JP3874285B2 - High frequency component, high frequency module, and communication device using the same - Google Patents
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Description
本発明は２つ以上の異なる周波数の信号を１つのアンテナを共用して送受信する無線通信システムに関し、スイッチ回路と高周波増幅器回路を複合化したマルチバンド用高周波部品及びこれらを一つの積層体に構成したマルチバンド用高周波モジュール並びにこれらを用いた通信機に関するものである。 The present invention relates to a radio communication system that transmits and receives signals of two or more different frequencies using a single antenna, and relates to a multiband high-frequency component in which a switch circuit and a high-frequency amplifier circuit are combined and a single laminate. The present invention relates to a multiband high-frequency module and a communication device using the same.
携帯無線システムには、例えば主に欧州で盛んなEGSM(Extended Global System for Mobile Communications)方式およびDCS(Digital Cellular System)方式、米国で盛んなPCS(Personal Communication Service)方式、日本で採用されているPDC(Personal Digital Cellular )方式などの時分割マルチプルアクセス（ＴＤＭＡ）を用いた様々なシステムがある。昨今の携帯電話の急激な普及に伴い、特に先進国の主要な大都市部においては各システムに割り当てられた周波数帯域ではシステム利用者を賄いきれず、接続が困難であったり、通話途中で接続が切断するなどの問題が生じている。そこで、利用者が複数のシステムを利用できるようにして、実質的に利用可能な周波数の増加を図り、さらにサービス区域の拡充や各システムの通信インフラを有効活用することが提唱されている。
従来、複数のシステムに対応した小型軽量の高周波回路部品として、例えばEGSMとDCSの２つのシステムに対応した携帯通信機に用いられるデュアルバンド対応の高周波スイッチモジュールが特許文献１に開示されている。また、EGSM、DCS、PCSの３つのシステムに対応した携帯通信機に用いられるトリプルバンド対応の高周波スイッチモジュールが特許文献２で提案されている。
For example, EGSM (Extended Global System for Mobile Communications) method and DCS (Digital Cellular System) method, which are popular in Europe, PCS (Personal Communication Service) method, which is popular in the United States, are adopted in Japan. There are various systems using time division multiple access (TDMA) such as PDC (Personal Digital Cellular). With the rapid spread of mobile phones in recent years, especially in major metropolitan areas in developed countries, it is difficult to connect system users in the frequency bands allocated to each system, making it difficult to connect, or connecting in the middle of a call There are problems such as disconnection. Therefore, it has been proposed that the user can use a plurality of systems to increase the number of frequencies that can be substantially used, and further expand the service area and effectively use the communication infrastructure of each system.
Conventionally, as a small and light high-frequency circuit component compatible with a plurality of systems, for example, a dual-band high-frequency switch module used in a portable communication device compatible with two systems of EGSM and DCS is disclosed in
図２０にトリプルバンド高周波スイッチモジュールのブロック構成の一例を示す。共用のアンテナANT端子に接続された分波回路Dip（以下、分波器あるいはダイプレクサと言うことがあるが同等のものである。）によりEGSMの周波数帯の信号とDCS/PCSの周波数帯の信号を分波し（逆方向では合成するが、本明細書では分波で説明する。）、第１の高周波スイッチSW1はEGSM送信端子TxとEGSM受信端子Rxとを切り替え、第２の高周波スイッチSW2はDCS/PCS送信端子TxとDCS受信端子Rx及びPCS受信端子Rxとを切り替える。ローパスフィルタLPF1、LPF2は送信経路に挿入されハイパワーアンプで発生する高調波歪発生量を低減する。バンドパスフィルタSAW1、SAW2、SAW3はアンテナANTからの受信信号のうち不要周波数成分を除去し、必要成分だけをローノイズアンプに送る。従って、EGSM送信端子TxとDCS／PCS送信端子Txの前段にはハイパワーアンプHPA1、HPA2が設けられ、EGSM受信端子RxとDCS受信端子Rx及びPCS受信端子Rxの後段にはローノイズアンプLNA1、LNA2、LNA3が設けられている。 FIG. 20 shows an example of a block configuration of a triple band high frequency switch module. Signals in the EGSM frequency band and DCS / PCS frequency band by a demultiplexing circuit Dip (hereinafter sometimes referred to as a demultiplexer or diplexer) connected to the shared antenna ANT terminal The first high-frequency switch SW1 switches between the EGSM transmission terminal Tx and the EGSM reception terminal Rx, and the second high-frequency switch SW2 Switches between the DCS / PCS transmission terminal Tx, the DCS reception terminal Rx, and the PCS reception terminal Rx. The low-pass filters LPF1 and LPF2 are inserted in the transmission path to reduce the amount of harmonic distortion generated by the high power amplifier. The band pass filters SAW1, SAW2, and SAW3 remove unnecessary frequency components from the received signal from the antenna ANT, and send only the necessary components to the low noise amplifier. Therefore, high power amplifiers HPA1 and HPA2 are provided before the EGSM transmission terminal Tx and the DCS / PCS transmission terminal Tx, and low noise amplifiers LNA1 and LNA2 are provided after the EGSM reception terminal Rx, the DCS reception terminal Rx, and the PCS reception terminal Rx. , LNA3 is provided.
携帯通信機の小型軽量化の要求は依然として強く、部品の共有化や機能を集約したモジュール化が進められている。例えば、図２０の点線で囲まれた回路部品は、LTCC（Low Temperature Co-fired Ceramics）等の誘電体シートを多層に積み重ねた積層体内に伝送線路やコンデンサを電極パターンにより形成し、ダイオード等を積層体上に搭載したマルチバンド用アンテナスイッチモジュールASMとして実現されている（ここではアンテナまでを含めてアンテナスイッチモジュールと言うが高周波スイッチモジュールと言い換えても良い。以下同様。）。また、一点鎖線で囲まれた範囲のモジュール化についてもディスクリートのSAWフィルタを積層体上に搭載した形で実現されている。 There is still a strong demand for reducing the size and weight of portable communication devices, and parts sharing and modularization of functions are being promoted. For example, the circuit component surrounded by the dotted line in FIG. 20 includes a transmission line and a capacitor formed by an electrode pattern in a laminated body in which dielectric sheets such as LTCC (Low Temperature Co-fired Ceramics) are stacked in multiple layers, and a diode or the like. It is realized as a multi-band antenna switch module ASM mounted on a laminate (here, antenna switches including antennas may be referred to as high-frequency switch modules; the same shall apply hereinafter). In addition, modularization within the range surrounded by the alternate long and short dash line is also realized by mounting a discrete SAW filter on the laminate.
一方、携帯通信機の送信側では比較的大電力の信号を出力するために、数Ｗ程度のハイパワーアンプ（本発明ではパワーアンプ等と区別をせず高周波増幅器と言うがパワーアンプ、アンプ等と記す場合がある。）が用いられる。携帯電話機等は小型で低消費電力にする必要があるため、ＤＣ電力の大部分を消費するハイパワーアンプには、ＤＣ−ＲＦ電力変換効率（電力付加効率とも言う。）が高く小型であることが求められる。特に携帯電話機等においては、機器が小型であることと、電池の１回充電当たりの通話時間の長さが製品の重要なセールス・ポイントであるために、ハイパワーアンプの小型化と高効率化が必須である。ハイパワーアンプまで含めた回路部品のモジュール化は検討課題であるが、実際LTCC等で積層モジュール化することは実現されていない。 On the other hand, in order to output a relatively high power signal on the transmission side of the portable communication device, a high power amplifier of about several watts (in the present invention, it is called a high frequency amplifier without being distinguished from a power amplifier etc., but a power amplifier, an amplifier etc. Is used). Since mobile phones and the like need to be small and have low power consumption, a high-power amplifier that consumes most of DC power has high DC-RF power conversion efficiency (also referred to as power added efficiency) and is small. Is required. Especially in mobile phones, the high power amplifier is downsized and highly efficient because the device is small and the length of talk time per battery charge is an important selling point of the product. Is essential. Although modularization of circuit components including high-power amplifiers is an issue to be studied, it has not been realized to make a multilayer module with LTCC or the like.
これらアンプとアンテナ或いはアンテナスイッチモジュールに関与する従来技術として、受信専用アンテナとアンプを積層体上に搭載し、両者間に位相調整回路を設けたアンテナ装置が特許文献３にある。しかしながら、このものはアンプから漏れた電磁波を当該受信専用アンテナ（パッチアンンテナ）自身が受信した場合の閉ループの位相ずれを調整するためのものであった。即ち、高周波スイッチ機能を複合化したものではない。
また、複数の誘電体層を積層してなる多層基板に高周波スイッチとアンプを構成する伝送線路やコンデンサを内蔵し、多層基板上にトランジスタ等を搭載してモジュール化することが特許文献４に開示されている。しかし、このものでは構想を示すだけで両者を一体化したときの現実的な問題点や手段は何ら開示されておらず実現困難なものであった。
さらに、ハイパワーアンプとこの出力電力をモニタするカプラを一体化し、両者間の整合をスプリアス周波数において非共役整合に設定した高周波用送信モジュールが特許文献５に開示されている。しかしながら、この高周波用送信モジュールは、ハイパワーアンプとカプラのモジュール化を対象とするものであり、さらに高周波部品間の挿入損失低減と高調波減衰特性の劣化についての具体的な解決手段は提示されていない。
As a conventional technique related to these amplifiers and antennas or antenna switch modules,
Further, Patent Document 4 discloses that a multilayer substrate formed by laminating a plurality of dielectric layers incorporates a transmission line and a capacitor constituting a high-frequency switch and an amplifier, and a transistor is mounted on the multilayer substrate to form a module. Has been. However, in this case, only a concept was shown and practical problems and means when the two were integrated were not disclosed and it was difficult to realize.
Further,
以上のように、従来、マルチバンド用のアンテナスイッチモジュールと高周波増幅器回路までを一つの積層体内に複合モジュール化して実現した例は見当たらない。従い、携帯通信機の組立てメーカでは、既存の高周波増幅器回路と既存の高周波スイッチモジュールを種々組み合わせ、変換効率や高調波発生量等の送信特性もしくはアンテナ出力特性をモニタした結果、相性の良い組み合わせを選定する設計手法に留まっているのが実情である。
そこで、高周波増幅器HPAとアンテナスイッチモジュールASMの整合を図りながら一つの積層体内に複合モジュール化することが考えられる（図２０のASM＋HPAの範囲）。しかしながら、複合モジュール化して小型化は図れたとしても、ディスクリートで組み合わせた場合と同様の問題が解決されるわけではない。例えば、高周波増幅器の出力端子とアンテナスイッチモジュールの送信端子はそれぞれ略50Ω整合を狙って設計されるが、各々が厳密に50Ωになっているわけではなく、可能な範囲で50Ω近辺に設定されている場合が一般的である。例えば、高周波増幅器HPA側が45Ωで位相120度の位置にあり、アンテナスイッチモジュールASM側が52Ωで位相80度の位置にあったとしてもお互い50Ω整合していると見なしている。結局、送信帯域におけるスミスチャート中央の50Ω近辺を狙ってはいるが、お互いのリアクタンスまでも含んだインピーダンス関係を考慮していない。結果として必要周波数帯域での損失が大きくなったり、また不要周波数帯域での減衰量が不充分であったりと言った問題が生じる。
As described above, there has been no example in which a multi-band antenna switch module and a high-frequency amplifier circuit are realized as a composite module in one laminated body. Therefore, portable communication device assembly manufacturers have various combinations of existing high-frequency amplifier circuits and existing high-frequency switch modules, and as a result of monitoring transmission characteristics such as conversion efficiency and harmonic generation, or antenna output characteristics, a combination with good compatibility is obtained. The reality is that the design method to be selected remains.
Therefore, it is conceivable to form a composite module in one laminate while matching the high-frequency amplifier HPA and the antenna switch module ASM (range ASM + HPA in FIG. 20). However, even if the size can be reduced by using a composite module, the same problem as that in the case of a discrete combination is not solved. For example, the output terminal of the high-frequency amplifier and the transmission terminal of the antenna switch module are each designed to match approximately 50Ω, but each is not strictly 50Ω, and is set around 50Ω as much as possible. It is common to have For example, even if the high frequency amplifier HPA side is 45Ω and in the position of 120 degrees and the antenna switch module ASM side is in the position of 52Ω and the phase of 80 degrees, it is regarded as 50Ω matching with each other. In the end, we are aiming for the vicinity of 50Ω at the center of the Smith chart in the transmission band, but we do not consider the impedance relationship including the mutual reactance. As a result, there arises a problem that the loss in the necessary frequency band becomes large and the amount of attenuation in the unnecessary frequency band is insufficient.
他方、アンテナスイッチモジュール単体では送信帯域の広帯域化を図っていたとしても、高周波増幅器と接続した後の全体特性を測定すると、送信帯域が広帯域となっていない場合がある。これは、高周波増幅器の後段に接続される負荷、この場合はアンテナスイッチモジュールによって高周波増幅器内部に変化が生じるからである。具体的には、高周波増幅器の出力端子側は最終増幅段の半導体素子とその後段で出力端子までを接続する出力整合回路で構成されているが、この出力整合回路の入力インピーダンスZ4に変化が生じるからである。 On the other hand, even if the antenna switch module itself is intended to widen the transmission band, the transmission band may not be wide when measuring the overall characteristics after being connected to the high frequency amplifier. This is because a load connected to the subsequent stage of the high-frequency amplifier, in this case, the antenna switch module causes a change in the high-frequency amplifier. Specifically, the output terminal side of the high-frequency amplifier is composed of a semiconductor element in the final amplification stage and an output matching circuit that connects the output terminal in the subsequent stage, but a change occurs in the input impedance Z4 of this output matching circuit. Because.
本発明はこのような問題に鑑み、送信帯域での広帯域整合を実現すること、必要な基本周波数帯域での挿入損失を最小に抑えること、そしてこれらを同時に実現する高周波部品を提供するものである。また、これらを一つの積層体内に構成し小型軽量化を図った高周波モジュールを提供し、さらにこれらを用いた通信機を提供するものである。 In view of such problems, the present invention provides a high-frequency component that realizes broadband matching in a transmission band, minimizes insertion loss in a necessary fundamental frequency band, and realizes these simultaneously. . In addition, the present invention provides a high-frequency module that is configured in a single laminated body and is reduced in size and weight, and further provides a communication device using the same.
