JP2005072893A - 無線通信受信回路およびそのｄｃオフセット電圧補正方法 - Google Patents

Abstract

【課題】 無線通信受信回路にて、ゲインコントロールアンプの出力ＤＣオフセット電圧を高精度に補正し、出力ＤＣオフセット電圧を補正した後にゲインを変化させた場合でも、出力ＤＣオフセット電圧の発生を防止する。
【解決手段】 ＤＣオフセット補正回路１１０（１１１）が、ゲインコントロールアンプ１０６（１０８）の差動出力ＤＣ電圧の大小関係を判定するチョッパー型コンパレータ１１３と、チョッパー型コンパレータを制御して、ゲインコントロールアンプの差動出力ＤＣ電圧の大小関係に応じたオフセット補正制御データを出力するＤＣオフセット補正制御回路１１４と、オフセット補正制御データに応じて、ゲインコントロールアンプの差動入力ＤＣ電圧のオフセットを制御するＤＣ制御回路１１５とを含んで構成される。
【選択図】 図１

Description

本発明は、ダイレクトコンバージョン方式の無線通信受信回路に関する。

無線通信機器に対しては小型化と低コスト化の要求が高まっており、部品点数を削減できる方式として、ダイレクトコンバージョン方式がある。しかし、ダイレクトコンバージョン方式にも欠点があり、その大きな欠点の一つにはＤＣオフセット電圧がある。

ＤＣオフセット電圧を補正できるタイミングは通信方式によって異なる。図８に、ヨーロッパでのＧＳＭ（Global System for Mobile communication）、日本でのＰＤＣ（Personal Digital Cellular）のようなＴＤＭＡ（Time Division Multiple Access：時分割多重接続）方式における受信スロットと送信スロットとの関係を示す。ＧＳＭやＰＤＣでは、受信と送信を時間的に交互に行うため、受信スロットが入力される直前にＤＣオフセット電圧を補正することができる。

従って、ＧＳＭやＰＤＣでは、ゲインコントロールアンプのゲインが決定されてからＤＣオフセット電圧の補正を行うことができるため、受信スロットが入力される毎にＤＣオフセット電圧の補正を行えば、ＤＣオフセット電圧を補正してからゲインを変化させないようにすることができる。

しかし、Ｗ−ＣＤＭＡ（Wide-band Code-Division Multiple Access：広帯域符号分割多元接続）方式では連続受信を行う。図９に、Ｗ−ＣＤＭＡ方式における受信スロットと送信スロットとの関係を示す。図９に示すように、Ｗ−ＣＤＭＡ方式でＤＣオフセット電圧を補正することができるタイミングは、受信回路を立ち上げてアクティブの状態にしてから受信スロットが入力されるまでの期間のみであり、一度受信状態になるとＤＣオフセット電圧を補正するタイミングは存在しなくなる。

従って、Ｗ−ＣＤＭＡ方式のような連続受信を行う通信方式では、受信回路をアクティブにしてから受信スロットが入力される前にＤＣオフセット電圧を補正する必要がある。

従って、ＧＳＭやＰＤＣのようなＴＤＭＡ方式と違い、Ｗ−ＣＤＭＡ方式ではＤＣオフセット電圧を補正した後でも、ゲインが変化することになる。

従来のダイレクトコンバージョン方式の受信回路においても、ＤＣオフセット電圧を補正している（例えば、特許文献１参照）。その構成図を図６に示す。

図６において、従来の受信回路は、ゲインコントロールアンプと、アナログ／ディジタル変換器ＡＤＣ６０７と、制御回路６０８と、ディジタル／アナログ変換器ＤＡＣ６０９、６１０とを含む。ゲインコントロールアンプは、互いのエミッタが接続されたトランジスタ６０１、６０２と、これらトランジスタのコレクタと電源Ｖｄｄとの間にそれぞれ接続される抵抗６０３、６０４と、差動対のトランジスタ６０１、６０２のエミッタに接続されるトランジスタ６０５と、このトランジスタ６０５のエミッタとグランドとの間に接続される抵抗６０６とによって構成される。なお、６１１、６１２がゲインコントロールアンプの入力端子、６１３、６１４がゲインコントロールアンプの出力端子である。

次に、このように構成された従来の受信回路の動作について説明する。

ゲインコントロールアンプは、トランジスタ６０５に流れる電流を制御することによりゲインを制御する。また、ＡＤＣ６０７によってゲインコントロールアンプの出力端子６１３、６１４におけるＤＣ電圧を比較し、制御回路６０８はＤＡＣ６０９、６１０を制御し、ＤＡＣ６０９、６１０から電流を抵抗６０３、６０４に流し込むことにより、ゲインコントロールアンプの出力端子６１３、６１４におけるＤＣオフセット電圧の補正が行われる。

上記構成と動作によって、ゲインコントロールアンプの出力ＤＣオフセット電圧を補正することができるが、出力ＤＣオフセット電圧を補正した後にゲインを変化させると、ゲインコントロールアンプの出力ＤＣオフセット電圧が再度発生し、問題になる。このことについて、以下で説明する。

抵抗６０３の抵抗値がＲ１に、抵抗６０４の抵抗値がＲ２にばらついてゲインコントロールアンプの出力端子６１３、６１４にＤＣオフセット電圧が発生した場合において、まず、ＤＡＣ６０９、６１０から電流Ｉｄａｃを流し込むことにより、ゲインコントロールアンプの出力ＤＣオフセット電圧の補正を行ない、その後に、ゲインを変化させたときのゲインコントロールアンプのＤＣオフセット電圧について考える。なお、ゲインコントロールアンプの電流源であるトランジスタ６０５に流れる電流をＩｇとする。

ゲインコントロールアンプの入力端子６１１、６１２における電圧が同じであるとすれば、抵抗６０３、６０４に流れる電流は同じであり、これらの抵抗に流れる電流をＩｒとすれば電流Ｉｒは以下の（式１）で表される。

Ｉｒ＝Ｉｇ／２ …（式１）
ゲインコントロールアンプの出力端子６１３、６１４のそれぞれの電圧をＶｏｕｔ３、Ｖｏｕｔ４とし、電源電圧をＶｄｄとすれば、出力電圧Ｖｏｕｔ３、Ｖｏｕｔ４は、それぞれ以下の（式２）、（式３）で表される。

