JP2005033248A - 送受信システム - Google Patents
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Abstract
【課題】送信側での帯域制限フィルタ使用による受信データの符号誤り率の劣化を防ぐこと。
【解決手段】A/D変換機によりデジタル化されたn番目の受信データを1か0に特定をする演算手段113にしきい値テーブル114を備え、n−1番目とn−2番目の受信データの組み合わせにより、異なったしきい値を比較手段602で使用すること。
【選択図】 図7
【解決手段】A/D変換機によりデジタル化されたn番目の受信データを1か0に特定をする演算手段113にしきい値テーブル114を備え、n−1番目とn−2番目の受信データの組み合わせにより、異なったしきい値を比較手段602で使用すること。
【選択図】 図7
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、デジタル無線通信装置等の送信部および受信部で使用するものであり、特に送信側に帯域制限フィルタを備え、受信側にしきい値を用いた演算手段を備えた送受信システムに関するものである。
【0002】
【従来の技術】
近年の無線通信では、静止画や動画通信の要望増加に伴い伝送速度の高速化が求められている。しかし高速化は送信信号の占有帯域幅の広がりに繋がり、それによって隣接チャンネルへの妨害が増加する。これを防ぐとともに高速化を実現する場合には変調データの帯域に近いまたはそれより狭い帯域特性をもった帯域制限フィルタを送信側に用いればよい。しかしこれにより受信側の復調信号の信号振幅が変動することになり、結果復調する際の符号誤り率の劣化に繋がってしまう。そのため高速化を実現し尚且つ符号誤り率の劣化を最低限に抑えるために、受信側では受信データを特定する際に利用する演算手段に工夫がなされてきた。従来の演算手段としては、現在受信されているデータの前後のデータの遷移パターンによりしきい値を移動させ、受信データを1か0に特定するものがあった。その例として特許文献1に記載されているようなものがあった。図8は、前記特許文献1に記載された従来の受信データ特定用演算手段を示すものである。
【0003】
図8において従来の受信データ特定に用いられた演算手段は4つのフリップフロップ(FF)701aから701d、データ特定手段702、オフセット選択部703、受信データ特定部704から成り立っていた。A/D変換手段によりデジタル化された受信データはフリップフロップ701aと702bにより2シンボル遅延されn番目のデータaとなる。同時に、A/D変換手段によりデジタル化された受信データはデータ特定部702にも入力される。データ特定部702は基本のしきい値を取り入れ、入力された受信データを1か0に特定し、n+1番目の受信データとして出力する。データ特定部702から出力されたn+1番目の受信データをフリップフロップ701cと701dを通したデータがn−1番目の受信データである。n+1番目とn―1番目の受信データは選択部703に入力され、選択部703はこの2つのデータを用い、符号誤り率を最低限に抑える最適なオフセット設定値を決定し、出力する。このオフセットは符号誤り率を最良化するためにしきい値を移動させなければいけない値で図面7のbである。現在の受信データaとしきい値オフセット値bは受信データ特定部704に入力され、受信データ特定部704のしきい値は、基本のしきい値からしきい値オフセット値bの容量だけ移動され、現在のデータを特定していた。
【0004】
【特許文献1】
特開平7−330557号公報(第1頁、第6図)
【0005】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、前記従来の構成ではn番目のデータの特定のためにあらかじめn−1番目とn+1番目の受信データの遷移パターンを特定しておく必要があるが、この時には一定のしきい値を使用し特定せざるをえない。だが帯域制限フィルタ使用により受信信号の振幅に変化が起こり振幅の中央が常に変動するため、一定のしきい値を用いたのでは符号誤り率が悪化する。すなわちn−1番目とn+1番目の符号の特定に誤りが出る可能性が高くなる。さらにn−1番目とn+1番目の受信データに誤りがあるのであれば、そのn−1番目とn+1番目のデータを利用した従来の演算手段で取得されたn番目の受信データの特定での誤りの可能性も高くなる。つまりn番目の受信データだけではなく、演算手段に使われるすべての受信データが一定のしきい値ではなく遷移パターンを用い設定されたしきい値を利用するという課題を有していた。