本発明は、高周波増幅器回路と、この高周波増幅器回路で増幅された高周波信号を処理する後段の高周波回路とを接続した高周波部品であって、
前記高周波増幅器回路は、少なくとも半導体素子と、出力整合回路を備え、
前記後段の高周波回路は、少なくとも、送信系と受信系を切り替えるスイッチ回路を備え、
前記出力整合回路によって前記高周波増幅器回路と前記後段の高周波回路との接続におけるインピーダンス整合が取られるとともに、
前記高周波増幅器回路と、前記後段の高周波回路との位相関係において、
前記後段の高周波回路と前記出力整合回路とが接続される接続基準面から前記後段の高周波回路側を見たときの前記高周波信号の基本周波数帯域におけるインピーダンスZ2の位相θ2が、−125度〜90度の領域（ここで、−125度〜90度の領域とはスミスチャート上で０点から時計回りの−125度〜−180度の範囲と、反時計回りの90度〜180度の範囲をまとめて−125度〜90度とする）に位相調整されることにより、前記高周波信号の基本周波数帯域における周波数に対する前記出力整合回路の入力インピーダンスの変化が抑えられ、前記高周波増幅器回路と前記後段の高周波回路との前記高周波信号の基本周波数帯域における整合がとられるように、前記高周波増幅器回路と前記後段の高周波回路が一体化されて複合モジュール化されている高周波部品である。
The present invention is a high-frequency component that connects a high-frequency amplifier circuit and a subsequent high-frequency circuit that processes a high-frequency signal amplified by the high-frequency amplifier circuit,
The high-frequency amplifier circuit includes at least a semiconductor element and an output matching circuit,
The latter-stage high-frequency circuit includes at least a switch circuit that switches between a transmission system and a reception system,
Impedance matching in the connection between the high-frequency amplifier circuit and the subsequent high-frequency circuit is taken by the output matching circuit,
Said RF amplifier circuit, the phase relationship between the subsequent high-frequency circuit,
The phase θ2 of the impedance Z2 in the fundamental frequency band of the high-frequency signal when the rear-stage high-frequency circuit side is viewed from the connection reference plane to which the rear-stage high-frequency circuit and the output matching circuit are connected is −125 degrees to 90 degrees. Degree range (Here, the range of -125 degrees to 90 degrees is the range of -125 degrees to -180 degrees clockwise from the 0 point and the range of 90 degrees to 180 degrees counterclockwise on the Smith chart. Conclusion the Rukoto is phase adjusted to) and -125 degrees to 90 degrees, the change in the input impedance of the output matching circuit for the frequency of the fundamental frequency band of the high frequency signal is suppressed, the high-frequency amplifier circuit and the subsequent The high-frequency component in which the high-frequency amplifier circuit and the subsequent-stage high-frequency circuit are integrated into a composite module so that matching in the fundamental frequency band of the high-frequency signal with the high-frequency circuit is achieved. The
本発明において、前記接続基準面から前記高周波増幅器回路側を見たときの前記高周波信号の基本周波数帯域におけるインピーダンスZ1の位相θに対して共役整合の関係にある位相をθ1（−θ）としたとき、前記インピーダンスZ2の位相θ2がθ1±90度の領域内にあることが好ましい。 In the present invention, when the high frequency amplifier circuit side is viewed from the connection reference plane, a phase having a conjugate matching with respect to the phase θ of the impedance Z1 in the fundamental frequency band of the high frequency signal is defined as θ1 (−θ). In this case, it is preferable that the phase θ2 of the impedance Z2 is in the region of θ1 ± 90 degrees.
また本発明において、前記後段の高周波回路が、送信系と受信系を切り替えるスイッチ回路を少なくとも１つ有するスイッチモジュール回路であることが好ましく、そのスイッチモジュール回路に、通過帯域が異なる複数の送受信系に信号を分波する分波回路を有することが好ましい。また、前記スイッチモジュール回路に、ローパスフィルタを有することも好ましい。 In the present invention, the subsequent high-frequency circuit is preferably a switch module circuit having at least one switch circuit for switching between a transmission system and a reception system, and the switch module circuit includes a plurality of transmission / reception systems having different pass bands. It is preferable to have a demultiplexing circuit for demultiplexing the signal. The switch module circuit preferably includes a low-pass filter .
また本発明において、後段の高周波回路としては、カプラ回路、アイソレータ回路、フィルタ回路のうちの少なくとも1種で構成することが出来るし、高周波増幅器回路と高周波スイッチ回路との間にカプラ回路、アイソレータ回路、フィルタ回路のうちの少なくとも1種を挿入して構成することも出来る。 In the present invention, the high-frequency circuit in the subsequent stage can be composed of at least one of a coupler circuit, an isolator circuit, and a filter circuit, and a coupler circuit and an isolator circuit between the high-frequency amplifier circuit and the high-frequency switch circuit. It is also possible to configure by inserting at least one of the filter circuits.
また本発明において、前記後段の高周波回路と前記高周波増幅器回路との間に位相調整回路を設けて、位相調整をすることができる。また、この位相調整回路としてはＬＣ回路を用いることが好ましい。また、高周波増幅器回路や後段の高周波回路の伝送線路及び／又はＬＣ回路を用いて位相調整することもできる。In the present invention, a phase adjustment circuit may be provided between the subsequent high-frequency circuit and the high-frequency amplifier circuit to adjust the phase. Further, an LC circuit is preferably used as the phase adjustment circuit. In addition, the phase can be adjusted by using a high-frequency amplifier circuit, a transmission line of a subsequent high-frequency circuit, and / or an LC circuit.
また本発明において、前記高周波増幅器回路が、少なくとも半導体素子と電源供給回路と整合回路とを有し、前記電源供給回路と整合回路を構成する伝送線路及びＬＣ回路の少なくとも一部が、電極パターンと誘電体層との積層体内に電極パターンにより構成され、前記半導体素子またはＬＣ回路の一部を構成するチップ素子が前記積層体上に配置されて高周波増幅器モジュール部を構成し、前記後段の高周波回路が、送信系又は受信系との接続を切り替えるスイッチ回路を有し、前記スイッチ回路がスイッチング素子と伝送線路を主構成とし、前記スイッチ回路の伝送線路の少なくとも一部が、電極パターンと誘電体層との前記積層体内に電極パターンにより構成され、前記スイッチング素子またはＬＣ回路の一部を構成するチップ素子が前記積層体上に配置されてスイッチモジュール部を構成し、この高周波増幅器モジュール部と前記スイッチモジュール部を一体に構成した高周波モジュールによって、上記した本発明の高周波部品を高周波モジュールとして構成することが好ましい。In the present invention, the high-frequency amplifier circuit includes at least a semiconductor element, a power supply circuit, and a matching circuit, and at least a part of the transmission line and the LC circuit constituting the power supply circuit and the matching circuit includes an electrode pattern. A chip element that is configured by an electrode pattern in a laminate with a dielectric layer and that forms part of the semiconductor element or LC circuit is disposed on the laminate to form a high-frequency amplifier module unit, and the subsequent high-frequency circuit Has a switch circuit for switching the connection with the transmission system or the reception system, the switch circuit mainly includes a switching element and a transmission line, and at least a part of the transmission line of the switch circuit includes an electrode pattern and a dielectric layer. And a chip element that constitutes a part of the switching element or the LC circuit. The above-described high-frequency component of the present invention is preferably configured as a high-frequency module by a high-frequency module that is disposed on the laminate and constitutes a switch module portion, and the high-frequency amplifier module portion and the switch module portion are integrally formed. .
本発明の高周波モジュールは、前記スイッチ回路の各送信系にローパスフィルタを有し、当該ローパスフィルタはＬＣ回路からなり、このＬＣ回路は電極パターンと誘電体層との積層体内に電極パターンにより構成されていることが望ましい。 The high-frequency module of the present invention has a low-pass filter in each transmission system of the switch circuit, and the low-pass filter includes an LC circuit, and the LC circuit is configured by an electrode pattern in a laminate of an electrode pattern and a dielectric layer. It is desirable that
本発明は、通信機上記した高周波部品または高周波モジュールに１つの共用アンテナを接続して搭載した通信機となすことができる。 The present invention can be a communication device in which one common antenna is connected to the high-frequency component or high-frequency module described above.
本発明によれば、送信帯域において広帯域整合となし、且つ必要な基本周波数帯域での挿入損失を最小に抑えるようにした損失が無く変換効率の高い特性の優れた高周波部品が得られる。さらに一つの積層体内に機能を一体化した安価で小型軽量のマルチバンド用高周波モジュールが得られる。そしてこれらを用いた高性能な通信機を提供することができる。 According to the present invention, it is possible to obtain a high-frequency component having excellent characteristics with high conversion efficiency and no loss in which transmission band is matched in the transmission band and insertion loss in the necessary fundamental frequency band is minimized. Furthermore, an inexpensive, small, and light weight multiband high-frequency module in which functions are integrated in one laminated body can be obtained. A high-performance communication device using these can be provided.
先ず、本願発明者は、高周波増幅器回路と後段の高周波回路との位相関係が送信時の整合帯域幅および挿入損失に及ぼす影響について検討した。図５に示すように高周波増幅器PAと出力整合回路MNを備えた高周波増幅器回路と後段の高周波回路であるアンテナスイッチモジュールASMを接続し、その前段に移相器PSを挿入したモデルを用いた。図５において、出力整合回路MNの入力インピーダンスZ4について、後段の高周波回路と前記高周波増幅器回路との間の接続基準面から見たASM側のインピーダンスZ2の位相θ2の変化と出力整合回路MNの入力インピーダンスZ4の送信帯域における偏差との関係を調べた。その結果を図1にASM側位相θ2とZ4のインピーダンス偏差の関係を示し、図２にスミスチャート上での位置を示す。なお、図1において、横軸はアンテナスイッチモジュールASM側の入力位相θ2を、左縦軸に出力整合回路の入力端から見た出力整合回路のインピーダンスZ4のMAG(インピーダンスZ4の絶対値、スミスチャート上では半径)偏差を、右縦軸に出力整合回路の入力端から見た出力整合回路のインピーダンスZ4のDEG(インピーダンスZ4の位相角度、スミスチャート上では中央右ショート位置からの角度)偏差を示している。送信帯域における偏差であるので、各々が小さいほど帯域でのインピーダンス変化が少ないことを意味し、すなわち、両者が小さい領域で広帯域整合が図れることを意味する。許容範囲として、MAG偏差は横軸X1で示す0.09以下を許容範囲とした。DEG偏差は０を中心とした横軸X2で示す範囲で±0.6度とした。 First, the inventor of the present application examined the influence of the phase relationship between the high-frequency amplifier circuit and the subsequent high-frequency circuit on the matching bandwidth and insertion loss during transmission. As shown in FIG. 5, a model was used in which a high-frequency amplifier circuit including a high- frequency amplifier PA and an output matching circuit MN and an antenna switch module ASM, which is a subsequent high-frequency circuit, are connected and a phase shifter PS is inserted in the previous stage. In FIG. 5, with respect to the input impedance Z4 of the output matching circuit MN, the change in the phase θ2 of the impedance Z2 on the ASM side as viewed from the connection reference plane between the high-frequency circuit at the subsequent stage and the input of the output matching circuit MN The relationship between the impedance Z4 and the deviation in the transmission band was investigated. FIG. 1 shows the relationship between the ASM side phase θ2 and the impedance deviation of Z4, and FIG. 2 shows the position on the Smith chart. In FIG. 1, the horizontal axis represents the input phase θ2 on the antenna switch module ASM side, and the left vertical axis represents the MAG of the impedance Z4 of the output matching circuit viewed from the input end of the output matching circuit (absolute value of impedance Z4 , Smith chart). Radius) deviation on the right, and the vertical axis on the right shows the DEG (phase angle of impedance Z4, angle from the center right short position on the Smith chart) deviation of impedance Z4 of the output matching circuit viewed from the input end of the output matching circuit. ing. Since it is a deviation in the transmission band, it means that the smaller each is, the smaller the impedance change in the band is, that is, wide band matching can be achieved in a region where both are small. As an allowable range, the MAG deviation was set to 0.09 or less indicated by the horizontal axis X1. The DEG deviation was set to ± 0.6 degrees in the range indicated by the horizontal axis X2 centered on 0.
次に、アンテナスイッチモジュールASMの前に移相器PSを置き、接続基準面から見た高周波増幅器側のインピーダンスZ1を固定し、アンテナスイッチモジュール側のインピーダンスZ2を変化させ、ASM側の位相変化と挿入損失及び基本周波数と2倍波、3倍波周波数における減衰量について調べた。基本周波数における結果を図３にASM側入力位相と挿入損失の特性線図で示し、図４に位相関係をスミスチャート上に示した。
尚、本発明では便宜上、高周波増幅器側のインピーダンスZ1を固定し、後段のアンテナスイッチモジュール（高周波回路）側のインピーダンスZ2を変化調整した例に基づいて説明するが、逆にアンテナスイッチモジュール（高周波回路）側のインピーダンスZ2を固定し、高周波増幅器側のインピーダンスZ1を変化調整することでも本発明は実施できる。さらに、両側(高周波増幅器HPA、アンテナスイッチモジュールASM)を適宜調整することでも本発明は実施できる。
また、本発明では高周波スイッチ回路、高周波スイッチモジュールに対しアンテナを接続した場合にアンテナスイッチ回路、アンテナスイッチモジュールと呼んでおり、これらに実質的な相違はない。このことは特許請求の範囲についても言えることである。
Next, place the phase shifter PS in front of the antenna switch module ASM, fix the impedance Z1 on the high frequency amplifier side seen from the connection reference plane, change the impedance Z2 on the antenna switch module side, and change the phase on the ASM side The insertion loss, fundamental frequency, and attenuation at the second and third harmonic frequencies were investigated. The results at the fundamental frequency are shown in FIG. 3 as a characteristic diagram of the ASM side input phase and insertion loss, and FIG. 4 shows the phase relationship on the Smith chart.
In the present invention, for the sake of convenience, the impedance Z1 on the high-frequency amplifier side is fixed and the impedance Z2 on the antenna switch module (high-frequency circuit) side in the subsequent stage is changed and adjusted, but conversely, the antenna switch module (high-frequency circuit) The present invention can also be implemented by fixing the impedance Z2 on the) side and changing and adjusting the impedance Z1 on the high frequency amplifier side. Furthermore, the present invention can also be implemented by appropriately adjusting both sides (high frequency amplifier HPA, antenna switch module ASM).
In the present invention, when an antenna is connected to the high frequency switch circuit and the high frequency switch module, they are called an antenna switch circuit and an antenna switch module, and there is no substantial difference between them. This is also true for the claims.