Ｖｏｕｔ３＝Ｖｄｄ−Ｒ１・Ｉｒ
＝Ｖｄｄ−Ｒ１・Ｉｇ／２ …（式２）
Ｖｏｕｔ４＝Ｖｄｄ−Ｒ２・Ｉｒ
＝Ｖｄｄ−Ｒ２・Ｉｇ／２ …（式３）
ゲインコントロールアンプの出力のＤＣオフセット電圧をＶｄｃとすれば、ＤＣオフセット電圧Ｖｄｃは、上記（式１）、（式２）、（式３）より、以下の（式４）になる。

Ｖｄｃ＝Ｖｏｕｔ３−Ｖｏｕｔ４
＝（Ｒ２−Ｒ１）・Ｉｇ／２ …（式４）
従って、ゲインコントロールアンプ出力には、上記（式４）で表されるＤＣオフセット電圧Ｖｄｃが発生していることになる。

次に、ＤＡＣ６０９、６１０からゲインコントロールアンプ出力に電流を流し込むことにより、ゲインコントロールアンプ出力のＤＣオフセット電圧を補正する。ゲインコントロールアンプの出力端子６１３にＤＡＣ６１０からＩｄａｃの電流を流し込み、ゲインコントロールアンプの出力端子６１４からＤＡＣ６０９に同じ電流Ｉｄａｃの電流を引っ張った場合、ゲインコントロールアンプの出力出圧Ｖｏｕｔ３、Ｖｏｕｔ４は、それぞれ以下の（式５）、（式６）で表される。

Ｖｏｕｔ３＝Ｖｄｄ−Ｒ１・（Ｉｇ／２−Ｉｄａｃ） …（式５）
Ｖｏｕｔ４＝Ｖｄｄ−Ｒ２・（Ｉｇ／２＋Ｉｄａｃ） …（式６）
従って、Ｉｄａｃにより、出力ＤＣオフセット電圧が補正されるためには、（式５）で表されるＶｏｕｔ３と（式６）で表されるＶｏｕｔ４が等しくなる、つまり、以下の（式７）が成立する必要がある。

Ｖｄｄ−Ｒ１・（Ｉｇ／２−Ｉｄａｃ）
＝Ｖｄｄ−Ｒ２・（Ｉｇ／２＋Ｉｄａｃ） …（式７）
従って、（式７）を満たすＩｄａｃは、以下の（式８）により求められる。

Ｉｄａｃ＝（Ｒ１−Ｒ２）・Ｉｇ／［２・（Ｒ１＋Ｒ２）］ …（式８）
上記より、抵抗６０３、６０４の抵抗値がそれぞれＲ１、Ｒ２にばらついた場合、ＤＡＣから（式８）で表される電流Ｉｄａｃを流し込むことにより、ゲインコントロールアンプの出力ＤＣオフセット電圧を補正することができる。

このときのゲインをＧ０とすれば、ゲインＧ０は以下の（式９）になる。

Ｇ０＝（Ｒ１＋Ｒ２）・Ｉｇ・ｑ／４ｋＴ …（式９）
ここで、ｑは電子の電荷量、ｋはボルツマン定数、Ｔは絶対温度である。

次に、ゲインコントロールアンプの出力ＤＣオフセット電圧を補正した後に、ゲインを変化させた場合の出力ＤＣオフセット電圧を求める。

この場合、ＤＡＣの電流であるＩｄａｃは（式８）のままであり、ゲインコントロールアンプの電流源になるトランジスタ６０５の電流をＩｇからＩｇ・αに変化させる場合を考える。トランジスタ６０５の電流がＩｇ・αの時のゲインをＧａとすれば、Ｇａは以下の（式１０）で表される。

Ｇａ＝（Ｒ１＋Ｒ２）・α・Ｉｇ・ｑ／４ｋＴ …（式１０）
（式９）と（式１０）より、αは以下の（式１１）になる。

α＝Ｇａ／Ｇ０ …（式１１）
ゲインをＧ０からＧａに変化させたときのゲインコントロールアンプの出力端子６１３、６１４における出力電圧Ｖｏｕｔ３、Ｖｏｕｔ４は、それぞれ以下の（式１２）、（式１３）になる。

Ｖｏｕｔ３＝Ｖｄｄ−Ｒ１・（α・Ｉｇ／２−Ｉｄａｃ） …（式１２）
Ｖｏｕｔ４＝Ｖｄｄ−Ｒ２・（α・Ｉｇ／２＋Ｉｄａｃ） …（式１３）
このときのゲインコントロールアンプの出力ＤＣオフセット電圧Ｖｄｃは、以下の（式１４）で表される。

Ｖｄｃ＝Ｖｏｕｔ３−Ｖｏｕｔ４
＝（Ｒ２−Ｒ１）・α・Ｉｇ／２＋Ｉｄａｃ・（Ｒ１＋Ｒ２）
…（式１４）
上記（式１４）にＩｄａｃを表す（式８）を代入すると、Ｖｄｃは以下の（式１５）のようになる。

Ｖｄｃ＝（Ｒ２−Ｒ１）・（α−１）・Ｉｇ／２ …（式１５）
上記（式１５）にαを表す（式１１）を代入すると、Ｖｄｃは以下の（式１６）のようになる。

Ｖｄｃ＝（Ｒ２−Ｒ１）・（Ｇａ／Ｇ０−１）・Ｉｇ／２ …（式１６）
上記（式１６）は、ゲインコントロールアンプの出力ＤＣオフセット電圧を補正した後に、ゲインをＧ０からＧａに変化させた場合のゲインコントロールアンプの出力ＤＣオフセット電圧を示す。

ここで、上記（式１６）におけるＶｄｃとＧａの関係を図７に示す。図７に示すように、従来例では、ゲインコントロールアンプの出力ＤＣオフセット電圧を補正した後にゲインを変化させると、出力ＤＣオフセット電圧が再び発生し、その値はゲインに比例して変化する。
特開２００１−２１１０９８号公報

上記より、従来では、ＤＣオフセット電圧を補正した後にゲインを変化させると、ＤＣオフセット電圧が再び発生し、Ｗ−ＣＤＭＡ方式などの連続受信を行う通信方式では問題となる。

本発明は、かかる問題点に鑑みてなされたものであり、その目的は、ゲインコントロールアンプの出力ＤＣオフセット電圧を高精度に補正可能であり、出力ＤＣオフセット電圧を補正した後にゲインを変化させたとしても、出力ＤＣオフセット電圧が発生しない、優れた無線通信受信回路およびＤＣオフセット電圧補正方法を提供することにある。

