JP2005033429A

JP2005033429A - Receiver and computer program

Info

Publication number: JP2005033429A
Application number: JP2003195199A
Authority: JP
Inventors: Noriaki Miyazaki; 功旭宮▲崎▼; Toshinori Suzuki; 利則鈴木
Original assignee: KDDI Corp
Current assignee: KDDI Corp
Priority date: 2003-07-10
Filing date: 2003-07-10
Publication date: 2005-02-03

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To realize a receiver which stabilizes the accuracy of a transmission line characteristics estimate value and improve the quality of received data. <P>SOLUTION: The receiver comprises a means for calculating a delay profile after estimating the transmission line characteristics in a frequency domain by discrete Fourier transform, based on a pilot signal, and transforming the estimation result in the time domain by inverse discrete Fourier transform, a filtering means for removing components in the time domain out of a filter pass range from the delay profile, a discrete Fourier transformer 36 for transforming the filtered delay profile in the frequency domain by discrete Fourier transform to obtain a transmission line characteristics estimate value used for equalizing the transmission line, and a filter controller 37 for controlling the filter pass range which includes a first pass range over a maximum transmission delay time from the top of the delay profile. <P>COPYRIGHT: (C)2005,JPO&NCIPI

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、無線通信システムに係り、特に、伝送路等化を行う受信機、並びにその受信機をコンピュータを利用して実現するためのコンピュータプログラムに関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、周波数領域等化方式を用いる無線通信システムの一つとしてＳＣ−ＦＤＥ（ＳｉｎｇｌｅＣａｒｒｉｅｒｗｉｔｈＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｏｍａｉｎＥｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ）方式を用いたシステムが知られている。ＳＣ−ＦＤＥ方式は、時間領域で信号を作成し、周波数領域で伝送路特性を推定して受信信号の伝送路等化を行う伝送方式であり、ＯＦＤＭ（ＯｒｔｈｏｇｏｎａｌＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）方式と同様に自パス干渉の影響を軽減することができるものである（例えば、非特許文献１参照）。
【０００３】
図６は、ＳＣ−ＦＤＥ方式の従来の無線通信システムの概略構成を示すブロック図である。図６において、送信機１では、先ずパイロット信号挿入部１１が送信データにパイロット信号を付加する。このパイロット信号は、受信機側との間で予め整合された既知の信号である。次いで、ＣＰ（ＣｙｃｌｉｃＰｒｅｆｉｘ）挿入部１２がパイロット信号、データのそれぞれの先頭にＣＰを挿入する。このＣＰ付きの送信信号はアンテナ１３から無線送信される。図７は、このＣＰ付きの送信信号の伝送フレームの構成例を示す図である。図７の例では、パイロット信号の末尾の３２シンボルがパイロット信号の先頭部分（ＣＰ部分）に複写され、また、データの末尾の３２シンボルがデータの先頭部分（ＣＰ部分）に複写されている。なお、ＣＰの系列長Ｎ_ＣＰは、伝送路の最大遅延時間（最大伝送遅延時間）より長い時間に対応する長さに設定される。図７の例では、ＣＰの系列長Ｎ_ＣＰは３２シンボルである。また、パイロット信号の系列長Ｎ_ｐは１２８シンボル、データの系列長Ｎ_ｄは２５６シンボルである。
【０００４】
受信機２１では、送信機１から無線送信された信号がアンテナ２１により受信される。ＣＰ除去部２２は、この受信信号からＣＰを除去する。次いで、選択部２３が、ＣＰ除去後の受信信号に含まれるパイロット信号を伝送路推定部２４０へ出力し、データを等化部２５へ出力する。伝送路推定部２４０は、受信パイロット信号に基づいて周波数領域における伝送路特性を推定し、この推定結果である伝送路特性推定値を等化部２５へ出力する。等化部２５は、伝送路推定部２４０から供給される伝送路特性推定値を用いて受信データを周波数領域で等化し出力する。
【０００５】
図８は、図６に示される従来の伝送路推定部２４０の構成を示すブロック図である。この図８の構成は、例えば非特許文献２に開示されている。
図８において、伝送路推定部２４０には、ＣＰが除去された系列長Ｎ_ｐのパイロット信号ｐ_ｒ（ｎ）が入力される。次いで、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）部３１が系列長Ｎ_ｐのパイロット信号ｐ_ｒ（ｎ）に対してＮ_ｐポイントの離散フーリエ変換を行う。ここで、離散フーリエ変換のサンプリング時間は１シンボル分の時間である。次いで、この変換後のパイロット信号Ｐ_ｒ（ｆ）に対して乗算器３２により所定信号を乗じることによって、（１）式に示される周波数領域における伝送路特性推定値Ｈ（ｆ）が得られる。
【０００６】
【数１】