以上の検討の結果、位相変化と挿入損失や高調波減衰量には密接な関係があることを知見した。これをまとめると、
（１）インピーダンスZ4の変化量（偏差）を抑えることにより送信帯域の広帯域整合化が図られる。即ち、MAG偏差とDEG偏差が共に小さい位相範囲に調整することにより広帯域を実現できる。これは図１よりDEG偏差がX2の範囲内にあって、且つMAG偏差がX1以下の範囲が相当する。その範囲の端点を△で示した。このように−125度〜−180度と90度〜180度の範囲であることが分かる。よって、接続基準面から見たアンテナスイッチモジュール（後段の高周波回路）側のインピーダンスZ2の位相θ2を図２のスミスチャート上で表す−125度〜90度の領域に位相調整すれば送信帯域の広帯域整合化が実現できる。
（２）基準面から見たアンテナスイッチモジュール側の位相θ2が、高周波増幅器側の位相θの符号を反転させた位相θ1（−θ）のとき挿入損失及び減衰量は最小となる。即ち、インピーダンスZ1の共役インピーダンスに相当する位相θ1で挿入損失が最小となる。基本周波数帯域を示した図３において山である-130度付近が最小挿入損失であり、共役整合位置であることを示している。また、そこから180度ずれた位置に谷があり、高挿入損失であることを示している。図３が正弦波的な波形をしていることから、この波形の中央より上を許容すると、基本周波数ではインピーダンスZ2の位相θ2をθ1±90度の範囲に位相調整すれば低挿入損失が実現できる。
（３）基準面から見たアンテナスイッチモジュール側の位相θ2が、θ1の逆位相θ0(θ1±180度)で挿入損失及び減衰量は最大となる。よって、不要周波数帯域についてはインピーダンスZ2の位相θ2をθ1の逆位相θ0を含む非共役整合の領域に位相調整すれば2倍、3倍波高調波を効果的に減衰することができる。
As a result of the above study, we found that there is a close relationship between phase change and insertion loss and harmonic attenuation. In summary,
(1) Broadband matching of the transmission band can be achieved by suppressing the change amount (deviation) of the impedance Z4. That is, a broadband can be realized by adjusting the phase range in which both the MAG deviation and the DEG deviation are small. This corresponds to the range in which the DEG deviation is within the range of X2 and the MAG deviation is less than or equal to X1 from FIG. The end point of the range is indicated by Δ. Thus, it can be seen that the range is −125 degrees to −180 degrees and 90 degrees to 180 degrees. Therefore, if the phase θ2 of the impedance Z2 on the antenna switch module (the subsequent high-frequency circuit) side as seen from the connection reference plane is adjusted to the range of −125 degrees to 90 degrees shown on the Smith chart of FIG. Consistency can be realized.
(2) When the phase θ2 on the antenna switch module side viewed from the reference plane is a phase θ1 (−θ) obtained by inverting the sign of the phase θ on the high frequency amplifier side, the insertion loss and the attenuation amount are minimized. That is, the insertion loss is minimized at the phase θ1 corresponding to the conjugate impedance of the impedance Z1. In FIG. 3 showing the fundamental frequency band, a peak near −130 degrees is the minimum insertion loss, which is a conjugate matching position. In addition, there is a valley at a position shifted 180 degrees from that, indicating a high insertion loss. Since Fig. 3 shows a sinusoidal waveform, if the center of the waveform is allowed to be higher, a low insertion loss can be achieved by adjusting the phase θ2 of the impedance Z2 within the range of θ1 ± 90 degrees at the fundamental frequency. it can.
(3) The insertion loss and the attenuation amount are maximized when the phase θ2 on the antenna switch module side viewed from the reference plane is the reverse phase θ0 (θ1 ± 180 degrees) of θ1. Therefore, with respect to the unnecessary frequency band, the second and third harmonics can be effectively attenuated by adjusting the phase θ2 of the impedance Z2 to the non-conjugated matching region including the antiphase θ0 of θ1.
尚、共役インピーダンスとは、あるインピーダンスに対して複素共役の関係にあるインピーダンスである。等しい抵抗成分と大きさが等しく符号が反対のリアクタンス分をもつインピーダンスの関係をいい、θのインピーダンス（Ｒ＋ｊＸ）とθ1のインピーダンス（Ｒ−ｊＸ）は複素共役である。このような関係を共役整合と言いインピーダンス整合が実現する。ここで（Ｒ＋ｊＸ）と（Ｒ−ｊＸ）による共役整合が理想的で最適であるが、（Ｒ’−ｊＸ）というリアクタンス部分のみを考慮し調整するだけでも効果があることを本検討により知見した。また、インピーダンス（Ｒ＋ｊＸ）全てを合わせるのは難しいが、少なくとも位相を考慮すれば十分な効果があり、且つ現実的な調整手段であることが分かった。 The conjugate impedance is an impedance having a complex conjugate relationship with a certain impedance. The relationship between impedance components having equal resistance components and reactance components having equal magnitudes and opposite signs is shown. The impedance of θ (R + jX) and the impedance of θ1 (R-jX) are complex conjugates. Such a relationship is called conjugate matching, and impedance matching is realized. Here, the conjugate matching by (R + jX) and (R−jX) is ideal and optimal, but it has been found by this examination that adjustment is possible only by considering only the reactance part (R′−jX). . Further, it is difficult to match all the impedances (R + jX), but it has been found that there is a sufficient effect if at least the phase is taken into consideration, and it is a practical adjustment means.
以上のことより、第１の発明は、インピーダンスZ2の位相θ2を−125度〜90度の領域に位相調整することにより、送信帯域での広帯域整合を図るものである。
第２の発明は、インピーダンスZ2の位相θ2を共役インピーダンスθ1±90度の領域に位相調整することにより、基本周波数帯域において低挿入損失を図るものである。
第３の発明は、インピーダンスZ2の位相θ2をθ1±90度の共役整合領域内で、且つ−125度〜90度の範囲と重なる領域に位相調整することにより、送信帯域での広帯域整合を図ると共に、基本周波数帯域において低挿入損失を実現するものである。
From the above, the first invention is intended to achieve wideband matching in the transmission band by adjusting the phase θ2 of the impedance Z2 to a region of −125 degrees to 90 degrees.
In the second invention, the phase θ2 of the impedance Z2 is adjusted in the region of the conjugate impedance θ1 ± 90 degrees to achieve low insertion loss in the fundamental frequency band.
In the third aspect of the invention, the phase θ2 of the impedance Z2 is adjusted within the conjugate matching region of θ1 ± 90 degrees and the region overlapping the range of −125 degrees to 90 degrees, thereby achieving broadband matching in the transmission band. At the same time, low insertion loss is realized in the fundamental frequency band.
また、不要な2倍波、3倍波のｎ次高調波周波数帯域においては高調波減衰量を最大にするために、この周波数帯域においてはインピーダンスZ2の位相θ2を非共役整合に相当する範囲に位相調整するものである。θ2の調整範囲は最大減衰量に対し5dB劣化を許容する場合θ0±120度の領域とし、好ましくは3dB劣化を許容するθ0±90度であり、更に好ましくはθ0±45度である。尚、ここでの位相θ2はｎ次高調波周波数帯域を対象とするもので、上記した第１、第２の発明の基本周波数帯域におけるθ2とは別である。このように高調波回路では周波数ｆによって、インピーダンスZが変化するため、同じインピーダンスZ2であっても、見るべき周波数が異なれば、それだけ異なったθ２が存在する。例えば、第１の発明では広帯域整合を狙うためのθ２であり、第２の発明では基本波での低挿入損失を狙うθ２である。そしてn倍波の減衰量を最大に狙うθ２があるという具合である。 Also, in order to maximize the harmonic attenuation in the unnecessary 2nd harmonic and 3rd harmonic n frequency bands, the phase θ2 of the impedance Z2 is set to a range corresponding to non-conjugated matching in this frequency band. The phase is adjusted. The adjustment range of θ2 is a region of θ0 ± 120 degrees when 5 dB deterioration is allowed with respect to the maximum attenuation, preferably θ0 ± 90 degrees allowing 3dB deterioration, and more preferably θ0 ± 45 degrees. The phase θ2 here is for the nth harmonic frequency band, and is different from θ2 in the fundamental frequency band of the first and second inventions described above. As described above, in the harmonic circuit, the impedance Z changes depending on the frequency f. Therefore, even if the impedance Z2 is the same, if the frequency to be viewed is different, there is a different θ2. For example, in the first invention, θ2 is aimed at wideband matching, and in the second invention, θ2 is aimed at low insertion loss in the fundamental wave. And there is θ2 aiming at the maximum attenuation of the n-th harmonic.
以下、本発明の高周波部品と高周波モジュールの一実施例を、アンテナスイッチモジュールと高周波増幅器を用いて携帯電話システムを例に説明する。
先ず、一般に携帯電話システムでは、周囲の携帯電話機との混信を避けるため、基地局から携帯電話へ向けて、発信出力が交信に必要な最小限度のパワーとなるように制御信号(パワーコントロール信号)が送られている。この制御信号に基づいて動作するAPC(Automatic Power Control)回路によって、送信側出力段の高周波増幅器では、その送信出力が通話に必要な出力となるようにゲート電圧が制御される。これは実際に高周波増幅器から出力されている電力をモニタして得られた検知信号と、基地局からのパワーコントロール信号とを比較し制御される。このように、携帯電話の通信システムでは周囲環境に適応するよう出力を可変させて通話をおこなうことにより、他の携帯電話との間で混信を生じ難くくし、通話品質を安定維持できるように構築されている。また、欧州のデジタル携帯電話のシステムにおいて高周波増幅器の出力検出回路は大きく分けて2つの方式がある。一つは高周波増幅器の出力端子にカプラ回路を取り付け、出力電力を検出する方式と、もう一つの方式は高周波増幅器部に1〜10Ω程度の抵抗を付け、電圧降下から消費電力を求め、高周波電力に換算する方式の2つである。一般的に前者は積層体への回路形成で実現され、後者には色々な種類の派生手段がある。例えば搭載部品や半導体チップへの回路集積で実現される等である。以下の実施例は、後者の方式で出力電力をモニタする機能が予め備えられた半導体チップを用いている場合である。
An embodiment of the high-frequency component and high-frequency module according to the present invention will be described below by taking a cellular phone system as an example using an antenna switch module and a high-frequency amplifier.
First, in general, in a mobile phone system, in order to avoid interference with surrounding mobile phones, a control signal (power control signal) is set so that the outgoing output becomes the minimum power necessary for communication from the base station to the mobile phone. Has been sent. With an APC (Automatic Power Control) circuit that operates based on this control signal, the gate voltage is controlled in the high-frequency amplifier at the transmission side output stage so that the transmission output becomes an output necessary for a call. This is controlled by comparing the detection signal obtained by actually monitoring the power output from the high-frequency amplifier with the power control signal from the base station. In this way, mobile phone communication systems are built to make it difficult for interference to occur with other mobile phones and to maintain stable call quality by changing the output to adapt to the surrounding environment. Has been. In European digital cellular phone systems, there are two main types of output detection circuits for high-frequency amplifiers. One is to attach a coupler circuit to the output terminal of the high-frequency amplifier and detect the output power, and the other is to attach a resistor of about 1 to 10Ω to the high-frequency amplifier section and obtain the power consumption from the voltage drop. There are two ways to convert to In general, the former is realized by forming a circuit in a laminate, and the latter has various types of derivation means. For example, it is realized by circuit integration on a mounted component or a semiconductor chip. The following embodiment is a case where a semiconductor chip provided with a function of monitoring output power by the latter method in advance is used.
さて、実施例の図６はEGSM、DCS、PCSトリプルバンド用アンテナスイッチモジュールの等価回路図を示す。図７に高周波増幅器の等価回路図を示し、図８に位相調整回路を説明する回路を示す。図９は位相調整を説明する図、図１０はローパスフィルタの例であり、図１１はハイパスフィルタの例である。図１２は位相調整後の周波数と電力付加効率の関係を示し、図１３は位相調整の状況を示すスミスチャート図である。図１４は複合積層モジュールの誘電体シートの一部展開図である。 FIG. 6 of the embodiment shows an equivalent circuit diagram of an antenna switch module for EGSM, DCS, and PCS triple bands. FIG. 7 shows an equivalent circuit diagram of the high-frequency amplifier, and FIG. 8 shows a circuit for explaining the phase adjustment circuit. 9 is a diagram illustrating phase adjustment, FIG. 10 is an example of a low-pass filter, and FIG. 11 is an example of a high-pass filter. FIG. 12 shows the relationship between the frequency after phase adjustment and power added efficiency, and FIG. 13 is a Smith chart showing the state of phase adjustment. FIG. 14 is a partial development view of the dielectric sheet of the composite laminated module.
図６においてダイプレクサDipは、伝送線路L1〜L4および容量C1〜C4により構成される。伝送線路L2と容量C1は直列共振回路を形成し、DCS帯域（送信周波数：1710〜1785MHz、受信周波数：1805〜1880MHz）およびPCS帯域（送信周波数：1850〜1910MHz、受信周波数：1930〜1990MHz）に共振周波数を持つように設計する。本例では1.8GHzに減衰極をあわせた。また、伝送線路L4と容量C3は直列共振回路を形成し、EGSM帯域(送信周波数：880〜915MHz、受信周波数：925〜960MHz)に共振周波数を持つように設計する。本例では0.9GHzに減衰極をあわせた。この回路により、EGSM系の信号とDCS／PCS系の信号とを分波合成することが可能となる。伝送線路L1、L3はDCS／PCS系の信号の周波数にとって高インピーダンスになるようにある程度の長さに設定するのが好ましい。これによりDCS／PCS系の信号がEGSM系の経路へ伝送しにくくなる。逆に容量C2、C4はEGSM系の信号の周波数にとって高インピーダンスになるように比較的小さい容量値に設定されるのが好ましい。これによりEGSM系の信号がDCS／PCS系の経路へ伝送しにくくなる。 In FIG. 6, the diplexer Dip includes transmission lines L1 to L4 and capacitors C1 to C4. The transmission line L2 and the capacitor C1 form a series resonance circuit, and in the DCS band (transmission frequency: 1710 to 1785 MHz, reception frequency: 1805 to 1880 MHz) and PCS band (transmission frequency: 1850 to 1910 MHz, reception frequency: 1930 to 1990 MHz) Design to have a resonant frequency. In this example, the attenuation pole is set to 1.8 GHz. The transmission line L4 and the capacitor C3 form a series resonance circuit and are designed to have a resonance frequency in the EGSM band (transmission frequency: 880 to 915 MHz, reception frequency: 925 to 960 MHz). In this example, the attenuation pole is set to 0.9 GHz. This circuit makes it possible to demultiplex and synthesize an EGSM signal and a DCS / PCS signal. The transmission lines L1 and L3 are preferably set to a certain length so as to have a high impedance with respect to the frequency of the DCS / PCS signal. This makes it difficult to transmit DCS / PCS signals to EGSM routes. On the other hand, the capacitors C2 and C4 are preferably set to relatively small capacitance values so as to have a high impedance for the frequency of the EGSM signal. This makes it difficult for EGSM signals to be transmitted to the DCS / PCS route.
