JP2004343900A

JP2004343900A - Switching power supply device and semiconductor device for controlling switching power supply

Info

Publication number: JP2004343900A
Application number: JP2003138035A
Authority: JP
Inventors: Osamu Takahashi; 理高橋
Original assignee: Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2003-05-16
Filing date: 2003-05-16
Publication date: 2004-12-02
Anticipated expiration: 2023-05-16
Also published as: JP4064296B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a switching power supply device in which the adjustment of an overcurrent protection level by an external resistor can be executed, and, the correction, which makes the overcurrent protection level smaller at a high input voltage, is applied. <P>SOLUTION: The switching power supply device is provided with an overcurrent protection reference voltage source 100 which generates an overcurrent protection reference voltage for fixing the maximum voltage value of an error voltage signal VEAO, a CL terminal, a variable signal generating circuit 101 which generates a first variable signal for changing the overcurrent protection reference voltage by receiving a signal from the CL terminal, and an input voltage detecting part 200 for outputting the voltage proportional to the input voltage VIN. The CL terminal is connected to ground potential via a first external resistor 33. The CL terminal is connected to the input voltage detecting part 200 via a second external resistor 34. As a result, the adjustment of the overcurrent protection reference voltage by the first external resistor 33 can be executed. And, the correction of the overcurrent protection reference voltage can be executed in accordance with the input voltage VIN. <P>COPYRIGHT: (C)2005,JPO&NCIPI

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、スイッチング電源装置、およびスイッチング電源制御用半導体装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
