JP2005064732A - High frequency module and communication device using same - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は2つ以上の異なる周波数の信号を1つのアンテナを共用して送受信する無線通信システムに関し、分波回路、スイッチ回路、ローパスフィルタ回路、カプラ回路(方向性結合器)、高周波増幅器回路を一つの積層基板に構成したマルチバンド用高周波モジュール及びこれを用いた通信機に関するものである。 The present invention relates to a radio communication system that transmits and receives signals of two or more different frequencies by sharing one antenna, and includes a demultiplexing circuit, a switch circuit, a low-pass filter circuit, a coupler circuit (directional coupler), and a high-frequency amplifier circuit. The present invention relates to a multiband high-frequency module configured on one laminated substrate and a communication device using the same.
携帯無線システムには、例えば主に欧州で盛んなEGSM(Extended Global System for Mobile Communications)方式およびDCS(Digital Cellular System)方式、米国で盛んなPCS(Personal Communication Service)方式、日本で採用されているPDC(Personal Digital Cellular )方式などの時分割マルチプルアクセス(TDMA)を用いた様々なシステムがある。昨今の携帯電話の急激な普及に伴い、特に先進国の主要な大都市部においては各システムに割り当てられた周波数帯域ではシステム利用者を賄いきれず、接続が困難であったり、通話途中で接続が切断するなどの問題が生じている。そこで、利用者が複数のシステムを利用できるようにして、実質的に利用可能な周波数の増加を図り、さらにサービス区域の拡充や各システムの通信インフラを有効活用することが提唱されている。
従来、複数のシステムに対応した小型軽量の高周波回路部品として、例えばEGSMとDCSの2つのシステムに対応した携帯通信機に用いられるデュアルバンド対応の高周波スイッチモジュールが特許文献1に開示されている。また、EGSM、DCS、PCSの3つのシステムに対応した携帯通信機に用いられるトリプルバンド対応の高周波スイッチモジュールが特許文献2で提案されている。
For example, EGSM (Extended Global System for Mobile Communications) method and DCS (Digital Cellular System) method, which are popular in Europe, PCS (Personal Communication Service) method, which is popular in the United States, are adopted in Japan. There are various systems using time division multiple access (TDMA) such as PDC (Personal Digital Cellular). With the rapid spread of mobile phones in recent years, especially in major metropolitan areas in developed countries, it is difficult to connect system users in the frequency bands allocated to each system, making it difficult to connect, or connecting in the middle of a call There are problems such as disconnection. Therefore, it has been proposed that the user can use a plurality of systems to increase the number of frequencies that can be substantially used, and further expand the service area and effectively use the communication infrastructure of each system.
Conventionally, as a small and light high-frequency circuit component compatible with a plurality of systems, for example, a dual-band high-frequency switch module used in a portable communication device compatible with two systems of EGSM and DCS is disclosed in Patent Document 1. Patent Document 2 proposes a triple-band compatible high-frequency switch module used in a portable communication device compatible with three systems of EGSM, DCS, and PCS.
図6にトリプルバンド高周波スイッチモジュールのブロック構成の一例を示す。共用のアンテナANT端子に接続された分波回路Dip(以下、分波器あるいはダイプレクサと言うことがあるが同等のものである。)によりEGSMの周波数帯の信号とDCS/PCSの周波数帯の信号を分波し(逆方向では合成するが、本明細書では分波で説明する。)、第1の高周波スイッチSW1はEGSM送信端子TxとEGSM受信端子Rxとを切り替え、第2の高周波スイッチSW2はDCS/PCS送信端子TxとDCS受信端子Rx及びPCS受信端子Rxとを切り替える。ローパスフィルタLPF1、LPF2は送信経路に挿入されパワーアンプで発生する高調波歪発生量を低減する。カプラCoupler1、Coupler2(以下、方向性結合器と言うことがある。)はパワーアンプの出力を検出しモニタして安定動作を可能にしている。バンドパスフィルタSAW1、SAW2、SAW3はアンテナANTからの受信信号のうち不要周波数成分を除去し、必要成分だけをローノイズアンプに送る。従って、EGSM送信端子TxとDCS/PCS送信端子Txの前段にはパワーアンプHPA1、HPA2が設けられ、EGSM受信端子RxとDCS受信端子Rx及びPCS受信端子Rxの後段にはローノイズアンプLNA1、LNA2、LNA3が設けられている。 FIG. 6 shows an example of a block configuration of a triple band high frequency switch module. Signals in the EGSM frequency band and DCS / PCS frequency band by a demultiplexing circuit Dip (hereinafter sometimes referred to as a demultiplexer or diplexer) connected to the shared antenna ANT terminal The first high-frequency switch SW1 switches between the EGSM transmission terminal Tx and the EGSM reception terminal Rx, and the second high-frequency switch SW2 Switches between the DCS / PCS transmission terminal Tx, the DCS reception terminal Rx, and the PCS reception terminal Rx. The low-pass filters LPF1 and LPF2 are inserted in the transmission path to reduce the amount of harmonic distortion generated by the power amplifier. Couplers Coupler 1 and Coupler 2 (hereinafter sometimes referred to as directional couplers) detect and monitor the output of the power amplifier to enable stable operation. The band pass filters SAW1, SAW2, and SAW3 remove unnecessary frequency components from the received signal from the antenna ANT, and send only the necessary components to the low noise amplifier. Therefore, power amplifiers HPA1 and HPA2 are provided before the EGSM transmission terminal Tx and the DCS / PCS transmission terminal Tx, and low noise amplifiers LNA1, LNA2, LNA3 is provided.
携帯無線システムでは、他との混信を避けるため、基地局から携帯端末(携帯電話機)に発信パワーを交信に必要な最小限の出力となるようにコントロール信号(パワーコントロール信号)が送られている。このコントロール信号に基づいて動作するAPC(Automatic Power Control)回路によって、送信側出力段の高周波パワーアンプは、その出力が制御され、通話に必要な出力となるようにゲート電圧が制御される。このため、パワーアンプ部のパワーを検出する回路を必要としている。通常、高周波電力増幅器の出力を検出するためにカプラ(方向性結合器)が使用されるが、これには単体の方向性結合器を外付け部品として組み込む方法や、高周波パワーアンプを形成する誘電体基板にλ/4線路を用いて直接電極パターンで形成する構造が採用されている。 In the mobile radio system, a control signal (power control signal) is sent from the base station to the mobile terminal (mobile phone) so that the transmission power is the minimum output necessary for communication in order to avoid interference with other devices. . The output of the high-frequency power amplifier at the transmission side output stage is controlled by an APC (Automatic Power Control) circuit that operates based on this control signal, and the gate voltage is controlled so that it becomes an output necessary for a call. For this reason, a circuit for detecting the power of the power amplifier section is required. Usually, a coupler (directional coupler) is used to detect the output of a high-frequency power amplifier. This includes a method of incorporating a single directional coupler as an external component, and a dielectric forming a high-frequency power amplifier. A structure is used in which a body electrode is directly formed with an electrode pattern using a λ / 4 line.
携帯通信機の小型軽量化の要求は依然として強く、部品の共有化や機能を集約したモジュール化が進められている。例えば、図6の点線で囲まれた回路部品は、LTCC(Low Temperature Co-fired Ceramics)等の誘電体シートを多層に積み重ねた積層体内に伝送線路やコンデンサを電極パターンにより形成し、ダイオード等を積層体上に搭載したマルチバンド用アンテナスイッチモジュールASMとして実現されている(上記特許公報参照)。また、一点鎖線で囲まれた範囲のモジュール化についてもディスクリートのSAWフィルタを積層体上に搭載した形で実現されている。 There is still a strong demand for reducing the size and weight of portable communication devices, and parts sharing and modularization of functions are being promoted. For example, the circuit components surrounded by the dotted lines in FIG. 6 are formed by forming transmission lines and capacitors with electrode patterns in a multilayer body in which dielectric sheets such as LTCC (Low Temperature Co-fired Ceramics) are stacked in layers, and forming diodes and the like. This is realized as a multiband antenna switch module ASM mounted on a laminate (see the above-mentioned patent publication). In addition, modularization within the range surrounded by the alternate long and short dash line is also realized by mounting a discrete SAW filter on the laminate.
一方、携帯通信機の送信側では比較的大電力の信号を出力するために、数W程度のパワーアンプ(高周波増幅器、ハイパワーアンプ等)が用いられる。携帯電話機等は小型で低消費電力にする必要があるため、DC電力の大部分を消費するパワーアンプには、DC−RF電力変換効率(電力付加効率とも言う。)が高く小型であることが求められる。特に携帯電話機等においては、機器が小型であることと、電池の1回充電当たりの通話時間の長さが製品の重要なセールス・ポイントであるために、パワーアンプの小型化と高効率化が必須である。 On the other hand, a power amplifier (high frequency amplifier, high power amplifier, etc.) of about several watts is used on the transmitting side of the portable communication device in order to output a relatively high power signal. Since mobile phones and the like need to be small and have low power consumption, a power amplifier that consumes most of the DC power has high DC-RF power conversion efficiency (also referred to as power added efficiency) and is small. Desired. Especially in mobile phones, the downsizing and high efficiency of power amplifiers can be achieved because the devices are small and the length of talk time per battery charge is an important selling point. It is essential.
これら高周波増幅器とアンテナスイッチモジュール及びカプラを一つの積層基板に構成した高周波モジュールの例が特許文献3に開示されている。この例は、カプラにローパスフィルタ機能を持たせると共に電力増幅器と、スイッチ回路、カプラとの間にそれぞれ干渉防止接地用パターンを設けたものであった。しかしながら、このものではカプラとスイッチ回路との間で新たな共振モードが生じてしまい所定の減衰特性が得られないと言う問題がある。また、方向性結合器の出力変動や送信信号のアイソレーションにまで言及したものではなく、方向性結合器を構成する主線路及び副線路の電極パターンの配置にまで配慮はされていない。 An example of a high-frequency module in which the high-frequency amplifier, the antenna switch module, and the coupler are configured on one laminated substrate is disclosed in Patent Document 3. In this example, the coupler is provided with a low-pass filter function, and an interference prevention ground pattern is provided between the power amplifier, the switch circuit, and the coupler. However, this has a problem that a new resonance mode is generated between the coupler and the switch circuit, and a predetermined attenuation characteristic cannot be obtained. Moreover, it does not mention even the output fluctuation of the directional coupler and the isolation of the transmission signal, and no consideration is given to the arrangement of the electrode patterns of the main line and the sub line constituting the directional coupler.
また、高周波増幅器の出力電力をモニタするカプラを一体化したもので、主線路と副線路の線路幅を互いに異なるようにした高周波モジュールが特許文献4に開示されている。しかしながら、この例の方向性結合器は、主線路と副線路の一部が並んで、かつ所定長さ重ねて配置した、いわゆる重ね型方向性結合器であった。重ね型方向性結合器の電極パターンは誘電体層上の配置に制約があり、またスペースを大きくとるので小型化がし難くいという問題がある。
Further,
従来より、高周波モジュールの一層の小型化と、挿入損失低減及び高調波減衰特性の向上を図ることが恒久的な課題である。マルチバンド用アンテナスイッチ回路と高周波増幅器回路及びカプラ回路を一つの積層基板にモジュール化した例は見られるが、特許文献3及び特許文献4は共に方向性結合器とスイッチ回路間、特に送信経路に設けたローパスフィルタとのアイソレーションについての改善は何ら示されていない。ローパスフィルタの減衰特性を向上させるためには方向性結合器の出力変動や送信信号の相互干渉を避けることが必要である。 Conventionally, it is a permanent problem to further reduce the size of a high-frequency module, to reduce insertion loss, and to improve harmonic attenuation characteristics. There are examples in which a multiband antenna switch circuit, a high-frequency amplifier circuit, and a coupler circuit are modularized on a single laminated substrate. No improvement is shown for the isolation with the provided low-pass filter. In order to improve the attenuation characteristics of the low-pass filter, it is necessary to avoid fluctuations in the output of the directional coupler and mutual interference of transmission signals.