第１のスイッチ回路SW1は、容量C5、C6、伝送線路L5、L6、PINダイオードD1、D2、および抵抗R1により構成される。伝送線路L5、L6はEGSMの送信周波数帯においてλ/4共振器となるように伝送線路の長さを設定する。ただし、伝送線路L5はEGSMの送信周波数においてグランドレベルがオープン（高インピーダンス状態）に見える程度のチョークコイルでも代用可能である。この場合インダクタンス値は10〜100ｎH程度が望ましい。抵抗R1はコントロール電源VC1がHigh状態での第1、第2のダイオードD1、D2に流れる電流を決定する。本例では100Ω〜200Ωを使用した。容量C5、C6はコントロール電源のDCカットのために必要である。コントロール電源VC1がHighの時にはPINダイオードD2には接続ワイヤなどの寄生インダクタンスが存在するため、これを打ち消すように容量C6と直列共振させる。容量Ｃ6の容量値は適宜設定する。 The first switch circuit SW1 includes capacitors C5 and C6, transmission lines L5 and L6, PIN diodes D1 and D2, and a resistor R1. The lengths of the transmission lines are set so that the transmission lines L5 and L6 are λ / 4 resonators in the EGSM transmission frequency band. However, the transmission line L5 can be replaced with a choke coil whose ground level appears to be open (high impedance state) at the EGSM transmission frequency. In this case, the inductance value is preferably about 10 to 100 nH. The resistor R1 determines the current flowing through the first and second diodes D1 and D2 when the control power supply VC1 is in the high state. In this example, 100Ω to 200Ω was used. Capacitances C5 and C6 are necessary for DC cut of the control power supply. When the control power source VC1 is high, the PIN diode D2 has a parasitic inductance such as a connection wire, and therefore, series resonance with the capacitor C6 is performed to cancel this. The capacitance value of the capacitor C6 is set as appropriate.
以上によりコントロール電源VC1がHighの時には、第１、第２のダイオードD1、D2は共にONとなり、第２のダイオードD2と伝送線路L6の接続点がグランドレベルとなり、λ/4共振器である伝送線路L6の反対側のインピーダンスが無限大となる。したがって、コントロール電源VC1がHighの時にはダイプレクサDip〜EGSM Rx間の経路では信号は通過できず、ダイプレクサDip〜EGSM Tx間の経路では信号が通過しやすくなる。一方、コントロール電源VC1がLowの時には第１のダイオードD1もOFFとなりダイプレクサDip〜EGSM Tx間の経路では信号は通過できず、また第２のダイオードD2もOFFであるので、ダイプレクサDip〜EGSM Rx間の経路では信号が通過しやすくなる。以上の構成により、EGSM信号の送受信の切り替えが可能となる。 As described above, when the control power supply VC1 is high, both the first and second diodes D1 and D2 are turned on, the connection point between the second diode D2 and the transmission line L6 becomes the ground level, and the transmission is a λ / 4 resonator. The impedance on the opposite side of the line L6 becomes infinite. Therefore, when the control power source VC1 is High, a signal cannot pass through the path between the diplexers Dip and EGSM Rx, and the signal easily passes through the path between the diplexers Dip and EGSM Tx. On the other hand, when the control power source VC1 is low, the first diode D1 is also turned off, and no signal can pass through the path between the diplexer Dip and EGSM Tx, and the second diode D2 is also turned off. It is easier for signals to pass through this route. With the above configuration, transmission / reception of EGSM signals can be switched.
第２のスイッチ回路SW2は、容量C7〜C10、伝送線路L7〜L10、PINダイオードD3〜D6、および抵抗R2、R3により構成される。伝送線路L7〜L10はDCS／PCSの信号の周波数においてλ/4共振器となるように伝送線路の長さを設定する。ただし、伝送線路L7、L9はそれぞれDCSの送信周波数において、PCSの送信周波数においてグランドレベルがオープン（高インピーダンス状態）に見える程度のチョークコイルでも代用可能である。この場合インダクタンス値は5〜60nH程度が望ましい。抵抗R2はコントロール電源VC2がHigh状態での第３、第４のダイオードD3、D4に流れる電流を決定する。本例では100Ω〜200Ωを使用した。抵抗R3はコントロール電源VC3がHigh状態での第５、第６のダイオードD5、D6に流れる電流を決定する。本実施例では100Ω〜2ｋΩを使用した。容量C7、C8、C10はコントロール電源のDCカットのために必要である。またコントロール電源VC2がHighの時にはPINダイオードD4には接続ワイヤなどの寄生インダクタンスが存在するため、容量C7と直列共振するように容量C7の容量値を設定する。 The second switch circuit SW2 includes capacitors C7 to C10, transmission lines L7 to L10, PIN diodes D3 to D6, and resistors R2 and R3. The lengths of the transmission lines are set so that the transmission lines L7 to L10 are λ / 4 resonators at the frequency of the DCS / PCS signal. However, the transmission lines L7 and L9 can also be replaced with a choke coil whose DCS transmission frequency is such that the ground level appears to be open (high impedance state) at the PCS transmission frequency. In this case, the inductance value is desirably about 5 to 60 nH. The resistor R2 determines the current flowing through the third and fourth diodes D3 and D4 when the control power supply VC2 is in the high state. In this example, 100Ω to 200Ω was used. The resistor R3 determines the current flowing through the fifth and sixth diodes D5 and D6 when the control power supply VC3 is in the high state. In this example, 100Ω to 2 kΩ was used. Capacitances C7, C8, and C10 are necessary for DC cut of the control power supply. When the control power supply VC2 is high, the PIN diode D4 has a parasitic inductance such as a connection wire, so the capacitance value of the capacitor C7 is set so as to resonate in series with the capacitor C7.
以上によりコントロール電源VC2がHighの時には、第３、第４のダイオードD3、D4は共にONとなり、第４のダイオードD4と伝送線路L8の接続点がグランドレベルとなり、λ/4共振器である伝送線路L8の反対側のインピーダンスが無限大となる。したがって、コントロール電源VC2がHighの時にはダイプレクサDip〜PCS RxおよびダイプレクサDip〜DCS Rx間の経路では信号は通過できず、ダイプレクサDip〜DCS／PCS Tx間の経路では信号が通過しやすくなる。一方、コントロール端子VC2がLowの時には第３のダイオードD3もOFFとなりダイプレクサDip〜DCS／PCS Tx間の経路では信号は通過できず、また第４のダイオードD4もOFFであるのでダイプレクサDip〜PCS RxおよびダイプレクサDip〜DCS Rx間の経路では信号が通過しやすくなる。 As described above, when the control power supply VC2 is High, the third and fourth diodes D3 and D4 are both turned ON, and the connection point between the fourth diode D4 and the transmission line L8 becomes the ground level, and the transmission is a λ / 4 resonator. The impedance on the opposite side of the line L8 becomes infinite. Therefore, when the control power source VC2 is High, signals cannot pass through the path between the diplexers Dip to PCS Rx and the diplexers Dip to DCS Rx, and signals easily pass through the path between the diplexers Dip to DCS / PCS Tx. On the other hand, when the control terminal VC2 is low, the third diode D3 is also turned OFF, and the signal cannot pass through the path between the diplexer Dip and DCS / PCS Tx, and the fourth diode D4 is also OFF, so the diplexer Dip to PCS Rx. The signal easily passes through the path between the diplexer Dip and the DCS Rx.
また、コントロール端子VC3がHighの時には、PINダイオードD6には接続ワイヤなどの寄生インダクタンスが存在するため、容量C10と直列共振するように容量C10の容量値を設定する。これによりコントロール端子VC3がHighの時には、第５、第６のダイオードD5、D6は共にONとなり、第６のダイオードD6と伝送線路L10の接続点がグランドレベルとなり、λ/4共振器である伝送線路L10の反対側のインピーダンスが無限大となる。したがって、コントロール端子VC3がHighの時にはDCS Rx間の経路には信号は通過できず、また第６のダイオードD6もOFFであるのでPCS Rx間の経路では信号が通過しやすくなる。逆にコントロール端子VC3がLowの時には第５のダイオードD5もOFFとなり、PCS Rx間の経路には信号は通過できず、DCS Rx間の経路では信号が通過しやすくなる。以上の構成により、コントロール端子VC2がHighの時にはDCS／PCS Txへ、コントロール端子VC2、VC3がそれぞれLow、Highの時にはPCS Rxへ、コントロール端子VC2およびコントロール端子VC3がLowの時にはDCS Rxへの切り替えが可能となる。 Further, when the control terminal VC3 is High, since there is a parasitic inductance such as a connection wire in the PIN diode D6, the capacitance value of the capacitor C10 is set so as to resonate in series with the capacitor C10. As a result, when the control terminal VC3 is High, both the fifth and sixth diodes D5 and D6 are turned on, the connection point of the sixth diode D6 and the transmission line L10 becomes the ground level, and the transmission is a λ / 4 resonator. The impedance on the opposite side of the line L10 becomes infinite. Therefore, when the control terminal VC3 is High, no signal can pass through the path between the DCS Rx, and the sixth diode D6 is also OFF, so that the signal easily passes through the path between the PCS Rx. On the other hand, when the control terminal VC3 is Low, the fifth diode D5 is also turned OFF, and the signal cannot pass through the path between the PCS Rx, and the signal easily passes through the path between the DCS Rx. With the above configuration, switching to DCS / PCS Tx when the control terminal VC2 is High, switching to PCS Rx when the control terminals VC2 and VC3 are Low and High respectively, and switching to DCS Rx when the control terminal VC2 and the control terminal VC3 are Low Is possible.
第１のローパスフィルタLPF1は、伝送線路L11および容量C11〜C13より構成されるπ型のローパスフィルタである。ここでL11とC11は並列共振回路を構成し、その共振周波数はEGSMの送信周波数の２倍もしくは３倍の周波数に設定する。本実施例では３倍の2.7GHzに設定した。以上の構成によりパワーアンプから入力されるEGSM側の送信信号に含まれる高調波歪みを除去できる。従って、このローパスフィルタLPF1を送信経路に設けることは特性上好ましいが、必ずしも必須のものではない。また、第１のローパスフィルタLPF1は第１の高周波スイッチSW1の第１のダイオードD1と伝送線路L5の間に配置しているが、これはダイプレクサDipと第１の高周波スイッチSW1との間に配置しても良いし、前記伝送線路L5とEGSM Txとの間に配置しても良い。前記第１のローパスフィルタLPF1のグランドに接続する容量を伝送線路L5と並列に配置すれば、並列共振回路を構成することとなり、伝送線路L5の線路長をλ／４よりも短く構成でき、またチョークコイルのインダクタンス値を小さくすることが出来る。 The first low-pass filter LPF1 is a π-type low-pass filter including a transmission line L11 and capacitors C11 to C13. Here, L11 and C11 constitute a parallel resonance circuit, and the resonance frequency is set to be twice or three times the transmission frequency of EGSM. In this embodiment, the frequency is set to 3 times 2.7 GHz. With the above configuration, harmonic distortion included in the transmission signal on the EGSM side input from the power amplifier can be removed. Therefore, it is preferable in terms of characteristics to provide the low-pass filter LPF1 in the transmission path, but it is not always essential. The first low-pass filter LPF1 is arranged between the first diode D1 of the first high-frequency switch SW1 and the transmission line L5. This is arranged between the diplexer Dip and the first high-frequency switch SW1. Alternatively, it may be arranged between the transmission line L5 and the EGSM Tx. If a capacitor connected to the ground of the first low-pass filter LPF1 is arranged in parallel with the transmission line L5, a parallel resonant circuit is formed, and the line length of the transmission line L5 can be made shorter than λ / 4. The inductance value of the choke coil can be reduced.
第２のローパスフィルタLPF2は、伝送線路L12および容量C14〜C16より構成されるπ型のローパスフィルタである。ここで伝送線路L12と容量C14は並列共振回路を構成し、その共振周波数はDCS／PCS送信周波数の２倍もしくは３倍の周波数に設定する。本実施例では２倍の3.6GHzに設定した。以上の構成によりパワーアンプから入力されるDCS／PCS側の送信信号に含まれる高調波歪みを除去できる。従って、このローパスフィルタLPF1を送信経路に設けることは特性上好ましいが、必ずしも必須のものではない。また、第２のローパスフィルタLPF2も第１のローパスフィルタLPF1と同様に、ダイプレクサDipと第２の高周波スイッチSW2との間に配置しても良いし、前記伝送線路L7とDCS送信端子DCS Txとの間に配置しても良い。第1、第2のローパスフィルタLPF1、LPF2は、ダイオードD1と伝送線路L5との間、及びダイオードD3と伝送線路L7との間に構成されて、スイッチ回路の中に設けられている。これは回路設計上好ましいが必須ではない。ローパスフィルタは送信信号が通過するダイプレクサ〜送信端子との間の送信経路のどこかの位置に設けてあれば良い。
以上の高周波部品（アンテナスイッチモジュール）の制御ロジックをまとめると表１のようになる。
The second low-pass filter LPF2 is a π-type low-pass filter including the transmission line L12 and the capacitors C14 to C16. Here, the transmission line L12 and the capacitor C14 constitute a parallel resonance circuit, and the resonance frequency is set to be twice or three times the DCS / PCS transmission frequency. In this embodiment, the frequency is set to 3.6 GHz which is doubled. With the above configuration, harmonic distortion included in the DCS / PCS side transmission signal input from the power amplifier can be removed. Therefore, it is preferable in terms of characteristics to provide the low-pass filter LPF1 in the transmission path, but it is not always essential. Similarly to the first low-pass filter LPF1, the second low-pass filter LPF2 may be disposed between the diplexer Dip and the second high-frequency switch SW2, or the transmission line L7 and the DCS transmission terminal DCS Tx. You may arrange | position between. The first and second low-pass filters LPF1 and LPF2 are configured between the diode D1 and the transmission line L5 and between the diode D3 and the transmission line L7, and are provided in the switch circuit. This is preferable in terms of circuit design, but is not essential. The low-pass filter may be provided at any position on the transmission path between the diplexer through which the transmission signal passes and the transmission terminal.
Table 1 summarizes the control logic of the above high-frequency components (antenna switch module).