【0006】
本発明は、前記従来の課題を解決するもので、一定のしきい値を利用せず受信データの遷移パターンに応じてしきい値を変化させることにより符号誤り率の改善を実現した送受信システムを提供することを目的とする。
【0007】
【課題を解決するための手段】
前記従来の課題を解決するために、本発明はn−1番目とn−2番目の受信データの遷移パターンを用いA/D変換手段によってデジタル化された受信データの特定を行う。
【0008】
本構成によって受信データ全てを符号誤り率の最適化を図り設定されたしきい値を用いて特定することができる。
【0009】
【発明の実施の形態】
請求項1に記載の発明は演算手段でn番目(n:自然数)の受信データを特定する時にn−1番目以前の受信データの遷移パターンに応じて特定のためのしきい値を変更することにより、変調手段の送信データ帯域制限フィルタのBT値を0.5以下に設定し受信データの振幅が変動しても、データ特定のためのしきい値を受信データアイ波形とともに変動させることになり、符号誤り率の最良化を図ることができる。
【0010】
請求項2に記載の発明は、特に、請求項1に記載の演算手段をn−1番目以前の受信データの遷移パターンに対応したしきい値テーブルに基づいてしきい値を変更するとすることにより、受信データのアイ波形の中間点にしきい値を設けることができる。
【0011】
請求項3に記載の発明は、特に、請求項1に記載の演算手段がn−1番目とn−2番目の受信データの遷移パターンに対応したしきい値のテーブルを持つことにより、BT値が0.5よりさらに低くなった場合でもn−2番目までの受信データを参照することにより符号誤り率の最良化を保つことができる。
【0012】
【実施例】
以下に、本発明の実施例について、図面を参照しながら説明する。
【0013】
(実施例1)
図1は本発明の実施例1における送信機と受信機の構成図である。
【0014】
図1において、送信機107は局部信号源101、変調手段102、増幅手段103、送信データ入力端子104、送信データ帯域制限フィルタ105とアンテナ106から構成される。送信データ帯域制限フィルタ105は送信データ入力端子104から送信機107に入力された送信データの周波数帯域幅を制限し、伝送速度を増加しても隣接チャンネルに信号エネルギーがもれることを防ぐ。局部信号源101の出力は変調手段102にて送信データ帯域制限フィルタの出力によって変調され、増幅手段103を経てアンテナ106から放射される。
【0015】
受信機117は増幅手段108、周波数変換手段109、検波手段110、A/D変換手段111、サンプリングクロック発生手段112、演算手段113、しきい値テーブル114、受信データ出力端子115、とアンテナ116から構成される。増幅手段108はアンテナ116により受信された高周波信号を処理しやすいように増幅する。周波数変換手段109は受信信号の周波数を低い周波数に変換するためのものである。検波手段110は前記周波数変換手段の出力を検波し、アナログ波形の復調信号を出力し、A/D変換手段111により前記アナログ信号をデジタル信号に変換する。このときサンプリングクロック112に基づいて、ある一定の周期で受信データが出力される。サンプリングクロックは送信データの変調サンプリングタイミングに同期した信号である。演算手段113はしきい値テーブル114を備えており、デジタル化された復調信号をそれ以前の遷移パターンによりしきい値テーブル114に保存されているしきい値から最適なものを選択し、受信データを1か0に特定する。
【0016】
ここで送信側の具体的な構成を、送信データ帯域制限フィルタにガウスフィルタを用いた場合について説明する。ガウスフィルタの伝達関数はG(f)=exp{−(f/fo) 2}であり、パラメータfoをBを用いて表すと、
【0017】
【数1】
【0018】
すなわちG(f)=exp{−2 ln 2(fT/BT)2}である。ここでBは3dB帯域幅を表し、|G(f)|2=1/2となる場合の3dBカットオフ周波数fcの帯域幅である。ただしB=2*fcである。すなわちフィルタのBT積を0.5にした場合、Bはクロック周波数1/Tの1/2、fcはTの1/4に値し、伝達関数とフィルタの出力アイ開口は図2と図3のようになる。図2の様に、BT積を小さくすると変調後の占有帯域幅を小さくできるという利点がある。