本発明はこのような問題に鑑み、アンテナスイッチ回路、ローパスフィルタ回路、カプラ回路及び高周波増幅器回路を積層基板内に一体モジュール化した高周波モジュールであって、主にカプラ(方向性結合器)の電極パターンの配置構成を見直すことにより、送信系路に設けたローパスフィルタとカプラとのアイソレーションを良くし、よって減衰量特性が向上した小型の高周波モジュールを提供するものである。またこの高周波モジュールを用いた携帯電話機などの通信機を提供するものである。 In view of such problems, the present invention is a high-frequency module in which an antenna switch circuit, a low-pass filter circuit, a coupler circuit, and a high-frequency amplifier circuit are integrated into a laminated substrate, and is mainly an electrode of a coupler (directional coupler). By reexamining the pattern arrangement, it is possible to provide a small high-frequency module in which the isolation between the low-pass filter and the coupler provided in the transmission path is improved, and thus the attenuation characteristic is improved. The present invention also provides a communication device such as a cellular phone using the high frequency module.
本発明は、通過帯域が異なる複数の送受信系を高周波数側の信号と低周波数側の信号に分ける分波回路と、前記分波回路に接続され、前記送受信系の送信系と受信系との接続を切り替えるスイッチ回路と、前記複数の送受信系の各送信系に設けられたローパスフィルタとを有し、前記分波回路はLC回路で構成され、前記スイッチ回路はスイッチング素子と伝送線路を主構成とし、前記ローパスフィルタはLC回路で構成され、前記分波回路のLC回路、前記ローパスフィルタのLC回路及び前記スイッチ回路の伝送線路の少なくとも一部は、複数の誘電体層を積層してなる積層基板の基板内に電極パターンにより構成し、前記スイッチング素子またはLC回路の一部を構成するチップ素子は前記積層基板上に配置したスイッチモジュール部と、
前記複数の送受信系の送信系に接続され、少なくとも半導体素子と電源供給回路と整合回路とを有し、前記電源供給回路と整合回路を構成する伝送線路及びLC回路の少なくとも一部は、前記積層基板内に電極パターンにより構成し、前記半導体素子またはLC回路の一部を構成するチップ素子は前記積層基板上に配置した高周波増幅器モジュール部と、
前記スイッチモジュール部と前記高周波増幅器モジュール部の間に、前記高周波増幅器の出力をモニタするカプラを有し、前記カプラは主線路と副線路とで構成され、前記主線路と副線路は前記積層基板内の異なる誘電体層に電極パターンにより構成され、これらは異なる送信系ごとに誘電体層の水平方向の別領域に分けて配置されており、かつ、前記カプラの副線路を構成する電極パターンと前記ローパスフィルタの伝送線路を構成する電極パターンは同じ誘電体層に設け、他方、カプラの主線路を構成する電極パターンは前記副線路を設けた誘電体層とは異なる誘電体層に配置した高周波モジュールである。
The present invention provides a demultiplexing circuit that divides a plurality of transmission / reception systems having different passbands into a high-frequency signal and a low-frequency signal, and is connected to the demultiplexing circuit, and includes a transmission system and a reception system of the transmission / reception system A switch circuit for switching connection; and a low-pass filter provided in each transmission system of the plurality of transmission / reception systems, wherein the branching circuit is configured by an LC circuit, and the switching circuit is mainly configured by a switching element and a transmission line. And the low-pass filter is composed of an LC circuit, and at least a part of the LC circuit of the branching circuit, the LC circuit of the low-pass filter, and the transmission line of the switch circuit is a laminate of a plurality of dielectric layers. A switch module unit configured by an electrode pattern in a substrate, and a chip element constituting a part of the switching element or the LC circuit disposed on the laminated substrate ,
Connected to the transmission systems of the plurality of transmission / reception systems, having at least a semiconductor element, a power supply circuit, and a matching circuit, and at least a part of the transmission line and the LC circuit constituting the power supply circuit and the matching circuit are the stacked layers A chip element that is configured by an electrode pattern in the substrate, and that constitutes a part of the semiconductor element or the LC circuit, and a high-frequency amplifier module unit disposed on the laminated substrate;
A coupler for monitoring the output of the high-frequency amplifier is provided between the switch module unit and the high-frequency amplifier module unit, and the coupler includes a main line and a sub-line, and the main line and the sub-line are the laminated substrate. Are formed by electrode patterns on different dielectric layers, and are arranged separately in different regions in the horizontal direction of the dielectric layers for different transmission systems, and the electrode patterns constituting the sub-line of the coupler The electrode pattern constituting the transmission line of the low-pass filter is provided on the same dielectric layer, while the electrode pattern constituting the main line of the coupler is disposed on a dielectric layer different from the dielectric layer provided with the sub line. It is a module.
本発明の方向性結合器を構成する電極パターンの配置について見てみると、まず、異なる周波数帯ごとに水平方向の領域を分けて設けたので異なる周波数帯の主線路と副線路が積層基板の上下方向で(基板の上から投影して)重なることがなく相互干渉が起こらない。また、副線路を形成した誘電体層と主線路を形成した誘電体層が上下方向に分かれて且つまとめて構成されるので主線路と副線路のそれぞれの線路長をそれぞれ独立して変化させて最適化でき、カップリング量の設定がし易い。また、主線路長だけを長くして位相制御を行うなどの応用も出来る。さらに、副線路とローパスフィルタの伝送線路とは同じ層に形成されるが、送信信号が通る主線路とは異なる層に形成されるので送信信号の干渉が抑制されアイソレーションが良くなり、ローパスフィルタの減衰特性レベルが向上し、結果的にモジュールのアンテナ端子からの高調波発生量を低減できる。 Looking at the arrangement of the electrode patterns constituting the directional coupler of the present invention, first, since the horizontal region is provided separately for each different frequency band, the main line and the sub line of different frequency bands are formed on the laminated substrate. There is no overlap in the vertical direction (projected from the top of the substrate) and no mutual interference occurs. In addition, since the dielectric layer forming the sub line and the dielectric layer forming the main line are divided in the vertical direction and configured together, the line lengths of the main line and the sub line can be changed independently. It can be optimized and the coupling amount is easy to set. In addition, it is possible to apply the phase control by increasing only the main line length. Furthermore, although the sub line and the transmission line of the low-pass filter are formed in the same layer, they are formed in a layer different from the main line through which the transmission signal passes, so that interference of the transmission signal is suppressed and isolation is improved. As a result, the amount of harmonics generated from the antenna terminal of the module can be reduced.
本発明の高周波モジュールは、前記カプラの副線路を2つ以上の異なる誘電体層にわたってコイル状に形成し、当該副線路を構成する複数の誘電体層の下層に前記カプラの主線路を2つ以上の異なる誘電体層にわたってコイル状に形成することが望ましい。このようにいわばコイル型方向性結合器とすることによりスペースを有効利用して小型化が出来る。そして電流の向きが同方向となり近接する伝送線路間の磁界は強め合いカップリング率が増大し、小さなスペースで線路長をより短くすることができ、主線路を通過する信号の損失を低減できる。また、主線路は副線路よりも積層基板の下層に位置しそれだけシールド電極(グランド電極)に近い配置となる。これにより主線路からの漏れ磁界が少なくなり、さらに高調波発生量を低減できる。また副線路の一端には50Ω抵抗により終端する必要があるが、副線路を積層基板上の上部に配置することにより、前記50Ωへの引き回しを最短にすることが可能となり、更なる小型化が可能となる。 In the high-frequency module of the present invention, the sub-line of the coupler is formed in a coil shape over two or more different dielectric layers, and two main lines of the coupler are formed below a plurality of dielectric layers constituting the sub-line. It is desirable to form it in a coil shape over the above different dielectric layers. Thus, by using a coil-type directional coupler, space can be effectively used to reduce the size. And the direction of the current is the same direction, the magnetic fields between adjacent transmission lines are strengthened, the coupling rate increases, the line length can be shortened in a small space, and the loss of the signal passing through the main line can be reduced. In addition, the main line is positioned below the laminated substrate than the sub line, and the arrangement is closer to the shield electrode (ground electrode). As a result, the leakage magnetic field from the main line is reduced, and the amount of harmonic generation can be further reduced. Also, one end of the sub line needs to be terminated by a 50Ω resistor, but by placing the sub line on the top of the laminated substrate, it is possible to minimize the routing to the 50Ω, and further miniaturization can be achieved. It becomes possible.
本発明の高周波モジュールは、少なくとも1つの誘電体層に形成されたカプラの主線路又は副線路のうちどちらか一方の線路幅が、他の誘電体層に形成された他方の線路幅とは異なるようにすることが望ましい。これは例えば副線路を形成した複数の誘電体層のうち1層の線路幅を他の誘電体層に設けた主線路の線路幅よりも太くすることで実施される。このような線路幅の調節を図ることにより素子間のインピーダンスを調整でき、インピーダンス整合が容易に出来る。また、副線路もしくは主線路のどちらか一方の線路幅を大きく形成しておく事により、主線路と副線路の平面方向の積層ズレが生じた場合でも、主線路と副線路の重なり具合は線路幅の差により緩和されるため、カップリング量のバラツキを実用可能なレベルにまで低減できる。 In the high frequency module of the present invention, the line width of one of the main line and the sub line of the coupler formed in at least one dielectric layer is different from the width of the other line formed in the other dielectric layer. It is desirable to do so. This is implemented, for example, by making the line width of one of the plurality of dielectric layers forming the sub-line thicker than the line width of the main line provided on the other dielectric layer. By adjusting the line width in this way, the impedance between the elements can be adjusted, and impedance matching can be easily performed. In addition, by forming the line width of either the sub line or the main line large, even if there is a stacking misalignment between the main line and the sub line in the plane direction, the overlap between the main line and the sub line is Since it is alleviated by the difference in width, the variation in coupling amount can be reduced to a practical level.
本発明の高周波モジュールは、積層基板のスイッチモジュール部の領域と高周波増幅器モジュール部の領域との間に、グランドに通じるシールド電極あるいは縦列したスルーホール電極を適宜の誘電体層に設け、カプラの主線路及び副線路を構成する電極パターンを前記シールド電極により挟むことが望ましい。即ち、副線路及び主線路を上下方向に投影した位置にグランド電極と実質的に同じ効果を持つ電極が配置されることになり、カプラの主線路及び副線路からの磁力線が周辺回路へ伝播することが阻止されると同時に周辺回路からの不要ノイズの伝播も阻止されるため、アイソレーションの向上と結合特性の安定化が同時に実現可能となる。また、スイッチモジュール部と高周波増幅器モジュール部の間に前記カップラに付随したシールド電極および同じくグランドに通じる縦列した簾状のスルーホール電極を設けることによりスイッチモジュール部と高周波増幅器モジュール部の相互干渉が防止される。 The high frequency module of the present invention is provided with a shield electrode leading to the ground or a cascaded through-hole electrode on an appropriate dielectric layer between the switch module portion region and the high frequency amplifier module portion region of the multilayer substrate, and a coupler main body. It is desirable to sandwich the electrode pattern constituting the line and the sub line between the shield electrodes. That is, an electrode having substantially the same effect as the ground electrode is disposed at a position where the sub line and the main line are projected in the vertical direction, and the magnetic lines of force from the main line and the sub line of the coupler propagate to the peripheral circuit. At the same time, the propagation of unnecessary noise from the peripheral circuit is also prevented, so that it is possible to simultaneously improve the isolation and stabilize the coupling characteristics. Also, by providing a shield electrode attached to the coupler and a vertical bowl-shaped through-hole electrode that leads to the ground between the switch module unit and the high-frequency amplifier module unit, mutual interference between the switch module unit and the high-frequency amplifier module unit is prevented. Is done.
