分配器により、異なった位相の単サイクルパルスを出力することによって、より細かなビームの操作ができる。また、受信機において、図２０に示した位相分配器により、異なった位相の受信テンプレート信号を生成することによって、より細かな受信信号の走査ができる。

次に、広帯域受信機について説明する。
図２４は、参照波を用いる広帯域受信機のブロック構成図である。
図に示すように広帯域受信機は、アンテナ１１１ａ，１１１ｂ，…，１１１ｎ、ミキサ１１２ａ，１１２ｂ，…，１１２ｎ，１１３ａ，１１３ｂ，…，１１３ｎ、ＬＰＦ（Low Pass Filter）１１４ａ，１１４ｂ，…，１１４ｎ、ミキサ１１５ａ，１１５ｂ，…，１１５ｎ、多相クロック源１１６、セレクタ１１７、位相分配器１１８、波形発生器１１９ａ，１１９ｂ，…，１１９ｎ、および積分器１２０を有している。

アンテナ１１１ａ，１１１ｂ，…，１１１ｎは、例えば、障害物の探索のため出力された無線信号を受信する。ミキサ１１２ａ，１１２ｂ，…，１１２ｎ，１１３ａ，１１３ｂ，…，１１３ｎは、アンテナ１１１ａ，１１１ｂ，…，１１１ｎによって受信された無線信号をダウンコンバージョン、またはディレクトコンバージョンする。ＬＰＦ１１４ａ，１１４ｂ，…，１１４ｎは、ミキサ１１２ａ，１１２ｂ，…，１１２ｎ，１１３ａ，１１３ｂ，…，１１３ｎから出力される信号の高周波域を遮断する。

多相クロック源１１６は、位相が等分にずれたクロックを出力する。セレクタ１１７には、逆拡散コードが入力され、逆拡散コードに従い多相クロック源１１６から出力されるクロックを選択して出力する。

位相分配器１１８は、図２０で示した位相分配器で、セレクタ１１７から出力されるクロックを位相分割する。これにより、多種の相のクロックを出力することができ、より細かくビーム（受信した無線信号）を検出することが可能となる。

波形発生器１１９ａ，１１９ｂ，…，１１９ｎは、位相分配器１１８から出力されるクロックに基づいてビームと相関を取るべき参照波を発生する。
ミキサ１１５ａ，１１５ｂ，…，１１５ｎは、波形発生器１１９ａ，１１９ｂ，…，１１９ｎから出力される信号と、ＬＰＦ１１４ａ，１１４ｂ，…，１１４ｎから出力される信号を混合する。積分器１２０は、ミキサ１１５ａ，１１５ｂ，…，１１５ｎから出力される信号を積分する。

指向性を必要としない場合、１つの波形発生器とアンテナ、ミキサでよく、位相分配器は必要としない。また、直交ローカルを使いダウンコンバージョンあるいはディレクトコンバージョンを行うことができ、このときのキャリア同期は必要ない。さらに、受信方向を変更することが可能で、この場合、複数の波形発生器と必要に応じて位相分配器を用いる。位相分配器を多段に用いればより詳細に受信方向を調整することができる。

このように無線信号を偏向して送出し、特定方向から受信できるようにすることにより、例えば、図１８で示したバックプレーン８１とＣＰＵボード８２ａ，８２ｂの下段の、特定の送受信モジュール８４ａ，８４ｂとで信号を送受信できる。ＣＰＵボード８２ａ，８２ｂの送受信モジュール８４ａ，８４ｂの他に、ＣＰＵボード８２ａ，８２ｂ上に実装されたＬＳＩのいくつかには、小型の受信アンテナと受信回路が内蔵される。

（付記１） 無線通信する通信システムにおいて、
送信データをコード拡散するコード拡散器と、無線信号の出力タイミングの基となる送信側同期信号を、異なった位相で複数生成する送信側同期信号生成器と、コード拡散された前記送信データに基づいて、前記送信側同期信号を選択する送信側同期信号選択器と、選択された前記送信側同期信号に同期して前記無線信号を出力する送信側信号出力器と、を有する送信機と、
前記無線信号を逆拡散するための逆拡散コードを出力するコード出力器と、前記送信側同期信号と同じ複数の受信側同期信号を生成する受信側同期信号生成器と、前記逆拡散コードに基づいて、前記受信側同期信号を選択する受信側同期信号選択器と、選択された前記受信側同期信号に同期した前記無線信号と相関がとられる被相関信号を出力する受信側信号出力器と、前記無線信号と前記被相関信号との相関をとる相関器と、を有する受信機と、
を有することを特徴とする通信システム。