前記の目的を達成するため、本発明に係る無線通信受信回路は、受信されたＲＦ信号を増幅するプリアンプと、プリアンプからのＲＦ信号および局所発生のローカル信号を受けてＲＦ信号をベースバンド信号に変換するミキサと、ゲインを可変制御してベースバンド信号を増幅する差動入出力型のゲインコントロールアンプと、ゲインコントロールアンプからの出力信号における高周波成分を除去する低域通過フィルタと、ゲインコントロールアンプの入出力端子間に接続され、ゲインコントロールアンプの出力ＤＣオフセット電圧を補正するＤＣオフセット補正回路とを有する無線通信受信回路であって、ＤＣオフセット補正回路は、ゲインコントロールアンプの差動出力ＤＣ電圧の大小関係を判定するチョッパー型コンパレータと、チョッパー型コンパレータを制御して、ゲインコントロールアンプの差動出力ＤＣ電圧の大小関係に応じたオフセット補正制御データを出力するＤＣオフセット補正制御回路と、オフセット補正制御データに応じて、ゲインコントロールアンプの差動入力ＤＣ電圧のオフセットを制御するＤＣ制御回路とを備えたことを特徴とする。

本発明に係る無線通信受信回路において、チョッパー型コンパレータは、ＤＣオフセット補正制御回路からの第１の制御信号に応じて、ゲインコントロールアンプの差動出力ＤＣ電圧の一方を導通／遮断する第１のスイッチと、ＤＣオフセット補正制御回路からの、第１の制御信号とは逆位相である第２の制御信号に応じて、ゲインコントロールアンプの差動出力ＤＣ電圧の他方を導通／遮断する第２のスイッチと、第１および第２のスイッチを介してゲインコントロールアンプの差動出力ＤＣ電圧が第１端子に供給されるコンデンサーと、コンデンサーの第２端子の電圧を反転して増幅し、前記ＤＣオフセット補正制御回路に出力する反転アンプと、反転アンプの入出力端子間に接続され、第１の制御信号に応じて開閉制御される第３のスイッチとを備えることが好ましい。

上記の構成によれば、ゲインコントロールアンプの出力ＤＣオフセット電圧を高精度に補正することができる。

本発明に係る無線通信受信回路はさらに、ＲＦ電波を受信するアンテナと、前記アンテナから前記プリアンプへの経路を切り替えるスイッチとを備えたものである。

この構成によれば、Ｗ−ＣＤＭＡ方式などの連続受信を行なう通信方式において、安定して受信を行なうことができる。

また、本発明に係る無線通信受信回路において、ＤＣ制御回路は、ＤＣオフセット補正制御回路からのオフセット補正制御データをアナログ電圧に変換するディジタル／アナログ変換器と、ディジタル／アナログ変換器に対する基準電圧を発生する基準電圧発生回路と、ディジタル／アナログ変換器からの電圧と基準電圧との差電圧を差動電流に変換する電圧−電流変換回路と、ゲインコントロールアンプの一方の入力端子、および電圧−電流変換回路からの差動電流の一方の出力端子が一端に接続された第１の抵抗と、ゲインコントロールアンプの他方の入力端子、および電圧−電流変換回路からの差動電流の他方の出力端子が一端に接続された第２の抵抗とを備えることが好ましい。

この構成によれば、差動電流を第１の抵抗と第２の抵抗に流し込み、ゲインコントロールアンプの入力にオフセット電圧を発生させて、ゲインコントロールアンプの出力ＤＣオフセット電圧を補正する機能を実現できる。これにより、ＤＣオフセット電圧を補正した後にゲインを変化させても、ＤＣオフセット電圧は再び発生しなくなる。

また、本発明に係る無線通信受信回路において、ゲインコントロールアンプは、差動入出力型の演算増幅器と、演算増幅器の差動入力端子に接続された入力抵抗と、演算増幅器の差動入力端子と差動出力端子との間に接続された複数のフィードバック抵抗と、ゲイン制御を行うために複数のフィードバック抵抗の接続状態を切り換える複数のスイッチとを備えることが好ましい。

この構成によれば、ゲインコントロールアンプの線形性を改善させることができ、さらに、出力ＤＣオフセット電圧を補正した後にゲインを変化させても、ＤＣオフセット電圧が再発生しなくなる。

または、本発明に係る無線通信受信回路において、ゲインコントロールアンプは、正転アンプとして機能する第１の演算増幅器と、正転アンプとして機能する第２の演算増幅器と、第１の演算増幅器の反転入力端子と出力端子との間に接続された複数の第１のフィードバック抵抗と、第２の演算増幅器の反転入力端子と出力端子との間に接続された複数の第２のフィードバック抵抗と、ゲイン制御を行うために複数の第１のフィードバック抵抗の接続状態を切り換える第１のスイッチと、ゲイン制御を行うために複数の第２のフィードバック抵抗の接続状態を切り換える第２のスイッチとを備えることが好ましい。

この構成によれば、ゲインコントロールアンプの入力インピーダンスを高くすることができ、さらに、出力ＤＣオフセット電圧を補正した後にゲインを変化させても、出力ＤＣオフセット電圧が再発生しなくなる。

前記の目的を達成するため、本発明に係るＤＣオフセット電圧補正方法は、本発明に係る無線通信受信回路におけるゲインコントロールアンプ出力のＤＣオフセット電圧補正方法であって、（ａ）ＤＣオフセット補正制御回路によりチョッパー型コンパレータを制御するステップと、（ｂ）チョッパー型コンパレータによりゲインコントロールアンプの差動出力ＤＣ電圧の大小関係を判定するステップと、（ｃ）チョッパー型コンパレータが比較動作状態にある時に、ＤＣオフセット補正制御回路によりチョッパー型コンパレータからの出力電圧を読み込むステップと、（ｄ）チョッパー型コンパレータが比較動作状態からリセット状態に移るタイミングで、オフセット補正制御データに応じて、ＤＣ制御回路によりゲインコントロールアンプの出力ＤＣオフセットを変化させるステップと、（ｅ）ステップ（ａ）から（ｄ）を複数回繰り返すことによって、ゲインコントロールアンプの出力ＤＣオフセットを補正するステップとを含むことを特徴とする。

この方法によれば、ゲインコントロールアンプの出力ＤＣオフセット電圧を高精度に補正することができる。

本発明によれば、ゲインコントロールアンプの出力ＤＣオフセット電圧を高精度に補正可能であり、出力ＤＣオフセット電圧を補正した後にゲインを変化させたとしても、出力ＤＣオフセット電圧が発生しない、優れた無線通信受信回路および無線通信受信方法を実現することができる。