また、異なる送信系ごとに誘電体層の水平方向の別領域に分けて配置されたカプラの主線路又は副線路は、誘電体層の(水平方向)中心線に対し略対称に配置されている。これにより、異なる送信経路間のアイソレーションが向上し、結果的にモジュールのアンテナ端子からの高調波発生量を低減できる。また、誘電体基板内の電極配置が面内に対して対称となり、誘電体内部の電極密度を均一化できる。一般的に同時焼成セラミックス基板の製造プロセスにおいては、その焼成工程の前後において誘電体基板がある比率で収縮する。この比率は基板のセラミックス材と電極材の密度により変化するため、誘電体内部の電極密度を均一化することにより、焼成後の基板寸法を精度良くコントロールすることが可能となる。 In addition, the main line or the sub line of the coupler arranged separately in the horizontal region of the dielectric layer for each different transmission system is arranged substantially symmetrically with respect to the (horizontal direction) center line of the dielectric layer. . Thereby, the isolation between different transmission paths is improved, and as a result, the amount of harmonics generated from the antenna terminal of the module can be reduced. Further, the electrode arrangement in the dielectric substrate is symmetric with respect to the in-plane, and the electrode density inside the dielectric can be made uniform. Generally, in the process of manufacturing a co-fired ceramic substrate, the dielectric substrate shrinks at a certain ratio before and after the firing step. Since this ratio varies depending on the density of the ceramic material and the electrode material of the substrate, it is possible to accurately control the substrate size after firing by making the electrode density inside the dielectric uniform.
前記ローパスフィルタの伝送線路および前記高周波増幅器モジュール部の出力段の整合回路を構成する伝送線路のインピーダンスは出来る限り大きい方が望ましく、伝送線路とグランドの間隔を出来るだけ大きく設定する必要がある。このため、カップラの副線路、ローパスフィルタの伝送線路、高周波増幅器モジュール部の出力段の整合回路を構成する伝送線路を誘電体基板厚み方向に対してより上層側に、概ね誘電体基板厚みの略1/3より上層側に形成する。これによりモジュールの通過損失特性、減衰量特性を向上することが可能となる。 The impedance of the transmission line constituting the transmission line of the low-pass filter and the matching circuit of the output stage of the high-frequency amplifier module section is desirably as large as possible, and the distance between the transmission line and the ground needs to be set as large as possible. For this reason, the sub-line of the coupler, the transmission line of the low-pass filter, and the transmission line constituting the matching circuit of the output stage of the high-frequency amplifier module section are arranged on the upper side with respect to the thickness direction of the dielectric board. It is formed on the upper layer side from 1/3. This makes it possible to improve the passage loss characteristics and attenuation characteristics of the module.
本発明の高周波モジュールに用いられる前記積層基板において、前記カプラの副線路を構成するコイル状の電極パターンと少なくとも前記ローパスフィルタの伝送線路を構成するコイル状の電極パターンを2つ以上の異なる誘電体層にわたって形成した伝送線路の電極パターンを主体とする上部層と、前記カプラの主線路を構成するコイル状の電極パターンと少なくとも前記ローパスフィルタの容量を構成する電極パターンを2つ以上の異なる誘電体層にわたって設けた容量電極を主体とする中部層と、前記分波回路とスイッチ回路の伝送線路を構成するコイル状の電極パターンを2つ以上の異なる誘電体層にわたって設けた伝送線路を主体とする下部層とからなり、これら上部層と中部層及び下部層のそれぞれにグランドに通じるシールド電極を有している。このように積層基板の上下方向の領域で各電極パターンをまとめて形成し、これらをグランド電極で区分けしているので上下素子間の干渉が抑制される。 In the laminated substrate used in the high-frequency module of the present invention, the coiled electrode pattern constituting the sub-line of the coupler and the coiled electrode pattern constituting at least the transmission line of the low-pass filter are divided into two or more different dielectrics. Two or more different dielectrics comprising an upper layer mainly composed of an electrode pattern of a transmission line formed over the layers, a coiled electrode pattern constituting the main line of the coupler, and an electrode pattern constituting at least the capacitance of the low-pass filter Mainly a middle layer mainly composed of capacitive electrodes provided over the layers, and a transmission line mainly comprising two or more different dielectric layers with coiled electrode patterns constituting the transmission lines of the branching circuit and the switch circuit. Shield that consists of a lower layer and leads to the ground in each of the upper layer, middle layer and lower layer It has a very. As described above, the electrode patterns are collectively formed in the vertical region of the multilayer substrate and are separated by the ground electrode, so that interference between the upper and lower elements is suppressed.
本発明の高周波モジュールにおいて、カプラの副線路の一端に50Ω終端を接続し、他端をカップリングポートとして外部電極に接続される。これにより異なる送信系に対応した複数の独立したカップリングポートを具備した高周波モジュールが提供される。 In the high frequency module of the present invention, a 50Ω termination is connected to one end of the sub-line of the coupler, and the other end is connected to an external electrode as a coupling port. This provides a high frequency module having a plurality of independent coupling ports corresponding to different transmission systems.
本発明の高周波モジュールにおいて、異なる送信系に対応した複数の副線路を積層基板内で直列接続し、かつ一端を50Ωで終端し、他端をカップリングポートとして外部電極に接続される。これにより、異なる送信系に対応した単一のカップリングポートを具備した高周波モジュールが提供される。 In the high-frequency module of the present invention, a plurality of sub-lines corresponding to different transmission systems are connected in series in the laminated substrate, one end is terminated at 50Ω, and the other end is connected to an external electrode as a coupling port. Thereby, a high frequency module having a single coupling port corresponding to different transmission systems is provided.
本発明によれば、カプラの副線路とローパスフィルタの伝送線路を同一層に形成し、主線路は別の層に形成したので、ローパスフィルタとカプラ間のアイソレーションが良く、ローパスフィルタの減衰量特性が向上した高周波モジュールとなすことができる。また、カプラはコイル型方向性結合器で構成したのでカップリング長の設定がし易く、小型化が可能となり、且つ損失を低減することが出来る。
本発明によれば上記した高周波モジュールを搭載することにより小型軽量で電力付加効率の高い通信機となすことができる。
According to the present invention, since the sub-line of the coupler and the transmission line of the low-pass filter are formed in the same layer and the main line is formed in a separate layer, the isolation between the low-pass filter and the coupler is good, and the attenuation of the low-pass filter A high-frequency module with improved characteristics can be obtained. Further, since the coupler is composed of a coil type directional coupler, the coupling length can be easily set, the size can be reduced, and the loss can be reduced.
According to the present invention, a communication device having a small size and light weight and high power added efficiency can be obtained by mounting the above-described high-frequency module.
以下、図面を参照して本発明の高周波モジュールの一実施例を携帯電話システムを例に説明する。
先ず、一般に携帯電話システムでは、周囲の携帯電話機との混信を避けるため、基地局から携帯電話へ向けて、発信出力が交信に必要な最小限度のパワーとなるように制御信号(パワーコントロール信号)が送られている。この制御信号に基づいて動作するAPC(Automatic Power Control)回路によって、送信側出力段の高周波増幅器では、その送信出力が通話に必要な出力となるようにゲート電圧が制御される。これは実際に高周波増幅器から出力されている電力をカプラによりモニタして得られた検知信号と、基地局からのパワーコントロール信号とを比較し制御される。このように、携帯電話の通信システムでは周囲環境に適応するよう出力を可変させて通話を行うことにより、他の携帯電話との間で混信を生じ難くくし、通話品質を安定維持できるように構築されている。
尚、欧州のデジタル携帯電話のシステムにおいて高周波増幅器の出力検出回路は大きく分けて2つの方式がある。一つは高周波増幅器の出力端子にカプラ回路を取り付け、出力電力を検出する方式と、もう一つの方式は高周波増幅器部に1〜10Ω程度の抵抗を付け、電圧降下から消費電力を求め、高周波電力に換算する方式の2つである。一般的に前者は積層体への回路形成で実現され、後者には色々な種類の派生手段がある。例えば搭載部品や半導体チップへの回路集積で実現される等である。本発明は、前者の方式で出力電力をカプラでモニタする場合である。
Hereinafter, an embodiment of a high-frequency module according to the present invention will be described with reference to the drawings, taking a mobile phone system as an example.
First, in general, in a mobile phone system, in order to avoid interference with surrounding mobile phones, a control signal (power control signal) is set so that the outgoing output becomes the minimum power necessary for communication from the base station to the mobile phone. Has been sent. With an APC (Automatic Power Control) circuit that operates based on this control signal, the gate voltage is controlled in the high-frequency amplifier at the transmission side output stage so that the transmission output becomes an output necessary for a call. This is controlled by comparing the detection signal actually obtained by monitoring the power output from the high-frequency amplifier with a coupler and the power control signal from the base station. In this way, mobile phone communication systems are built to make it difficult for interference to occur with other mobile phones and to maintain stable call quality by changing the output so as to adapt to the surrounding environment. Has been.
In European digital cellular phone systems, there are two main types of output detection circuits for high-frequency amplifiers. One is to attach a coupler circuit to the output terminal of the high-frequency amplifier and detect the output power, and the other is to attach a resistor of about 1 to 10Ω to the high-frequency amplifier section and obtain the power consumption from the voltage drop. There are two ways to convert to In general, the former is realized by forming a circuit in a laminate, and the latter has various types of derivation means. For example, it is realized by circuit integration on a mounted component or a semiconductor chip. The present invention is a case where output power is monitored by a coupler in the former method.
実施例は図6の実線で示す範囲、即ち、EGSM、DCS、PCSトリプルバンドシステムであって、分波回路(Dip)、スイッチ回路(SW1、SW2)、ローパスフィルタ回路(LPF1、LPF2)、カプラ回路(Coupler1、Coupler2)、高周波増幅器回路(HPA1、HPA2)を一つの積層基板に構成したマルチバンド用高周波モジュールである。図1にアンテナスイッチモジュール部の等価回路の一例を示す。図2に高周波増幅器モジュール部の等価回路の一例を示す。図3は積層基板を構成する誘電体シートの展開図を示す。図4は積層基板要部の模式的な断面図を示す。 The embodiment is a range indicated by a solid line in FIG. 6, that is, an EGSM, DCS, PCS triple-band system, a demultiplexing circuit (Dip), a switch circuit (SW1, SW2), a low-pass filter circuit (LPF1, LPF2), and a coupler. This is a multiband high-frequency module in which a circuit (Coupler1, Coupler2) and a high-frequency amplifier circuit (HPA1, HPA2) are configured on one laminated substrate. FIG. 1 shows an example of an equivalent circuit of the antenna switch module unit. FIG. 2 shows an example of an equivalent circuit of the high-frequency amplifier module unit. FIG. 3 is a development view of the dielectric sheet constituting the laminated substrate. FIG. 4 is a schematic cross-sectional view of the main part of the multilayer substrate.