また、実施態様によっては、EGSM系をさらにGSM850(送信周波数：824〜849MHz、受信周波数：869〜894MHz)とEGSMに分けて、クワッドバンド対応とすることもできる。この場合、送信系は共通端子を用いることができ、受信系は前記トリプルバンド対応アンテナスイッチのEGSM受信端子部にGSM850とEGSMを切り替えるスイッチを接続することにより構成できる。また、前記スイッチの代わりにGSM850、EGSM帯のλ/4共振器である伝送線路を用いて、両者間の周波数を分けることでも実現できる。 Further, depending on the embodiment, the EGSM system can be further divided into GSM850 (transmission frequency: 824 to 849 MHz, reception frequency: 869 to 894 MHz) and EGSM to be compatible with quad band. In this case, the transmission system can use a common terminal, and the reception system can be configured by connecting a switch for switching between GSM850 and EGSM to the EGSM reception terminal section of the triple-band antenna switch. Further, it can be realized by using a transmission line which is a λ / 4 resonator in the GSM850 or EGSM band instead of the switch and dividing the frequency between the two.
次に、図７はマルチバンド用高周波複合部品を構成する高周波増幅器側の回路図を示す。高周波増幅器側の整合回路端の出力端子Ｐ0を図６のアンテナスイッチモジュールの例えばEGSM Txの送信端子Ｐ1に接続し、増幅した送信信号をアンテナスイッチ側に送る役割を果たす。出力端子P0には、直流カットコンデンサCa2を介して、伝送線路ASL1の一端が接続される。伝送線路ASL1には一端を接地されたコンデンサCa3、Ca4が接続されて出力整合回路を構成する。伝送線路ASL1の他端は、半導体素子の一種である電界効果スイッチングトランジスタ（ＦＥＴ）Ｑ１のドレインに接続される。また、ＦＥＴＱ１のソースは接地され、ゲートはバイポーラスイッチング素子（Ｂ−Ｔｒ）Ｑ２のコレクタに接続される。 Next, FIG. 7 shows a circuit diagram on the high frequency amplifier side constituting the multiband high frequency composite component. The output terminal P0 at the matching circuit end on the high frequency amplifier side is connected to, for example, the transmission terminal P1 of the EGSM Tx of the antenna switch module of FIG. 6, and serves to send the amplified transmission signal to the antenna switch side. One end of a transmission line ASL1 is connected to the output terminal P0 via a DC cut capacitor Ca2. Capacitors Ca3 and Ca4 having one end grounded are connected to the transmission line ASL1 to constitute an output matching circuit. The other end of the transmission line ASL1 is connected to the drain of a field effect switching transistor (FET) Q1 which is a kind of semiconductor element. The source of the FET Q1 is grounded, and the gate is connected to the collector of the bipolar switching element (B-Tr) Q2.
他方、伝送線路ASL1の他端と電界効果スイッチングトランジスタFET Q1のドレインDとの接続点は、λ／４ストリップライン等からなるインダクタSL1とコンデンサCa5との直列回路を介して接地され、インダクタSL1とコンデンサCa5との接続点はドレイン電圧端子Vdd1に接続されている。また、電界効果スイッチングトランジスタFET Q1のゲートとバイポーラスイッチング素子Q2のコレクタとの接続点は、コンデンサCa6を介して接地されると共にゲート電圧端子Vgにも接続される。 On the other hand, the connection point between the other end of the transmission line ASL1 and the drain D of the field effect switching transistor FET Q1 is grounded via a series circuit of an inductor SL1 composed of a λ / 4 stripline and the capacitor Ca5, and the inductor SL1 A connection point with the capacitor Ca5 is connected to the drain voltage terminal Vdd1. The connection point between the gate of the field effect switching transistor FET Q1 and the collector of the bipolar switching element Q2 is grounded via the capacitor Ca6 and also connected to the gate voltage terminal Vg.
更に、バイポーラスイッチング素子Q2のエミッタは接地され、ベースは伝送線路SL3の一端に接続される。バイポーラスイッチング素子Q2のコレクタは、ストリップライン等からなるインダクタSL2とコンデンサCa7との直列回路を介して接地され、インダクタSL2とコンデンサCa7との接続点は、コレクタ電圧端子Vcに接続される。また、インダクタSL2とコンデンサCa7との接続点は、バイポーラスイッチング素子Q2のベースと伝送線路SL3の一端との接続点にも接続される。伝送線路SL3の他端は、コンデンサCa8を介して接地されると共に入力端子Pinに接続される。 Furthermore, the emitter of the bipolar switching element Q2 is grounded, and the base is connected to one end of the transmission line SL3. The collector of the bipolar switching element Q2 is grounded via a series circuit of an inductor SL2 and a capacitor Ca7 made of a strip line or the like, and a connection point between the inductor SL2 and the capacitor Ca7 is connected to a collector voltage terminal Vc. The connection point between the inductor SL2 and the capacitor Ca7 is also connected to the connection point between the base of the bipolar switching element Q2 and one end of the transmission line SL3. The other end of the transmission line SL3 is grounded via a capacitor Ca8 and connected to the input terminal Pin.
尚、図６及び図７の等価回路において伝送線路及びインダクタはストリップラインで構成されることが多いものの、マイクロストリップライン、コプレーナガイドライン等で構成されていてもよい。また、増幅器回路側は、半導体素子Q3と電源供給回路を同様に付加して増幅回路を3段、またそれ以上の多段となしハイパワーアンプとして構成することも出来る。尚、トランジスタはQ1をFET、Q2をB-Trとしたが、それぞれ他の種類のトランジスタでも良い。例えば、Si-MOSFET、GaAsFET、Siバイポーラトランジスタ、GaAsHBT（ヘテロ接合バイポーラトランジスタ）、ＨＥＭＴ(高電子移動度トランジスタ)等があげられる。もちろん、いくつものトランジスタを集積化したMMIC(モノリシックマイクロ波集積回路)を用いても良い。また、本実施例では伝送線路SL3とトランジスタQ2の間を直接繋いでいるが、抵抗を介して接続しても良い。 In the equivalent circuits of FIGS. 6 and 7, the transmission line and the inductor are often constituted by strip lines, but may be constituted by microstrip lines, coplanar guidelines, or the like. On the amplifier circuit side, the semiconductor element Q3 and the power supply circuit can be added in the same manner, so that the amplifier circuit has three stages or more and can be configured as a high power amplifier. The transistors Q1 is FET and Q2 is B-Tr, but other types of transistors may be used. For example, Si-MOSFET, GaAsFET, Si bipolar transistor, GaAsHBT (heterojunction bipolar transistor), HEMT (high electron mobility transistor) and the like can be mentioned. Of course, an MMIC (monolithic microwave integrated circuit) in which several transistors are integrated may be used. In the present embodiment, the transmission line SL3 and the transistor Q2 are directly connected, but they may be connected via a resistor.
アンテナスイッチモジュールと高周波増幅器間の位相調整は、位相調整回路として伝送線路またはハイパスフィルタやローパスフィルタ等のＬＣ回路を挿入することで実施できる。例えば、図８は伝送線路での実施例である。増幅器出力側には半導体素子FET（電界効果型トランジスタ）Q1があり、このトランジスタQ1のドレイン端子Ｄには伝送線路あるいはインダクタSL1を介して電源供給端子Vdd1より電源が供給される。ドレイン端子Dは伝送線路ASL1と直流カットコンデンサCa2を介し出力端子P0に繋がっている。アンテナスイッチ送信側は送信端子P1に直流カットコンデンサCa1と伝送線路ASL2が接続され、その後方には送信系回路の一部である伝送線路L5とLC回路からなるローパスフィルタLPFが繋がっている。出力端子P0と送信端子P1を接続する際にはコンデンサCa1、Ca2の一方を省略できる。そして、ここにＬＣ回路を挿入する及び／又は伝送線路ASL1、ASL2を位相調整回路とするものである。伝送線路ASL2は送信端子P1とローパスフィルタLPFを積層体内で接続するために必要とされるのでこれを同時に利用する。実際の設定にあたっては、先ず、増幅器出力側の伝送線路ASL1の長さあるいは幅を調整しながら適切な位置に適切な容量のコンデンサCa3、Ca4を挿入し、アンテナスイッチの入力インピーダンスの略50Ω整合を図る。次に、必要に応じて伝送線路ASL2の長さあるいは幅を調整する。更に、必要に応じてL5の長さ、幅、LPF送信端子側の並列Cの容量値等も調整しても良い。 Phase adjustment between the antenna switch module and the high-frequency amplifier can be performed by inserting a transmission line or an LC circuit such as a high-pass filter or a low-pass filter as a phase adjustment circuit. For example, FIG. 8 shows an example of a transmission line. On the amplifier output side, there is a semiconductor element FET (field effect transistor) Q1, and power is supplied to the drain terminal D of this transistor Q1 from a power supply terminal Vdd1 via a transmission line or an inductor SL1. The drain terminal D is connected to the output terminal P0 via the transmission line ASL1 and the DC cut capacitor Ca2. On the antenna switch transmission side, a DC cut capacitor Ca1 and a transmission line ASL2 are connected to the transmission terminal P1, and a transmission line L5, which is a part of the transmission system circuit, and a low-pass filter LPF composed of an LC circuit are connected behind the transmission terminal P1. When connecting the output terminal P0 and the transmission terminal P1, one of the capacitors Ca1 and Ca2 can be omitted. Then, an LC circuit is inserted here and / or the transmission lines ASL1 and ASL2 are used as phase adjustment circuits. Since the transmission line ASL2 is required to connect the transmission terminal P1 and the low-pass filter LPF in the laminated body, it is used at the same time. In actual setting, first, adjust the length or width of the transmission line ASL1 on the amplifier output side, insert capacitors Ca3 and Ca4 with appropriate capacities at appropriate positions, and match the input impedance of the antenna switch to approximately 50Ω. Plan. Next, the length or width of the transmission line ASL2 is adjusted as necessary. Furthermore, the length and width of L5, the capacitance value of parallel C on the LPF transmission terminal side, and the like may be adjusted as necessary.
また、調整手段については以下のことが明らかになった。図９に示すように、
（ａ）基本周波数において位相調整回路のアンテナスイッチ側からアンテナスイッチを見たときのアンテナスイッチの入力インピーダンスZ3の位相θ3がスミスチャート上でθ１に対し反時計回り方向にある場合は、狙いの位相領域θ2がθ3よりも最良位相θ１に近づくように、現在の伝送線路の長さよりも長くする方向に調節し、必要に応じてL5の長さ、幅、LPF送信端子側の並列Cの容量値等も調整して、θ3を時計回り方向に移動させてθ１に近づくように調整する。尚、ここで伝送線路の幅を細くしても良いが、定性的にはこのときの位置がスミスチャートの上半円にいるときは時計回りの動きをするが、下半円にいるときは反時計回りに近い動きをする。よって、幅を細くする手段は現在位置と回転方向の考慮が必要となる。
（ｂ）同じく位相θ3がθ１に対し時計回り方向にある場合は、狙いの位相領域θ2がθ3よりも最良位相θ１に近づくように、現在の伝送線路の長さよりも短くする方向に調節し、必要に応じてL5の長さ、幅、LPF送信端子側の並列Cの容量値等も調整して、θ3を反時計回り方向に移動させる。尚、伝送線路ASL1側は太く短くする調整の方が望ましい。但し、伝送線路の幅を太くする場合は、細くする場合とは反対にスミスチャートの上半円にいるときは反時計回りの動きをするが、下半円にいるときは時計回りに近い動きをするので、この場合も現在位置と回転方向の考慮が必要となる。
Moreover, the following became clear about the adjustment means. As shown in FIG.
(A) When the phase θ3 of the input impedance Z3 of the antenna switch when viewed from the antenna switch side of the phase adjustment circuit at the fundamental frequency is in the counterclockwise direction with respect to θ1 on the Smith chart, the target phase Adjust the length to be longer than the current transmission line length so that the region θ2 is closer to the best phase θ1 than θ3. If necessary, the length and width of L5 and the capacitance value of parallel C on the LPF transmission terminal side Are adjusted so that θ3 is moved in the clockwise direction so as to approach θ1. Note that the width of the transmission line may be narrowed here, but qualitatively, when the position at this time is in the upper half circle of the Smith chart, it moves clockwise, but when it is in the lower half circle Moves counterclockwise. Therefore, the means for narrowing the width needs to consider the current position and the rotation direction.
(B) Similarly, when the phase θ3 is in the clockwise direction with respect to θ1, the target phase region θ2 is adjusted so as to be shorter than the length of the current transmission line so as to be closer to the best phase θ1 than θ3. If necessary, adjust the length and width of L5, the capacitance value of parallel C on the LPF transmission terminal side, etc., and move θ3 counterclockwise. It should be noted that the transmission line ASL1 side is preferably adjusted to be thicker and shorter. However, when the width of the transmission line is increased, it moves counterclockwise when it is in the upper half circle of the Smith chart as opposed to making it thinner, but it moves closer to clockwise when it is in the lower half circle. In this case as well, it is necessary to consider the current position and the rotation direction.
これらの調整でも間に合わない範囲もしくはモジュール化後に微調整がしたい場合などは、
（ｃ）位相θ3がθ１に対し反時計回り方向にある場合は、狙いの位相領域θ2がθ3よりも最良位相θ1に近づくように、図１０(1)〜(4)のＬＣ回路からなるローパスフィルタを挿入する。ここで直流カットコンデンサCa1、Ca2のどちらか一方は省略できるので、ここではCa1を省略し点線で示している。また、(2)、(4)でアンテナスイッチ側のコンデンサCa1を省略すればグランドに落ちる伝送線路L5と並列共振を作ることが出来る。この場合伝送線路L5が短くてすみ、積層時のレイアウト調整に都合が良い。
（ｄ）位相θ3がθ１に対し時計回り方向にある場合は、狙いの位相領域θ2がθ3よりも最良位相θ１に近づくように、図１１(1)〜(4)のＬＣ回路からなるハイパスフィルタを挿入する。この場合もどちらか一方の直流カットコンデンサCa1、Ca2は省略できるし、他方のCは実質無くても動作するので、結局、高周波増幅器側のコンデンサCa2あるいはCだけを残しておき、他端が接地されたインダクタLあるいは伝送線路SLの一端をアンテナスイッチ側に接続して構成すれば良い。従って、ハイパスフィルタを挿入する場合の位相調整は回路が簡略されて望ましい。以上の調整手段も本発明の特徴である。
If these adjustments are not in time or you want to make fine adjustments after modularization,
(C) When the phase θ3 is in the counterclockwise direction with respect to θ1, the low pass comprising the LC circuit of FIGS. 10 (1) to (4) so that the target phase region θ2 is closer to the best phase θ1 than θ3. Insert a filter. Here, since one of the DC cut capacitors Ca1 and Ca2 can be omitted, Ca1 is omitted here and is shown by a dotted line. Further, if the capacitor Ca1 on the antenna switch side is omitted in (2) and (4), parallel resonance can be made with the transmission line L5 falling to the ground. In this case, the transmission line L5 can be short, which is convenient for layout adjustment during lamination.