以下、本発明の好適な実施形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。

（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係る無線通信受信回路の一構成例を示す回路図である。図１において、本実施形態の無線通信受信回路は、ＲＦ電波を受信するアンテナ１０１と、スイッチ１０２と、ＲＦ信号を増幅するプリアンプとしてのＬＮＡ（Low Noise Amplifier）１０３と、ミキサ１０４と、ゲインコントロールアンプ１０６、１０８と、低域通過フィルタ１０７、１０９と、ＤＣオフセット補正回路１１０、１１１とから構成される。

ミキサ１０４は、ＬＮＡ１０３からＲＦ信号を、またローカル信号入力端子１０５から局所発生のローカル信号を受けて、ＲＦ信号をベースバンド信号に変換する。ゲインコントロールアンプ１０６は、ミキサ１０４からのベースバンド信号を、ゲインを可変制御して増幅する。低域通過フィルタ１０７は、ゲインコントロールアンプ１０６の出力信号における高周波成分を除去する。ゲインコントロールアンプ１０８は、低域通過フィルタ１０７からのベースバンド信号を、ゲインを可変制御して増幅する。低域通過フィルタ１０９は、ゲインコントロールアンプ１０８の出力信号における高周波成分を除去する。

ＤＣオフセット補正回路１１０は、ゲインコントロールアンプ１０６の入出力端子間に接続され、ゲインコントロールアンプ１０６の出力ＤＣオフセット電圧を補正する。また、ＤＣオフセット補正回路１１１は、ゲインコントロールアンプ１０８の入出力端子間に接続され、ゲインコントロールアンプ１０８の出力ＤＣオフセット電圧を補正する。なお、図１には、ＤＣオフセット補正回路１１１の内部構成を例示していないが、ＤＣオフセット補正回路１１０の内部構成と同じであるので、以下では、ＤＣオフセット補正回路１１０の構成および動作について説明する。

ＤＣオフセット補正回路１１０は、チョッパー型コンパレータ１１３と、ＤＣオフセット補正制御回路１１４と、ＤＣ制御回路１１５とから構成される。

チョッパー型コンパレータ１１３は、第１のｎ型ＭＯＳトランジスタ１１６、第１のｐ型ＭＯＳトランジスタ１１７、および第１のインバータ１１８によって構成された第１のスイッチと、第２のｎ型ＭＯＳトランジスタ１１９、第２のｐ型ＭＯＳトランジスタ１２０、および第２のインバータ１２１によって構成された第２のスイッチと、第３のｎ型ＭＯＳトランジスタ１２３、第３のｐ型ＭＯＳトランジスタ１２４、および第３のインバータ１２５によって構成された第３のスイッチと、第４のｎ型ＭＯＳトランジスタ１２６および第４のｐ型ＭＯＳトランジスタ１２７によって構成された反転アンプと、第５のｎ型ＭＯＳトランジスタ１２８と、コンデンサー１２２とから構成される。

なお、図１において、ｉ、ｊはそれぞれコンデンサー１２２の第１端子、第２端子を示し、第２端子ｊは、第４のｎ型ＭＯＳトランジスタ１２６と第４のｐ型ＭＯＳトランジスタ１２７とから構成される反転アンプの入力端子でもある。

次に、このように構成されたＤＣオフセット補正回路１１０の動作について、図２を参照して説明する。図２は、図１のＤＣオフセット補正回路１１０における各部信号のタイミングチャートである。

図２において、ａ、ｂ、ｃはチョッパー型コンパレータ１１３の制御信号（ａは第１の制御信号、ｂは第２の制御信号）、ｄはチョッパー型コンパレータ１１３の出力信号（コンパレータ出力信号とも略称する）、ｅ、ｆはゲインコントロールアンプ１０６の互いに逆極性の出力信号、ｅ−ｆはゲインコントロールアンプ１０６の出力ＤＣオフセット電圧を示す。

出力ＤＣオフセット補正を行なうか否かは、ＤＣオフセット補正制御回路１１４からの制御信号cによって制御され、制御信号ｃが論理論理Ｌｏｗの期間において、第５のｎ型ＭＯＳトランジスタ１２８がオフとなり、出力ＤＣオフセットの補正が行なわれる。制御信号ｃが論理論理Ｈｉｇｈの時は、第５のｎ型ＭＯＳトランジスタ１２８がオンとなり、コンデンサー１２２の第２端子が論理論理Ｌｏｗに固定されて、出力ＤＣオフセットの補正は行われない。

図２の時刻ｔ１にて、制御信号ｃが論理論理ＬｏｗになってＤＣオフセット補正がスタートしたときは、第１の制御信号ａ、第２の制御信号ｂは共に論理論理Ｌｏｗであり、時刻ｔ２において、第１の制御信号ａが論理論理Ｈｉｇｈになる。

時刻ｔ２からｔ３の間は、第１の制御信号ａが論理Ｈｉｇｈ、第２の制御信号ｂは論理Ｌｏｗであり、この期間は、第１のｎ型ＭＯＳトランジスタ１１６、第１のｐ型ＭＯＳトランジスタ１１７、および第１のインバータ１１８によって構成された第１のスイッチと、第３のｎ型ＭＯＳトランジスタ１２３、第３のｐ型ＭＯＳトランジスタ１２４、および第３のインバータ１２５によって構成された第３のスイッチがショートの状態になり、第２のｎ型ＭＯＳトランジスタ１１９、第２のｐ型ＭＯＳトランジスタ１２０、および第２のインバータ１２１によって構成された第２のスイッチはオープンの状態になる。

このとき、第４のｎ型ＭＯＳトランジスタ１２６と第４のｐ型ＭＯＳトランジスタ１２７によって構成された反転アンプの入力端子と出力端子がショートするために、反転アンプの電源電圧をＶｄｄとすれば、反転アンプの入力端子ｊの電圧と出力端子の信号ｄはＶｄｄ／２の電圧に落ち着き、チョッパー型コンパレータ１１３はリセット状態になる。

さらに、コンデンサー１２２の第１端子ｉには、ゲインコントロールアンプ１０６の出力信号ｆが供給され、第２端子ｊはＶｄｄ／２になるため、コンデンサー１２２には、Ｖｄｄ／２とゲインコントロールアンプ１０６の出力信号ｆのＤＣ電圧との差に相当する電荷が充電される。

次に、時刻ｔ３において、第１の制御信号ａは論理Ｌｏｗ、第２の制御信号ｂは論理Ｈｉｇｈになり、第１の制御信号ａと第２の制御信号ｂの状態は時刻ｔ５まで続く。ｔ３からｔ５の期間では、第１のスイッチと第３のスイッチがオープンの状態になり、第２のスイッチはショートの状態になる。