図1において分波器(以下、ダイプレクサ)Dipは、伝送線路Lf1〜Lf3および容量Cf1〜Cf4により構成される。伝送線路Lf2と容量Cf1は直列共振回路を形成し、DCS帯域(送信周波数:1710〜1785MHz、受信周波数:1805〜1880MHz)およびPCS帯域(送信周波数:1850〜1910MHz、受信周波数:1930〜1990MHz)に共振周波数を持つように設計する。本例では1.8GHzに減衰極をあわせた。また、伝送線路Lf3と容量Cf3は直列共振回路を形成し、EGSM帯域(送信周波数:880〜915MHz、受信周波数:925〜960MHz)に共振周波数を持つように設計する。本例では0.9GHzに減衰極をあわせた。この回路により、EGSM系の信号とDCS/PCS系の信号とを分波合成することが可能となる。伝送線路Lf1はDCS/PCS系の信号の周波数にとって高インピーダンスになるようにある程度の長さに設定するのが好ましい。これによりDCS/PCS系の信号がEGSM系の経路へ伝送し難くなる。他方、容量Cf2、Cf4はEGSM系の信号の周波数にとって高インピーダンスになるように比較的小さい容量値に設定されるのが好ましい。これによりEGSM系の信号がDCS/PCS系の経路へ伝送しにくくなる。
また、アンテナANTとダイプレクサDipの間に一端が接地されたインダクタLfを静電気破壊対策の為に挿入している。これは人体などに帯電した電荷がアンテナ端子から印加された場合、電圧サージによりPINダイオードやGaAs半導体などが破壊される可能性があり、インダクタLfは、この電圧サージをGNDへ逃がす働きをする。
In FIG. 1, a duplexer (hereinafter referred to as a diplexer) Dip includes transmission lines Lf1 to Lf3 and capacitors Cf1 to Cf4. The transmission line Lf2 and the capacitor Cf1 form a series resonance circuit, and in the DCS band (transmission frequency: 1710 to 1785 MHz, reception frequency: 1805 to 1880 MHz) and PCS band (transmission frequency: 1850 to 1910 MHz, reception frequency: 1930 to 1990 MHz) Design to have a resonant frequency. In this example, the attenuation pole is set to 1.8 GHz. The transmission line Lf3 and the capacitor Cf3 form a series resonance circuit and are designed to have a resonance frequency in the EGSM band (transmission frequency: 880 to 915 MHz, reception frequency: 925 to 960 MHz). In this example, the attenuation pole is set to 0.9 GHz. This circuit makes it possible to demultiplex and synthesize an EGSM signal and a DCS / PCS signal. The transmission line Lf1 is preferably set to a certain length so as to have a high impedance for the frequency of the DCS / PCS signal. This makes it difficult to transmit DCS / PCS signals to EGSM routes. On the other hand, the capacitors Cf2 and Cf4 are preferably set to relatively small capacitance values so as to have a high impedance with respect to the frequency of the EGSM signal. This makes it difficult for EGSM signals to be transmitted to the DCS / PCS route.
In addition, an inductor Lf having one end grounded is inserted between the antenna ANT and the diplexer Dip to prevent electrostatic breakdown. This is because when a charge charged on a human body or the like is applied from an antenna terminal, a PIN surge or a GaAs semiconductor may be destroyed by a voltage surge, and the inductor Lf functions to release this voltage surge to GND.
第1のスイッチ回路SW1は、容量Cf、Cg4、伝送線路Lg2、Lg3、PINダイオードDg1、Dg2、および抵抗Rgにより構成される。伝送線路Lg2、Lg3はEGSMの送信周波数帯においてλ/4共振器となるように伝送線路の長さを設定する。ただし、伝送線路Lg2はEGSMの送信周波数においてグランドレベルがオープン(高インピーダンス状態)に見える程度のチョークコイルでも代用可能である。抵抗Rgはコントロール電源VC1がHigh状態での第1、第2のダイオードDg1、Dg2に流れる電流を決定する。容量Cf、Cg4はコントロール電源のDCカットのために必要である。コントロール電源VC1がHighの時にはPINダイオードDg2には接続ワイヤなどの寄生インダクタンスが存在するため、これを打ち消すように容量Cg4と直列共振させる。 The first switch circuit SW1 includes capacitors Cf and Cg4, transmission lines Lg2 and Lg3, PIN diodes Dg1 and Dg2, and a resistor Rg. The lengths of the transmission lines are set so that the transmission lines Lg2 and Lg3 are λ / 4 resonators in the EGSM transmission frequency band. However, the transmission line Lg2 can be replaced with a choke coil whose ground level appears to be open (high impedance state) at the EGSM transmission frequency. The resistor Rg determines the current flowing through the first and second diodes Dg1 and Dg2 when the control power supply VC1 is in the high state. Capacitances Cf and Cg4 are necessary for DC cut of the control power supply. When the control power source VC1 is high, the PIN diode Dg2 has a parasitic inductance such as a connection wire, and therefore, series resonance is caused with the capacitor Cg4 so as to cancel this.
以上によりコントロール電源VC1がHighの時には、第1、第2のダイオードDg1、Dg2は共にONとなり、第2のダイオードDg2と伝送線路Lg3の接続点がグランドレベルとなり、λ/4共振器である伝送線路Lg3の反対側のインピーダンスが無限大となる。したがって、コントロール電源VC1がHighの時にはダイプレクサDip〜EGSM Rx間の経路では信号は通過できず、ダイプレクサDip〜EGSM Tx間の経路では信号が通過しやすくなる。一方、コントロール電源VC1がLowの時には第1のダイオードDg1もOFFとなりダイプレクサDip〜EGSM Tx間の経路では信号は通過できず、また第2のダイオードDg2もOFFであるので、ダイプレクサDip〜EGSM Rx間の経路では信号が通過しやすくなる。以上の構成により、EGSM信号の送受信の切り替えが可能となる。 As described above, when the control power supply VC1 is high, both the first and second diodes Dg1 and Dg2 are turned on, the connection point between the second diode Dg2 and the transmission line Lg3 becomes the ground level, and the transmission is a λ / 4 resonator. The impedance on the opposite side of the line Lg3 becomes infinite. Therefore, when the control power source VC1 is High, a signal cannot pass through the path between the diplexers Dip and EGSM Rx, and the signal easily passes through the path between the diplexers Dip and EGSM Tx. On the other hand, when the control power supply VC1 is low, the first diode Dg1 is also turned off, and no signal can pass through the path between the diplexer Dip and EGSM Tx, and the second diode Dg2 is also turned off, so between the diplexer Dip and EGSM Rx. It is easier for signals to pass through this route. With the above configuration, transmission / reception of EGSM signals can be switched.
第2のスイッチ回路SW2は、容量Cp,Cd4,Cp2,Cp4、伝送線路Ld2,Ld3,Lp2,Lp3、PINダイオードDd1,Dd2,Dp1,Dp2および抵抗Rd、Rpにより構成される。伝送線路Ld2,Ld3,Lp2,Lp3はDCS/PCSの信号の周波数においてλ/4共振器となるように伝送線路の長さを設定する。ただし、伝送線路Ld2、はDCSの送信周波数において、Lp2はPCSの送信周波数においてグランドレベルがオープン(高インピーダンス状態)に見える程度のチョークコイルでも代用可能である。抵抗Rdはコントロール電源VC2がHigh状態での第3、第4のダイオードDd1、Dd2に流れる電流を決定する。抵抗Rpはコントロール電源VC3がHigh状態での第5、第6のダイオードDp1、Dp2に流れる電流を決定する。容量Cd4、Cp、Cp4はコントロール電源のDCカットのために必要である。またコントロール電源VC2がHighの時にはPINダイオードDd2には接続ワイヤなどの寄生インダクタンスが存在するため、容量Cd4と直列共振するように容量Cd4の容量値を設定する。 The second switch circuit SW2 includes capacitors Cp, Cd4, Cp2, Cp4, transmission lines Ld2, Ld3, Lp2, Lp3, PIN diodes Dd1, Dd2, Dp1, Dp2, and resistors Rd, Rp. Transmission line Ld2, Ld3, Lp2, Lp3 sets the length of the transmission line so as to be a λ / 4 resonator at the frequency of the DCS / PCS signal. However, the transmission line Ld2 can be replaced with a DCS transmission frequency, and Lp2 can be replaced with a choke coil whose ground level appears to be open (high impedance state) at the PCS transmission frequency. The resistor Rd determines the current flowing through the third and fourth diodes Dd1 and Dd2 when the control power supply VC2 is in the high state. The resistor Rp determines the current flowing through the fifth and sixth diodes Dp1, Dp2 when the control power supply VC3 is in the high state. Capacitances Cd4, Cp, and Cp4 are necessary for DC cut of the control power supply. When the control power supply VC2 is high, the PIN diode Dd2 has a parasitic inductance such as a connection wire, so the capacitance value of the capacitor Cd4 is set so as to resonate in series with the capacitor Cd4.
以上によりコントロール電源VC2がHighの時には、第3、第4のダイオードDd1、Dd2は共にONとなり、第4のダイオードDd2と伝送線路Ld3の接続点がグランドレベルとなり、λ/4共振器である伝送線路Ld3の反対側のインピーダンスが無限大となる。したがって、コントロール電源VC2がHighの時にはダイプレクサDip〜PCS RxおよびダイプレクサDip〜DCS Rx間の経路では信号は通過できず、ダイプレクサDip〜DCS/PCS Tx間の経路では信号が通過しやすくなる。一方、コントロール端子VC2がLowの時には第3のダイオードDd1もOFFとなりダイプレクサDip〜DCS/PCS Tx間の経路では信号は通過できず、また第4のダイオードDd2もOFFであるのでダイプレクサDip〜PCS RxおよびダイプレクサDip〜DCS Rx間の経路では信号が通過しやすくなる。 As described above, when the control power source VC2 is High, the third and fourth diodes Dd1 and Dd2 are both turned on, the connection point between the fourth diode Dd2 and the transmission line Ld3 is at the ground level, and the transmission is a λ / 4 resonator. The impedance on the opposite side of the line Ld3 becomes infinite. Therefore, when the control power source VC2 is High, signals cannot pass through the path between the diplexers Dip to PCS Rx and the diplexers Dip to DCS Rx, and signals easily pass through the path between the diplexers Dip to DCS / PCS Tx. On the other hand, when the control terminal VC2 is Low, the third diode Dd1 is also turned OFF, and the signal cannot pass through the path between the diplexer Dip and DCS / PCS Tx, and the fourth diode Dd2 is also OFF, so the diplexer Dip to PCS Rx. The signal easily passes through the path between the diplexer Dip and the DCS Rx.