【０００７】
但し、Ｐ_ｔ（ｆ）は周波数領域における既知のパイロット信号、^＊は複素共役の表記である。
【０００８】
次いで、逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）部３３が伝送路特性推定値Ｈ（ｆ）を逆離散フーリエ変換して遅延プロファイルｈ（ｎ）を出力する。この遅延プロファイルｈ（ｎ）は、周波数領域で推定された伝送路特性が時間領域に変換されたものである。次いで、遅延プロファイルｈ（ｎ）に対して乗算器３４により所定のフィルタｈ_{Ｆｉｌｔｅｒ}（ｎ）を乗じる。このフィルタｈ_{Ｆｉｌｔｅｒ}（ｎ）は、ＣＰの系列長Ｎ_ＣＰ内の成分のみを通過させるものである。これにより、遅延プロファイルｈ（ｎ）からＣＰの系列長Ｎ_ＣＰの範囲外の時間領域にある雑音成分が除去される。
【０００９】
次いで、補間部３５がフィルタｈ_{Ｆｉｌｔｅｒ}（ｎ）を通過後の遅延プロファイルをデータの系列長Ｎ_ｄに適合させるために、データの系列長Ｎ_ｄに不足する時間領域を０で補間する。例えば、上記図７の伝送フレームが用いられた場合、パイロット信号の系列長Ｎ_ｐが１２８シンボルであり、遅延プロファイルｈ（ｎ）は１２８シンボル分の長さを有するものとなる。そして、フィルタｈ_{Ｆｉｌｔｅｒ}（ｎ）を通過後の遅延プロファイルは、先頭からＣＰの系列長Ｎ_ＣＰである３２シンボル分の時間領域にある成分のみが抽出されたものとなる。したがって、フィルタｈ_{Ｆｉｌｔｅｒ}（ｎ）を通過後の遅延プロファイルには、先頭から３２シンボル分の時間以降の時間領域の値がない。しかし、データの系列長Ｎ_ｄは２５６シンボルであるので、先頭から３２シンボル分の時間以降の２２４シンボル分の時間領域の値を０で補間する。
【００１０】
次いで、ＤＦＴ部３６がこの補間後の遅延プロファイルを逆離散フーリエ変換して周波数領域における伝送路特性推定値Ｈ_Ｉ（ｆ）を出力する。この伝送路特性推定値Ｈ_Ｉ（ｆ）は、上記図６の等化部２５へ出力され、等化部２５において受信データの周波数領域等化に使用される。
【００１１】
【非特許文献１】
Ｄ．Ｆａｌｃｏｎｅｒ，Ｓ．Ｌ．Ａｒｉｙａｖｉｓｉｔａｋｕｌ，Ａ．Ｂｅｎｙａｍｉｎ−Ｓｅｅｙａｒ，Ｂ．Ｅｉｄｓｏｎ， “ＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｏｍａｉｎＥｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎｆｏｒＳｉｎｇｌｅ−ＣａｒｒｉｅｒＢｒｏａｄｂａｎｄＷｉｒｅｌｅｓｓＳｙｓｔｅｍｓ，” ＩＥＥＥＣｏｍｍｕｎ．Ｍａｇ．，Ｖｏｌ．４０，Ｎｏ．４，ｐｐ．５８−６６，Ａｐｒｉｌ２００２．
【非特許文献２】
Ａ．Ｃｚｙｌｗｉｋ， “ＬｏｗＯｖｅｒｈｅａｄＰｉｌｏｔ−ＡｉｄｅｄＳｙｎｃｈｒｏｎｉｚａｔｉｏｎｆｏｒＳｉｎｇｌｅＣａｒｒｉｅｒＭｏｄｕｌａｔｉｏｎｗｉｔｈＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｏｍａｉｎＥｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ，” Ｐｒｏｃ．ＧＬＯＢＥＣＯＭ ’９８，ｐｐ．２０６８−２０７３，Ｓｙｄｎｅｙ，Ａｕｓｔｒａｌｉａ，Ｎｏｖ．１９９８．
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
しかし、上述した従来の受信機では、伝送路推定部２４０においてフィルタｈ_{Ｆｉｌｔｅｒ}（ｎ）により遅延プロファイルｈ（ｎ）からＣＰの系列長Ｎ_ＣＰ内の成分のみを通過させ、それ以外の成分を除去するが、この構成では伝送路特性推定値の精度が悪くなる場合がある。例えば、先行波のパスタイミングに対して非シンボル時間単位、すなわち離散フーリエ変換の非サンプリング時間単位で到来する遅延波がある場合には、伝送路特性推定値の精度が劣化して受信データの品質が低下するという問題が生じている。
【００１３】
本発明は、このような事情を考慮してなされたもので、その目的は、伝送路特性推定値の精度を安定させることができ、受信データの品質向上を図ることができる受信機を提供することにある。
【００１４】
また、本発明の他の目的は、本発明の受信機をコンピュータを利用して実現するためのコンピュータプログラムを提供することにある。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するために、請求項１に記載の受信機は、既知信号及び送信データを格納する伝送フレームを用いて送信機から送信された信号を受信し、周波数領域で伝送路特性を推定して前記受信信号を伝送路等化する受信機において、前記既知信号に基づいて離散フーリエ変換により周波数領域における伝送路特性を推定し、この推定結果を逆離散フーリエ変換により時間領域に変換して遅延プロファイルを得る遅延プロファイル算出手段と、前記遅延プロファイルからフィルタ通過範囲外の時間領域にある成分を除去するフィルタリング手段と、前記フィルタリング後の遅延プロファイルを離散フーリエ変換により周波数領域に変換して前記伝送路等化に使用される伝送路特性推定値を得る離散フーリエ変換手段と、前記フィルタ通過範囲を制御するフィルタ制御手段とを備え、前記フィルタ通過範囲は、遅延プロファイルの先頭から最大伝送遅延時間以上の第１の通過範囲を含むことを特徴としている。
【００１６】
請求項２に記載の受信機においては、前記フィルタ通過範囲は、前記第１の通過範囲に加えて、遅延プロファイルの末尾から所定時間溯った位置までの第２の通過範囲をさらに含むことを特徴とする。
【００１７】
請求項３に記載の受信機においては、前記送信機から送信される信号の伝送遅延時間に応じたフィルタ通過範囲を予め複数格納するフィルタ条件記憶手段を備え、前記フィルタ制御手段は、前記フィルタ条件記憶手段に格納されているフィルタ通過範囲の中から、制御入力に対応する所定のフィルタ通過範囲を選択することを特徴とする。
【００１８】
請求項４に記載の受信機においては、前記フィルタリング後の遅延プロファイルに対して、前記送信データの長さに不足する時間領域をゼロで補間する補間手段を備えたことを特徴とする。
【００１９】
請求項５に記載の受信機においては、前記伝送フレーム内において、既知信号領域の先頭に前記既知信号の末尾部分が複写されているか、又は、送信データ領域の先頭に前記送信データの末尾部分が複写されているか、又は、前記既知信号に係る複写及び前記送信データに係る複写の双方が行われていることを特徴とする。
【００２０】
請求項６に記載の受信機においては、前記複写部分の長さは、前記最大伝送遅延時間に対応する長さ以上であることを特徴とする。
【００２１】
請求項７に記載のコンピュータプログラムは、既知信号及び送信データを格納する伝送フレームを用いて送信機から送信された信号を受信し、周波数領域で伝送路特性を推定して前記受信信号を伝送路等化する受信機における伝送特性推定処理を行うためのコンピュータプログラムであって、前記既知信号に基づいて離散フーリエ変換により周波数領域における伝送路特性を推定し、この推定結果を逆離散フーリエ変換により時間領域に変換して遅延プロファイルを得る機能と、前記遅延プロファイルからフィルタ通過範囲外の時間領域にある成分を除去する機能と、前記フィルタリング後の遅延プロファイルを離散フーリエ変換により周波数領域に変換して前記伝送路等化に使用される伝送路特性推定値を得る機能と、前記フィルタ通過範囲を、遅延プロファイルの先頭から最大伝送遅延時間以上の第１の通過範囲を含むように制御する機能とをコンピュータに実現させることを特徴としている。
【００２２】
請求項８に記載のコンピュータプログラムにおいては、前記フィルタ通過範囲として、前記第１の通過範囲に加えて、遅延プロファイルの末尾から所定時間溯った位置までの第２の通過範囲をさらに含むように制御する機能をコンピュータに実現させることを特徴とする。
【００２３】
請求項９に記載のコンピュータプログラムにおいては、前記フィルタ通過範囲の制御時において、前記送信機から送信される信号の伝送遅延時間に応じた前記フィルタ通過範囲が予め複数格納された記憶手段から、制御入力に対応する所定の前記フィルタ通過範囲を選択することを特徴とする。
【００２４】
請求項１０に記載のコンピュータプログラムにおいては、前記フィルタリング後の遅延プロファイルに対して、前記送信データの長さに不足する時間領域をゼロで補間する機能をコンピュータに実現させることを特徴とする。
これにより、前述の受信機がコンピュータを利用して実現できるようになる。
【００２５】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照し、本発明の一実施形態を説明する。本実施形態においては、ＳＣ−ＦＤＥ方式の無線通信システムを例に挙げて説明する。