このとき、反転アンプの入力端子と出力端子がオープンになり、コンデンサー１２２の電荷量は、時刻ｔ２からｔ３の間に蓄えられた電荷量から変化しない。

さらに、コンデンサー１２２の第１端子ｉには、ゲインコントロールアンプ１０６の出力信号ｅが供給されるため、ゲインコントロールアンプ１０６の出力信号ｅのＤＣ電圧が出力信号ｆのＤＣ電圧より大きければ、コンデンサーの第２端子ｊは、出力信号ｅと出力信号ｆのＤＣオフセットの電圧量だけ、Ｖｄｄ／２より大きくなるように変化し、その変化量が反転アンプにより反転して増幅され、反転アンプの出力信号ｄは論理Ｌｏｗになる。

また、ゲインコントロールアンプ１０６の出力信号ｅのＤＣ電圧が出力信号ｆのＤＣ電圧より小さければ、コンデンサーの第２端子ｊは、出力信号ｅと出力信号ｆのＤＣオフセットの電圧量だけ、Ｖｄｄ／２より小さくなるように変化し、その変化量が反転アンプにより反転して増幅され、反転アンプの出力信号ｄは論理Ｈｉｇｈになる。

従って、時刻ｔ３からｔ５の期間は、時刻ｔ２からｔ５の期間でのゲインコントロールアンプ１０６の出力信号ｅ、ｆのＤＣ電圧の比較をチョッパー型コンパレータ１１３が行ない、どちらが大きいかを判定する期間であり、ゲインコントロールアンプ１０６の出力信号ｅが出力信号ｆより大きければ、コンパレータ出力信号ｄは論理Ｌｏｗに、出力信号ｆが出力信号ｅより大きければ、コンパレータ出力信号ｄは論理Ｈｉｇｈになる。

時刻ｔ３からｔ５の期間内の時刻ｔ４において、コンパレータ出力信号ｄをＤＣオフセット補正制御回路１１４に読み込むことで、ゲインコントロールアンプ１０６の出力信号ｅと出力信号ｆのどちらが大きいかをＤＣオフセット補正制御回路１１４が認識し、時刻ｔ５のタイミングでＤＣオフセット補正制御回路１１４がＤＣ制御回路１１５を制御して、ゲインコントロールアンプ１０６の出力ＤＣオフセットが減少する方向にゲインコントロールアンプ１０６の入力ＤＣ電圧を制御する。

この制御において、ＤＣオフセット補正制御回路１１４にコンパレータ出力信号ｄを読み込むタイミングを第１の制御信号ａ、第２の制御信号ｂの立ち上がりエッジ及び立ち下りエッジからずらすことで、第１の制御信号ａ、第２の制御信号ｂがコンパレータ出力ｄに飛び込むことにより発生するコンパレータの誤判定を防ぐことができる。

なお、コンパレータ出力信号ｄをＤＣオフセット補正制御回路１１４に読み込むタイミングは、時刻ｔ３とｔ５の間の期間であれば、いつでも良い。

時刻ｔ５以降は、時刻ｔ２から時刻ｔ５の期間の制御を繰り返し行ない、最終的には、ゲインコントロールアンプ１０６の出力信号ｅと出力信号ｆのＤＣオフセット電圧（ｅ−ｆ）が補正されて無くなるまで繰り返す。

なお、本実施形態では、時刻ｔ２から時刻ｔ５までの制御を５回繰り返しているが、何回繰り返しても良い。

以上のように、本実施形態によれば、チョッパー型コンパレータ１１３の制御信号の飛び込みによるチョッパー型コンパレータ１１３の誤判定を避けることができ、ゲインコントロールアンプ１０６の出力ＤＣオフセット電圧の補正を高精度に行なうことができる。

図３は、図１のＤＣオフセット補正回路１１０におけるＤＣ制御回路１１５の内部構成例、および図６を参照して説明した従来例と同じゲインコントロールアンプの一般的な構成を示す回路図である。

図３において、ＤＣ制御回路１１５は、電圧出力型ＤＡＣ３０３と、ＤＡＣ基準電圧発生回路３０４と、電圧−電流変換回路３０５と、第１の抵抗３０１と、第２の抵抗３０２とから構成される。

第１の抵抗３０１は、ミキサ１０４の出力端子３１７とゲインコントロールアンプ１０６の入力端子３１３との間に接続され、また第２の抵抗３０２は、ミキサ１０４の出力端子３１６とゲインコントロールアンプ１０６の入力端子３１２との間に接続されている。

ＤＣ制御回路１１５は、ＤＣオフセット補正制御回路１１４（図１）からのオフセット補正制御データ（ｇ）が入力される電圧出力型ＤＡＣ３０３の出力電圧と、ＤＡＣ基準電圧発生回路３０４が発生する基準電圧との差電圧を電圧−電流変換回路３０５により電流に変換し、変換された電流を第１の抵抗３０１と第２の抵抗３０２に流し込むことにより、ゲインコントロールアンプ１０６の入力端子３１２、３１３にオフセット電圧を発生させて、ゲインコントロールアンプ１０６の出力ＤＣオフセット電圧を補正する機能を有する。

次に、図３に示すＤＣ制御回路１１５により、ゲインコントロールアンプ１０６の出力ＤＣオフセット電圧を補正した後に、ゲインを変化させた場合におけるゲインコントロールアンプ１０６の出力ＤＣオフセット電圧の補正について説明する。

なお、ゲインコントロールアンプ１０６を、従来例と同じゲインコントロールアンプとする。つまり、ゲインコントロールアンプ１０６は、互いのエミッタが接続されたトランジスタ３０６、３０７と、これらトランジスタのコレクタと電源との間に接続される抵抗３０８、３０９と、差動対のトランジスタ３０６、３０７のエミッタに接続されるトランジスタ３１０と、トランジスタ３１０のエミッタとグランドの間に接続される抵抗３１１によって構成され、３１２、３１３はゲインコントロールアンプ１０６の入力端子、３１４、３１５はゲインコントロールアンプ１０６の出力端子であり、ゲインは、トランジスタ３１０に流れる電流を制御することにより制御される。

従来例と同様に、抵抗３０８の抵抗値がＲ１に、抵抗３０９の抵抗値がＲ２にばらついて、ゲインコントロールアンプ１０６の出力端子３１４、３１５にＤＣオフセットが発生する場合を想定し、電圧−電流変換回路３０５から電流Ｉｍを流し込むことにより、ゲインコントロールアンプ１０６の出力ＤＣオフセット電圧を補正した後にゲインを変化させた場合について説明する。