また、コントロール端子VC3がHighの時には、PINダイオードDp2には接続ワイヤなどの寄生インダクタンスが存在するため、容量Cp4と直列共振するように容量Cp4の容量値を設定する。これによりコントロール端子VC3がHighの時には、第5、第6のダイオードDp1、Dp2は共にONとなり、第6のダイオードDp2と伝送線路Lp3の接続点がグランドレベルとなり、λ/4共振器である伝送線路Lp3の反対側のインピーダンスが無限大となる。したがって、コントロール端子VC3がHighの時にはDCS Rx間の経路には信号は通過できず、PCS Rx間の経路では信号が通過しやすくなる。逆にコントロール端子VC3がLowの時には第5のダイオードDp1もOFFとなり、PCS Rx間の経路には信号は通過できず、また第6のダイオードDp2もOFFであるのでDCS Rx間の経路では信号が通過しやすくなる。以上の構成により、コントロール端子VC2がHighの時にはDCS/PCS Txへ、コントロール端子VC2、VC3がそれぞれLow、Highの時にはPCS Rxへ、コントロール端子VC2およびコントロール端子VC3がLowの時にはDCS Rxへの切り替えが可能となる。 Further, when the control terminal VC3 is High, since there is a parasitic inductance such as a connection wire in the PIN diode Dp2, the capacitance value of the capacitor Cp4 is set so as to resonate in series with the capacitor Cp4. As a result, when the control terminal VC3 is High, both the fifth and sixth diodes Dp1 and Dp2 are turned on, the connection point between the sixth diode Dp2 and the transmission line Lp3 becomes the ground level, and the transmission is a λ / 4 resonator. The impedance on the opposite side of the line Lp3 becomes infinite. Therefore, when the control terminal VC3 is High, the signal cannot pass through the path between the DCS Rx, and the signal easily passes through the path between the PCS Rx. Conversely, when the control terminal VC3 is Low, the fifth diode Dp1 is also turned OFF, and no signal can pass through the path between the PCS Rx, and the sixth diode Dp2 is also OFF, so the signal is passed through the path between the DCS Rx. Easy to pass. With the above configuration, switching to DCS / PCS Tx when the control terminal VC2 is High, switching to PCS Rx when the control terminals VC2 and VC3 are Low and High respectively, and switching to DCS Rx when the control terminal VC2 and the control terminal VC3 are Low Is possible.
以上のアンテナスイッチモジュールの制御ロジックとは別のものとして表1の制御ロジックもある。この場合、EGSM TXモード、DCS/PCS TXモードにおいてVC3をHighに設定した。これは第5、第6のダイオードDp1、Dp2から発生する高調波発生量を低減する目的である。送信モード時にVC3をHighにする事によりDp1、Dp2がOn状態となり、高調波発生量を低減できる。 The control logic of Table 1 is also different from the control logic of the antenna switch module described above. In this case, VC3 was set to High in EGSM TX mode and DCS / PCS TX mode. This is for the purpose of reducing the amount of harmonics generated from the fifth and sixth diodes Dp1, Dp2. By setting VC3 to High in the transmission mode, Dp1 and Dp2 are turned on, and the amount of harmonics generated can be reduced.
次に、第1のローパスフィルタLPF1は、伝送線路Lg1および容量Cg1,Cg2,Cg3より構成されるπ型のローパスフィルタである。ここで伝送線路Lg1と容量Cg1は並列共振回路を構成し、その共振周波数はEGSMの送信周波数の2倍もしくは3倍の周波数に設定する。本実施例では3倍の2.7GHzに設定した。以上の構成によりパワーアンプから入力されるEGSM側の送信信号に含まれる高調波歪みを除去できる。 Next, the first low-pass filter LPF1 is a π-type low-pass filter composed of a transmission line Lg1 and capacitors Cg1, Cg2, and Cg3. Here, the transmission line Lg1 and the capacitor Cg1 form a parallel resonance circuit, and the resonance frequency is set to be twice or three times the transmission frequency of EGSM. In this embodiment, the frequency is set to 3 times 2.7 GHz. With the above configuration, harmonic distortion included in the transmission signal on the EGSM side input from the power amplifier can be removed.
第2のローパスフィルタLPF2は、伝送線路Ld1および容量Cd1,Cd2,Cd3より構成されるπ型のローパスフィルタである。ここで伝送線路Ld1と容量Cd1は並列共振回路を構成し、その共振周波数はDCS/PCS送信周波数の2倍もしくは3倍の周波数に設定する。本実施例では2倍の3.6GHzに設定した。以上の構成によりパワーアンプから入力されるDCS/PCS側の送信信号に含まれる高調波歪みを除去できる。 The second low-pass filter LPF2 is a π-type low-pass filter composed of a transmission line Ld1 and capacitors Cd1, Cd2, and Cd3. Here, the transmission line Ld1 and the capacitor Cd1 constitute a parallel resonance circuit, and the resonance frequency is set to be twice or three times the DCS / PCS transmission frequency. In this embodiment, the frequency is set to 3.6 GHz which is doubled. With the above configuration, harmonic distortion included in the DCS / PCS side transmission signal input from the power amplifier can be removed.
第1のカプラCoupler1は、主線路Lcg1と副線路Lcg2および終端抵抗Rcgより構成される方向性結合器である。ここで主線路Lcg1を構成する伝送線路の一端は第1のローパスフィルタLPF1の伝送線路Lg1に接続され、他方は高周波増幅器HPA1の端子ポートに接続される。副線路Lcg2を構成する伝送線路は主線路Lcg1とカップリングするように配置され一端は特性インピーダンスとほぼ等しい(50Ω)終端抵抗Rcgを介して接地されている。他端側はモニタ端子CP1に接続されている。よって、EGSMの送信信号の一部を取り出して、送信回路から来る送信信号の電力を検出し、その検知信号を検波器を介してAPC回路に送ってフィードバック制御している。主線路の電気長は理想的にはEGSM送信周波数のλ/4程度必要であるが、本実施例のように主線路および副線路をコイル状に形成し、かつ副線路の幅を主線路より大きくした場合は、主線路の長さがλ/8程度でも十分なカップリング量、アイソレーションが確保できる。本発明では主線路の長さを短縮できるため、モジュールサイズの小型化および低ロス化が可能である。 The first coupler Coupler1 is a directional coupler composed of a main line Lcg1, a subline Lcg2, and a termination resistor Rcg. Here, one end of the transmission line constituting the main line Lcg1 is connected to the transmission line Lg1 of the first low-pass filter LPF1, and the other end is connected to the terminal port of the high-frequency amplifier HPA1. The transmission line constituting the sub line Lcg2 is arranged so as to couple with the main line Lcg1, and one end thereof is grounded via a termination resistor Rcg substantially equal to the characteristic impedance (50Ω). The other end is connected to the monitor terminal CP1. Therefore, a part of the transmission signal of EGSM is taken out, the power of the transmission signal coming from the transmission circuit is detected, and the detection signal is sent to the APC circuit via the detector for feedback control. The electrical length of the main line is ideally required to be about λ / 4 of the EGSM transmission frequency, but the main line and the sub-line are formed in a coil shape as in this embodiment, and the width of the sub-line is larger than that of the main line. When the length is increased, a sufficient coupling amount and isolation can be secured even if the length of the main line is about λ / 8. In the present invention, since the length of the main line can be shortened, the module size can be reduced and the loss can be reduced.
第2のカプラCoupler2は、主線路Lcd1と副線路Lcd2および終端抵抗Rcdより構成される方向性結合器である。ここで主線路Lcd1を構成する伝送線路の一端は第2のローパスフィルタLPF2の伝送線路Ld1に接続され、他方は高周波増幅器HPA2の端子ポートに接続される。副線路Lcd2を構成する伝送線路は主線路Lcd1とカップリングするように配置され一端は特性インピーダンスとほぼ等しい(50Ω)終端抵抗Rcdを介して接地されている。他端側はモニタ端子CP2に接続されている。よって、DCS/PCSの送信信号の一部を取り出して、送信回路から来る送信信号の電力を検出し、その検知信号を検波器を介してAPC回路に送ってフィードバック制御している。主線路の電気長は理想的にはDCS/CPS送信周波数のλ/4程度必要であるが、本実施例のように主線路および副線路をコイル状に形成し、かつ副線路の幅を主線路より大きくした場合は、主線路の長さがλ/8程度でも十分なカップリング量、アイソレーションが確保できる。本発明では主線路の長さを短縮できるため、モジュールサイズの小型化および低ロス化が可能である。 The second coupler Coupler2 is a directional coupler composed of a main line Lcd1, a sub line Lcd2, and a termination resistor Rcd. Here, one end of the transmission line constituting the main line Lcd1 is connected to the transmission line Ld1 of the second low-pass filter LPF2, and the other end is connected to the terminal port of the high-frequency amplifier HPA2. The transmission line constituting the sub line Lcd2 is arranged so as to be coupled to the main line Lcd1, and one end thereof is grounded via a termination resistor Rcd substantially equal to the characteristic impedance (50Ω). The other end is connected to the monitor terminal CP2. Therefore, a part of the DCS / PCS transmission signal is extracted, the power of the transmission signal coming from the transmission circuit is detected, and the detection signal is sent to the APC circuit via the detector for feedback control. The electrical length of the main line is ideally required to be about λ / 4 of the DCS / CPS transmission frequency, but the main line and the sub line are formed in a coil shape as in this embodiment, and the width of the sub line is the main. When it is made larger than the track, a sufficient amount of coupling and isolation can be secured even if the length of the main track is about λ / 8. In the present invention, since the length of the main line can be shortened, the module size can be reduced and the loss can be reduced.
次に、高周波増幅器側について説明する。図2は本実施例の高周波増幅器の回路図を示す。高周波増幅器側の整合回路端の出力端子EGSM Poは、図1の送信端子EGSM Tx に接続し、増幅した送信信号をアンテナスイッチ側に送る役割を果たす。出力端子EGSM P0には、直流カットコンデンサca4を介して、伝送線路lm1の一端が接続される。伝送線路lm1には一端を接地されたコンデンサca13、ca14、ca15が接続されて出力整合回路を構成する。伝送線路lm1の他端は、バイポーラトランジスタGQ3のコレクタに接続される。 Next, the high frequency amplifier side will be described. FIG. 2 shows a circuit diagram of the high-frequency amplifier of this embodiment. The output terminal EGSM Po at the matching circuit end on the high frequency amplifier side is connected to the transmission terminal EGSM Tx in FIG. 1 and plays the role of sending the amplified transmission signal to the antenna switch side. One end of a transmission line lm1 is connected to the output terminal EGSM P0 via a DC cut capacitor ca4. Capacitors ca13, ca14, and ca15 having one end grounded are connected to the transmission line lm1 to constitute an output matching circuit. The other end of the transmission line lm1 is connected to the collector of the bipolar transistor GQ3.
伝送線路lm1の他端とGQ3のコレクタの接続点は、λ/4ストリップライン等からなるインダクタlm2とコンデンサca10との直列回路を介して接地され、インダクタlm2とコンデンサca10との接続点は駆動電源Vcc2に接続されている。また、GQ3のゲートとGQ2のコレクタはコンデンサCa3を介して接続され、さらにCQ2のベース側にはパワーアンプ制御回路よりバイアス電圧Vb3が供給される。 The connection point between the other end of the transmission line lm1 and the collector of GQ3 is grounded through a series circuit of an inductor lm2 and a capacitor ca10 made of a λ / 4 strip line or the like, and the connection point between the inductor lm2 and the capacitor ca10 is a drive power source. Connected to Vcc2. The gate of GQ3 and the collector of GQ2 are connected via a capacitor Ca3, and a bias voltage Vb3 is supplied from the power amplifier control circuit to the base side of CQ2.