【0019】
そしてBT=0.5で変調した変調波を受信側で検波した場合のアイ波形は図3の様になる。サンプリングタイミングは横軸の−1,0,1の各点であるが、データによりアイ波形の振幅が異なっていることが分かる。BT積が大きい(1以上)場合にはデータによる振幅差はほとんど現れないが、上記のようにBT積が小さくなり、特に0.5以下では振幅が大きく変動するためデータの判定が困難になる。
【0020】
そこで本発明では、データ判定のためのしきい値を動的に変化させる構成をとる。図4(a)から(d)を用いて、本発明の実施例1におけるしきい値テーブル114のしきい値の設定方法を説明する。図4は送信データ帯域制限フィルタ105の出力により変調手段102で変調された高周波信号のアイ波形を表している。
【0021】
図4のアイ波形で太線で示されている各波形は、n−2番目とn−1番目の受信データの4つの異なった組み合わせと、n番目のデータが1あるいは0である場合にとる電圧波形の関係をそれぞれ計算したものである。n−1番目およびn−2番目のデータ値によって、n番目のタイミングでの電圧値の範囲が制限されていることが分かる。そして、しきい値テーブル114に保存されている4つのしきい値はこの図4の波形をもとに定められている。4つのしきい値は図4(a)から(d)に点線で示されている。つまりn−1番目とn−2番目の受信データの組み合わせにより、受信信号の波形からn番目の受信データが1の場合と0の場合の電圧範囲を想定し、しきい値をその電圧範囲の中央付近に設定している。n−1番目のデータが1の場合(図4(b)(d))はしきい値をやや高め、n−1番目のデータが0の場合(図4(a)(c))は従来のしきい値よりやや低めに設定する。
【0022】
図5と図6は、本発明の実施例1におけるしきい値テーブルの構成図であり、前期工程で定められた4つのしきい値の中からどのような工程でn番目のデータに相応しい一つが選択されるかを表す。図5と図6において、図8、図1、図2、図3、および図4と同じ構成要素については同じ符号を用い、説明を省略する。
【0023】
図6において、変調手段が2値の場合しきい値テーブル114にはn―2番目とn−1番目の受信データの4つの組み合わせにより、4つのしきい値が保存されている。この4つのしきい値は図5に4本の点線として示されており、n−1番目のデータが0でn−2番目のデータが0の場合のしきい値0.7V、n−1番目のデータが0でn−2番目のデータが1の場合のしきい値0.8V、n−1番目のデータが1でn−2番目のデータが0の場合のしきい値1.1V、とn−1番目のデータが1でn−2番目のデータが1の場合のしきい値1.2Vの4つである。ここで検波波形は0V〜1.8Vまでの値をとり中央値は0.9Vである。n−1番目受信データ入力端子204とn−2番目受信データ入力端子205に入力された受信データに対応して、4つのうち1つのしきい値が選択される仕組みになっている。
【0024】
図7は、本発明の実施の形態1における受信データ演算手段の構成図であり前期工程で選択したしきい値を用いてどのようにn番目のデータが1か0に判定されるかを表す。図7において、図8、図1、図2、図3、図4および図5と同じ構成要素については同じ符号を用い、説明を省略する。
【0025】
図7において、演算手段113はn番目A/D変換手段出力値入力端子601、比較手段602、しきい値テーブル114、n−1番目の受信データ入力端子604、n−2番目のデータ入力端子605、n番目受信データ出力端子606から成る。比較手段602はn番目A/D変換手段出力値入力端子601に入力されたA/D変換手段によりデジタル化されたn番目のデータの電圧を1か0に特定する。比較手段602はn番目の受信データの電圧としきい値テーブル114から選択されたしきい値とを比較し、前記しきい値より大きい場合は1、前記しきい値より小さい場合は0と特定し、出力端子606より特定したデータ値を出力する。
【0026】
なお本実施の形態において、2値変調として4つのしきい値をもうけたが、変調の種類によって、それに適した個数のしきい値をもうけてもよい。
【0027】