図１は、本発明の一実施形態による受信機２を備えたＳＣ−ＦＤＥ方式の無線通信システムの概略構成を示す図である。図１において、送信機１は上記図６の従来の構成と同様であり、先ずパイロット信号挿入部１１が、受信機側との間で予め整合された既知のパイロット信号を送信データに付加する。次いで、ＣＰ（ＣｙｃｌｉｃＰｒｅｆｉｘ）挿入部１２がパイロット信号、データのそれぞれの先頭にＣＰを挿入し、このＣＰ付きの送信信号がアンテナ１３から無線送信される。このＣＰ付きの送信信号の伝送フレームの構成は、例えば上記した図７の構成である。そして、ＣＰの系列長Ｎ_ＣＰ（図７の例では３２シンボル）は、伝送路の最大遅延時間（最大伝送遅延時間）より長い時間に対応する長さに設定される。また、図７の例ではパイロット信号の系列長Ｎ_ｐは１２８シンボル、データの系列長Ｎ_ｄは２５６シンボルである。
【００２６】
図１に示される受信機２において、上記図６の従来の構成と異なっているのは伝送路推定部２４のみであり、その他の構成は従来と同様である。
送信機１から送信された信号は受信機２のアンテナ２１により受信され、この受信信号はＣＰ除去部２２に入力される。次いで、ＣＰ除去部２２が、入力された受信信号からＣＰを除去する。次いで、選択部２３が、ＣＰ除去後の受信信号に含まれるパイロット信号を伝送路推定部２４へ出力し、データを等化部２５へ出力する。伝送路推定部２４は、受信パイロット信号に基づいて周波数領域における伝送路特性を推定し、この推定結果である伝送路特性推定値を等化部２５へ出力する。等化部２５は、伝送路推定部２４から供給される伝送路特性推定値を用いて受信データを周波数領域で等化し出力する。
【００２７】
図２は、図１に示す伝送路推定部２４の構成を示すブロック図である。図２において、伝送路推定部２４には、ＣＰが除去された系列長Ｎ_ｐのパイロット信号ｐ_ｒ（ｎ）が入力される。次いで、離散フーリエ変換（ＤＦＴ）部３１が系列長Ｎ_ｐのパイロット信号ｐ_ｒ（ｎ）に対してＮ_ｐポイントの離散フーリエ変換を行う。ここで、離散フーリエ変換のサンプリング時間は１シンボル分の時間である。次いで、この変換後のパイロット信号Ｐ_ｒ（ｆ）に対して乗算器３２により所定信号を乗じることによって、上記（１）式に示される周波数領域における伝送路特性推定値Ｈ（ｆ）が得られる。
【００２８】
次いで、逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）部３３が伝送路特性推定値Ｈ（ｆ）を逆離散フーリエ変換して遅延プロファイルｈ（ｎ）を出力する。この遅延プロファイルｈ（ｎ）は、周波数領域で推定された伝送路特性が時間領域に変換されたものである。次いで、遅延プロファイルｈ（ｎ）に対して乗算器３４により、フィルタ制御部３７から供給されるフィルタを乗じる。フィルタ条件記憶部３８には、予め複数のフィルタ通過範囲が格納されており、フィルタ制御部３７は、フィルタ条件記憶部３８に格納されているフィルタ通過範囲の中から、制御入力に対応する所定のフィルタ通過範囲を選択する。そして、該選択したフィルタ通過範囲を有するフィルタを乗算器３４へ出力する。この乗算器３４によるフィルタリングにより、遅延プロファイルｈ（ｎ）から雑音成分が除去される。なお、フィルタ制御部３７から供給されるフィルタの通過範囲の詳細については後述する。
【００２９】
次いで、補間部３５がフィルタ通過後の遅延プロファイルをデータの系列長Ｎ_ｄに適合させるために、データの系列長Ｎ_ｄに不足する時間領域を０で補間する。次いで、ＤＦＴ部３６がこの補間後の遅延プロファイルを逆離散フーリエ変換して周波数領域における伝送路特性推定値Ｈ_ＮＥ−Ｉ（ｆ）を出力する。この伝送路特性推定値Ｈ_ＮＥ−Ｉ（ｆ）は、上記図１の等化部２５へ出力され、等化部２５において受信データの周波数領域等化に使用される。
【００３０】
次に、上述した遅延プロファイルｈ（ｎ）から雑音成分を除去するためのフィルタの通過範囲について詳細に説明する。
先行波のパスタイミングに対してシンボル時間単位、すなわち離散フーリエ変換のサンプリング時間単位で到来する遅延波のみである場合には、ＣＰの系列長Ｎ_ＣＰが最大伝送遅延時間より長い時間に対応する長さであることから、遅延プロファイルｈ（ｎ）において、遅延波に対応する応答成分がＣＰの系列長Ｎ_ＣＰの時間範囲内に収まる。したがって、フィルタリングによりＣＰの系列長Ｎ_ＣＰ内の成分のみを通過させても問題はない。
【００３１】
しかし、先行波のパスタイミングに対して非シンボル時間単位、すなわち離散フーリエ変換の非サンプリング時間単位で到来する遅延波がある場合には、遅延プロファイルｈ（ｎ）において、当該遅延波に対応する応答時間の幅がシンボル時間単位で遅延する場合に比して大きくなる。このため、ＣＰの系列長Ｎ_ＣＰの時間と同じ程度の遅延時間をもって到来する遅延波がある場合において、その遅延時間が非シンボル時間単位であるときは、遅延プロファイルｈ（ｎ）において、当該遅延波に対応する応答成分がＣＰの系列長Ｎ_ＣＰの時間を超えて出現することがある。
【００３２】
したがって、従来のようにフィルタリングによりＣＰの系列長Ｎ_ＣＰ内の成分のみを通過させると、遅延プロファイルｈ（ｎ）からＣＰの系列長Ｎ_ＣＰの範囲外の時間領域にある雑音成分が除去されるだけでなく、ＣＰの系列長Ｎ_ＣＰの時間を超えて出現する応答成分までもが除去されてしまう。この結果、得られた伝送路特性推定値は精度不十分なものなので、当該伝送路特性推定値により伝送路等化が行われた受信データはその品質が低下することとなる。
【００３３】
このような知見に基づき、本実施形態においては、遅延プロファイルｈ（ｎ）から雑音成分を除去するためのフィルタの通過範囲を、遅延プロファイルｈ（ｎ）の先頭からＣＰの系列長Ｎ_ＣＰの時間以上の範囲（第１の通過範囲）を含むようにする。これにより、ＣＰの系列長Ｎ_ＣＰの時間と同じ程度の遅延時間をもって到来する遅延波がある場合においてその遅延時間が非シンボル時間単位であっても、当該遅延波に対応する応答成分が保存されるので、伝送路特性推定値の精度が劣化することはなくなる。
【００３４】
また、先行波のパスタイミングに対して非常に短い遅延をもって到来する遅延波がある場合において、その遅延時間が非シンボル時間単位であるときは、遅延プロファイルｈ（ｎ）において、当該遅延波に対応する応答成分が遅延プロファイルｈ（ｎ）の末尾部分に出現することがある。これに対応するために、遅延プロファイルｈ（ｎ）から雑音成分を除去するためのフィルタの通過範囲を、上記第１の通過範囲に加えて、遅延プロファイルｈ（ｎ）の末尾から所定時間溯った位置までの範囲（第２の通過範囲）をさらに含むようにするのがより好ましい。これにより、先行波のパスタイミングに対して非常に短い遅延をもって到来する遅延波がある場合においてその遅延時間が非シンボル時間単位であっても、当該遅延波に対応する応答成分が保存されるので、伝送路特性推定値の精度が劣化することはなくなる。
【００３５】
図３は、上述した遅延プロファイルの雑音除去及び補間の具体例を示す図である。図３（ａ）には遅延プロファイルｈ（ｎ）が示されている。図３（ｂ）には雑音除去及び補間後の遅延プロファイルが示されている。図３において１サンプリング時間は１シンボル時間に対応している。この図３の例は、上記図７の伝送フレームが用いられた場合のものであり、パイロット信号の系列長Ｎ_ｐが１２８シンボルであるので、図３（ａ）の遅延プロファイルｈ（ｎ）は１２８シンボル分の長さを有している。また、ＣＰの系列長Ｎ_ＣＰは３２シンボルであり、データの系列長Ｎ_ｄは２５６シンボルである。
【００３６】
図３（ａ）において、雑音除去用のフィルタの第１の通過範囲は、遅延プロファイルｈ（ｎ）の先頭（ｎ＝０）から｛（Ｎ_ＣＰ＋１）＋Ｎ_ｆ｝までの範囲である。但し、Ｎ_ｆは、先行波に対する遅延波に対応する応答時間の幅の大きさに応じて設定される値である。
また、第２の通過範囲は、遅延プロファイルｈ（ｎ）の末尾（ｎ＝２５６）からＮ_ｂまで溯った範囲である。
上記Ｎ_ｆ及びＮ_ｂの値は例えば実測値に基づいて決定される。
【００３７】
そして、雑音除去のためのフィルタリングにより図３（ａ）の遅延プロファイルｈ（ｎ）から上記第１及び第２の通過範囲内にある成分が抽出される。次いで、それら抽出された成分を用いて、系列長Ｎ_ｄが２５６シンボルであるデータに適合する遅延プロファイルの作成が行われる。ここで、第１の通過範囲に対応する時間領域と第２の通過範囲に対応する時間領域に挟まれた時間領域（図３（ｂ）の［Ｎ_ｄ−｛（Ｎ_ＣＰ＋１）＋Ｎ_ｆ＋Ｎ_ｂ｝］で示された領域）については、遅延プロファイルの値が０で補間される。これにより、図３（ｂ）に示される遅延プロファイルが得られる。