コンデンサca3とGQ2のコレクタの接続点は、λ/4ストリップライン等からなるインダクタlm3とコンデンサca9との直列回路を介して接地され、インダクタlm3とコンデンサca9との接続点は駆動電源Vcc1に接続されている。また、GQ2のゲートとGQ1のコレクタはコンデンサCa2を介して接続され、さらにCQ2のベース側にはパワーアンプ制御回路よりバイアス電圧Vb2が供給される。 The collector connection point of the capacitors ca3 and GQ2 is grounded through a series circuit of an inductor lm3 and a capacitor ca9 made of a λ / 4 strip line or the like, and the connection point of the inductor lm3 and the capacitor ca9 is connected to the drive power source Vcc1. ing. The gate of GQ2 and the collector of GQ1 are connected via a capacitor Ca2. Further, a bias voltage Vb2 is supplied from the power amplifier control circuit to the base side of CQ2.
コンデンサca2とGQ1のコレクタの接続点は、λ/4ストリップライン等からなるインダクタlm4とコンデンサca9との直列回路を介して接地され、インダクタlm4とコンデンサc9との接続点は駆動電源Vcc1に接続されている。また、GQ1のゲートと入力端子GinはコンデンサCa1を介して接続され、さらにCQ1のベース側にはパワーアンプ制御回路よりバイアス電圧Vb1が供給される。 The collector connection point of the capacitors ca2 and GQ1 is grounded via a series circuit of an inductor lm4 and a capacitor ca9 made of a λ / 4 strip line or the like, and the connection point of the inductor lm4 and the capacitor c9 is connected to the drive power source Vcc1. ing. The gate of GQ1 and the input terminal Gin are connected via a capacitor Ca1, and further, a bias voltage Vb1 is supplied from the power amplifier control circuit to the base side of CQ1.
同様に整合回路端の出力端子DCS/PCS Poは、図1の送信端子DCS/PCS Tx に接続し、増幅した送信信号をアンテナスイッチ側に送る役割を果たす。出力端子DCS/PCS P0には、直流カットコンデンサca8を介して、伝送線路lm5の一端が接続される。伝送線路lm5には一端を接地されたコンデンサca16、ca17、ca18が接続されて出力整合回路を構成する。伝送線路lm5の他端は、バイポーラトランジスタDQ3のコレクタに接続される。 Similarly, the output terminal DCS / PCS Po at the matching circuit end is connected to the transmission terminal DCS / PCS Tx in FIG. 1 and plays a role of transmitting the amplified transmission signal to the antenna switch side. One end of a transmission line lm5 is connected to the output terminal DCS / PCS P0 via a DC cut capacitor ca8. Capacitors ca16, ca17, ca18 having one end grounded are connected to the transmission line lm5 to constitute an output matching circuit. The other end of the transmission line lm5 is connected to the collector of the bipolar transistor DQ3.
伝送線路lm5の他端とDQ3のコレクタの接続点は、λ/4ストリップライン等からなるインダクタlm6とコンデンサca12との直列回路を介して接地され、インダクタlm6とコンデンサca12との接続点は駆動電源Vcc4に接続されている。また、DQ3のゲートとDQ2のコレクタはコンデンサCa7を介して接続され、さらにDQ2のベース側にはパワーアンプ制御回路よりバイアス電圧Vb6が供給される。 The connection point between the other end of the transmission line lm5 and the collector of DQ3 is grounded via a series circuit of an inductor lm6 and a capacitor ca12 made of a λ / 4 strip line, etc., and the connection point between the inductor lm6 and the capacitor ca12 is a driving power source. Connected to Vcc4. The gate of DQ3 and the collector of DQ2 are connected via a capacitor Ca7, and a bias voltage Vb6 is supplied from the power amplifier control circuit to the base side of DQ2.
コンデンサca7とDQ2のコレクタの接続点は、λ/4ストリップライン等からなるインダクタlm7とコンデンサca11との直列回路を介して接地され、インダクタlm7とコンデンサca11との接続点は駆動電源Vcc3に接続されている。また、DQ2のゲートとDQ1のコレクタはコンデンサCa6を介して接続され、さらにDQ2のベース側にはパワーアンプ制御回路よりバイアス電圧Vb5が供給される。 The collector connection point of the capacitors ca7 and DQ2 is grounded via a series circuit of an inductor lm7 and a capacitor ca11 made of a λ / 4 strip line, and the connection point of the inductor lm7 and the capacitor ca11 is connected to the drive power source Vcc3. ing. The gate of DQ2 and the collector of DQ1 are connected via a capacitor Ca6. Further, a bias voltage Vb5 is supplied from the power amplifier control circuit to the base side of DQ2.
コンデンサca6とDQ1のコレクタの接続点は、λ/4ストリップライン等からなるインダクタlm8とコンデンサca11との直列回路を介して接地され、インダクタlm8とコンデンサca11との接続点は駆動電源Vcc3に接続されている。また、DQ1のゲートと入力端子DinはコンデンサCa5を介して接続され、さらにDQ1のベース側にはパワーアンプ制御回路よりバイアス電圧Vb4が供給される。 The collector connection point of the capacitors ca6 and DQ1 is grounded through a series circuit of an inductor lm8 and a capacitor ca11 made of a λ / 4 strip line or the like, and the connection point of the inductor lm8 and the capacitor ca11 is connected to the drive power supply Vcc3. ing. Further, the gate of DQ1 and the input terminal Din are connected via a capacitor Ca5, and a bias voltage Vb4 is supplied from the power amplifier control circuit to the base side of DQ1.
パワーアンプ制御回路はバンドセレクト電圧VbsおよびAPC制御電圧Vapcに応じてバイアス電圧Vb1〜6を調整する。これにより、入力信号GinおよびDinを増幅し、整合回路により50Ωにインピーダンス変換された信号をアンテナスイッチ回路側へ入力する事が可能となる。 The power amplifier control circuit adjusts the bias voltages Vb1 to Vb6 according to the band select voltage Vbs and the APC control voltage Vapc. As a result, it is possible to amplify the input signals Gin and Din and to input the signal impedance-converted to 50Ω by the matching circuit to the antenna switch circuit side.
尚、図1及び図2の等価回路において伝送線路及びインダクタはストリップラインで構成されることが多いものの、マイクロストリップライン、コプレーナガイドライン等で構成されていてもよい。また、増幅器回路側は、本実施例ではGQ1〜CQ3およびDQ1〜DQ3の3段の増幅回路を使用しているが、場合に応じて段数を変更する事も可能である。尚、GQ1〜3、DQ1〜3はバイポーラトランジスタの実施例を示したが、他の種類のトランジスタでも良い。例えば、Si-MOSFET、GaAsFET、Siバイポーラトランジスタ、GaAsHBT(ヘテロ接合バイポーラトランジスタ)、HEMT(高電子移動度トランジスタ)等があげられる。もちろん、いくつものトランジスタを集積化したMMIC(モノリシックマイクロ波集積回路)を用いても良い。 In the equivalent circuits of FIGS. 1 and 2, the transmission line and the inductor are often formed of a strip line, but may be formed of a microstrip line, a coplanar guideline, or the like. In the present embodiment, the amplifier circuit side uses three stages of amplifier circuits GQ1 to CQ3 and DQ1 to DQ3. However, the number of stages can be changed according to circumstances. Although GQ1-3 and DQ1-3 are examples of bipolar transistors, other types of transistors may be used. For example, Si-MOSFET, GaAsFET, Si bipolar transistor, GaAsHBT (heterojunction bipolar transistor), HEMT (high electron mobility transistor) and the like can be mentioned. Of course, an MMIC (monolithic microwave integrated circuit) in which several transistors are integrated may be used.
また、上記した実施例においてEGSM系をさらにGSM850(送信周波数:824〜849MHz、受信周波数:869〜894MHz)とEGSMに分けて、クワッドバンド対応とすることもできる。この場合、送信系は共通端子を用いることができ、受信系は前記トリプルバンド対応アンテナスイッチのEGSM受信端子部にGSM850とEGSMを切り替えるスイッチを接続することにより構成できる。また、前記スイッチの代わりにGSM850、EGSM帯のλ/4共振器である伝送線路を用いて、両者間の周波数を分けることでも実現できる。 Further, in the above-described embodiment, the EGSM system can be further divided into GSM850 (transmission frequency: 824 to 849 MHz, reception frequency: 869 to 894 MHz) and EGSM to be compatible with the quad band. In this case, the transmission system can use a common terminal, and the reception system can be configured by connecting a switch for switching between GSM850 and EGSM to the EGSM reception terminal section of the triple-band antenna switch. Further, it can be realized by using a transmission line which is a λ / 4 resonator in the GSM850 or EGSM band instead of the switch and dividing the frequency between the two.
次に、積層基板の構造について説明する。図3は誘電体層(以下、グリーンシートと言う)の展開図を示している。図4は積層基板の本発明の要部を説明するための模式的断面図である。さて、この実施例では、分波回路(Dip)、スイッチ回路(SW1、SW2)の伝送線路と一部の容量、ローパスフィルタ回路(LPF1、LPF2)、カプラ回路(Coupler1、Coupler2)の伝送線路、高周波増幅器回路(HPA1、HPA2)の伝送線路と一部の容量は誘電体層上に電極パターンで構成し、図1においてダイオード、高容量のチップコンデンサ、チップインダクタ及び半導体素子等のチップ素子は積層基板上に搭載し、よってワンチップ化した高周波モジュールを構成している。 Next, the structure of the laminated substrate will be described. FIG. 3 shows a development view of a dielectric layer (hereinafter referred to as a green sheet). FIG. 4 is a schematic cross-sectional view for explaining the main part of the present invention of the laminated substrate. Now, in this embodiment, the transmission line of the demultiplexing circuit (Dip), the switch circuit (SW1, SW2) and a part of the capacitance, the low-pass filter circuit (LPF1, LPF2), the transmission line of the coupler circuit (Coupler1, Coupler2), The transmission lines and some capacitances of the high-frequency amplifier circuits (HPA1, HPA2) are configured by electrode patterns on the dielectric layer. In FIG. 1, chip elements such as diodes, high-capacity chip capacitors, chip inductors, and semiconductor elements are stacked. A high-frequency module mounted on a substrate and thus made into one chip is configured.
積層基板を構成するグリーンシートは、950℃以下の低温同時焼成が可能なLTCC材料からなる。例えば、Al2O3換算で10〜60質量%、SiO2換算で25〜60質量%、SrO換算で7.5〜50質量%、TiO2換算で20質量%以下のAl,Si,Sr,Tiと、Bi2O3換算で0.1〜10質量%、Na2O換算で0.1〜5質量%、K2O換算で0.1〜5質量%、CuO換算で0.01〜5質量%、MnO2換算で0.01〜5質量%のBi、Na、K、Cu、Mnをそれぞれ含有した誘電体組成物が用いられる。 The green sheet constituting the laminated substrate is made of an LTCC material that can be co-fired at a low temperature of 950 ° C. or lower. For example, Al, Si, Sr, 10-60 mass% in terms of Al 2 O 3 , 25-60 mass% in terms of SiO 2 , 7.5-50 mass% in terms of SrO, and 20 mass% or less in terms of TiO 2 . Ti, 0.1 to 10% by mass in terms of Bi 2 O 3 , 0.1 to 5% by mass in terms of Na 2 O, 0.1 to 5% by mass in terms of K 2 O, 0.01 to in terms of CuO A dielectric composition containing 5% by mass and 0.01 to 5% by mass of Bi, Na, K, Cu, and Mn in terms of MnO 2 is used.