また受信側の検波波形の電圧振幅のピーク値や平均値などの統計値などを測定し、しきい値テーブルの値を補正する構成をとっても良い。例えば検波波形の振幅が小さいときにはしきい値の変化を小さくし、前記振幅が大きいときにはしきい値の変化を大きくするといった操作を行うことができる。
【0028】
また、しきい値テーブルはn−1番目とn−2番目のデータに対応してn番目のしきい値を設定したが、n−1番目のデータのみに対応して設定しても良い。特に送信データ帯域制限フィルタの帯域が比較的広めのときにはn−1番目のデータだけでしきい値を決定することができ、テーブルの数が少ないため演算量およびメモリー量を削減することが可能である。
【0029】
またn−1番目、n−2番目に加えてn−3番目以前のデータに対応してn番目のしきい値を設定してもよい。特に送信データ帯域制限フィルタの帯域を狭くした場合にデータ特定の精度を上げることが出来る。
【0030】
また、本実施例では送信データ帯域制限フィルタとしてBT積が0.5のガウスフィルタを用いたが、0.5より小さい例えば0.3などのフィルタを用いても良い。
【0031】
またガウスフィルタの代わりに任意の周波数特性をもつローパスフィルタを用いることができる。
【0032】
かかる構成によれば、n−1番目とn−2番目の受信データを元に、符号誤り率の最良化を図るしきい値の設定ができ、それを元にしたしきい値テーブル114を比較手段602で使用することにより、n番目の受信データが符号誤り率の最良化を図ったしきい値テーブル114により1か0に判断されることになる。また送信側に帯域制限フィルタ114を用い、受信側にしきい値テーブルを用いた演算手段113をA/D変換手段111の直後に用いることにより、帯域制限フィルタの帯域を狭くしても符号誤り率の劣化を防ぎ送受信ができる。
【0033】
【発明の効果】
以上のように、本発明の送信機、受信機構成によれば、チャンネル幅の広がりをフィルタにより抑えても、符号誤り率の劣化を防ぐことができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の実施の形態1における送信機と受信機の構成図
【図2】本発明の実施の形態1におけるガウスフィルタの伝達関数を示す図
【図3】本発明の実施の形態1におけるガウスフィルタの出力アイ開口を示す図
【図4】(a)本発明の実施の形態1におけるしきい値テーブル114のしきい値の設定方法を示す図(n−1=0,n−2=0の場合)
(b)本発明の実施の形態1におけるしきい値テーブル114のしきい値の設定方法を示す図(n−1=1,n−2=0の場合)
(c)本発明の実施の形態1におけるしきい値テーブル114のしきい値の設定方法を示す図(n−1=0,n−2=1の場合)
(d)本発明の実施の形態1におけるしきい値テーブル114のしきい値の設定方法を示す図(n−1=1,n−2=1の場合)
【図5】本発明の実施の形態1におけるしきい値の図
【図6】本発明の実施の形態1におけるしきい値テーブルの構成図
【図7】本発明の実施の形態1における受信データ演算手段の構成図
【図8】従来の復調手段の構成図
【符号の説明】
101 局部信号源
102 変調手段
107 送信機
110 検波手段
111 A/D変換手段
113 演算手段
114 しきい値テーブル
117 受信機
602 比較手段
704 受信データ特定部
【発明の属する技術分野】
本発明は、デジタル無線通信装置等の送信部および受信部で使用するものであり、特に送信側に帯域制限フィルタを備え、受信側にしきい値を用いた演算手段を備えた送受信システムに関するものである。
【0002】
【従来の技術】
近年の無線通信では、静止画や動画通信の要望増加に伴い伝送速度の高速化が求められている。しかし高速化は送信信号の占有帯域幅の広がりに繋がり、それによって隣接チャンネルへの妨害が増加する。これを防ぐとともに高速化を実現する場合には変調データの帯域に近いまたはそれより狭い帯域特性をもった帯域制限フィルタを送信側に用いればよい。しかしこれにより受信側の復調信号の信号振幅が変動することになり、結果復調する際の符号誤り率の劣化に繋がってしまう。そのため高速化を実現し尚且つ符号誤り率の劣化を最低限に抑えるために、受信側では受信データを特定する際に利用する演算手段に工夫がなされてきた。従来の演算手段としては、現在受信されているデータの前後のデータの遷移パターンによりしきい値を移動させ、受信データを1か0に特定するものがあった。その例として特許文献1に記載されているようなものがあった。図8は、前記特許文献1に記載された従来の受信データ特定用演算手段を示すものである。