【００３８】
上記した図３（ａ）の遅延プロファイルｈ（ｎ）にはＣＰの系列長Ｎ_ＣＰの３２シンボル時間を超えて出現する応答成分があるが、この応答成分が図３（ｂ）の雑音除去及び補間後の遅延プロファイルにおいて保存されている。また、図３（ａ）の遅延プロファイルｈ（ｎ）には末尾部分に応答成分が出現しているが、この応答成分が図３（ｂ）の雑音除去及び補間後の遅延プロファイルにおいて保存されている。この結果、得られた伝送路特性推定値は良好なものとなり、伝送路等化後の受信データの品質が保たれる。
【００３９】
なお、上記図２のフィルタ条件記憶部３８には、例えば実測値に基づいて予め算出された上記Ｎ_ｆ及びＮ_ｂの値が、その算出条件（実測条件等）に対応付けて格納される。そして、フィルタ制御部３７は、フィルタ条件記憶部３８に格納されているＮ_ｆ及びＮ_ｂの値の中から、制御入力される算出条件に対応するＮ_ｆ及びＮ_ｂの値を選択して乗算器３４へ出力するフィルタを構成する。
【００４０】
図４及び図５は、本実施形態による受信機２の伝送路等化後の受信データについてのＢＥＲ（ＢｉｔＥｒｒｏｒＲａｔｅ）のＥ_ｂ／Ｎ_０特性をシミュレーションした結果のグラフ図である。このシミュレーション条件は、等平均強度２パスレイリー環境下で遅延時間τ_Ｓを変化させている。また、図７の伝送フレーム構成を用い、各パスのフェージングはフレーム間で独立、フレーム内で一定のレイリーフェージングを用いている。
また、従来技術との比較のために、従来の受信機２００の伝送路等化後の受信データについてのＢＥＲのＥ_ｂ／Ｎ_０特性をシミュレーションした結果のグラフを図９及び図１０に示している。これら図９及び図１０のシミュレーション条件は、上記図４及び図５のものと同じである。
【００４１】
従来のＢＥＲのＥ_ｂ／Ｎ_０特性では、図９に示されるように、遅延時間τ_Ｓが非シンボル時間単位である３０．５シンボルの場合、すなわちＣＰの系列長Ｎ_ＣＰの時間と同じ程度の遅延時間をもって到来する遅延波であってその遅延時間が非シンボル時間単位の場合に、ＢＥＲのＥ_ｂ／Ｎ_０特性が劣化している。また、図１０に示されるように、遅延時間τ_Ｓが非シンボル時間単位である１．５シンボルの場合、すなわち先行波のパスタイミングに対して非常に短い遅延をもって到来する遅延波であってその遅延時間が非シンボル時間単位の場合に、ＢＥＲのＥ_ｂ／Ｎ_０特性が劣化している。
【００４２】
しかしながら、本実施形態によるシミュレーション結果では、上述した第１の通過範囲のフィルタリングにより、図４に示されるように、遅延時間τ_Ｓが非シンボル時間単位である３０．５シンボルの場合において、ＢＥＲのＥ_ｂ／Ｎ_０特性は劣化せず、良好である。また、上述した第２の通過範囲のフィルタリングにより、図５に示されるように、遅延時間τ_Ｓが非シンボル時間単位である１．５シンボルの場合において、ＢＥＲのＥ_ｂ／Ｎ_０特性は劣化せず、良好である。
【００４３】
上述したように本実施形態によれば、先行波に対する遅延波の遅延時間が非シンボル時間単位、すなわち離散フーリエ変換の非サンプリング時間単位となるような無線通信環境に対応して伝送路特性推定値の精度を安定させることができ、受信データの品質向上を図ることが可能となる。この結果、無線通信システムの信頼性が向上する。
【００４４】
なお、図１及び図２に示される受信機２は、専用のハードウェアにより実現されるものであってもよく、また、この受信機２はメモリおよびＤＳＰ（デジタルシグナルプロセッサ）などの演算処理装置により構成され、受信機２の機能を実現するためのプログラムをメモリにロードして実行することによりその機能を実現させるものであってもよい。
【００４５】
また、図１及び図２に示す受信機２が行う各機能を実現するためのプログラムをコンピュータ読み取り可能な記録媒体に記録して、この記録媒体に記録されたプログラムをコンピュータシステムに読み込ませ、実行することにより周波数領域等化方式による受信処理を行ってもよい。なお、ここでいう「コンピュータシステム」とは、ＯＳや周辺機器等のハードウェアを含むものであってもよい。
また、「コンピュータシステム」は、ＷＷＷシステムを利用している場合であれば、ホームページ提供環境（あるいは表示環境）も含むものとする。
また、「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、フレキシブルディスク、光磁気ディスク、ＲＯＭ、フラッシュメモリ等の書き込み可能な不揮発性メモリ、ＣＤ−ＲＯＭ等の可搬媒体、コンピュータシステムに内蔵されるハードディスク等の記憶装置のことをいう。
【００４６】
さらに「コンピュータ読み取り可能な記録媒体」とは、インターネット等のネットワークや電話回線等の通信回線を介してプログラムが送信された場合のサーバやクライアントとなるコンピュータシステム内部の揮発性メモリ（例えばＤＲＡＭ（ＤｙｎａｍｉｃＲａｎｄｏｍＡｃｃｅｓｓＭｅｍｏｒｙ））のように、一定時間プログラムを保持しているものも含むものとする。
また、上記プログラムは、このプログラムを記憶装置等に格納したコンピュータシステムから、伝送媒体を介して、あるいは、伝送媒体中の伝送波により他のコンピュータシステムに伝送されてもよい。ここで、プログラムを伝送する「伝送媒体」は、インターネット等のネットワーク（通信網）や電話回線等の通信回線（通信線）のように情報を伝送する機能を有する媒体のことをいう。
また、上記プログラムは、前述した機能の一部を実現するためのものであっても良い。さらに、前述した機能をコンピュータシステムにすでに記録されているプログラムとの組み合わせで実現できるもの、いわゆる差分ファイル（差分プログラム）であっても良い。
【００４７】
以上、本発明の実施形態を図面を参照して詳述してきたが、具体的な構成はこの実施形態に限られるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等も含まれる。
例えば、上述した実施形態においては、図７に示されるように伝送フレーム内のパイロット信号と送信データの双方に対してＣＰを付加したが、パイロット信号又は送信データのいずれかのみにＣＰを付加するようにしてもよい。或いは、ＣＰを全く付加しない構成であってもよいが、伝送路等化の精度向上の観点から、パイロット信号又は送信データのいずれかにＣＰを付加することが好ましい。さらに好ましくはパイロット信号と送信データの双方に対してＣＰを付加するのがよい。
【００４８】
なお、上述した実施形態においては、ＳＣ−ＦＤＥ方式の無線通信システムに適用したが、周波数領域等化方式を用いる他の無線通信システムにも同様に適用することができる。
【００４９】
また、本発明の受信機は、携帯電話や自動車電話などの移動通信サービスシステム、その他各種の無線通信サービスシステムに適用することができる。
【００５０】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、先行波に対する遅延波の遅延時間が離散フーリエ変換の非サンプリング時間単位となるような無線通信環境に対応して伝送路特性推定値の精度を安定させることができ、受信データの品質向上を図ることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施形態による受信機２を備えたＳＣ−ＦＤＥ方式の無線通信システムの概略構成を示す図である。
【図２】図１に示す伝送路推定部２４の構成を示すブロック図である。
【図３】本発明の一実施形態による遅延プロファイルの雑音除去及び補間の具体例を示す図である。
【図４】図１に示す受信機２の伝送路等化後の受信データについてのＢＥＲのＥ_ｂ／Ｎ_０特性の第１のシミュレーション結果である。
【図５】図１に示す受信機２の伝送路等化後の受信データについてのＢＥＲのＥ_ｂ／Ｎ_０特性の第２のシミュレーション結果である。
【図６】ＳＣ−ＦＤＥ方式の従来の無線通信システムの概略構成を示すブロック図である。
【図７】ＣＰ付きの送信信号の伝送フレームの構成例を示す図である。
【図８】図６に示す従来の伝送路推定部２４０の構成を示すブロック図である。
【図９】図６に示す従来の受信機２００の伝送路等化後の受信データについてのＢＥＲのＥ_ｂ／Ｎ_０特性の第１のシミュレーション結果である。
【図１０】図６に示す従来の受信機２００の伝送路等化後の受信データについてのＢＥＲのＥ_ｂ／Ｎ_０特性の第２のシミュレーション結果である。
【符号の説明】