(D) When the phase θ3 is in the clockwise direction with respect to θ1, the high-pass filter comprising the LC circuits of FIGS. 11 (1) to (4) so that the target phase region θ2 is closer to the best phase θ1 than θ3. Insert. In this case, either one of the DC cut capacitors Ca1 and Ca2 can be omitted, and the other C can operate without any substantial effect. As a result, only the capacitor Ca2 or C on the high frequency amplifier side is left, and the other end is grounded. The one end of the inductor L or transmission line SL may be connected to the antenna switch side. Therefore, the phase adjustment when the high-pass filter is inserted is desirable because the circuit is simplified. The above adjusting means is also a feature of the present invention.
本実施例ではアンテナスイッチモジュール側のEGSM Tx端子Ｐ1と高周波増幅器側のEGSM出力端子Ｐ0間にハイパスフィルタを挿入して位相調整を行った。これにより、送信帯域(ｆ)におけるアンテナスイッチ側の位相θ2が上述した低挿入損失、広帯域整合領域に調整でき、かつ、2倍高調波（2f）、3倍高調波（3f）のインピーダンス位置を非共役整合位置に調整できた。
これにより送信特性で重要な電力付加効率に関して、広帯域化の効果が顕著に現われた。図１２にEGSM送信帯域における電力付加効率を示す。これは周波数に対する電力付加効率の変化をプロットしており、比較のため位相調整前（比較例）と調整後（実施例）を同図中に示した。比較例では効率のピーク値が低く、ロスが非常に大きくなっており、ピーク付近の波形は急峻で狭帯域であった。一方、本実施例を適用した調整後には、効率のピーク値が大幅に向上し、低挿入損失化が図られ、かつ、ピーク付近の波形は緩やかで広帯域となっていることが分かる。
In this embodiment, phase adjustment was performed by inserting a high-pass filter between the EGSM Tx terminal P1 on the antenna switch module side and the EGSM output terminal P0 on the high frequency amplifier side. As a result, the phase θ2 on the antenna switch side in the transmission band (f) can be adjusted to the above-described low insertion loss and wideband matching region, and the impedance positions of the second harmonic (2f) and the third harmonic (3f) can be adjusted. It was possible to adjust to the non-conjugated alignment position.
As a result, with regard to the power added efficiency, which is important in the transmission characteristics, the effect of widening the bandwidth is prominent. FIG. 12 shows the power added efficiency in the EGSM transmission band. This plots the change in power added efficiency versus frequency, and for comparison, before phase adjustment (comparative example) and after adjustment (example) are shown in FIG. In the comparative example, the efficiency peak value was low, the loss was very large, and the waveform near the peak was steep and narrow band. On the other hand, it can be seen that after the adjustment using the present embodiment, the peak value of the efficiency is greatly improved, the insertion loss is reduced, and the waveform near the peak is gentle and wideband.
本実施例では18nHのインダクタと6pFのコンデンサで構成したハイパスフィルタを挿入した。図１３にハイパスフィルタ挿入前後のスミスチャート上での基本波、2倍波、3倍波インピーダンス位置を示す。基本波における共役整合に相当する位相θ１は−130度程度である。ハイパスフィルタ挿入後はθ２を目標とする位相領域内であるθ１−10度程度と非常に有効な位置に調整できている。また、ｎ倍高調波に関しては、2fの方が目標とするθ0により近いθ0−90度の領域に、3fはθ0−120度の領域に調整することができている。本例では調整前、調整後ともHPA部とASM部は全く同じものを用いており、単体での特性は既に最適化してある。しかしながら、各々をそのまま接続すると、図１２の調整前レベルの効率しか得られないが、この状態から位相調整回路を挿入することにより、相互の位相関係を最適位相に調整することができ、調整後レベルの低挿入損失、広帯域の特性を得ることができた。以上により、本発明が特性向上に有効な手段であることが確認された。
尚、n次高調波の抑制にも非常に効果的であることは別出願で詳細な説明をしているため、本願では割愛する。
また、DCS／PCS系についても同様の効果が得られることを確認している。
In this example, a high-pass filter composed of an 18 nH inductor and a 6 pF capacitor was inserted. FIG. 13 shows the fundamental, second harmonic, and third harmonic impedance positions on the Smith chart before and after the high-pass filter is inserted. The phase θ1 corresponding to conjugate matching in the fundamental wave is about −130 degrees. After the high-pass filter is inserted, it can be adjusted to a very effective position of about θ1-10 degrees in the phase region targeting θ2. As for the n-th harmonic, 2f can be adjusted to a region of θ0-90 degrees closer to the target θ0, and 3f can be adjusted to a region of θ0-120 degrees. In this example, the same HPA part and ASM part are used before and after adjustment, and the characteristics of the single unit are already optimized. However, if they are connected as they are, only the efficiency of the level before adjustment shown in FIG. 12 can be obtained. However, by inserting the phase adjustment circuit from this state, the mutual phase relationship can be adjusted to the optimum phase, and after the adjustment. Low level insertion loss and broadband characteristics were obtained. From the above, it was confirmed that the present invention is an effective means for improving characteristics.
In addition, since it is explained in detail in another application that it is very effective in suppressing the nth-order harmonic, it is omitted in this application.
It has also been confirmed that the same effect can be obtained for the DCS / PCS system.
図１４は、図６の等価回路で示される高周波（アンテナ）スイッチモジュールと図７の等価回路で示される高周波増幅器を一つの積層体内に収めた高周波モジュールのうち上部の１〜３層、中間の７〜８層及び下層の１３〜１５層の誘電体グリーンシートを抜き出した展開図である。誘電体グリーンシートは(1)が最上層で以下順に15層で構成され、最後のシート(15)は積層体の裏面を示している。
本実施例で使用した誘電体グリーンシート（以下、グリーンシート或いはシートと言う。）は９５０℃以下の低温焼成が可能なＬＴＣＣ材料からなる。例えば、Ａｌ２Ｏ３換算で１０〜６０質量％、ＳｉＯ２換算で２５〜６０質量％、ＳｒＯ換算で７．５〜５０質量％、ＴｉＯ２換算で２０質量％以下のＡｌ，Ｓｉ，Ｓｒ，Ｔｉと、Ｂｉ２Ｏ３換算で０．１〜１０質量％、Ｎａ２Ｏ換算で０．１〜５質量％、Ｋ２Ｏ換算で０．１〜５質量％、ＣｕＯ換算で０．０１〜５質量％、ＭｎＯ２換算で０．０１〜５質量％のＢｉ、Ｎａ、Ｋ、Ｃｕ、Ｍｎをそれぞれ含有した誘電体組成物が用いられる。
FIG. 14 is a schematic diagram of a high-frequency module in which the high-frequency (antenna) switch module shown in the equivalent circuit in FIG. 6 and the high-frequency amplifier shown in the equivalent circuit in FIG. It is the expanded view which extracted the dielectric material green sheet of 7-8 layers and 13-15 layers of lower layers. In the dielectric green sheet, (1) is the uppermost layer and is composed of 15 layers in the following order, and the last sheet (15) shows the back surface of the laminate.
The dielectric green sheet (hereinafter referred to as green sheet or sheet) used in this example is made of an LTCC material that can be fired at a low temperature of 950 ° C. or lower. For example, Al, Si, Sr, 10-60 mass% in terms of Al 2 O 3 , 25-60 mass% in terms of SiO 2 , 7.5-50 mass% in terms of SrO, and 20 mass% or less in terms of TiO 2 . Ti, 0.1 to 10% by mass in terms of Bi 2 O 3 , 0.1 to 5% by mass in terms of Na 2 O, 0.1 to 5% by mass in terms of K 2 O, 0.01 to in terms of CuO A dielectric composition containing 5% by mass and 0.01 to 5% by mass of Bi, Na, K, Cu, and Mn in terms of MnO 2 is used.
グリーンシートは伝送線路や容量を形成しやすいようにシート厚みは４０〜２００μｍのものを使用した。電極材は銀系のものを用いた。このグリーンシートの各層に伝送線路やコンデンサ容量を電極パターンにより形成し、適宜スルーホールを設けて回路を構成した。このグリーンシートを順次積層圧着し、９５０℃で焼成することにより高周波部品が複合化された積層体モジュールが得られる。積層体の大きさは横13.75mm×縦8mm×高さ0.75mm程度であり、積層体の上面にはダイオードやトランジスタ及びチップインダクタ、チップコンデンサ、抵抗体等のチップ素子を搭載し、その上に金属ケース（図示せず）を被せて完成品とする。完成後の全高は1.8mm程度である。ただし、金属ケースの代わりに、樹脂封止パッケージとしても良く、この場合の全高は1.5mm程度である。また、他の積層体の大きさとしては横10mm×縦8mm×高さ0.75mmのものも実施した。この場合も完成品としての全高は、金属ケースの場合で1.8mm程度、樹脂封止パッケージの場合で1.5mm程度である。 A green sheet having a sheet thickness of 40 to 200 μm was used so that a transmission line and a capacitor can be easily formed. The electrode material used was silver. A transmission line and a capacitor capacity were formed by electrode patterns on each layer of the green sheet, and through holes were appropriately provided to constitute a circuit. The green sheets are sequentially laminated and pressure-bonded and fired at 950 ° C. to obtain a laminate module in which high-frequency components are combined. The size of the laminated body is about 13.75 mm wide x 8 mm long x 0.75 mm high, and chip elements such as diodes, transistors, chip inductors, chip capacitors and resistors are mounted on the top surface of the laminated body. A metal case (not shown) is put on the finished product. The total height after completion is about 1.8mm. However, a resin sealed package may be used instead of the metal case, and the total height in this case is about 1.5 mm. In addition, other laminates having a size of 10 mm wide × 8 mm long × 0.75 mm high were also implemented. In this case as well, the total height of the finished product is about 1.8 mm in the case of the metal case and about 1.5 mm in the case of the resin sealed package.
積層体内の概略構成は、アンテナスイッチ積層モジュール側は、上部層に分波器及びローパスフィルタを構成する伝送線路L1、L2、L3、L4等を、中間層に分波器、スイッチ回路及びローパスフィルタを構成するコンデンサ容量C1、C3、C6、C10等を、下部層にスイッチ回路を構成する伝送線路L5、L6、L7、L8、L9、L10等が主に形成されている。一方高周波増幅器側は、上部層に初段整合回路の主に伝送線路を、中間層に初段、後段整合回路の主にコンデンサ容量を、下部層にサーマルビアや後段整合回路の主に伝送線路、電源供給用ラインが主に形成されている。グランド電極は第2、3、8、13、14、15層にそれぞれG1、G2、G3、G4、G5、G6と設けられている。本例では中間層を省略しているのでグランド電極や伝送線路、コンデンサ容量の全てを表していないが、概略上記のような配置によってそれぞれ電極パターンにより形成されている。積層体への搭載部品あるいは基板外付け部品は、上記したようにダイオードD1〜D6、トランジスタQ1〜Q3、チップコンデンサC5、C8、Ca5〜Ca7、抵抗体R1〜R3などがある。 The schematic configuration in the stack is that the antenna switch stack module side has transmission lines L1, L2, L3, L4, etc. constituting the duplexer and low-pass filter in the upper layer, and the duplexer, switch circuit, and low-pass filter in the intermediate layer Are mainly formed, and transmission lines L5, L6, L7, L8, L9, L10, etc. constituting a switch circuit are formed in the lower layer. On the other hand, on the high-frequency amplifier side, the upper layer mainly includes the transmission line of the first-stage matching circuit, the intermediate layer mainly includes the first-stage and subsequent-stage matching circuit, the capacitor capacity, and the lower layer mainly includes the thermal via and the second-stage matching circuit mainly including the transmission line and power supply. Supply lines are mainly formed. The ground electrodes are provided as G1, G2, G3, G4, G5 and G6 on the second, third, eighth, thirteenth, fourteenth and fifteenth layers, respectively. In this example, since the intermediate layer is omitted, not all of the ground electrode, the transmission line, and the capacitor capacity are shown, but they are each formed by an electrode pattern by the arrangement as described above. As described above, there are diodes D1 to D6, transistors Q1 to Q3, chip capacitors C5 and C8, Ca5 to Ca7, resistors R1 to R3, and the like, as described above.
高周波増幅器とアンテナスイッチモジュールの接続は上層にあり、相互干渉を避けるためにグリーンシート(1)の伝送線路ASL1（高周波増幅器側の線路）とグリーンシート(2)の伝送線路ASL2（アンテナスイッチモジュール側の引廻し線路）とは層を変えて且つ上下に重ならないような位置に形成している。本例では両者の間に位相調整用のハイパスフィルタを介在させているが、これはＬＣ回路をチップインダクタとチップコンデンサで構成し積層体の上面に搭載している。これにより積層体モジュールを作成した後でも調整が出来るので、試作調整に時間がかからず望ましい。また伝送線路ASL1とASL2上下異なる層で且つ投影上で干渉しない位置に設けたので両高周波部品間の干渉をここでも避けることが出来ている。また、表層において、ASL1とシールド電極を挟んでアンテナスイッチ側には、ローパスフィルタよりもアンテナ側の回路パターンが存在するため、ASL1とこのパターンが電磁気的な結合を起こすと、ローパスフィルタを介さず、不要高周波電力がそのままアンテナから出力されることとなる。本実施例のようにこの間をシールド電極で分離することによって、上記のような結合を回避することができ、高周波特性の向上に役立っている。 The connection between the high frequency amplifier and the antenna switch module is in the upper layer. To avoid mutual interference, the transmission line ASL1 (line on the high frequency amplifier side) of the green sheet (1) and the transmission line ASL2 (antenna switch side of the green sheet (2)) Is formed at a position where the layers are changed and do not overlap vertically. In this example, a high-pass filter for phase adjustment is interposed between the two, but this comprises an LC circuit composed of a chip inductor and a chip capacitor and mounted on the upper surface of the laminate. As a result, the adjustment can be performed even after the laminate module is created, so that it is desirable that the trial adjustment does not take time. Further, since the transmission lines ASL1 and ASL2 are provided in layers different from each other on the upper and lower sides and do not interfere with each other on the projection, interference between both high-frequency components can be avoided here. Also, on the surface layer, there is a circuit pattern closer to the antenna than the low-pass filter on the antenna switch side with ASL1 and the shield electrode in between.If ASL1 and this pattern are electromagnetically coupled, the low-pass filter is not passed. Unnecessary high frequency power is output from the antenna as it is. By separating the gap with a shield electrode as in the present embodiment, the above-described coupling can be avoided, which helps to improve high-frequency characteristics.