【0003】
図8において従来の受信データ特定に用いられた演算手段は4つのフリップフロップ(FF)701aから701d、データ特定手段702、オフセット選択部703、受信データ特定部704から成り立っていた。A/D変換手段によりデジタル化された受信データはフリップフロップ701aと702bにより2シンボル遅延されn番目のデータaとなる。同時に、A/D変換手段によりデジタル化された受信データはデータ特定部702にも入力される。データ特定部702は基本のしきい値を取り入れ、入力された受信データを1か0に特定し、n+1番目の受信データとして出力する。データ特定部702から出力されたn+1番目の受信データをフリップフロップ701cと701dを通したデータがn−1番目の受信データである。n+1番目とn―1番目の受信データは選択部703に入力され、選択部703はこの2つのデータを用い、符号誤り率を最低限に抑える最適なオフセット設定値を決定し、出力する。このオフセットは符号誤り率を最良化するためにしきい値を移動させなければいけない値で図面7のbである。現在の受信データaとしきい値オフセット値bは受信データ特定部704に入力され、受信データ特定部704のしきい値は、基本のしきい値からしきい値オフセット値bの容量だけ移動され、現在のデータを特定していた。
【0004】
【特許文献1】
特開平7−330557号公報(第1頁、第6図)
【0005】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、前記従来の構成ではn番目のデータの特定のためにあらかじめn−1番目とn+1番目の受信データの遷移パターンを特定しておく必要があるが、この時には一定のしきい値を使用し特定せざるをえない。だが帯域制限フィルタ使用により受信信号の振幅に変化が起こり振幅の中央が常に変動するため、一定のしきい値を用いたのでは符号誤り率が悪化する。すなわちn−1番目とn+1番目の符号の特定に誤りが出る可能性が高くなる。さらにn−1番目とn+1番目の受信データに誤りがあるのであれば、そのn−1番目とn+1番目のデータを利用した従来の演算手段で取得されたn番目の受信データの特定での誤りの可能性も高くなる。つまりn番目の受信データだけではなく、演算手段に使われるすべての受信データが一定のしきい値ではなく遷移パターンを用い設定されたしきい値を利用するという課題を有していた。
【0006】
本発明は、前記従来の課題を解決するもので、一定のしきい値を利用せず受信データの遷移パターンに応じてしきい値を変化させることにより符号誤り率の改善を実現した送受信システムを提供することを目的とする。
【0007】
【課題を解決するための手段】
前記従来の課題を解決するために、本発明はn−1番目とn−2番目の受信データの遷移パターンを用いA/D変換手段によってデジタル化された受信データの特定を行う。
【0008】
本構成によって受信データ全てを符号誤り率の最適化を図り設定されたしきい値を用いて特定することができる。
【0009】
【発明の実施の形態】
請求項1に記載の発明は演算手段でn番目(n:自然数)の受信データを特定する時にn−1番目以前の受信データの遷移パターンに応じて特定のためのしきい値を変更することにより、変調手段の送信データ帯域制限フィルタのBT値を0.5以下に設定し受信データの振幅が変動しても、データ特定のためのしきい値を受信データアイ波形とともに変動させることになり、符号誤り率の最良化を図ることができる。
【0010】
請求項2に記載の発明は、特に、請求項1に記載の演算手段をn−1番目以前の受信データの遷移パターンに対応したしきい値テーブルに基づいてしきい値を変更するとすることにより、受信データのアイ波形の中間点にしきい値を設けることができる。
【0011】
請求項3に記載の発明は、特に、請求項1に記載の演算手段がn−1番目とn−2番目の受信データの遷移パターンに対応したしきい値のテーブルを持つことにより、BT値が0.5よりさらに低くなった場合でもn−2番目までの受信データを参照することにより符号誤り率の最良化を保つことができる。
【0012】
【実施例】
以下に、本発明の実施例について、図面を参照しながら説明する。
【0013】