２…受信機、２１…アンテナ、２２…ＣＰ除去部、２３…選択部、２４…伝送路推定部、２５…等化部、３１…離散フーリエ変換（ＤＦＴ）部（遅延プロファイル算出手段）、３２…乗算器（遅延プロファイル算出手段）、３３…逆離散フーリエ変換（ＩＤＦＴ）部（遅延プロファイル算出手段）、３４…乗算器（フィルタリング手段）、３５…補間部、３６…離散フーリエ変換（ＤＦＴ）部、３７…フィルタ制御部、３８…フィルタ条件記憶部[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a wireless communication system, and more particularly, to a receiver that performs transmission line equalization and a computer program for realizing the receiver using a computer.
[0002]
[Prior art]
2. Description of the Related Art Conventionally, a system using an SC-FDE (Single Carrier With Frequency Domain Equalization) method is known as one of wireless communication systems using a frequency domain equalization method. The SC-FDE scheme is a transmission scheme that creates a signal in the time domain, estimates transmission path characteristics in the frequency domain, and equalizes the transmission path of the received signal, and is similar to the OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) scheme. The effect of path interference can be reduced (for example, see Non-Patent Document 1).
[0003]
FIG. 6 is a block diagram showing a schematic configuration of a conventional radio communication system of SC-FDE system. In FIG. 6, in the transmitter 1, first, a pilot signal insertion unit 11 adds a pilot signal to transmission data. This pilot signal is a known signal that is pre-matched with the receiver side. Next, a CP (Cyclic Prefix) insertion unit 12 inserts a CP at the head of each of the pilot signal and data. This transmission signal with CP is transmitted by radio from the antenna 13. FIG. 7 is a diagram illustrating a configuration example of a transmission frame of a transmission signal with CP. In the example of FIG. 7, the last 32 symbols of the pilot signal are copied to the head part (CP part) of the pilot signal, and the last 32 symbols of the data are copied to the head part (CP part) of the data. CP sequence length N _CP Is set to a length corresponding to a time longer than the maximum delay time (maximum transmission delay time) of the transmission line. In the example of FIG. 7, the CP sequence length N _CP Is 32 symbols. Also, the pilot signal sequence length N _p Is 128 symbols, data sequence length N _d Is 256 symbols.
[0004]
In the receiver 21, a signal wirelessly transmitted from the transmitter 1 is received by the antenna 21. The CP removal unit 22 removes the CP from this received signal. Next, the selection unit 23 outputs a pilot signal included in the received signal after CP removal to the transmission path estimation unit 240 and outputs data to the equalization unit 25. The transmission path estimation unit 240 estimates transmission path characteristics in the frequency domain based on the received pilot signal, and outputs a transmission path characteristic estimation value, which is the estimation result, to the equalization section 25. The equalization unit 25 equalizes and outputs the received data in the frequency domain using the transmission path characteristic estimation value supplied from the transmission path estimation unit 240.
[0005]
FIG. 8 is a block diagram showing a configuration of the conventional transmission path estimation unit 240 shown in FIG. The configuration of FIG. 8 is disclosed in Non-Patent Document 2, for example.
In FIG. 8, the transmission path estimation unit 240 has a sequence length N from which CP is removed. _p Pilot signal p _r (N) is input. Next, the discrete Fourier transform (DFT) unit 31 performs sequence length N _p Pilot signal p _r N for (n) _p Perform a discrete Fourier transform of the points. Here, the sampling time of the discrete Fourier transform is a time for one symbol. Next, this converted pilot signal P _r By multiplying (f) by a predetermined signal by the multiplier 32, a channel characteristic estimation value H (f) in the frequency domain shown in the equation (1) is obtained.
[0006]
[Expression 1]