ゲインコントロールアンプ１０６の電流源であるトランジスタ３１０に流れる電流をＩｇ３とする。ゲインコントロールアンプ１０６の入力端子３１２、３１３の電圧が同じであるとすれば、抵抗３０８、３０９に流れる電流は同じであり、ゲインコントロールアンプ１０６の出力端子３１４と３１５の電圧をそれぞれ、Ｖｏｕｔ３１、Ｖｏｕｔ３２とし、電源電圧をＶｄｄとすれば、ゲインコントロールアンプ出力のＤＣ電圧Ｖｏｕｔ３１、Ｖｏｕｔ３２はそれぞれ以下の（式１７）、（式１８）で表されるように異なるために、ＤＣオフセット電圧が発生する。

Ｖｏｕｔ３１＝Ｖｄｄ−Ｒ１・Ｉｇ３／２ …（式１７）
Ｖｏｕｔ３２＝Ｖｄｄ−Ｒ２・Ｉｇ３／２ …（式１８）
次に、電圧−電流変換回路３０５が、ゲインコントロールアンプ１０６の入力端子３１３に接続された抵抗３０１には電流Ｉmを流し込み、ゲインコントロールアンプ１０６の入力端子３１２に接続された抵抗３０２を介してＩｍの電流を引っ張ることにより、ゲインコントロールアンプ１０６の出力ＤＣオフセットを補正する。差動対のトランジスタ３０６、３０７のベース電流は小さいために無視できると仮定すれば、抵抗３０１、３０２の値をＲｍ、ゲインコントロールアンプ１０６の入力端子３１２、３１３の電圧をそれぞれＶ３３、Ｖ３４とし、ノード３１６、３１７はゲインコントロールアンプ１０６（１０８）の前段の回路が接続されるノードであり、同じ電圧Ｖ３５であるとすれば、Ｖ３３、Ｖ３４はそれぞれ以下の（式１９）、（式２０）で表される。

Ｖ３３＝Ｖ３５−Ｒｍ・Ｉｍ …（式１９）
Ｖ３４＝Ｖ３５＋Ｒｍ・Ｉｍ …（式２０）
次に、抵抗３０８に流れる電流をＩ３１、抵抗３０９に流れる電流をＩ３２とすれば、Ｉ３１、Ｉ３２は、Ｉｇ３、Ｖ３３、Ｖ３４及び上記（式１９）、（式２０）を使って、それぞれ以下の（式２１）、（式２２）のように書ける。

Ｉ３１＝Ｉｇ３／｛１＋ｅｘｐ［４ｑ・Ｒｍ・Ｉｍ／ｋＴ］｝ …（式２１）
Ｉ３２＝Ｉｇ３・ｅｘｐ［４ｑ・Ｒｍ・Ｉｍ／kＴ］
／｛１＋ｅｘｐ［４q・Ｒｍ・Ｉｍ／kＴ］｝ …（式２２）
従って、ＤＣオフセットが発生している状態で、電圧−電流変換回路３０５からＩmの電流を流し込むことによりゲインコントロールアンプ１０６の出力ＤＣオフセット電圧の補正を行なった後におけるゲインコントロールアンプ１０６の出力ＤＣ電圧Ｖｏｕｔ３１、Ｖｏｕｔ３２は、それぞれ以下の（式２３）、（式２４）のようになる。

Ｖｏｕｔ３１＝Ｖｄｄ−Ｒ１・Ｉ３１ …（式２３）
Ｖｏｕｔ３２＝Ｖｄｄ−Ｒ２・Ｉ３２ …（式２４）
ゲインコントロールアンプ１０６の出力ＤＣオフセット電圧を補正した後は、出力ＤＣ電圧Ｖｏｕｔ３１とＶｏｕｔ３２は等しくなるため、上記（式２３）と（式２４）より以下の（式２５）が成立する。

Ｒ１・Ｉ３１＝Ｒ２・Ｉ３２ …（式２５）
上記（式２１）、（式２２）、（式２５）より、以下の（式２６）が成立する。

ｅｘｐ［４q・Ｒｍ・Ｉｍ／ｋＴ］＝Ｒ１／Ｒ２ …（式２６）
従って、ゲインコントロールアンプ１０６の出力ＤＣオフセット電圧を補正した後は、電流Ｉｍは上記（式２６）を満たす値になる。このとき、ゲインコントロールアンプ１０６の出力端子３１４、３１５の電圧Ｖｏｕｔ３１、Ｖｏｕｔ３２は、上記（式２１）、（式２２）、（式２３）、（式２４）、（式２６）より、それぞれ以下の（式２７）、（式２８）で表される。

Ｖｏｕｔ３１＝Ｖｄｄ−Ｉｇ３・Ｒ１・Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２） …（式２７）
Ｖｏｕｔ３２＝Ｖｄｄ−Ｉｇ３・Ｒ１・Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２） …（式２８）
上記より、ゲインコントロールアンプ１０６の出力端子３１４、３１５のＤＣ電圧は、（式２７）、（式２８）で表されるように、ＤＣオフセット電圧は補正されている。

次に、ゲインコントロールアンプ１０６の出力端子３１４、３１５のＤＣオフセット電圧を補正した後にゲインを変更した場合を考える。ゲインを変更するということは、トランジスタ３１０に流れる電流Ｉｇ３を変更することになるが、上記（式２７）、（式２８）より、Ｉｇ３を変更しても、Ｖｏｕｔ３１とＶｏｕｔ３２は等しいため、ＤＣオフセット電圧は発生しない。

以上のように、本実施形態によれば、ＤＣオフセット電圧を補正した後にゲインを変更しても、ＤＣオフセット電圧が発生しない、優れた無線通信受信回路を実現できる。

（第２の実施形態）
本発明の第２の実施形態は、第１の実施形態とは、ゲインコントロールアンプの構成が異なる。図４は、本発明の第２の実施形態におけるゲインコントロールアンプ１０６の内部構成例、および第１の実施形態と同じＤＣ制御回路１１５の内部構成を示す回路図である。なお、以下では、ゲインコントロールアンプ１０６についてのみ説明するが、ゲインコントロールアンプ１０８についても同様である。

図４において、ゲインコントロールアンプ１０６は、入力抵抗４０１、４０２と、フィードバック抵抗４０３、４０４、４０６、４０７と、スイッチ４０５、４０８と、差動入出力オペアンプ４０９とから構成される。本実施形態のゲインコントロールアンプ１０６は、差動入出力の反転アンプとして構成され、ゲインの制御は、フィードバック抵抗の接続をスイッチで切り換えて行うものである。