積層基板は、シート厚みは40〜200μmのグリーンシート上に伝送線路やコンデンサ容量を構成する所定の電極パターンを銀系の導電ペーストを印刷し、適宜スルーホールを設けて回路を構成し、このグリーンシートを順次積層圧着し、950℃で焼成することにより一体化したものである。大きさは横8mm×縦8mm×高さ1.5mm程度であり、上面にはダイオードやトランジスタ及びチップインダクタ、チップコンデンサを搭載し、その上に金属ケースを被せて完成品とする。但し、金属ケースの代わりに樹脂封止パッケージとしても良い。 The laminated substrate is printed on a green sheet with a sheet thickness of 40 to 200 μm by printing a silver-based conductive paste with a predetermined electrode pattern that constitutes a transmission line and a capacitor capacity, and a through hole is appropriately provided to form a circuit. The sheets are integrated by sequentially laminating and pressure bonding and firing at 950 ° C. The size is about 8 mm wide x 8 mm long x 1.5 mm high. A diode, transistor, chip inductor, and chip capacitor are mounted on the top surface, and a metal case is placed on top of it to complete the product. However, a resin sealed package may be used instead of the metal case.
積層基板は、左側領域に高周波増幅器モジュール部を、右側領域にスイッチモジュール部を構成している。尚、左側の高周波増幅器モジュール部の電極パターンについては省略し、以下はスイッチモジュール部について説明する。
まず、積層基板の左右の領域の間にはスルーホール電極を介して最下層裏面のグランドに通じるシールド電極SGを設けている。シールド電極は寸法配置的に余裕がある場合は全部のグリーンシートに設けることが望ましいが、多くの場合はそれが出来ないのでグリーンシート3、9等に示すように帯状のシールド電極SG2〜SG6であったり、また同様に裏面のグランド電極に繋がるスルーホール電極HG1〜HG4等のように間欠的に縦列して、いわば簾状に設けることでシールド電極の作用をなすことができる。このようなシールド電極SG、HGを設けることで各電極パターンの配置設計が簡易になり高周波部品間の相互干渉が抑制できる。高周波増幅器の発振等の不安定動作を防止できる。また必要信号(送信信号)と不要信号とのスプリアス発生を抑えることができ、通過特性の悪化を防止できるものである。
The multilayer substrate constitutes a high-frequency amplifier module part in the left region and a switch module part in the right region. Note that the electrode pattern of the left-side high-frequency amplifier module section is omitted, and the switch module section will be described below.
First, between the left and right regions of the multilayer substrate, a shield electrode SG is provided that communicates with the ground on the back of the lowermost layer via a through-hole electrode. It is desirable to provide the shield electrode on all the green sheets when there is a margin in the dimensional arrangement, but in many cases this is not possible, so as shown in the
さて、実施例の積層基板は10層で構成され、上部層(1〜3層)にダイプレクサの一方とローパスフィルタ及びカプラの副線路をそれぞれ構成する伝送線路の電極パターンを主に設け、中部層(4〜8層)にカプラの主線路を構成する伝送線路及びダイプレクサとスイッチ回路及びローパスフィルタのコンデンサ容量を構成する電極パターン主に設け、下部層(9〜10層)にダイプレクサの他方とスイッチ回路を構成する伝送線路の電極パターンが主に形成されている。尚、以下の説明では本発明に関係する部分の積層パターンについて重点的に説明し、他の積層パターンの詳細な説明は省略した。 Now, the laminated substrate of the embodiment is composed of 10 layers, and the upper layer (1-3 layers) is mainly provided with electrode patterns of transmission lines that respectively constitute one of the diplexers and the sub-lines of the low-pass filter and coupler, and the middle layer. The transmission line and diplexer that constitute the main line of the coupler (4 to 8 layers), the switch pattern and the electrode pattern that constitutes the capacitor capacity of the low-pass filter are mainly provided, and the other diplexer and switch are arranged in the lower layer (9 to 10 layers). The electrode pattern of the transmission line which comprises a circuit is mainly formed. In the following description, the layered pattern of the part related to the present invention is mainly described, and the detailed description of the other layered pattern is omitted.
最上層のグリーンシート1にはシールド電極SG1、搭載するチップ素子接続用のランド電極、パワーアンプの整合回路の伝送線路lm1およびlm5が形成されている。
グリーンシート2には、スルーホール電極を縦列して設けたシールド電極HG1、カプラ1の副線路Lcg2とカプラ2の副線路Lcd2、パワーアンプの整合回路の伝送線路lm1およびlm5、さらにローパスフィルタLPF1の伝送線路Lg1とローパスフィルタLPF2の伝送線路Ld1を構成するコイル状の電極パターンも同一層に設けている。このときパワーアンプの整合回路の伝送線路lm1、lm5とローパスフィルタの伝送線路Lg1、Ld1の間にカップラの副線路Lcg2、Lcd2が配置され、なお且つカプラ1の副線路Lcg2とカプラ2の副線路Lcd2とをそれぞれ異なる領域で、かつシートの水平方向の中心線CLに対しほぼ対象の位置と形状となるコイル状の電極パターンを設けている。
The uppermost green sheet 1 is formed with a shield electrode SG1, land electrodes for connecting chip elements to be mounted, and transmission lines lm1 and lm5 for a power amplifier matching circuit.
The green sheet 2 includes a shield electrode HG1 in which through-hole electrodes are arranged in cascade, a sub-line Lcg2 of the coupler 1 and a sub-line Lcd2 of the coupler 2, transmission lines lm1 and lm5 of the matching circuit of the power amplifier, and a low-pass filter LPF1. Coiled electrode patterns constituting the transmission line Lg1 and the transmission line Ld1 of the low-pass filter LPF2 are also provided in the same layer. At this time, the coupler sub-lines Lcg2 and Lcd2 are arranged between the transmission lines lm1 and lm5 of the matching circuit of the power amplifier and the transmission lines Lg1 and Ld1 of the low-pass filter, and the sub-line Lcg2 of the coupler 1 and the sub-line of the coupler 2 A coiled electrode pattern is provided in a region different from Lcd2 and substantially in the target position and shape with respect to the center line CL in the horizontal direction of the sheet.
グリーンシート3には、帯状のシールド電極SG2を形成し、上記副線路Lcg2、Lcd2に続くコイル状の電極パターンとローパスフィルタのLg1、Ld1に続くコイル状の電極パターン、パワーアンプの整合回路の伝送線路lm1、lm5を設けている。但し、この層の副線路Lcg2、Lcd2の線路幅は下記する主線路の線路幅よりも太いものとなし、インピーダンス整合およびシート間の位置ズレに起因するカップリング量のバラツキ低減を図っている。またスイッチ回路SW1の伝送線路Lg3を設けている。尚、ダイプレクサDipの低域側通過フィルタを構成する伝送線路Lf1、Lf2もグリーンシート1〜3に形成している。 The green sheet 3 is formed with a band-shaped shield electrode SG2, and the coiled electrode pattern following the sub-lines Lcg2 and Lcd2, the coiled electrode pattern following the low-pass filters Lg1 and Ld1, and the transmission of the power amplifier matching circuit Lines lm1 and lm5 are provided. However, the line widths of the sub-lines Lcg2 and Lcd2 in this layer are set to be larger than the line width of the main line described below, so as to reduce variations in the coupling amount due to impedance matching and displacement between sheets. Further, a transmission line Lg3 of the switch circuit SW1 is provided. The transmission lines Lf1 and Lf2 constituting the low-pass filter of the diplexer Dip are also formed on the green sheets 1 to 3.
グリーンシート4、6、8には、シールド電極SG3、SG4、SG5が誘電体基板厚みの2/5〜3/5に配置され、グリーンシート1〜5までの領域とグリーンシート6〜裏面までの領域を電磁気的に遮蔽する事が可能となる。これによりシールド電極SG3、SG4、SG5の上下のアイソレーションを気にすることなくパターン配置をレイアウトできるため、モジュールサイズの小型化が可能となる。
In the
グリーンシート5には、ローパスフィルタ部の接地容量CG2、Cd2、整合回路の接地容量ca13〜18等が形成される。そして、この層からグリーンシート6に渡ってカプラ1の主線路Lcg1とカプラ2の主線路Lcd2を構成するコイル状の電極パターンを形成している。
On the
グリーンシート6には、シールド電極SG4以外に上層から続く主線路Lcg1、Lcd2と対向電極CG2が主に設けられている。この層の主線路Lcg1、Lcd2は明らかなコイル状とは言えないが、全体的にはコイル型方向性結合器を形成していると言える。このように主線路Lcg1、Lcd1を構成するコイル状の電極パターンはグランドに通じる対向電極CG1やCG2に近いところに配置されている為、寄生容量が発生し易く、その結果として容量Cg3やCd3の電極を小さくすることが出来る。
In addition to the shield electrode SG4, the
グリーンシート7には、スイッチ回路、ローパスフィルタ回路、ダイプレクサ回路の残りの容量を形成する電極パターンが形成されている。
グリーンシート8には前述のようにシールド電極SG5が形成されている。
そして、各グリーンシートに設けたカプラの副線路Lcg2、Lcd2及び主線路Lcg1、Lcd1の全ては上から見たとき前記シールド電極SG1とSG5との間に挟まれた状態に配置されている。
On the
On the
Then, all of the sub-lines Lcg2 and Lcd2 and the main lines Lcg1 and Lcd1 of the coupler provided on each green sheet are arranged in a state of being sandwiched between the shield electrodes SG1 and SG5 when viewed from above.
グリーンシート9、10には、ダイプレクサの高域通過フィルタ側の伝送線路とスイッチ回路を構成する伝送線路の電極パターン、およびシールド電極SG6、縦列したスルーホール電極HG4が設けられている。
グリーンシート10裏面のほぼ中央部にはグランド電極GNDが形成され、その外周部に、ANT端子、受信端GRx、DRx、PRx端子、パワーアンプ入力端子Gin、Din、アンテナスイッチ制御端子VC1、VC2、VC3、カップラ出力端子CP1、CP2、バンドセレクト端子BS、APC制御端子、パワーアンプ電源端子VCC1、VCC2、VCC3、VCC4およびGND端子が配置されている。
The
A ground electrode GND is formed almost at the center of the back surface of the
図4はDCS/PCS側のカプラの副線路lcd2と主線路lcd1及びローパスフィルタの伝送線路lcd1、容量cd2、cd3、パワーアンプの整合回路の伝送線路lm5、容量ca16、ca17、ca18、およびシールド電極等の配置構成を示す断面図である。このようにカプラの副線路lcd2とローパスフィルタの伝送線路ld1および整合回路の伝送線路lm5は上部の同一層に形成されている。カプラの主線路lcd1は副線路lcd2の下層にコイル状にまとめて形成され、なおかつスルーホール電極HG1、HG2、HG3およびシールド電極SG3、SG4、SG5でシールドされている。これにより、整合回路の伝送線路lm5と主線路lcd1間のアイソレーション、および主線路lcd1とローパスフィルタの伝送線路ld1間のアイソレーションが大幅に改善される。また、整合回路とローパスフィルタの間にはカップラの主線路、副線路を包括するシールド電極SG1、SG3で距離的に隔離されている事と同時に、グランド電極による電磁的な遮蔽の効果も相乗されるため、機能ブロック間のアイソレーションも向上する。尚、カプラの主線路lcd1と副線路lcd2の上下関係は逆転して構成しても良く、その場合も本発明と同様である。 FIG. 4 shows the DCS / PCS side coupler sub-line lcd2, main line lcd1, low-pass filter transmission line lcd1, capacitors cd2, cd3, power amplifier matching circuit transmission line lm5, capacitors ca16, ca17, ca18, and shield electrode It is sectional drawing which shows arrangement | positioning structures. In this way, the coupler sub-line lcd2, the low-pass filter transmission line ld1, and the matching circuit transmission line lm5 are formed in the same upper layer. The main line lcd1 of the coupler is formed as a coil in the lower layer of the sub line lcd2, and is shielded by the through-hole electrodes HG1, HG2, HG3 and the shield electrodes SG3, SG4, SG5. This greatly improves the isolation between the transmission line lm5 of the matching circuit and the main line lcd1, and the isolation between the main line lcd1 and the transmission line ld1 of the low-pass filter. The matching circuit and the low-pass filter are separated by the shield electrodes SG1 and SG3 that include the main and sub lines of the coupler, and at the same time, the electromagnetic shielding effect by the ground electrode is combined. Therefore, the isolation between functional blocks is also improved. It should be noted that the vertical relationship between the main line lcd1 and the sub line lcd2 of the coupler may be reversed, and in this case, it is the same as in the present invention.