[0007]
However, P _t (F) is a known pilot signal in the frequency domain; ^* Is a complex conjugate notation.
[0008]
Next, an inverse discrete Fourier transform (IDFT) unit 33 performs an inverse discrete Fourier transform on the transmission path characteristic estimated value H (f) and outputs a delay profile h (n). This delay profile h (n) is obtained by converting transmission path characteristics estimated in the frequency domain into the time domain. Next, a predetermined filter h is applied to the delay profile h (n) by the multiplier 34. _Filter Multiply by (n). This filter h _Filter (N) is the CP sequence length N _CP Only the components inside are allowed to pass through. Thus, the CP sequence length N from the delay profile h (n) _CP The noise component in the time domain outside the range is removed.
[0009]
Next, the interpolation unit 35 performs the filter h _Filter The delay profile after passing through (n) is the data sequence length N _d The sequence length N of the data _d The time domain that is insufficient is interpolated with zero. For example, when the transmission frame of FIG. 7 is used, the pilot signal sequence length N _p Is 128 symbols, and the delay profile h (n) has a length of 128 symbols. And filter h _Filter The delay profile after passing (n) is the sequence length N of the CP from the beginning. _CP Only the components in the time region for 32 symbols are extracted. Therefore, the filter h _Filter The delay profile after passing (n) has no time domain value after the time of 32 symbols from the beginning. However, the data length N _d Since there are 256 symbols, the value in the time region for 224 symbols after the time for 32 symbols from the beginning is interpolated with zero.
[0010]
Next, the DFT unit 36 performs an inverse discrete Fourier transform on the interpolated delay profile to estimate the channel characteristic estimate H in the frequency domain. _I (F) is output. This transmission line characteristic estimation value H _I (F) is output to the equalization unit 25 shown in FIG. 6 and used in the equalization unit 25 for frequency domain equalization of received data.
[0011]
[Non-Patent Document 1]
D. Falconer, S.M. L. Ariyavisitakul, A.A. Benyamine-Seeyer, B.B. Eidson, “Frequency Domain Equalization for Single-Carrier Broadband Wireless Systems,” IEEE Commun. Mag. , Vol. 40, no. 4, pp. 58-66, April 2002.
[Non-Patent Document 2]
A. Czylwick, “Low Overhead Pilot-Aided Synchronization for Single Carrier Modulation with Frequency Domain Equalization,” Proc. GLOBECOM '98, pp. 2068-2073, Sydney, Australia, Nov. 1998.
[0012]
[Problems to be solved by the invention]
However, in the above-described conventional receiver, the transmission path estimation unit 240 uses the filter h. _Filter The sequence length N of the CP from the delay profile h (n) by (n) _CP Only the internal components are allowed to pass through and other components are removed. However, in this configuration, the accuracy of the transmission path characteristic estimation value may deteriorate. For example, if there is a delayed wave that arrives in non-symbol time units, that is, in non-sampling time units of discrete Fourier transform, with respect to the path timing of the preceding wave, the accuracy of the channel characteristic estimation value deteriorates and the quality of the received data There is a problem of lowering.
[0013]
The present invention has been made in consideration of such circumstances, and an object of the present invention is to provide a receiver that can stabilize the accuracy of the channel characteristic estimation value and can improve the quality of received data. There is.
[0014]
Another object of the present invention is to provide a computer program for realizing the receiver of the present invention using a computer.
[0015]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above-mentioned problem, the receiver according to claim 1 receives a signal transmitted from a transmitter using a transmission frame storing a known signal and transmission data, and has a transmission path characteristic in a frequency domain. In the receiver that estimates and equalizes the received signal in the transmission path, the transmission path characteristic in the frequency domain is estimated by discrete Fourier transform based on the known signal, and the estimation result is converted to the time domain by inverse discrete Fourier transform. A delay profile calculating means for obtaining a delay profile, filtering means for removing a component in the time domain outside the filter passing range from the delay profile, and converting the delayed delay profile to the frequency domain by discrete Fourier transform A discrete Fourier transform means for obtaining a transmission path characteristic estimation value used for transmission path equalization; And a filter control means for controlling the range, the filter passing range is characterized in that it comprises a first passing range greater than or equal to the maximum transmission delay time from the beginning of the delay profile.
[0016]
The receiver according to claim 2, wherein the filter pass range further includes a second pass range from the end of the delay profile to a position extending a predetermined time in addition to the first pass range. And
[0017]
4. The receiver according to claim 3, further comprising: filter condition storage means for previously storing a plurality of filter passing ranges according to transmission delay times of signals transmitted from the transmitter, wherein the filter control means includes the filter condition. A predetermined filter pass range corresponding to the control input is selected from the filter pass ranges stored in the storage means.
[0018]
The receiver according to claim 4 is characterized by comprising interpolation means for interpolating with zero the time domain that is insufficient in the length of the transmission data for the filtered delay profile.
[0019]
In the receiver according to claim 5, in the transmission frame, the end portion of the known signal is copied at the beginning of the known signal region, or the end portion of the transmission data is at the beginning of the transmission data region. It is copied, or both copying related to the known signal and copying related to the transmission data are performed.
[0020]
The receiver according to claim 6 is characterized in that a length of the copy portion is equal to or longer than a length corresponding to the maximum transmission delay time.
[0021]
The computer program according to claim 7 receives a signal transmitted from a transmitter using a transmission frame storing a known signal and transmission data, estimates transmission path characteristics in a frequency domain, and transmits the received signal to the transmission path. A computer program for performing a transmission characteristic estimation process in a receiver to equalize, estimating a transmission path characteristic in a frequency domain by a discrete Fourier transform based on the known signal, and using the inverse discrete Fourier transform A function of obtaining a delay profile by converting into a region, a function of removing a component in the time domain outside the filter passing range from the delay profile, and converting the delay profile after filtering into a frequency domain by discrete Fourier transform A function for obtaining an estimated value of transmission path characteristics used for transmission path equalization, and the filter pass range; And it is characterized in that to realize the function of controlling so as to include a first passage range greater than or equal to the maximum transmission delay time from the beginning of the delay profile in the computer.
[0022]
9. The computer program according to claim 8, wherein the filter passing range is controlled so as to further include a second passing range from the end of the delay profile to a position extending a predetermined time in addition to the first passing range. It is characterized by having a computer realize the function to perform.
[0023]
The computer program according to claim 9, wherein when controlling the filter passage range, control is performed from storage means in which a plurality of filter passage ranges corresponding to transmission delay times of signals transmitted from the transmitter are stored in advance. A predetermined filter passing range corresponding to the input is selected.
[0024]
The computer program according to claim 10 is characterized in that the computer realizes a function of interpolating with zero the time domain that is insufficient for the length of the transmission data with respect to the delay profile after filtering.
As a result, the above-described receiver can be realized using a computer.
[0025]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. In the present embodiment, an SC-FDE wireless communication system will be described as an example.
FIG. 1 is a diagram illustrating a schematic configuration of a SC-FDE wireless communication system including a receiver 2 according to an embodiment of the present invention. In FIG. 1, a transmitter 1 is the same as the conventional configuration of FIG. 6 described above. First, a pilot signal insertion unit 11 adds a known pilot signal previously matched with the receiver side to transmission data. Next, a CP (Cyclic Prefix) insertion unit 12 inserts a CP at the head of each of the pilot signal and data, and this transmission signal with CP is wirelessly transmitted from the antenna 13. The configuration of the transmission frame of the transmission signal with CP is, for example, the configuration shown in FIG. And the sequence length N of CP _CP (32 symbols in the example of FIG. 7) is set to a length corresponding to a time longer than the maximum delay time (maximum transmission delay time) of the transmission path. In the example of FIG. 7, the sequence length N of the pilot signal _p Is 128 symbols, data sequence length N _d Is 256 symbols.
[0026]
In the receiver 2 shown in FIG. 1, only the transmission path estimation unit 24 is different from the conventional configuration of FIG. 6, and the other configurations are the same as the conventional configuration.
The signal transmitted from the transmitter 1 is received by the antenna 21 of the receiver 2, and this received signal is input to the CP removing unit 22. Next, the CP removing unit 22 removes the CP from the input received signal. Next, the selection unit 23 outputs a pilot signal included in the received signal after CP removal to the transmission path estimation unit 24 and outputs data to the equalization unit 25. The transmission path estimation unit 24 estimates transmission path characteristics in the frequency domain based on the received pilot signal, and outputs a transmission path characteristic estimation value, which is the estimation result, to the equalization section 25. The equalization unit 25 equalizes and outputs the received data in the frequency domain using the transmission path characteristic estimation value supplied from the transmission path estimation unit 24.
[0027]
FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of the transmission path estimation unit 24 shown in FIG. In FIG. 2, the transmission path estimation unit 24 includes a sequence length N from which CP has been removed. _p Pilot signal p _r (N) is input. Next, the discrete Fourier transform (DFT) unit 31 performs sequence length N _p Pilot signal p _r N for (n) _p Perform a discrete Fourier transform of the points. Here, the sampling time of the discrete Fourier transform is a time for one symbol. Next, this converted pilot signal P _r By multiplying (f) by a predetermined signal by the multiplier 32, a channel characteristic estimation value H (f) in the frequency domain shown in the above equation (1) is obtained.
[0028]
Next, an inverse discrete Fourier transform (IDFT) unit 33 performs an inverse discrete Fourier transform on the transmission path characteristic estimated value H (f) and outputs a delay profile h (n). This delay profile h (n) is obtained by converting transmission path characteristics estimated in the frequency domain into the time domain. Next, the delay profile h (n) is multiplied by the filter supplied from the filter control unit 37 by the multiplier 34. The filter condition storage unit 38 stores a plurality of filter passage ranges in advance, and the filter control unit 37 selects a predetermined filter corresponding to the control input from the filter passage ranges stored in the filter condition storage unit 38. Select the filter pass range. Then, the filter having the selected filter pass range is output to the multiplier 34. By the filtering by the multiplier 34, a noise component is removed from the delay profile h (n). The details of the filter passing range supplied from the filter control unit 37 will be described later.
[0029]
Next, the interpolation unit 35 converts the delay profile after passing through the filter to the data sequence length N. _d The sequence length N of the data _d The time domain that is insufficient is interpolated with zero. Next, the DFT unit 36 performs an inverse discrete Fourier transform on the interpolated delay profile to estimate the channel characteristic estimate H in the frequency domain. _NE-I (F) is output. This transmission line characteristic estimation value H _NE-I (F) is output to the equalization unit 25 shown in FIG. 1 and is used by the equalization unit 25 for frequency domain equalization of received data.
[0030]
Next, the pass range of the filter for removing the noise component from the delay profile h (n) described above will be described in detail.
If there is only a delayed wave that arrives in symbol time units, that is, sampling time units of discrete Fourier transform, with respect to the path timing of the preceding wave, the CP sequence length N _CP Is a length corresponding to a time longer than the maximum transmission delay time, the response component corresponding to the delayed wave is the sequence length N of the CP in the delay profile h (n). _CP Within the time range. Therefore, the CP sequence length N is obtained by filtering. _CP There is no problem even if only the components inside are passed.