以下、従来のスイッチング電源制御用半導体装置について説明する。図１１は、従来のスイッチング電源制御用半導体装置の一例を示す回路図である。該半導体装置３２は、スイッチング素子１としてのＮ型パワーＭＯＳＦＥＴと、スイッチング素子１の動作を制御するための制御回路がワンチップに集積化されており、スイッチング素子１の入力端子である高電圧端子（ＤＲＡＩＮ端子）と出力端子であるＧＮＤ端子（ＳＯＵＲＣＥ端子）、および制御回路の制御端子（ＣＯＮＴＲＯＬ端子）の３端子で構成されている。
【０００３】
以下、上記制御回路の従来の構成について説明する。
誤差増幅器２は、マイナス入力端子に与えられる制御回路の電源電圧ＶＣＣと、プラス入力端子に与えられる予め設定された基準電圧Ｖｂ１とを比較し、電源電圧ＶＣＣが基準電圧Ｖｂ１を下回っているとき、これらの差からなる誤差電圧信号ＶＥＡＯを生成して、ドレイン電流検出用比較器４のプラス入力端子および軽負荷検出用比較器１３のプラス入力端子へ出力する。
【０００４】
ドレイン電流検出用比較器４のマイナス入力端子には、スイッチング素子１の入力端子に接続されているドレイン電流検出回路（素子電流検出回路）３から出力される素子電流検出信号ＶＣＬが与えられる。ドレイン電流検出回路３は、スイッチング素子１に流れる電流であるドレイン電流ＩＤを検出して電圧信号に変換し、素子電流検出信号ＶＣＬとして出力する。
【０００５】
ドレイン電流検出用比較器４は、素子電流検出信号ＶＣＬと誤差電圧信号ＶＥＡＯの電圧値を比較しその比較結果に応じた比較信号を生成し、ＲＳフリップフロップ回路１０のリセット端子へ出力する。具体的には、両信号の電圧値が等しくなったときハイレベルの信号を出力し、ＲＳフリップフロップ回路１０をリセットする。
【０００６】
誤差増幅器２から出力される誤差電圧信号ＶＥＡＯは、過電流保護回路５によりその最大電圧値が固定（クランプ）されるようになっており、これによりスイッチング素子１を流れる電流（ドレイン電流ＩＤ）のピーク値ＩＤＰの最大値（過電流保護レベルＩＬＩＭＩＴ）が規定される。このように従来のスイッチング電源制御用半導体装置では、過電流保護回路５によってスイッチング素子１に過電流が流れるのを防止している。但し、各回路の反応遅れ時間、スイッチング素子１のスイッチング時間等により生ずる一定の遅れ時間（過電流保護遅れ時間）により、実際の最大値は、内部回路的に固定された過電流保護レベルＩＬＩＭＩＴよりも若干大きな値となる（図１４参照）。なお、過電流保護遅れ時間は、スイッチング素子１がターンオフする際に常に生ずるものである。
【０００７】
発振器６は、スイッチング素子１に印加するスイッチング信号を生成し出力する。具体的には、スイッチング素子１のスイッチング周波数を決定するためのクロック信号ＣＬＫと、スイッチング素子１の最大デューティーサイクルを決定するための最大デューティーサイクル信号ＭＤＣをそれぞれ生成して出力する。
【０００８】
また、該半導体装置３２には、誤差電圧信号ＶＥＡＯと軽負荷検出基準電圧ＶＲを比較しその比較結果に応じて、軽負荷時にスイッチング素子１を間欠発振させる軽負荷検出回路２０が設けられている。この軽負荷検出回路２０は、プラス入力端子に与えられる誤差電圧信号ＶＥＡＯの電圧値とマイナス入力端子に与えられる軽負荷検出基準電圧ＶＲを比較しその比較結果に応じた所定の信号ＶＯ１を出力する軽負荷検出用比較器１３と、軽負荷検出基準電圧ＶＲを出力する軽負荷検出基準電圧源１４と、軽負荷検出用比較器１３からの信号ＶＯ１と発振器６からのクロック信号ＣＬＫが与えられるＡＮＤ回路１５とからなる。
【０００９】
また、軽負荷検出用比較器１３の出力は軽負荷検出基準電圧源１４にも与えられており、軽負荷検出基準電圧源１４は、軽負荷検出用比較器１３が出力する信号ＶＯ１に応じて軽負荷検出基準電圧ＶＲの電圧値が変化するように構成されている。
【００１０】