図３および図６に示した従来のゲインコントロールアンプは、トランジスタ差動回路を利用した回路であるが、本実施形態のゲインコントロールアンプの構成により、歪特性を改善することができる。さらに、ゲイン制御は、フィードバック抵抗４０３、４０４、４０５、４０６の接続をスイッチ４０８、４０９で切り換えることで行う。これにより、ゲインコントロールアンプの出力ＤＣオフセット電圧を補正した後にゲインを変更しても、ゲインコントロールアンプの出力にはＤＣオフセットが発生しない。

なお、本実施形態では、ゲインを２段階に切り換えて制御する場合について例示および説明したが、ゲインを多段に切り換える場合には、フィードバック経路に抵抗とスイッチの組を複数組接続してゲインを制御すれば良く、この場合でも、ゲインコントロールアンプの出力ＤＣオフセット電圧を補正した後にゲインを変更しても、ゲインコントロールアンプの出力にはＤＣオフセットが発生しない。

以上のように、本実施形態によれば、ゲインコントロールアンプの歪み特性が改善され、さらに、ＤＣオフセット電圧を補正した後にゲインを変更しても、ＤＣオフセット電圧が発生しない、優れた無線通信受信回路を実現できる。

（第３の実施形態）
本発明の第３の実施形態は、第１および第２の実施形態とは、ゲインコントロールアンプの構成が異なる。図５は、本発明の第３の実施形態におけるゲインコントロールアンプ１０６の内部構成例、および第１の実施形態と同じＤＣ制御回路１１５の内部構成を示す回路図である。なお、以下では、ゲインコントロールアンプ１０６についてのみ説明するが、ゲインコントロールアンプ１０８についても同様である。

図５において、ゲインコントロールアンプ１０６は、抵抗５０１と、第１のフィードバック抵抗５０２、５０３と、抵抗５０５と、第２のフィードバック抵抗５０６、５０７と、第１のスイッチ５０４と、第２のスイッチ５０８と、第１のオペアンプ５０９と、第２のオペアンプ５１０とから構成される。本実施形態のゲインコントロールアンプ１０６は、２組の正転アンプとして構成され、ゲインの制御は、第１のオペアンプ５０９の第１のフィードバック抵抗５０２、５０３の接続を第１のスイッチ５０４で、また第２のオペアンプ５１０の第２のフィードバック抵抗５０６、５０７の接続を第２のスイッチ５０８で切り換えて行うものである。

従来例では、ゲインコントロールアンプの入力インピーダンスが有限であるため、ゲインコントロールアンプの前段回路の出力インピーダンスが大きい場合、前段回路を接続することにより特性が変わる可能性がある。しかしながら、本実施形態によれば、ゲインコントロールアンプ１０６の入力インピーダンスが大きいために、前段回路を接続することによる回路特性の変化を防ぐことができる。

さらに、ゲイン制御は、第１のフィードバック抵抗５０２、５０３、第２のフィードバック抵抗５０６、５０７の接続をそれぞれ第１のスイッチ５０４、第２のスイッチ５０８で切り換えて行う。これにより、ゲインコントロールアンプ１０６の出力ＤＣオフセット電圧を補正した後にゲインを変更しても、ゲインコントロールアンプ１０６の出力にはＤＣオフセットが発生しない。

以上のように、本実施形態によれば、ゲインコントロールアンプの前段回路の特性変化を避けることができ、さらに、ＤＣオフセット電圧を補正した後にゲインを変更しても、ＤＣオフセット電圧が発生しない、優れた無線通信受信回路を実現できる。

本発明に係る無線通信受信回路は、ゲインコントロールアンプの出力ＤＣオフセット電圧を高精度に補正可能であり、出力ＤＣオフセット電圧を補正した後にゲインを変化させたとしても、出力ＤＣオフセット電圧が発生しないという利点を有し、Ｗ−ＣＤＭＡ等の連続受信を行う通信方式に有用である。

本発明の第１の実施形態に係る無線通信受信回路の一構成例を示す回路図 図１のＤＣオフセット補正回路１１０（１１１）における各部信号のタイミングチャート 図１の図１のＤＣオフセット補正回路１１０（１１１）におけるＤＣ制御回路１１５の内部構成例、および図６を参照して説明した従来例と同じゲインコントロールアンプの一般的な構成を示す回路図 本発明の第２の実施形態におけるゲインコントロールアンプ１０６（１０８）の内部構成例、および第１の実施形態と同じＤＣ制御回路１１５の内部構成を示す回路図 本発明の第３の実施形態におけるゲインコントロールアンプ１０６（１０８）の内部構成例、および第１の実施形態と同じＤＣ制御回路１１５の内部構成を示す回路図 従来の無線通信受信回路におけるゲインコントロールアンプおよびその出力ＤＣオフセット補正回路の構成例を示す回路図 図６に示す回路におけるゲインコントロールアンプの出力ＤＣオフセット電圧ＶｄｃとゲインＧａとの関係を示す図 PＤＣ、ＧＳＭ等のＴＤMＡ方式における受信スロットと送信スロットとの関係を示す図 連続受信を行うＷ−ＣＤＭＡ方式における送信スロットと受信スロットとの関係を示す図

符号の説明

１０１ アンテナ
１０２ スイッチ
１０３ ＬＮＡ（プリアンプ）
１０４ ミキサ
１０５ ローカル信号入力端子
１０６、１０８ ゲインコントロールアンプ
１０７、１０９ 低域通過フィルタ
１１０、１１１ ＤＣオフセット補正回路
１１３ チョッパー型コンパレータ
１１４ ＤＣオフセット補正制御回路
１１５ ＤＣ制御回路
１１６ 第１のｎ型ＭＯＳトランジスタ
１１７ 第１のｐ型ＭＯＳトランジスタ
１１８ 第１のインバータ
１１９ 第２のｎ型ＭＯＳトランジスタ
１２０ 第２のｐ型ＭＯＳトランジスタ
１２１ 第２のインバータ
１２２ コンデンサー
１２３ 第３のｎ型ＭＯＳトランジスタ
１２４ 第３のｐ型ＭＯＳトランジスタ
１２５ 第３のインバータ
１２６ 第４のｎ型ＭＯＳトランジスタ
１２７ 第４のｐ型ＭＯＳトランジスタ
１２８ 第５のｎ型ＭＯＳトランジスタ
３０１ 第１の抵抗
３０２ 第２の抵抗
３０３ 電圧出力型ＤＡＣ
３０４ ＤＡＣ基準電圧発生回路
３０５ 電圧−電流変換回路
３０６、３０７、３１０ バイポーラトランジスタ
３０８、３０９、３１１ 抵抗
３１２、３１３ ゲインコントロールアンプ入力端子
３１４、３１５ ゲインコントロールアンプ出力端子
４０１、４０２ 入力抵抗
４０３、４０４、４０６、４０７ フィードバック抵抗
４０５、４０８ スイッチ
４０９ 差動入出力オペアンプ
５０１、５０５ 抵抗
５０２、５０３ 第１のフィードバック抵抗
５０６、５０７ 第２のフィードバック抵抗
５０４ 第１のスイッチ
５０８ 第２のスイッチ
５０９ 第１のオペアンプ
５１０ 第２のオペアンプ
６０１、６０２、６０５ バイポーラトランジスタ
６０３、６０４、６０６ 抵抗
６０７ ＡＤＣ
６０８ 制御回路
６０９、６１０ ＤＡＣ
６１１、６１２ ゲインコントロールアンプ入力端子
６１３、６１４ ゲインコントロールアンプ出力端子