[0031]
However, when there is a delayed wave that arrives in non-symbol time units, that is, non-sampling time units of discrete Fourier transform with respect to the path timing of the preceding wave, the response corresponding to the delayed wave in the delay profile h (n) The time width is larger than when the delay is performed in symbol time units. Therefore, CP sequence length N _CP In the case where there is a delay wave that arrives with a delay time of the same degree as that of the time, and the delay time is a non-symbol time unit, in the delay profile h (n), the response component corresponding to the delay wave is CP. Series length N _CP May appear beyond the time.
[0032]
Therefore, the CP sequence length N is filtered by conventional filtering. _CP If only the components in the filter are passed, the CP sequence length N from the delay profile h (n) _CP In addition to removing noise components in the time domain outside the range, the sequence length N of CP _CP Even response components appearing beyond this time are removed. As a result, since the obtained transmission path characteristic estimation value is insufficient in accuracy, the quality of the reception data subjected to transmission path equalization by the transmission path characteristic estimation value is degraded.
[0033]
Based on such knowledge, in the present embodiment, the filter pass range for removing the noise component from the delay profile h (n) is set to the sequence length N of the CP from the head of the delay profile h (n). _CP It is made to include the range (1st passage range) more than this time. As a result, the sequence length N of the CP _CP If there is a delayed wave that arrives with a delay time of the same degree as the time, even if the delay time is a non-symbol time unit, the response component corresponding to the delayed wave is stored, The accuracy will not deteriorate.
[0034]
If there is a delayed wave that arrives with a very short delay with respect to the path timing of the preceding wave, and the delay time is a non-symbol time unit, the delay profile h (n) corresponds to the delayed wave. May appear at the end of the delay profile h (n). In order to cope with this, in addition to the first pass range, the pass range of the filter for removing the noise component from the delay profile h (n) is given for a predetermined time from the end of the delay profile h (n). It is more preferable to further include a range up to the position (second passing range). As a result, when there is a delayed wave that arrives with a very short delay with respect to the path timing of the preceding wave, even if the delay time is a non-symbol time unit, the response component corresponding to the delayed wave is stored. Thus, the accuracy of the transmission path characteristic estimated value will not deteriorate.
[0035]
FIG. 3 is a diagram showing a specific example of the above-described delay profile noise removal and interpolation. FIG. 3A shows a delay profile h (n). FIG. 3B shows a delay profile after noise removal and interpolation. In FIG. 3, one sampling time corresponds to one symbol time. The example of FIG. 3 is for the case where the transmission frame of FIG. 7 is used, and the pilot signal sequence length N _p Since there are 128 symbols, the delay profile h (n) in FIG. 3A has a length of 128 symbols. Also, the CP sequence length N _CP Is 32 symbols and the data sequence length N _d Is 256 symbols.
[0036]
In FIG. 3A, the first pass range of the noise removal filter is {(N = 0) from the head (n = 0) of the delay profile h (n). _CP +1) + N _f }. However, N _f Is a value set according to the magnitude of the response time width corresponding to the delayed wave with respect to the preceding wave.
Further, the second passing range is N from the end (n = 256) of the delay profile h (n). _b It is the range which I got up to.
N above _f And N _b Is determined based on, for example, actual measurement values.
[0037]
Then, components within the first and second passing ranges are extracted from the delay profile h (n) of FIG. 3A by filtering for noise removal. Then, using these extracted components, the sequence length N _d A delay profile is created that fits data that is 256 symbols. Here, the time region ([N in FIG. 3B) sandwiched between the time region corresponding to the first passing range and the time region corresponding to the second passing range. _d -{(N _CP +1) + N _f + N _b }] Is interpolated with a delay profile value of zero. Thereby, the delay profile shown in FIG. 3B is obtained.
[0038]
The delay profile h (n) in FIG. _CP However, this response component is stored in the delay profile after denoising and interpolation shown in FIG. 3B. In addition, a response component appears in the end portion of the delay profile h (n) in FIG. 3A. This response component is stored in the delay profile after noise removal and interpolation in FIG. 3B. Yes. As a result, the obtained transmission path characteristic estimation value is good, and the quality of the received data after transmission path equalization is maintained.
[0039]
2 is stored in the filter condition storage unit 38 in FIG. 2, for example, based on the actual measurement value. _f And N _b Are stored in association with the calculation conditions (measurement conditions, etc.). The filter control unit 37 then stores N stored in the filter condition storage unit 38. _f And N _b N corresponding to the calculation condition to be input from among the values of _f And N _b The filter which selects the value of and outputs to the multiplier 34 is comprised.
[0040]
FIGS. 4 and 5 are diagrams illustrating the BER (Bit Error Rate) E of the received data after the transmission line equalization of the receiver 2 according to the present embodiment. _b / N ₀ It is a graph of the result of having simulated the characteristic. This simulation condition is that the delay time τ under an equal average intensity 2-pass Rayleigh environment _S Is changing. In addition, the transmission frame configuration of FIG. 7 is used, and fading for each path is independent between frames and uses constant Rayleigh fading within the frame.
For comparison with the prior art, the BER E for the received data after the transmission line equalization of the conventional receiver 200 is performed. _b / N ₀ The graph of the result of having simulated the characteristic is shown in FIG.9 and FIG.10. The simulation conditions in FIGS. 9 and 10 are the same as those in FIGS.
[0041]
Conventional BER E _b / N ₀ In the characteristic, as shown in FIG. _S Is 30.5 symbols, which is a non-symbol time unit, that is, the CP sequence length N _CP If the delay wave arrives with a delay time of the same degree as the time of BER, and the delay time is a non-symbol time unit, _b / N ₀ The characteristics are degraded. Further, as shown in FIG. 10, the delay time τ _S Is 1.5 symbols, which is a non-symbol time unit, that is, a delay wave that arrives with a very short delay with respect to the path timing of the preceding wave and the delay time is a non-symbol time unit, the BER E _b / N ₀ The characteristics are degraded.
[0042]
However, in the simulation result according to the present embodiment, as shown in FIG. _S In the case of 30.5 symbols where is a non-symbol time unit, the BER E _b / N ₀ The characteristics are not deteriorated and are good. Further, due to the filtering of the second passing range described above, as shown in FIG. _S In the case of 1.5 symbols, which is a non-symbol time unit, the BER E _b / N ₀ The characteristics are not deteriorated and are good.
[0043]
As described above, according to the present embodiment, the channel characteristic estimation value corresponding to the wireless communication environment in which the delay time of the delayed wave with respect to the preceding wave is in a non-symbol time unit, that is, a non-sampling time unit in discrete Fourier transform. Can be stabilized, and the quality of received data can be improved. As a result, the reliability of the wireless communication system is improved.
[0044]
The receiver 2 shown in FIGS. 1 and 2 may be realized by dedicated hardware, and the receiver 2 is an arithmetic processing unit such as a memory and a DSP (digital signal processor). The program may be realized by loading a program for realizing the function of the receiver 2 into a memory and executing the program.
[0045]
Also, a program for realizing each function performed by the receiver 2 shown in FIGS. 1 and 2 is recorded on a computer-readable recording medium, and the program recorded on the recording medium is read into a computer system and executed. By doing so, reception processing by a frequency domain equalization method may be performed. Here, the “computer system” may include an OS and hardware such as peripheral devices.
Further, the “computer system” includes a homepage providing environment (or display environment) if a WWW system is used.
The “computer-readable recording medium” means a flexible disk, a magneto-optical disk, a ROM, a writable nonvolatile memory such as a flash memory, a portable medium such as a CD-ROM, a hard disk built in a computer system, etc. This is a storage device.
[0046]
Further, the “computer-readable recording medium” refers to a volatile memory (for example, DRAM (Dynamic) in a computer system serving as a server or a client when a program is transmitted via a network such as the Internet or a communication line such as a telephone line. Random Access Memory)) that holds a program for a certain period of time is also included.
The program may be transmitted from a computer system storing the program in a storage device or the like to another computer system via a transmission medium or by a transmission wave in the transmission medium. Here, the “transmission medium” for transmitting the program refers to a medium having a function of transmitting information, such as a network (communication network) such as the Internet or a communication line (communication line) such as a telephone line.
The program may be for realizing a part of the functions described above. Furthermore, what can implement | achieve the function mentioned above in combination with the program already recorded on the computer system, and what is called a difference file (difference program) may be sufficient.
[0047]
The embodiment of the present invention has been described in detail with reference to the drawings. However, the specific configuration is not limited to this embodiment, and includes design changes and the like within a scope not departing from the gist of the present invention.
For example, in the above-described embodiment, the CP is added to both the pilot signal and the transmission data in the transmission frame as shown in FIG. 7, but the CP is added only to either the pilot signal or the transmission data. You may do it. Alternatively, a configuration in which no CP is added may be used, but it is preferable to add a CP to either a pilot signal or transmission data from the viewpoint of improving the accuracy of transmission line equalization. More preferably, a CP is added to both the pilot signal and the transmission data.
[0048]
In the above-described embodiment, the present invention is applied to the SC-FDE wireless communication system, but can be similarly applied to other wireless communication systems using the frequency domain equalization method.
[0049]
The receiver of the present invention can be applied to mobile communication service systems such as mobile phones and car phones, and other various wireless communication service systems.
[0050]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, the accuracy of the channel characteristic estimation value is stabilized in correspondence with a wireless communication environment in which the delay time of the delayed wave with respect to the preceding wave is a non-sampling time unit of the discrete Fourier transform. Therefore, it is possible to improve the quality of received data.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram showing a schematic configuration of an SC-FDE wireless communication system including a receiver 2 according to an embodiment of the present invention.
2 is a block diagram showing a configuration of a transmission path estimation unit 24 shown in FIG.
FIG. 3 is a diagram illustrating a specific example of noise removal and interpolation of a delay profile according to an embodiment of the present invention.
4 is a BER E for received data after equalization of the transmission path of the receiver 2 shown in FIG. _b / N ₀ It is the 1st simulation result of a characteristic.
5 is a BER E for received data after transmission path equalization of the receiver 2 shown in FIG. _b / N ₀ It is a 2nd simulation result of a characteristic.
FIG. 6 is a block diagram showing a schematic configuration of a conventional radio communication system of SC-FDE system.
FIG. 7 is a diagram illustrating a configuration example of a transmission frame of a transmission signal with a CP.
8 is a block diagram showing a configuration of a conventional transmission path estimation unit 240 shown in FIG.
9 is a BER E for received data after transmission path equalization of the conventional receiver 200 shown in FIG. 6; _b / N ₀ It is the 1st simulation result of a characteristic.
10 is a BER E for received data after transmission path equalization of the conventional receiver 200 shown in FIG. 6; _b / N ₀ It is a 2nd simulation result of a characteristic.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 2 ... Receiver, 21 ... Antenna, 22 ... CP removal part, 23 ... Selection part, 24 ... Transmission path estimation part, 25 ... Equalization part, 31 ... Discrete Fourier transform (DFT) part (delay profile calculation means), 32 ... multiplier (delay profile calculation means), 33 ... inverse discrete Fourier transform (IDFT) section (delay profile calculation means), 34 ... multiplier (filtering means), 35 ... interpolation section, 36 ... discrete Fourier transform (DFT) section 37 ... Filter control unit, 38 ... Filter condition storage unit