(実施例1)
図1は本発明の実施例1における送信機と受信機の構成図である。
【0014】
図1において、送信機107は局部信号源101、変調手段102、増幅手段103、送信データ入力端子104、送信データ帯域制限フィルタ105とアンテナ106から構成される。送信データ帯域制限フィルタ105は送信データ入力端子104から送信機107に入力された送信データの周波数帯域幅を制限し、伝送速度を増加しても隣接チャンネルに信号エネルギーがもれることを防ぐ。局部信号源101の出力は変調手段102にて送信データ帯域制限フィルタの出力によって変調され、増幅手段103を経てアンテナ106から放射される。
【0015】
受信機117は増幅手段108、周波数変換手段109、検波手段110、A/D変換手段111、サンプリングクロック発生手段112、演算手段113、しきい値テーブル114、受信データ出力端子115、とアンテナ116から構成される。増幅手段108はアンテナ116により受信された高周波信号を処理しやすいように増幅する。周波数変換手段109は受信信号の周波数を低い周波数に変換するためのものである。検波手段110は前記周波数変換手段の出力を検波し、アナログ波形の復調信号を出力し、A/D変換手段111により前記アナログ信号をデジタル信号に変換する。このときサンプリングクロック112に基づいて、ある一定の周期で受信データが出力される。サンプリングクロックは送信データの変調サンプリングタイミングに同期した信号である。演算手段113はしきい値テーブル114を備えており、デジタル化された復調信号をそれ以前の遷移パターンによりしきい値テーブル114に保存されているしきい値から最適なものを選択し、受信データを1か0に特定する。
【0016】
ここで送信側の具体的な構成を、送信データ帯域制限フィルタにガウスフィルタを用いた場合について説明する。ガウスフィルタの伝達関数はG(f)=exp{−(f/fo) 2}であり、パラメータfoをBを用いて表すと、
【0017】
【数1】
【0018】
すなわちG(f)=exp{−2 ln 2(fT/BT)2}である。ここでBは3dB帯域幅を表し、|G(f)|2=1/2となる場合の3dBカットオフ周波数fcの帯域幅である。ただしB=2*fcである。すなわちフィルタのBT積を0.5にした場合、Bはクロック周波数1/Tの1/2、fcはTの1/4に値し、伝達関数とフィルタの出力アイ開口は図2と図3のようになる。図2の様に、BT積を小さくすると変調後の占有帯域幅を小さくできるという利点がある。
【0019】
そしてBT=0.5で変調した変調波を受信側で検波した場合のアイ波形は図3の様になる。サンプリングタイミングは横軸の−1,0,1の各点であるが、データによりアイ波形の振幅が異なっていることが分かる。BT積が大きい(1以上)場合にはデータによる振幅差はほとんど現れないが、上記のようにBT積が小さくなり、特に0.5以下では振幅が大きく変動するためデータの判定が困難になる。
【0020】
そこで本発明では、データ判定のためのしきい値を動的に変化させる構成をとる。図4(a)から(d)を用いて、本発明の実施例1におけるしきい値テーブル114のしきい値の設定方法を説明する。図4は送信データ帯域制限フィルタ105の出力により変調手段102で変調された高周波信号のアイ波形を表している。
【0021】
図4のアイ波形で太線で示されている各波形は、n−2番目とn−1番目の受信データの4つの異なった組み合わせと、n番目のデータが1あるいは0である場合にとる電圧波形の関係をそれぞれ計算したものである。n−1番目およびn−2番目のデータ値によって、n番目のタイミングでの電圧値の範囲が制限されていることが分かる。そして、しきい値テーブル114に保存されている4つのしきい値はこの図4の波形をもとに定められている。4つのしきい値は図4(a)から(d)に点線で示されている。つまりn−1番目とn−2番目の受信データの組み合わせにより、受信信号の波形からn番目の受信データが1の場合と0の場合の電圧範囲を想定し、しきい値をその電圧範囲の中央付近に設定している。n−1番目のデータが1の場合(図4(b)(d))はしきい値をやや高め、n−1番目のデータが0の場合(図4(a)(c))は従来のしきい値よりやや低めに設定する。
【0022】