図１４に示すようにこの複合積層モジュールは、高周波増幅器を構成する電極パターンは左側領域に、他方アンテナスイッチモジュールを構成する電極パターンは右側領域に形成し、グリーンシートは積層方向全てに渡って２つの領域に区分して構成している。さらに第1層の左右領域の間に帯状のシールド電極SGを設け、このシールド電極SGから積層方向の全層にわたってスルーホール電極HGを縦列して設けている。スルーホール電極HGは、シールド電極SGから3層目のグランド電極G2、8層目のグランド電極G3、13層目のグランド電極G4そして最下層のグランド電極G6にも繋がっており、両高周波部品間の相互干渉を抑制するとともに、上下方向にある電極パターン間の相互干渉の抑制にも効果がある。寸法配置的に余裕がある場合は、全層のグリーンシートに帯状のシールド電極SGを設けることが望ましい。しかし多くの場合それが出来ないのでグランド電極を兼用して用いてシールド電極SGの作用を引き出すことができる。シールド電極を設けるにしても、グランド電極を兼用するにしても、これらは伝送線路の電極パターンを形成したグリーンシート上に設けるか、あるいは当該シートの上下何れかのシートに設けることが望ましい。 As shown in FIG. 14, in this composite laminated module, the electrode pattern constituting the high-frequency amplifier is formed in the left region, while the electrode pattern constituting the antenna switch module is formed in the right region, and the green sheet is 2 in all the lamination directions. It is divided into two areas. Further, a strip-shaped shield electrode SG is provided between the left and right regions of the first layer, and through-hole electrodes HG are provided in cascade from the shield electrode SG to all layers in the stacking direction. The through-hole electrode HG is connected from the shield electrode SG to the third layer ground electrode G2, the eighth layer ground electrode G3, the thirteenth layer ground electrode G4, and the bottom layer ground electrode G6. Are effective in suppressing the mutual interference between the electrode patterns in the vertical direction. When there is an allowance in dimensional arrangement, it is desirable to provide a strip-shaped shield electrode SG on the green sheet of all layers. However, in many cases, this cannot be done, so that the action of the shield electrode SG can be brought out by also using the ground electrode. Whether the shield electrode is provided or the ground electrode is also used, it is desirable that these are provided on a green sheet on which an electrode pattern of the transmission line is formed or on any one of the sheets above and below the sheet.
縦列したスルーホール電極HGは、その間隔を考慮する必要がある。出来るだけ間隔が広がらない方が良いが、製造上また相互干渉の抑制効果の傾向からスルーホール電極HGの間隔ｇは、干渉を防ぎたい最も高い周波数の波長(λ)の１／４以下とする必要がある。実際のところではほぼλ／10〜λ／50程度で遮蔽効果が高まることが分かった。この実施例では間隔gは不等間隔であるが、おおよそDCS帯の3倍波(5.4GHz近傍)のλ/20（略1mm）〜λ/25程度とした。
このように縦列したスルーホール電極HGは間欠的に設けているので層間の密着強度が高まり強度が増すと言う効果も備えている。ここでスルーホールは必ずしも直線上に設ける必要は無く、例えば図１４の7層目及びそれ以下の層で見られるように電極パターンの配置等を考慮し適宜ずらして設けてもよい。さらに、縦列したスルーホール電極を並列に、かつ間隙を埋めるようにずらして設けることもできる。この場合、より高いシールド効果が期待できる。余裕があれば3列以上に並列して設けても良いことはもちろんである。
以上の複合積層モジュールは、シールド電極SG及び／又はグランド電極とスルーホール電極HGによるグランド遮蔽効果により両者高周波部品間のノイズ等の相互干渉が無くなり、高周波増幅器の発振等の不安定動作を防止できる。また必要信号(送信信号)と不要信号とのスプリアス発生を抑えることができ、通過特性の悪化を防止できる。さらに、高周波部品を一つの積層体内に集約したので携帯電話内のプリント配線基板上の実装面積は、従来のパワーアンプとアンテナスイッチを別々に基板に実装した場合に比べて25%〜50%の小型化が出来た。よって、携帯電話やPDA等の小型情報端末などの通信機に搭載することで小型軽量化のニーズに答えることが出来る。
The interval between the through-hole electrodes HG arranged in a column needs to be taken into consideration. It is better not to widen the gap as much as possible, but the gap g between the through-hole electrodes HG is set to ¼ or less of the wavelength (λ) of the highest frequency for which interference is to be prevented from the viewpoint of manufacturing and the tendency to suppress mutual interference. There is a need. Actually, it has been found that the shielding effect is enhanced at about λ / 10 to λ / 50. In this embodiment, the interval g is unequal, but is about λ / 20 (approximately 1 mm) to λ / 25 of the third harmonic of the DCS band (near 5.4 GHz).
Since the cascaded through-hole electrodes HG are provided intermittently, the adhesion strength between the layers is increased and the strength is increased. Here, the through holes do not necessarily have to be provided on a straight line, and may be provided by being appropriately shifted in consideration of, for example, the arrangement of electrode patterns as seen in the seventh layer and lower layers in FIG. Furthermore, the through-hole electrodes arranged in a row can be provided in parallel and shifted so as to fill the gap. In this case, a higher shielding effect can be expected. Of course, if there is a margin, it may be provided in parallel in three or more rows.
The above composite laminated module eliminates mutual interference such as noise between the high frequency components due to the ground shielding effect by the shield electrode SG and / or the ground electrode and the through hole electrode HG, and can prevent unstable operation such as oscillation of the high frequency amplifier. . Further, it is possible to suppress the occurrence of spurious signals between the necessary signal (transmission signal) and the unnecessary signal, and it is possible to prevent the passage characteristics from deteriorating. In addition, since high-frequency components are consolidated in a single laminate, the mounting area on the printed wiring board in the mobile phone is 25% to 50% compared to the case where the conventional power amplifier and antenna switch are separately mounted on the board. Miniaturized. Therefore, it is possible to meet the needs for miniaturization and weight reduction by installing in communication devices such as small information terminals such as mobile phones and PDAs.
また、実施例のように高周波増幅器HPAとアンテナスイッチモジュールASMとを積層体内に一体化することによって、夫々の回路間を接続する線路の長さが短縮され、積層体内でも線路損失を低減でき、マッチングずれも発生しない。また、プリント配線基板上に従来両者を接続するために必要だった配線が必要でなくなり、直接高周波モジュールをプリント配線基板上に実装するため線路損失が低減でき、マッチングずれも発生しない。また、高周波増幅器HPAとアンテナスイッチモジュールASMとを一体設計することができるため、相互のインピーダンス整合を最適化した設定が行え、従来のようにHPAとASMの各々に設けられていた整合回路を簡略化できる。このような最適設計により、小型かつ低挿入損失、高出力電力、高出力効率である高周波モジュールが完成した。
特性について言えば、従来はGSM送信時において、効率35%、2倍高調波-25dBm、3倍高調波-25dBm 程度であったが、本実施例によれば効率43%以上、2倍高調波-38dBm以下、3倍高調波-36dBm以下と特性向上が図られた。このとき、DCS/PCS送信時の特性は効率34%以上、2倍高調波-38dBm以下、3倍高調波-36dBm以下を達成できた。これにより、GSM帯域のみならず、DCS/PCS帯域においても本発明の有効性を確認できた。
以上の特性向上により、この高周波モジュールを携帯電話に用いた場合、従来のように別々に部品を実装した場合と比べて、5〜10%程度の高効率化が可能となった。これにより、送信時の消費電力が少なくなり、バッテリーの持ちが良くなり、一充電あたりの通話時間として10〜20%程度の長期通話が可能となった。
また、上記のようにこれまでは携帯端末メーカが所望の特性を得るために複数種の高周波増幅器とアンテナスイッチモジュールを組合せて評価をしたり、また、それらを使いこなすために、プリント基板上に整合回路や高調波フィルタ等を形成するといった様々な工夫を行っていたが、これらを全て省略できる。
Further, by integrating the high-frequency amplifier HPA and the antenna switch module ASM in the laminate as in the embodiment, the length of the line connecting each circuit is shortened, and the line loss can be reduced even in the laminate, Mismatching does not occur. Further, the wiring required for connecting the two on the printed wiring board is no longer necessary, and the high-frequency module is directly mounted on the printed wiring board, so that line loss can be reduced and no matching deviation occurs. In addition, the high-frequency amplifier HPA and the antenna switch module ASM can be designed as a single unit, making it possible to optimize the mutual impedance matching and simplifying the matching circuits provided in the HPA and ASM as before. Can be With such an optimal design, a high-frequency module that is small and has low insertion loss, high output power, and high output efficiency has been completed.
Regarding the characteristics, in the past, the efficiency was 35%, the second harmonic -25 dBm, and the third harmonic -25 dBm during GSM transmission, but according to this embodiment, the efficiency is 43% or higher and the second harmonic. The characteristics were improved to -38 dBm or less and the triple harmonic -36 dBm or less. At this time, the characteristics at the time of DCS / PCS transmission were able to achieve an efficiency of 34% or more, a second harmonic of -38 dBm or less, and a third harmonic of -36 dBm or less. As a result, the effectiveness of the present invention was confirmed not only in the GSM band but also in the DCS / PCS band.
Due to the above improvement in characteristics, when this high-frequency module is used in a mobile phone, the efficiency can be improved by about 5 to 10% compared to the case where components are separately mounted as in the conventional case. As a result, power consumption during transmission is reduced, battery life is improved, and a long-term call of about 10 to 20% is possible as a call time per charge.
In addition, as described above, mobile terminal manufacturers have previously evaluated a combination of multiple types of high-frequency amplifiers and antenna switch modules to obtain the desired characteristics, and matched them on the printed circuit board to make full use of them. Various ideas have been made such as forming a circuit, a harmonic filter, etc., but all of them can be omitted.
図６に示したアンテナスイッチモジュールの等価回路、図７に示した高周波増幅器の等価回路は一例である。例えば、スイッチ回路はpinダイオードを用いた例を示したが、SPDT（Single Pole Dual Throw）、SP3T等のSPnT型のGaAsスイッチを用いてスイッチ回路を構成することも出来る。この場合、単純にpinダイオードスイッチをSPDTのGaAsスイッチに置き換えた場合、pinダイオードスイッチで必要なλ/4ラインが不要となるため、積層体内にその分の余裕ができる。このため、このスペースを削減したり、新たに機能素子を形成するなどして更なる小型化、高集積化に有利である。また、分波器まで含めた全体を置き換えることもできる。この場合、トリプルバンドアンテナスイッチを例にとると、SP5TのGaAsスイッチで置き換えれば全経路のスイッチングが可能となる。その上、上記したようにλ/4ラインが数本不要となり更なる小型化、高集積化に有利である。ただし、送信側のローパスフィルタや特性を満足させるために挿入する各種フィルタ類は積層体および／または搭載部品で構成することになる。また、この場合、アンテナと直接接続することになるため、GaAsスイッチは静電気サージ対策が施されていることが望ましい。スイッチ自体にサージ未対策のものを使用する場合は、アンテナとGaAsスイッチの間にLC回路等からなるフィルタなどのサージ対策回路を挿入する必要がある。また、増幅器回路側は、半導体素子Q3と電源供給回路を同様に付加して増幅回路を3段、またそれ以上の多段となしハイパワーアンプとして構成することも出来る。 The equivalent circuit of the antenna switch module shown in FIG. 6 and the equivalent circuit of the high-frequency amplifier shown in FIG. 7 are examples. For example, although the switch circuit has shown an example using a pin diode, the switch circuit can also be configured using SPnT type GaAs switches such as SPDT (Single Pole Dual Throw) and SP3T. In this case, if the pin diode switch is simply replaced with an SPDT GaAs switch, the λ / 4 line necessary for the pin diode switch is not necessary, so that there is enough room in the stack. For this reason, it is advantageous for further miniaturization and higher integration by reducing this space or forming a new functional element. Also, the whole including the duplexer can be replaced. In this case, taking a triple-band antenna switch as an example, if it is replaced with a SP5T GaAs switch, switching of all paths becomes possible. In addition, as described above, several λ / 4 lines are unnecessary, which is advantageous for further miniaturization and higher integration. However, the low-pass filter on the transmission side and various filters to be inserted to satisfy the characteristics are composed of a laminated body and / or a mounted component. In this case, since the GaAs switch is directly connected to the antenna, it is desirable that the GaAs switch has a countermeasure against electrostatic surge. When a switch that does not handle surge is used for the switch itself, it is necessary to insert a surge countermeasure circuit such as a filter composed of an LC circuit between the antenna and the GaAs switch. On the amplifier circuit side, the semiconductor element Q3 and the power supply circuit can be added in the same manner, so that the amplifier circuit has three stages or more and can be configured as a high power amplifier.