Claims

既知信号及び送信データを格納する伝送フレームを用いて送信機から送信された信号を受信し、周波数領域で伝送路特性を推定して前記受信信号を伝送路等化する受信機において、
前記既知信号に基づいて離散フーリエ変換により周波数領域における伝送路特性を推定し、この推定結果を逆離散フーリエ変換により時間領域に変換して遅延プロファイルを得る遅延プロファイル算出手段と、
前記遅延プロファイルからフィルタ通過範囲外の時間領域にある成分を除去するフィルタリング手段と、
前記フィルタリング後の遅延プロファイルを離散フーリエ変換により周波数領域に変換して前記伝送路等化に使用される伝送路特性推定値を得る離散フーリエ変換手段と、
前記フィルタ通過範囲を制御するフィルタ制御手段とを備え、
前記フィルタ通過範囲は、遅延プロファイルの先頭から最大伝送遅延時間以上の第１の通過範囲を含む
ことを特徴とする受信機。In a receiver that receives a signal transmitted from a transmitter using a transmission frame that stores a known signal and transmission data, estimates a transmission path characteristic in a frequency domain, and equalizes the received signal in a transmission path,
A delay profile calculating means for estimating a transmission line characteristic in the frequency domain by discrete Fourier transform based on the known signal, and obtaining a delay profile by converting the estimation result to the time domain by inverse discrete Fourier transform;
Filtering means for removing components in the time domain outside the filter passing range from the delay profile;
Discrete Fourier transform means for transforming the filtered delay profile into a frequency domain by discrete Fourier transform to obtain a channel characteristic estimate used for the channel equalization;
Filter control means for controlling the filter passage range,
The receiver, wherein the filter pass range includes a first pass range equal to or longer than a maximum transmission delay time from the head of a delay profile.

前記フィルタ通過範囲は、前記第１の通過範囲に加えて、遅延プロファイルの末尾から所定時間溯った位置までの第２の通過範囲をさらに含むことを特徴とする請求項１に記載の受信機。2. The receiver according to claim 1, wherein the filter pass range further includes a second pass range from the end of the delay profile to a position extending a predetermined time in addition to the first pass range.

前記送信機から送信される信号の伝送遅延時間に応じたフィルタ通過範囲を予め複数格納するフィルタ条件記憶手段を備え、
前記フィルタ制御手段は、前記フィルタ条件記憶手段に格納されているフィルタ通過範囲の中から、制御入力に対応する所定のフィルタ通過範囲を選択する
ことを特徴とする請求項１または請求項２に記載の受信機。Filter condition storage means for storing in advance a plurality of filter passing ranges corresponding to transmission delay times of signals transmitted from the transmitter,
3. The filter control unit according to claim 1, wherein the filter control unit selects a predetermined filter pass range corresponding to a control input from the filter pass ranges stored in the filter condition storage unit. Receiver.

前記フィルタリング後の遅延プロファイルに対して、前記送信データの長さに不足する時間領域をゼロで補間する補間手段を備えたことを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれかの項に記載の受信機。The interpolating means for interpolating with zero the time domain that is insufficient for the length of the transmission data with respect to the delay profile after filtering is provided. Receiver.

前記伝送フレーム内において、既知信号領域の先頭に前記既知信号の末尾部分が複写されているか、又は、送信データ領域の先頭に前記送信データの末尾部分が複写されているか、又は、前記既知信号に係る複写及び前記送信データに係る複写の双方が行われていることを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれかの項に記載の受信機。In the transmission frame, the end of the known signal is copied at the beginning of the known signal area, the end of the transmission data is copied at the beginning of the transmission data area, or the known signal 5. The receiver according to claim 1, wherein both copying and copying related to the transmission data are performed.

前記複写部分の長さは、前記最大伝送遅延時間に対応する長さ以上であることを特徴とする請求項５に記載の受信機。6. The receiver according to claim 5, wherein a length of the copy portion is equal to or longer than a length corresponding to the maximum transmission delay time.

既知信号及び送信データを格納する伝送フレームを用いて送信機から送信された信号を受信し、周波数領域で伝送路特性を推定して前記受信信号を伝送路等化する受信機における伝送特性推定処理を行うためのコンピュータプログラムであって、
前記既知信号に基づいて離散フーリエ変換により周波数領域における伝送路特性を推定し、この推定結果を逆離散フーリエ変換により時間領域に変換して遅延プロファイルを得る機能と、
前記遅延プロファイルからフィルタ通過範囲外の時間領域にある成分を除去する機能と、
前記フィルタリング後の遅延プロファイルを離散フーリエ変換により周波数領域に変換して前記伝送路等化に使用される伝送路特性推定値を得る機能と、
前記フィルタ通過範囲を、遅延プロファイルの先頭から最大伝送遅延時間以上の第１の通過範囲を含むように制御する機能と、
をコンピュータに実現させることを特徴とするコンピュータプログラム。Transmission characteristic estimation processing in a receiver that receives a signal transmitted from a transmitter using a transmission frame storing a known signal and transmission data, estimates a transmission path characteristic in the frequency domain, and equalizes the received signal in the transmission path A computer program for performing
A function of estimating a transmission path characteristic in a frequency domain by discrete Fourier transform based on the known signal, and obtaining a delay profile by converting the estimation result to a time domain by inverse discrete Fourier transform;
A function of removing a component in the time domain outside the filter passing range from the delay profile;
A function of obtaining a transmission line characteristic estimated value used for the transmission line equalization by converting the filtered delay profile into a frequency domain by discrete Fourier transform;
A function of controlling the filter pass range so as to include a first pass range equal to or greater than a maximum transmission delay time from the head of the delay profile;
A computer program for causing a computer to realize the above.

前記フィルタ通過範囲として、前記第１の通過範囲に加えて、遅延プロファイルの末尾から所定時間溯った位置までの第２の通過範囲をさらに含むように制御する機能をコンピュータに実現させることを特徴とする請求項７に記載のコンピュータプログラム。In addition to the first pass range, the computer has a function of controlling so as to further include a second pass range from the end of the delay profile to a position separated by a predetermined time as the filter pass range. The computer program according to claim 7.

前記フィルタ通過範囲の制御時において、前記送信機から送信される信号の伝送遅延時間に応じた前記フィルタ通過範囲が予め複数格納された記憶手段から、制御入力に対応する所定の前記フィルタ通過範囲を選択することを特徴とする請求項７または請求項８に記載のコンピュータプログラム。At the time of controlling the filter pass range, a predetermined filter pass range corresponding to a control input is obtained from storage means in which a plurality of filter pass ranges corresponding to transmission delay times of signals transmitted from the transmitter are stored in advance. 9. The computer program according to claim 7, wherein the computer program is selected.

前記フィルタリング後の遅延プロファイルに対して、前記送信データの長さに不足する時間領域をゼロで補間する機能をコンピュータに実現させることを特徴とする請求項７乃至請求項９のいずれかの項に記載のコンピュータプログラム。The computer according to any one of claims 7 to 9, wherein a function of interpolating with zero a time domain that is insufficient for the length of the transmission data is realized with respect to the delay profile after filtering. The computer program described.