図5と図6は、本発明の実施例1におけるしきい値テーブルの構成図であり、前期工程で定められた4つのしきい値の中からどのような工程でn番目のデータに相応しい一つが選択されるかを表す。図5と図6において、図8、図1、図2、図3、および図4と同じ構成要素については同じ符号を用い、説明を省略する。
【0023】
図6において、変調手段が2値の場合しきい値テーブル114にはn―2番目とn−1番目の受信データの4つの組み合わせにより、4つのしきい値が保存されている。この4つのしきい値は図5に4本の点線として示されており、n−1番目のデータが0でn−2番目のデータが0の場合のしきい値0.7V、n−1番目のデータが0でn−2番目のデータが1の場合のしきい値0.8V、n−1番目のデータが1でn−2番目のデータが0の場合のしきい値1.1V、とn−1番目のデータが1でn−2番目のデータが1の場合のしきい値1.2Vの4つである。ここで検波波形は0V〜1.8Vまでの値をとり中央値は0.9Vである。n−1番目受信データ入力端子204とn−2番目受信データ入力端子205に入力された受信データに対応して、4つのうち1つのしきい値が選択される仕組みになっている。
【0024】
図7は、本発明の実施の形態1における受信データ演算手段の構成図であり前期工程で選択したしきい値を用いてどのようにn番目のデータが1か0に判定されるかを表す。図7において、図8、図1、図2、図3、図4および図5と同じ構成要素については同じ符号を用い、説明を省略する。
【0025】
図7において、演算手段113はn番目A/D変換手段出力値入力端子601、比較手段602、しきい値テーブル114、n−1番目の受信データ入力端子604、n−2番目のデータ入力端子605、n番目受信データ出力端子606から成る。比較手段602はn番目A/D変換手段出力値入力端子601に入力されたA/D変換手段によりデジタル化されたn番目のデータの電圧を1か0に特定する。比較手段602はn番目の受信データの電圧としきい値テーブル114から選択されたしきい値とを比較し、前記しきい値より大きい場合は1、前記しきい値より小さい場合は0と特定し、出力端子606より特定したデータ値を出力する。
【0026】
なお本実施の形態において、2値変調として4つのしきい値をもうけたが、変調の種類によって、それに適した個数のしきい値をもうけてもよい。
【0027】
また受信側の検波波形の電圧振幅のピーク値や平均値などの統計値などを測定し、しきい値テーブルの値を補正する構成をとっても良い。例えば検波波形の振幅が小さいときにはしきい値の変化を小さくし、前記振幅が大きいときにはしきい値の変化を大きくするといった操作を行うことができる。
【0028】
また、しきい値テーブルはn−1番目とn−2番目のデータに対応してn番目のしきい値を設定したが、n−1番目のデータのみに対応して設定しても良い。特に送信データ帯域制限フィルタの帯域が比較的広めのときにはn−1番目のデータだけでしきい値を決定することができ、テーブルの数が少ないため演算量およびメモリー量を削減することが可能である。
【0029】
またn−1番目、n−2番目に加えてn−3番目以前のデータに対応してn番目のしきい値を設定してもよい。特に送信データ帯域制限フィルタの帯域を狭くした場合にデータ特定の精度を上げることが出来る。
【0030】
また、本実施例では送信データ帯域制限フィルタとしてBT積が0.5のガウスフィルタを用いたが、0.5より小さい例えば0.3などのフィルタを用いても良い。
【0031】
またガウスフィルタの代わりに任意の周波数特性をもつローパスフィルタを用いることができる。
【0032】
かかる構成によれば、n−1番目とn−2番目の受信データを元に、符号誤り率の最良化を図るしきい値の設定ができ、それを元にしたしきい値テーブル114を比較手段602で使用することにより、n番目の受信データが符号誤り率の最良化を図ったしきい値テーブル114により1か0に判断されることになる。また送信側に帯域制限フィルタ114を用い、受信側にしきい値テーブルを用いた演算手段113をA/D変換手段111の直後に用いることにより、帯域制限フィルタの帯域を狭くしても符号誤り率の劣化を防ぎ送受信ができる。
【0033】
【発明の効果】
以上のように、本発明の送信機、受信機構成によれば、チャンネル幅の広がりをフィルタにより抑えても、符号誤り率の劣化を防ぐことができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の実施の形態1における送信機と受信機の構成図