以下にGaAsスイッチを用いてトリプルバンドのアンテナスイッチ回路を構成した実施例を図１５〜図１７を用いて説明する。高周波増幅器HPAとの一体化は図２０のブロック図の左ブロックを図１５〜図１７の何れかのブロック図で置き換えることにより実施できる。図１５ではSPDT(SP2T)スイッチSW1とSP3TスイッチSW2を用いている。まず、ダイプレクサDipにより、例えば低周波側のEGSM帯と高周波側のDCS/PCS帯を分波し、スイッチSW1でEGSM帯の送信（PA1に接続）と受信（RX1）を切り替え、スイッチSW2でDCS/PCS帯のDCS/PCS送信（PA2に接続）、DCS受信（RX2）またはPCS受信（RX3）の３経路を切り替えるようにしている。図１６はSP2Tスイッチのみを3個使用した場合の例である。この場合も上記と同様に、ダイプレクサDipにより通信システムのうち低周波側であるEGSM帯と高周波側であるDCS/PCS帯を分波し、スイッチSW1でEGSM帯の送信（PA1に接続）と受信（RX1）を切り替え、スイッチSW2でDCS/PCS帯のDCS/PCS送信（PA2に接続）、DCS/PCS受信を切り替え、更に、スイッチSW3でDCS受信（RX2）とPCS受信（RX3）を切り替えている。図１７はSP5Tスイッチを使用した場合の例である。この場合、ダイプレクサDipは使用せず、全ての経路をスイッチのみで切り替えるようにする。尚、図１５、図１６において、GaAsSPDTスイッチの回路ブロックを適宜、PINダイオードを使用したSPDTスイッチに置き換えた構成とすることも可能である。このようにGaAsスイッチを用いてアンテナスイッチモジュールを構成したとしても、上記したPINダイオードを用いた実施例と同様に、高周波増幅器HPAとアンテナスイッチモジュールASMとの間の整合(位相)関係を上述した位相調整回路により、送信帯域において広帯域整合となし、且つ基本周波数帯域での挿入損失を最小に抑えた位相調整をすることによって高周波モジュール全体の特性を向上することができる。更に、上記の出力検出器の検出値に基づいて出力トランジスタのゲート電圧を制御するAPC回路をも含んだ一体化モジュールとして構成することもできる。 An embodiment in which a triple-band antenna switch circuit is configured using GaAs switches will be described below with reference to FIGS. The integration with the high-frequency amplifier HPA can be implemented by replacing the left block of the block diagram of FIG. 20 with any one of the block diagrams of FIGS. In FIG. 15, SPDT (SP2T) switch SW1 and SP3T switch SW2 are used. First, for example, the diplexer Dip demultiplexes the EGSM band on the low frequency side and the DCS / PCS band on the high frequency side, switches EGSM band transmission (connected to PA1) and reception (RX1) with switch SW1, and DCS with switch SW2. It switches between three routes: DCS / PCS transmission (connected to PA2), DCS reception (RX2), or PCS reception (RX3) in the / PCS band. FIG. 16 shows an example in which only three SP2T switches are used. In this case as well, the diplexer Dip demultiplexes the EGSM band, which is the low frequency side, and the DCS / PCS band, which is the high frequency side, using the diplexer Dip, and transmits (connects to PA1) and receives the EGSM band using the switch SW1. Switch (RX1), switch DCS / PCS transmission (connected to PA2) and DCS / PCS reception with switch SW2, and switch DCS reception (RX2) and PCS reception (RX3) with switch SW3. Yes. FIG. 17 shows an example when the SP5T switch is used. In this case, the diplexer Dip is not used, and all routes are switched only by the switch. In FIGS. 15 and 16, the circuit block of the GaAs SPDT switch can be appropriately replaced with an SPDT switch using a PIN diode. Even if the antenna switch module is configured using GaAs switches as described above, the matching (phase) relationship between the high-frequency amplifier HPA and the antenna switch module ASM is described above, as in the embodiment using the PIN diode described above. The characteristics of the entire high-frequency module can be improved by performing phase adjustment with a broadband adjustment in the transmission band and with a minimum insertion loss in the fundamental frequency band by the phase adjustment circuit. Furthermore, it can also be configured as an integrated module including an APC circuit that controls the gate voltage of the output transistor based on the detection value of the output detector.
本発明の高周波モジュールは、アンテナスイッチモジュールと高周波増幅器の間にカプラ回路やアイソレータ回路を備えても良く、受信系経路にはSAWフィルタを挿入しても良い。上記した実施例では高周波増幅器の半導体チップに出力電力をモニタする機能を複合した場合で説明してきた。一方でカプラ回路により電力を検出する手法を用いた構成もありうる。この場合の実施例を図１８及び図１９を用いて説明する。図１８に示すようにカプラCPLはアンテナスイッチモジュールのローパスフィルタLPFと高周波増幅器PAとの間に挿入して使用される。図１９に示す高周波増幅器HPAからの高周波出力の伝送経路CSL1を主線路、出力電力の一部を取り出すための伝送線路CSL2を結合線路と一般に呼ぶ。また、結合線路の一端は出力モニタとして検波器へ送られ、高周波増幅器HPAの出力電力制御に用いられる。一方、他端は抵抗Rにて終端される。一般に50Ωで終端されるが、結合度、アイソレーションの調整をするため、適宜、変更することも可能である。このように構成した場合、高周波増幅器HPAとアンテナスイッチモジュールASMとの間にカプラが挿入されるため、この場合は高周波増幅器とアンテナスイッチモジュールとの相対位相の調整をするのではなく、高周波増幅器HPAとカプラCPLとの相対位相を上述した実施例のように位相調整回路を設け、送信帯域において広帯域整合となし、且つ基本周波数帯域での挿入損失を最小に抑えた調整を行う。この場合、カプラCPLとアンテナスイッチモジュールASMは所望特性が得られるように一体設計することが望ましい。更に望ましい改良手段としては、カプラCPLとアンテナスイッチモジュールASMとの相対位相も上述のように、送信帯域において広帯域整合となし、且つ基本周波数帯域での挿入損失を最小に抑えた整合関係へ調整すると言う本発明を実施することで全体特性は格段に向上する。 The high-frequency module of the present invention may include a coupler circuit or an isolator circuit between the antenna switch module and the high-frequency amplifier, and a SAW filter may be inserted in the reception system path. In the above-described embodiment, the case where the function of monitoring the output power is combined with the semiconductor chip of the high-frequency amplifier has been described. On the other hand, there may be a configuration using a method of detecting power by a coupler circuit. An embodiment in this case will be described with reference to FIGS. As shown in FIG. 18, the coupler CPL is inserted between the low-pass filter LPF of the antenna switch module and the high-frequency amplifier PA. The transmission path CSL1 for high-frequency output from the high-frequency amplifier HPA shown in FIG. 19 is generally called a main line, and the transmission line CSL2 for taking out part of output power is generally called a coupled line. One end of the coupled line is sent to the detector as an output monitor and used for output power control of the high frequency amplifier HPA. On the other hand, the other end is terminated with a resistor R. Generally, it is terminated at 50Ω, but can be changed as appropriate in order to adjust the degree of coupling and isolation. In such a configuration, since a coupler is inserted between the high frequency amplifier HPA and the antenna switch module ASM, in this case, the relative phase between the high frequency amplifier and the antenna switch module is not adjusted, but the high frequency amplifier HPA is used. The phase adjustment circuit is provided for the relative phase between the coupler CPL and the coupler CPL as in the above-described embodiment to perform wideband matching in the transmission band, and to perform adjustment while minimizing the insertion loss in the fundamental frequency band. In this case, it is desirable to design the coupler CPL and the antenna switch module ASM so as to obtain desired characteristics. Furthermore, as a desirable improvement means, the relative phase between the coupler CPL and the antenna switch module ASM is also adjusted to a matching relationship in which, as described above, broadband matching is achieved in the transmission band and insertion loss in the fundamental frequency band is minimized. By implementing the present invention, the overall characteristics are remarkably improved.
通常、カプラCPLを用いた場合は、カプラ回路による損失が0.2〜0.3dB程度発生するのが一般的である。しかしながら、高周波増幅器HPAとカプラ回路CPL及びアンテナスイッチモジュールASMを一つの積層体内に最適化設計することにより、従来の各回路を別々にプリント配線基板上に実装する場合と比較すると、25〜50％の小型化が達成でき、かつ、2〜7%程度の高効率化が達成できる。これにより、送信時の消費電力が少なくなり、バッテリーの持ちが良くなる。例えば一充電あたりの通話時間としては5〜15%程度の長期通話が可能となる。更に、上記カプラの検出値に基づいて出力トランジスタのゲート電圧を制御するAPC回路をも含んだ一体化モジュールとして構成することもできる。 Normally, when a coupler CPL is used, a loss of about 0.2 to 0.3 dB due to a coupler circuit is generally generated. However, by optimizing the high-frequency amplifier HPA, the coupler circuit CPL, and the antenna switch module ASM in a single laminate, 25-50% compared to the conventional case where each circuit is separately mounted on a printed wiring board. Can be achieved, and high efficiency of about 2 to 7% can be achieved. This reduces power consumption during transmission and improves battery life. For example, a long-time call of about 5 to 15% is possible as a call time per charge. Furthermore, it can be configured as an integrated module including an APC circuit that controls the gate voltage of the output transistor based on the detection value of the coupler.
上記した高周波アンテナスイッチモジュールと高周波増幅器を複合化した複合積層モジュールに共用のアンテナを接続し携帯電話などの無線通信機に用いることによって小型軽量化の要求に答えることが出来る。
また、本発明で用いられる送受信系システムとしては、上記した以外にもPDC800帯域(810〜960MHz)、GPS帯域(1575.42MHz)、PHS帯域(1895〜1920MHz)、Bluetooth帯域(2400〜2484MHz)や、米国で普及が見込まれるCDMA2000、中国で普及が見込まれるTD-SCDMA、欧州で普及が見込まれるW-CDMAなどを組み合わせたマルチバンドアンテナスイッチ回路の場合も同様の効果が期待できる。これらの場合の回路を用いてデュアルバンド、３バンド、４バンド、５バンド等のマルチモードマルチバンドの高周波アンテナスイッチ回路が得られる。
By connecting a common antenna to a composite laminated module in which the above-described high-frequency antenna switch module and high-frequency amplifier are combined, and using it for a wireless communication device such as a mobile phone, it is possible to meet the demand for reduction in size and weight.
Moreover, as a transmission / reception system used in the present invention, in addition to the above, PDC800 band (810 to 960 MHz), GPS band (1575.42 MHz), PHS band (1895 to 1920 MHz), Bluetooth band (2400 to 2484 MHz), The same effect can be expected for a multiband antenna switch circuit combining CDMA2000, which is expected to be popular in the US, TD-SCDMA, which is expected to be popular in China, and W-CDMA, which is expected to be popular in Europe. A multi-mode multi-band high-frequency antenna switch circuit such as a dual-band, 3-band, 4-band, or 5-band can be obtained by using the circuit in these cases.
本発明の高周波部品あるいは高周波モジュールは、携帯電話やＰＤＡ等の情報端末などの通信機に利用できる。 The high-frequency component or high-frequency module of the present invention can be used in a communication device such as an information terminal such as a mobile phone or a PDA.
ASM：アンテナスイッチモジュール（高周波スイッチモジュール）
HPA：ハイパワーアンプ（高周波増幅器）
Dip：ダイプレクサ（分波器）
SW：スイッチ回路
LPF：ローパスフィルタ回路
SAW：弾性表面波フィルタ
L、SL、ASL：インダクタ、伝送線路
C、Ca：コンデンサ
Ｑ１、Ｑ２：半導体スイッチング素子
SG：シールド電極
HG：スルーホールによるシールド電極
ASM: Antenna switch module (high frequency switch module)
HPA: High power amplifier (high frequency amplifier)
Dip: Diplexer
SW: Switch circuit
LPF: Low-pass filter circuit
SAW: SAW filter
L, SL, ASL: Inductor, transmission line
C, Ca: Capacitors Q1, Q2: Semiconductor switching elements
SG: Shield electrode
HG: Shield electrode with through hole
Claims (10)
前記高周波増幅器回路は、少なくとも半導体素子と、出力整合回路を備え、
前記後段の高周波回路は、少なくとも、送信系と受信系を切り替えるスイッチ回路を備え、
前記出力整合回路によって前記高周波増幅器回路と前記後段の高周波回路との接続におけるインピーダンス整合が取られるとともに、
前記高周波増幅器回路と、前記後段の高周波回路との位相関係において、
前記後段の高周波回路と前記出力整合回路とが接続される接続基準面から前記後段の高周波回路側を見たときの前記高周波信号の基本周波数帯域におけるインピーダンスZ2の位相θ2が、−125度〜90度の領域（ここで、−125度〜90度の領域とはスミスチャート上で０点から時計回りの−125度〜−180度の範囲と、反時計回りの90度〜180度の範囲をまとめて−125度〜90度とする）に位相調整されることにより、前記高周波信号の基本周波数帯域における周波数に対する前記出力整合回路の入力インピーダンスの変化が抑えられ、前記高周波増幅器回路と前記後段の高周波回路との前記高周波信号の基本周波数帯域における整合がとられるように、前記高周波増幅器回路と前記後段の高周波回路が一体化されて複合モジュール化されていることを特徴とする高周波部品。 A high-frequency component that connects a high-frequency amplifier circuit and a subsequent high-frequency circuit that processes a high-frequency signal amplified by the high-frequency amplifier circuit,
The high-frequency amplifier circuit includes at least a semiconductor element and an output matching circuit,
The latter-stage high-frequency circuit includes at least a switch circuit that switches between a transmission system and a reception system,
Impedance matching in the connection between the high-frequency amplifier circuit and the subsequent high-frequency circuit is taken by the output matching circuit,
And the high frequency amplifier circuit, the phase relation between the subsequent high-frequency circuit,
The phase θ2 of the impedance Z2 in the fundamental frequency band of the high-frequency signal when the rear-stage high-frequency circuit side is viewed from the connection reference plane to which the rear-stage high-frequency circuit and the output matching circuit are connected is −125 degrees to 90 degrees. Degree range (Here, the range of -125 degrees to 90 degrees is the range of -125 degrees to -180 degrees clockwise from the 0 point and the range of 90 degrees to 180 degrees counterclockwise on the Smith chart. Conclusion the Rukoto is phase adjusted to) and -125 degrees to 90 degrees, the change in the input impedance of the output matching circuit for the frequency of the fundamental frequency band of the high frequency signal is suppressed, the high-frequency amplifier circuit and the subsequent The high-frequency amplifier circuit and the subsequent-stage high-frequency circuit are integrated into a composite module so that matching with the high-frequency circuit in the fundamental frequency band of the high-frequency signal is achieved . High frequency components.
前記後段の高周波回路は、送信系又は受信系との接続を切り替えるスイッチ回路を有し、前記スイッチ回路はスイッチング素子と伝送線路を主構成とし、前記スイッチ回路の伝送線路の少なくとも一部は、電極パターンと誘電体層との前記積層体内に電極パターンにより構成され、前記スイッチング素子またはＬＣ回路の一部を構成するチップ素子は前記積層体上に配置されたスイッチモジュール部にて構成され、
前記高周波増幅器モジュール部と前記スイッチモジュール部が一体に構成されてなる高周波モジュールであって、請求項１〜８の何れかに記載の高周波部品を構成していることを特徴とする高周波モジュール。 The high-frequency amplifier circuit includes at least a semiconductor element, a power supply circuit, and a matching circuit, and at least a part of the transmission line and the LC circuit that form the power supply circuit and the matching circuit includes an electrode pattern and a dielectric layer. It is constituted by an electrode pattern in the laminated body, and the chip element constituting a part of the semiconductor element or the LC circuit is constituted by a high-frequency amplifier module portion arranged on the laminated body,
The post-stage high-frequency circuit has a switch circuit that switches connection with a transmission system or a reception system, and the switch circuit mainly includes a switching element and a transmission line, and at least a part of the transmission line of the switch circuit is an electrode. A chip element constituting a part of the switching element or the LC circuit is constituted by a switch module portion arranged on the laminate, and is constituted by an electrode pattern in the laminate of the pattern and the dielectric layer,
The high-frequency module, wherein the high-frequency amplifier module unit and the switch module unit are integrally configured, and the high-frequency component according to any one of claims 1 to 8 is configured.
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