本発明の高周波モジュールの特性については次の通りである。従来はGSM送信時において、効率42%、2倍高調波-35dBm、3倍高調波-40dBm 程度であったが、本実施例によれば効率45%、2倍高調波-50dBm以下、3倍高調波-55dBm以下と特性向上が見られた。一方、DCS/PCS帯域については効率33%、2倍高調波-35dBm、3倍高調波-35dBm 程度であったが、本実施例によれば効率35%以上、2倍高調波-45dBm以下、3倍高調波-50dBm以下を達成できた。以上の特性向上により、この高周波モジュールを携帯電話に用いた場合、従来のように別々に部品を実装した場合と比べて、5〜10%程度の高効率化が可能となった。これにより、送信時の消費電力が少なくなり、バッテリーの持ちが良くなり、一充電あたりの通話時間として5〜10%程度の長期通話が可能となった。
よって、携帯電話やPDA等の小型情報端末などの通信機に搭載することで小型軽量化のニーズに答えることが出来る。
The characteristics of the high-frequency module of the present invention are as follows. Conventionally, at GSM transmission, the efficiency was 42%, the second harmonic -35 dBm, and the third harmonic -40 dBm, but according to this embodiment, the efficiency is 45%, the second harmonic -50 dBm or less, and the triple. Improvement of characteristics was observed with harmonics below -55 dBm. On the other hand, for the DCS / PCS band, the efficiency was about 33%, the second harmonic -35 dBm, and the third harmonic -35 dBm, but according to this example, the efficiency was 35% or more, the second harmonic -45 dBm or less, A third harmonic of -50 dBm or less was achieved. Due to the above improvement in characteristics, when this high-frequency module is used in a mobile phone, the efficiency can be improved by about 5 to 10% compared to the case where components are separately mounted as in the conventional case. As a result, power consumption during transmission is reduced, battery life is improved, and a long-term call of about 5 to 10% is possible as a call time per charge.
Therefore, it is possible to meet the needs for miniaturization and weight reduction by installing in communication devices such as small information terminals such as mobile phones and PDAs.
図1に示したアンテナスイッチの等価回路、図2に示した高周波増幅器の等価回路は一例である。例えば、スイッチ回路はPINダイオードを用いた例を示したが、SPDT(Single Pole Dual Throw)、SP3T等のSPnT型のGaAsスイッチを用いてスイッチ回路を構成することも出来る。この場合、単純にPINダイオードスイッチをSPDTのGaAsスイッチに置き換えた場合、PINダイオードスイッチで必要なλ/4ラインが不要となるため、積層体内にその分の余裕ができる。このため、このスペースを削減したり、新たに機能素子を形成するなどして更なる小型化、高集積化に有利である。また、受信系経路にはSAWフィルタを挿入して一体化しても良い。 The equivalent circuit of the antenna switch shown in FIG. 1 and the equivalent circuit of the high-frequency amplifier shown in FIG. 2 are examples. For example, although an example in which a PIN diode is used as the switch circuit is shown, the switch circuit can also be configured by using an SPnT type GaAs switch such as SPDT (Single Pole Dual Throw) or SP3T. In this case, if the PIN diode switch is simply replaced with an SPDT GaAs switch, the λ / 4 line required for the PIN diode switch is not necessary, so that there is enough room in the stack. For this reason, it is advantageous for further miniaturization and higher integration by reducing this space or forming a new functional element. Further, a SAW filter may be inserted into the reception system path and integrated.
また、前述の実施例ではカップリングポートとして送信帯域毎にそれぞれ出力端子CP1、CP2を有した回路であったが、図5に示すように、副線路lcg2の一端を別の副線路lcd2の一端に接続する回路も採用できる。この回路によれば、共通のカップリングポートでEGSMおよびDCS/PCSの両方の帯域の出力電力をモニターでき、後段に接続される検波器の部品点数を削減する事が可能である。 In the above-described embodiment, the circuit has the output terminals CP1 and CP2 for each transmission band as the coupling port. However, as shown in FIG. 5, one end of the sub line lcc2 is replaced with one end of another sub line lcd2. A circuit connected to can also be used. According to this circuit, it is possible to monitor the output power of both EGSM and DCS / PCS bands with a common coupling port, and it is possible to reduce the number of parts of the detector connected in the subsequent stage.
本発明で用いられる送受信系システムとしては、上記した以外にもPDC800帯域(810〜960MHz)、GPS帯域(1575.42MHz)、PHS帯域(1895〜1920MHz)、Bluetooth帯域(2400〜2484MHz)、Wireless LAN2.5G帯、5G帯や、米国で普及が見込まれるCDMA2000、中国で普及が見込まれるTD-SCDMAなどを組み合わせたマルチバンド対応としたアンテナスイッチ回路の場合も同様の効果が期待できる。これらの場合の回路を用いてデュアルバンド、3バンド、4バンド、5バンド等のマルチモードマルチバンドのアンテナスイッチ回路が得られる。 In addition to the transmission / reception system used in the present invention, PDC800 band (810 to 960 MHz), GPS band (1575.42 MHz), PHS band (1895 to 1920 MHz), Bluetooth band (2400 to 2484 MHz), Wireless LAN 2. The same effect can be expected in the case of an antenna switch circuit that supports 5G band, 5G band, CDMA2000, which is expected to be popular in the US, and TD-SCDMA, which is expected to be popular in China. A multi-mode multi-band antenna switch circuit such as a dual-band, 3-band, 4-band, and 5-band can be obtained by using the circuit in these cases.
本発明の高周波モジュールは、携帯電話やPDA等の情報端末など通信機に利用できる。 The high-frequency module of the present invention can be used for communication devices such as information terminals such as mobile phones and PDAs.
ASM:アンテナスイッチモジュール
HPA:ハイパワーアンプ
Dip:ダイプレクサ(分波器、分波回路)
SW:スイッチ回路
LPF:ローパスフィルタ回路
Coupler:カプラ(方向性結合器)
SAW:弾性表面波フィルタ
lf1〜lf3、lg1〜lg3、ld1〜ld3、lp1〜lp3、lm1〜lm8、Lf、Ld:インダクタ、伝送線路
cf1〜cf4、cg1〜cg4、cd1〜cd4、cp1〜cp4、ca1〜ca18、Cd、Cp:コンデンサ
GQ1〜GQ3、DQ1〜DQ3:トランジスタ
Dg1、Dg2、Dd1、Dd2、Dp1、Dp2:PINダイオード
SG、SG1〜SG7:グランド電極
HG、HG1〜HG4:スルーホールによるグランド電極
ASM: Antenna switch module
HPA: High power amplifier
Dip: Diplexer (demultiplexer, demultiplexer circuit)
SW: Switch circuit
LPF: Low-pass filter circuit
Coupler: Coupler (directional coupler)
SAW: SAW filter
lf1-lf3, lg1-lg3, ld1-ld3, lp1-lp3, lm1-lm8, Lf, Ld: inductor, transmission line
cf1 to cf4, cg1 to cg4, cd1 to cd4, cp1 to cp4, ca1 to ca18, Cd, Cp: capacitors
GQ1 to GQ3, DQ1 to DQ3: Transistors
Dg1, Dg2, Dd1, Dd2, Dp1, Dp2: PIN diode
SG, SG1 to SG7: Ground electrode
HG, HG1 to HG4: Ground electrode by through hole
Claims (11)
前記複数の送受信系の送信系に接続され、少なくとも半導体素子と電源供給回路と整合回路とを有し、前記電源供給回路と整合回路を構成する伝送線路及びLC回路の少なくとも一部は、前記積層基板内に電極パターンにより構成し、前記半導体素子またはLC回路の一部を構成するチップ素子は前記積層基板上に配置した高周波増幅器モジュール部と、
前記スイッチモジュール部と前記高周波増幅器モジュール部の間に、前記高周波増幅器の出力をモニタするカプラを有し、前記カプラは主線路と副線路とで構成され、前記主線路と副線路は前記積層基板内の異なる誘電体層に電極パターンにより構成され、これらは異なる送信系ごとに誘電体層の水平方向の別領域に分けて配置されており、かつ、前記カプラの副線路を構成する電極パターンと前記ローパスフィルタの伝送線路を構成する電極パターンは同じ誘電体層に設け、他方、カプラの主線路を構成する電極パターンは前記副線路を設けた誘電体層とは異なる誘電体層に配置したことを特徴とする高周波モジュール。 A demultiplexing circuit that divides a plurality of transmission / reception systems having different passbands into a high-frequency signal and a low-frequency signal, and a switch that is connected to the demultiplexing circuit and switches the connection between the transmission system and the reception system of the transmission / reception system A low-pass filter provided in each transmission system of the plurality of transmission / reception systems, the branching circuit is configured by an LC circuit, the switch circuit is mainly configured by a switching element and a transmission line, and the low-pass filter is configured. The filter is configured by an LC circuit, and at least a part of the LC circuit of the branching circuit, the LC circuit of the low-pass filter, and the transmission line of the switch circuit is within a substrate of a multilayer substrate in which a plurality of dielectric layers are stacked. The chip element that constitutes a part of the switching element or the LC circuit is configured by an electrode pattern, and a switch module unit disposed on the laminated substrate,
Connected to the transmission systems of the plurality of transmission / reception systems, having at least a semiconductor element, a power supply circuit, and a matching circuit, and at least a part of the transmission line and the LC circuit constituting the power supply circuit and the matching circuit are the stacked layers A chip element that is configured by an electrode pattern in the substrate, and that constitutes a part of the semiconductor element or the LC circuit, and a high-frequency amplifier module unit disposed on the laminated substrate;
A coupler for monitoring the output of the high-frequency amplifier is provided between the switch module unit and the high-frequency amplifier module unit, and the coupler includes a main line and a sub-line, and the main line and the sub-line are the laminated substrate. Are formed by electrode patterns on different dielectric layers, and are arranged separately in different regions in the horizontal direction of the dielectric layers for different transmission systems, and the electrode patterns constituting the sub-line of the coupler The electrode pattern constituting the transmission line of the low-pass filter is provided on the same dielectric layer, while the electrode pattern constituting the main line of the coupler is arranged on a dielectric layer different from the dielectric layer provided with the sub line. High frequency module characterized by
A communication device comprising the high-frequency module according to claim 1.
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