具体的には、軽負荷検出回路２０は、軽負荷検出用比較器１３により誤差電圧信号ＶＥＡＯの電圧値と軽負荷検出基準電圧ＶＲを比較し、誤差電圧信号ＶＥＡＯの電圧値が軽負荷検出基準電圧ＶＲよりも小さくなると、所定の信号ＶＯ１としてＡＮＤ回路１５にローレベルの信号を出力し、スイッチング素子１によるスイッチング動作を停止させ、大きくなると、ハイレベルの信号を出力してスイッチング素子１によるスイッチング動作を再開させることにより、軽負荷時においてスイッチング素子１が間欠発振するようにしている。また、軽負荷検出基準電圧源１４は、軽負荷検出用比較器１３の出力信号ＶＯ１を受け、軽負荷検出基準電圧ＶＲを軽負荷検出下限電圧ＶＲ１と軽負荷検出上限電圧ＶＲ２との間で切り替えることで、間欠発振時にスイッチング動作がすぐに再開されないようにしている。
【００１１】
また、高電圧端子（ＤＲＡＩＮ端子）には、該半導体装置３２の電源電流を供給するための内部回路電流供給回路７が接続されている。内部回路電流供給回路７は、該半導体装置３２の起動および停止を制御する起動／停止回路８により、電源投入時などの電源電圧ＶＣＣが起動電圧よりも低いときにのみ動作されるようになっている。すなわち、起動／停止回路８は、制御端子（ＣＯＮＴＲＯＬ端子）から入力される電源電圧ＶＣＣと内部に設定されている該半導体装置３２の起動電圧とを比較し、電源電圧ＶＣＣが起動電圧よりも低いとき、内部回路電流供給回路７と制御端子とを接続させるスイッチ信号Ｓｏｎ＿ｏｆｆを発生する。また、起動／停止回路８は、起動信号Ｖｏｎ＿ｏｆｆをＮＡＮＤ回路１１に入力する。
【００１２】
過熱保護回路９は、該半導体装置３２のチップ温度が設定値以上に上昇した場合に、スイッチング素子１の発振を停止させるための回路であり、その出力はＮＡＮＤ回路１１に入力される。
【００１３】
続いて、ドレイン電流検出用比較器４から出力される比較信号に基づいて、発振器６が出力するスイッチング信号を制御するスイッチング信号制御回路について説明する。
【００１４】
該スイッチング信号制御回路は、発振器６から出力されるクロック信号ＣＬＫがＡＮＤ回路１５を介してセット端子に入力され、ドレイン電流検出用比較器４から出力される比較信号がリセット端子に入力されるＲＳフリップフロップ回路１０と、発振器６から出力される最大デューティーサイクル信号ＭＤＣとＲＳフリップフロップ回路１０の出力信号を受けるＮＡＮＤ回路１１と、ＮＡＮＤ回路１１の出力信号を反転増幅するゲートドライバ１２とからなる。
【００１５】
このように、該スイッチング信号制御回路は、ドレイン電流検出用比較器４の比較信号に基づいて、スイッチング信号のデューティー比、すなわちスイッチング素子１のオン期間を制御することにより、ドレイン電流ＩＤのピーク値ＩＤＰを制御している。具体的には、誤差電圧信号ＶＥＡＯと素子電流検出信号ＶＣＬの電圧値が等しくなると、ドレイン電流検出用比較器４の比較信号がハイレベルの信号となり、ＲＳフリップフロップ回路１０がリセットされ、ゲートドライバ１２からローレベルの信号が出力される。そして、スイッチング素子（Ｎ型パワーＭＯＳＦＥＴ）１のゲート電位がしきい値以下となると、スイッチング素子１がターンオフする。なお、ゲートドライバ１２からローレベルの信号が出力され、ゲート電圧がしきい値以下となるまでの時間が過電流保護遅れ時間である。
【００１６】
また、ＮＡＮＤ回路１１には、起動／停止回路９から出力される起動信号Ｖｏｎ＿ｏｆｆと、過熱保護回路１０から出力される信号が与えられ、電源電圧ＶＣＣが起動電圧よりも低い場合や、該半導体装置３２のチップ温度が設定値以上に上昇した場合に、スイッチング素子１の発振は停止する。
【００１７】
図１２は、図１１に示すスイッチング電源制御用半導体装置を用いて構成した従来のスイッチング電源装置の一例を示す回路図である。該スイッチング電源装置は、入力側と出力側とが電気的に絶縁された絶縁型のスイッチング電源装置である。
【００１８】
図１２に示すように、該スイッチング電源装置は、例えば商用の交流電源が主入力端子に入力され、ダイオードブリッジ等からなる整流器２１により整流し且つ入力コンデンサ２２により平滑化し、第１の直流電圧である入力電圧ＶＩＮとして電力変換用のトランス（変圧器）２３の第１の一次巻線２３ａに印加する。
【００１９】
第１の一次巻線２３ａは、半導体装置３２内に設けられたスイッチング素子１の入力端子に接続されており、該スイッチング電源装置は、スイッチング素子１をスイッチング動作させることにより、トランス２３の二次巻線２３ｃに磁気誘導による起電力を発生させる。そして、二次巻線２３ｃに発生した起電力を、第１のダイオード２４及び出力コンデンサ２５からなる出力電圧生成回路により整流し且つ平滑化し、第２の直流電圧である出力電圧Ｖｏの直流電力として主出力端子に接続された負荷２６へ供給する。