（付記２） 前記無線信号および前記被相関信号は、単サイクルパルスであることを特徴とする付記１記載の通信システム。
（付記３） 前記無線信号および前記被相関信号は、正負の単サイクルパルスであることを特徴とする付記１記載の通信システム。

（付記４） 前記無線信号および前記被相関信号は、バースト波であることを特徴とする付記１記載の通信システム。
（付記５） 前記送信データのコード拡散および前記送信機から送信される前記無線信号と、前記受信側信号出力器から出力される前記無線信号との相関は、コンボルバによって行われることを特徴とする付記１記載の通信システム。

（付記６） 前記コンボルバは、
表面弾性波の進行方向を横断するストライプ状の導電領域が表面に形成された半導体と、
前記半導体の表面に実装される電気信号を前記表面弾性波に変換する電極と、
前記導電領域に印加される電圧と前記導電領域を通過する前記表面弾性波との積の総和を一定期間積分して出力する積分器と、
を有することを特徴とする付記５記載の通信システム。

（付記７） 前記電極は、対向した金属薄膜が表面に形成された強誘電体であり、前記半導体の表面上またはエッチングにより形成したリセス部に実装されることを特徴とする付記６記載の通信システム。

（付記８） 前記電極は、ピエゾ効果を有する前記半導体の表面に形成されたくし型の金属薄膜パターンであることを特徴とする付記６記載の通信システム。
（付記９） 前記電極は、前記導電領域の中央に実装され、一方の側の前記導電領域には正の信号が与えられ、他方の側の前記導電領域には負の信号が与えられることを特徴とする付記６記載の通信システム。

（付記１０） 前記送信機は、
前記無線信号を送信する複数の送信アンテナと、
前記送信アンテナごとに順次異なるタイミングで前記無線信号を出力する信号出力手段と、をさらに有し、
前記受信機は、
前記無線信号を受信する複数の受信アンテナと、
前記受信アンテナの各々から受信される前記無線信号のタイミングを検出する検出手段と、をさらに有することを特徴とする付記１記載の通信システム。

（付記１１） 前記送信機は、異なる位相の前記無線信号を前記送信アンテナごとに出力する送信側位相分配器をさらに有し、
前記受信機は、前記受信アンテナの各々から受信される前記無線信号と相関をとるための受信テンプレート信号を、異なる位相で出力するための受信側位相分配器をさらに有することを特徴とする付記１０記載の通信システム。

（付記１２） 前記送信側位相分配器および前記受信側位相分配器は、複数のゲート接地型コルピッツ発振回路の各ゲート電極間を抵抗で接続した回路であることを特徴とする付記１１記載の通信システム。

（付記１３） 無線信号を送信する送信機において、
送信データをコード拡散するコード拡散器と、
無線信号の出力タイミングの基となる同期信号を、異なった位相で複数生成する同期信号生成器と、
コード拡散された前記送信データに基づいて、前記同期信号を選択する同期信号選択器と、
選択された前記同期信号に同期して前記無線信号を出力する信号出力器と、
を有することを特徴とする送信機。

（付記１４） 無線信号を受信する受信機において、
無線信号を逆拡散するための逆拡散コードを出力するコード出力器と、
送信機において生成される前記無線信号の出力タイミングの基となる複数の同期信号と同じ複数の同期信号を生成する同期信号生成器と、
前記逆拡散コードに基づいて、前記同期信号を選択する同期信号選択器と、
選択された前記同期信号に同期した前記無線信号と相関がとられる被相関信号を出力する信号出力器と、
前記無線信号と前記被相関信号との相関をとる相関器と、
を有することを特徴とする受信機。

（付記１５） 無線通信する通信方法において、
送信機によって、
送信データをコード拡散し、
無線信号の出力タイミングの基となる送信側同期信号を、異なった位相で複数生成し、 コード拡散された前記送信データに基づいて、前記送信側同期信号を選択し、
選択された前記送信側同期信号に同期して前記無線信号を出力し、
受信機によって、
前記無線信号を逆拡散するための逆拡散コードを出力し、
前記送信側同期信号と同じ複数の受信側同期信号を生成し、
前記逆拡散コードに基づいて、前記受信側同期信号を選択し、
選択された前記受信側同期信号に同期した前記無線信号と相関がとられる被相関信号を出力し、
前記無線信号と前記被相関信号との相関をとる、
ことを特徴とする通信方法。