Claims (7)

1. 受信されたＲＦ信号を増幅するプリアンプと、前記プリアンプからのＲＦ信号および局所発生のローカル信号を受けてＲＦ信号をベースバンド信号に変換するミキサと、ゲインを可変制御して前記ベースバンド信号を増幅する差動入出力型のゲインコントロールアンプと、前記ゲインコントロールアンプからの出力信号における高周波成分を除去する低域通過フィルタと、前記ゲインコントロールアンプの入出力端子間に接続され、前記ゲインコントロールアンプの出力ＤＣオフセット電圧を補正するＤＣオフセット補正回路とを有する無線通信受信回路であって、
   前記ＤＣオフセット補正回路は、
   前記ゲインコントロールアンプの差動出力ＤＣ電圧の大小関係を判定するチョッパー型コンパレータと、
   前記チョッパー型コンパレータを制御して、前記ゲインコントロールアンプの差動出力ＤＣ電圧の大小関係に応じたオフセット補正制御データを出力するＤＣオフセット補正制御回路と、
   前記オフセット補正制御データに応じて、前記ゲインコントロールアンプの差動入力ＤＣ電圧のオフセットを制御するＤＣ制御回路とを備えたことを特徴とする無線通信受信回路。
2. 前記無線通信受信回路はさらに、ＲＦ電波を受信するアンテナと、前記アンテナから前記プリアンプへの経路を切り替えるスイッチとを備えた請求項１記載の無線通信受信回路。
3. 前記チョッパー型コンパレータは、
   前記ＤＣオフセット補正制御回路からの第１の制御信号に応じて、前記ゲインコントロールアンプの差動出力ＤＣ電圧の一方を導通／遮断する第１のスイッチと、
   前記ＤＣオフセット補正制御回路からの、前記第１の制御信号とは逆位相である第２の制御信号に応じて、前記ゲインコントロールアンプの差動出力ＤＣ電圧の他方を導通／遮断する第２のスイッチと、
   前記第１および第２のスイッチを介して前記ゲインコントロールアンプの差動出力ＤＣ電圧が第１端子に供給されるコンデンサーと、
   前記コンデンサーの第２端子の電圧を反転して増幅し、前記ＤＣオフセット補正制御回路に出力する反転アンプと、
   前記反転アンプの入出力端子間に接続され、前記第１の制御信号に応じて開閉制御される第３のスイッチとを備えた請求項１または２記載の無線通信受信回路。
4. 前記ＤＣ制御回路は、
   前記ＤＣオフセット補正制御回路からの前記オフセット補正制御データをアナログ電圧に変換するディジタル／アナログ変換器と、
   前記ディジタル／アナログ変換器に対する基準電圧を発生する基準電圧発生回路と、
   前記ディジタル／アナログ変換器からの電圧と前記基準電圧との差電圧を差動電流に変換する電圧−電流変換回路と、
   前記ゲインコントロールアンプの一方の入力端子、および前記電圧−電流変換回路からの差動電流の一方の出力端子が一端に接続された第１の抵抗と、
   前記ゲインコントロールアンプの他方の入力端子、および前記電圧−電流変換回路からの差動電流の他方の出力端子が一端に接続された第２の抵抗とを備えた請求項１から３のいずれか一項記載の無線通信受信回路。
5. 前記ゲインコントロールアンプは、
   差動入出力型の演算増幅器と、
   前記演算増幅器の差動入力端子に接続された入力抵抗と、
   前記演算増幅器の差動入力端子と差動出力端子との間に接続された複数のフィードバック抵抗と、
   ゲイン制御を行うために前記複数のフィードバック抵抗の接続状態を切り換える複数のスイッチとを備えた請求項１から４のいずれか一項記載の無線通信受信回路。
6. 前記ゲインコントロールアンプは、
   正転アンプとして機能する第１の演算増幅器と、
   正転アンプとして機能する第２の演算増幅器と、
   前記第１の演算増幅器の反転入力端子と出力端子との間に接続された複数の第１のフィードバック抵抗と、
   前記第２の演算増幅器の反転入力端子と出力端子との間に接続された複数の第２のフィードバック抵抗と、
   ゲイン制御を行うために前記複数の第１のフィードバック抵抗の接続状態を切り換える第１のスイッチと、
   ゲイン制御を行うために前記複数の第２のフィードバック抵抗の接続状態を切り換える第２のスイッチとを備えた請求項１から４のいずれか一項記載の無線通信受信回路。
7. 請求項１から６のいずれか一項記載の無線通信受信回路におけるゲインコントロールアンプ出力のＤＣオフセット電圧補正方法であって、
   （ａ）前記ＤＣオフセット補正制御回路により前記チョッパー型コンパレータを制御するステップと、
   （ｂ）前記チョッパー型コンパレータにより前記ゲインコントロールアンプの差動出力ＤＣ電圧の大小関係を判定するステップと、
   （ｃ）前記チョッパー型コンパレータが比較動作状態にある時に、前記ＤＣオフセット補正制御回路により前記チョッパー型コンパレータからの出力電圧を読み込むステップと、
   （ｄ）前記チョッパー型コンパレータが比較動作状態からリセット状態に移るタイミングで、前記オフセット補正制御データに応じて、前記ＤＣ制御回路により前記ゲインコントロールアンプの出力ＤＣオフセットを変化させるステップと、
   （ｅ）前記ステップ（ａ）から（ｄ）を複数回繰り返すことによって、前記ゲインコントロールアンプの出力ＤＣオフセットを補正するステップとを含むことを特徴とするＤＣオフセット電圧補正方法。

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