【図2】本発明の実施の形態1におけるガウスフィルタの伝達関数を示す図
【図3】本発明の実施の形態1におけるガウスフィルタの出力アイ開口を示す図
【図4】(a)本発明の実施の形態1におけるしきい値テーブル114のしきい値の設定方法を示す図(n−1=0,n−2=0の場合)
(b)本発明の実施の形態1におけるしきい値テーブル114のしきい値の設定方法を示す図(n−1=1,n−2=0の場合)
(c)本発明の実施の形態1におけるしきい値テーブル114のしきい値の設定方法を示す図(n−1=0,n−2=1の場合)
(d)本発明の実施の形態1におけるしきい値テーブル114のしきい値の設定方法を示す図(n−1=1,n−2=1の場合)
【図5】本発明の実施の形態1におけるしきい値の図
【図6】本発明の実施の形態1におけるしきい値テーブルの構成図
【図7】本発明の実施の形態1における受信データ演算手段の構成図
【図8】従来の復調手段の構成図
【符号の説明】
101 局部信号源
102 変調手段
107 送信機
110 検波手段
111 A/D変換手段
113 演算手段
114 しきい値テーブル
117 受信機
602 比較手段
704 受信データ特定部
Claims (3)
- 高周波信号を発生する局部信号源と前記局部信号源の出力を送信データに基づいて変調する変調手段を備えた送信機と、前記送信機からの高周波信号を受信し検波する検波手段と前記検波手段の出力であるアナログ信号を所定のサンプリングタイミングでデジタル信号に変換するA/D変換手段と前記A/D変換手段の出力から受信データを特定するための演算手段を備えた受信機から成り、前記変調手段の送信データ帯域制限フィルタのBT値を0.5以下に設定し、前記演算手段はn番目(n:自然数)の受信データを特定する時にn−1番目以前の受信データの遷移パターンに応じて前記特定のためのしきい値を変更することを特徴とする送受信システム。
- 演算手段はn−1番目以前の受信データの遷移パターンに対応したしきい値のテーブルを持ち前記テーブルに基づいて前記しきい値を変更する前記請求項1記載の送受信システム。
- 演算手段はn−1番目とn−2番目の受信データの遷移パターンに対応したしきい値のテーブルを持つ前記請求項2記載の送受信システム。
Priority Applications (1)
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---|---|---|---|
JP2003192656A JP2005033248A (ja) | 2003-07-07 | 2003-07-07 | 送受信システム |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2003192656A JP2005033248A (ja) | 2003-07-07 | 2003-07-07 | 送受信システム |
Publications (1)
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JP2005033248A true JP2005033248A (ja) | 2005-02-03 |
Family
ID=34204376
Family Applications (1)
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JP2003192656A Pending JP2005033248A (ja) | 2003-07-07 | 2003-07-07 | 送受信システム |
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Country | Link |
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JP (1) | JP2005033248A (ja) |
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2003
- 2003-07-07 JP JP2003192656A patent/JP2005033248A/ja active Pending
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