本発明の通信システムの原理図である。 送信機のブロック構成図である。 単一サイクル発生器の回路図である。 単一サイクル発生器の入出力波形を示した図である。 ＰＬＬのブロック構成図である。 分周器を省略したＰＬＬの回路図である。 平衡型の電圧制御発振器の回路図である。 多相電圧制御発振器の回路図である。 相選択器の回路図である。 コンボルバの構成図である。 送信機のタイミングチャートを示した図である。 受信機のブロック構成図である。 受信機のタイミングチャートを示した図である。 バースト波を出力する平衡型断続発振器の回路図である。 平衡型断続発振器の入出力波形を示した図である。 ＰＰＭ回路の回路図である。 筐体内通信の例を示した図である。 筐体内通信の他の例を示した図である。 通信装置の回路ブロック図である。 位相分配器の回路図である。 遅延時間を制御してビームを走査するアンテナの断面図である。 指向性ビームを偏向する送信機の概略構成図である。 受信方向を偏向する受信機の概略構成図を示す。 参照波を用いる広帯域受信機のブロック構成図である。 直接コード拡散を使用したＵＷＢ送信機のブロック構成図である。 直接コード拡散を使用したＵＷＢ受信機のブロック構成図である。

符号の説明

１ 送信機
１ａ コード拡散器
１ｂ 送信側同期信号生成器
１ｃ 送信側同期信号選択器
１ｄ 送信側信号出力器
１ｅ，２ｆ，１６，４１ アンテナ
２ 受信機
２ａ コード出力器
２ｂ 受信側同期信号生成器
２ｃ 受信側同期信号選択器
２ｄ 受信側信号出力器
２ｅ 相関器
１１，４３ コード発生器
１２，４４ コード拡散器
１３，４５ 相選択器
１４，４６ 波形発生器
１５，４２ ＢＰＦ
３０ａ，５１ デコーダ
３０ｂ，５２ フリップフロップ回路
３０ｃ，５４ａ，５４ｂ セレクタ
３０ｄ ＰＬＬ
３０ｅ 単一サイクル発生器
４７ パルス相関器
４８ パルス列積分器
４９ 比較器
５３ １６相クロック源

Claims (10)

1. 無線通信する通信システムにおいて、
   送信データをコード拡散するコード拡散器と、無線信号の出力タイミングの基となる送信側同期信号を、異なった位相で複数生成する送信側同期信号生成器と、コード拡散された前記送信データに基づいて、前記送信側同期信号を選択する送信側同期信号選択器と、選択された前記送信側同期信号に同期して前記無線信号を出力する送信側信号出力器と、を有する送信機と、
   前記無線信号を逆拡散するための逆拡散コードを出力するコード出力器と、前記送信側同期信号と同じ複数の受信側同期信号を生成する受信側同期信号生成器と、前記逆拡散コードに基づいて、前記受信側同期信号を選択する受信側同期信号選択器と、選択された前記受信側同期信号に同期した前記無線信号と相関がとられる被相関信号を出力する受信側信号出力器と、前記無線信号と前記被相関信号との相関をとる相関器と、を有する受信機と、
   を有することを特徴とする通信システム。
2. 前記無線信号および前記被相関信号は、単サイクルパルスであることを特徴とする請求項１記載の通信システム。
3. 前記無線信号および前記被相関信号は、正負の単サイクルパルスであることを特徴とする請求項１記載の通信システム。
4. 前記無線信号および前記被相関信号は、バースト波であることを特徴とする請求項１記載の通信システム。
5. 前記送信データのコード拡散および前記送信機から送信される前記無線信号と、前記受信側信号出力器から出力される前記無線信号との相関は、コンボルバによって行われることを特徴とする請求項１記載の通信システム。
6. 前記コンボルバは、
   表面弾性波の進行方向を横断するストライプ状の導電領域が表面に形成された半導体と、
   前記半導体の表面に実装される電気信号を前記表面弾性波に変換する電極と、
   前記導電領域に印加される電圧と前記導電領域を通過する前記表面弾性波との積の総和を一定期間積分して出力する積分器と、
   を有することを特徴とする請求項５記載の通信システム。
7. 前記電極は、対向した金属薄膜が表面に形成された強誘電体であり、前記半導体の表面上またはエッチングにより形成したリセス部に実装されることを特徴とする請求項６記載の通信システム。
8. 前記電極は、ピエゾ効果を有する前記半導体の表面に形成されたくし型の金属薄膜パターンであることを特徴とする請求項６記載の通信システム。
9. 前記電極は、前記導電領域の中央に実装され、一方の側の前記導電領域には正の信号が与えられ、他方の側の前記導電領域には負の信号が与えられることを特徴とする請求項６記載の通信システム。
10. 前記送信機は、
    前記無線信号を送信する複数の送信アンテナと、
    前記送信アンテナごとに順次異なるタイミングで前記無線信号を出力する信号出力手段と、をさらに有し、
    前記受信機は、
    前記無線信号を受信する複数の受信アンテナと、
    前記受信アンテナの各々から受信される前記無線信号のタイミングを検出する検出手段と、をさらに有することを特徴とする請求項１記載の通信システム。
    

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