【００２０】
トランス２３には第２の一次巻線（以下、補助巻線と称す。）２３ｂが設けられており、二次巻線２３ｃと同様に、スイッチング素子１によるスイッチング動作によって磁気誘導による起電力が発生する。
【００２１】
補助巻線２３ｂに発生した起電力は、第２のダイオード２７及び補助電源コンデンサ２８からなる補助電源電圧生成回路により整流され且つ平滑化され、補助電源電圧ＶＣＣとして出力される。この補助電源電圧ＶＣＣは、半導体装置３２の制御端子（ＣＯＮＴＲＯＬ端子）に入力され、半導体装置３２の電源電圧ＶＣＣとして用いられる。また、補助電源電圧ＶＣＣと出力電圧Ｖｏは補助巻線２３ｂと二次巻線２３ｃの巻数比に比例しているので、この補助電源電圧ＶＣＣは、出力電圧Ｖｏを安定させる帰還信号としても用いられる。
【００２２】
このように構成された従来のスイッチング電源装置の動作を以下に説明する。主入力端子に交流電力が入力されると、整流器２１および入力コンデンサ２２により整流し、平滑化して入力電圧ＶＩＮとし、トランス２３の第１の一次巻線２３ａに印加する。
【００２３】
ＣＯＮＴＲＯＬ端子（制御端子）に印加される補助電源電圧ＶＣＣが半導体装置３２内の起動／停止回路８に設定されている半導体装置３２の起動電圧より低い場合には、入力電圧ＶＩＮは、ＤＲＡＩＮ端子（高電圧端子）を介して、起動／停止回路８によって起動された内部回路電流供給回路７に入力される。つまり、起動／停止回路８は内部回路電流供給回路７とＣＯＮＴＲＯＬ端子を接続し、入力電圧ＶＩＮが、ＤＲＡＩＮ端子（高電圧端子）を介して、内部回路電流供給回路７に入力されるようにする。内部回路電流供給回路７は入力電圧ＶＩＮを受けて電流を出力し、ＣＯＮＴＲＯＬ端子を介して、補助電源電圧生成回路を構成する補助電源コンデンサ２８を充電する。
【００２４】
その後、補助電源電圧ＶＣＣが半導体装置３２の起動電圧に達すると、起動／停止回路８から起動信号Ｖｏｎ＿ｏｆｆとしてハイレベルの信号がＮＡＮＤ回路１１に入力されるとともに、起動／停止回路８により内部回路電流供給回路７が停止される。つまり、内部回路電流供給回路７とＣＯＮＴＲＯＬ端子の接続状態が解除され、半導体装置３２の内部回路が起動してスイッチング素子１によるスイッチング動作が開始される。このような動作により、通常動作時における半導体装置３２の消費電力は低く抑えられる。
【００２５】
以上のように、スイッチング電源制御用半導体装置３２は、負荷２６に対する出力電圧Ｖｏが所定の電圧にて安定化するように、補助電源電圧ＶＣＣに基づいてスイッチング素子１のスイッチング動作を制御する。
【００２６】
続いて、該スイッチング電源装置の軽負荷時における間欠発振について、図１３に示すタイミングチャート図を用いて説明する。
図１３に示すように、定常負荷状態から、負荷２６への電流供給が小さくなる待機時等の軽負荷状態への変動時には、二次巻線２３ｃから供給される電力が過剰となり、出力電圧Ｖｏ（ａ）が若干上昇する。
【００２７】
そのため補助電源電圧ＶＣＣ（ｃ）も上昇し、誤差増幅器２が出力する誤差電圧信号ＶＥＡＯ（ｄ）の電圧値が低下する。
誤差電圧信号ＶＥＡＯ（ｄ）の電圧値が低下すると、定常負荷時よりも早いタイミングで素子電流検出信号ＶＣＬと誤差電圧信号ＶＥＡＯ（ｄ）の電圧値が等しくなるので、定常負荷時よりも早いタイミングでスイッチング素子１がターンオフするようになる。その結果、スイッチング素子１のオン期間が短くなるため、定常負荷状態から軽負荷状態への変動時には、ドレイン電流ＩＤ（ｆ）のピーク値ＩＤＰが減少し素子電流検出信号ＶＣＬも低下する。
【００２８】
このように、このスイッチング電源装置は、負荷２６に供給される供給電流Ｉｏに応じて、スイッチング素子１に流れる電流（ドレイン電流ＩＤ）が制御される電流モード制御方式になっている。
【００２９】
軽負荷検出回路２０は、軽負荷検出用比較器１３により誤差電圧信号ＶＥＡＯ（ｄ）の電圧値と軽負荷検出基準電圧源１４が生成する軽負荷検出基準電圧ＶＲ（ｅ）とを比較する。軽負荷検出基準電圧ＶＲ（ｅ）は、当初、軽負荷検出下限電圧ＶＲ１となっている。負荷２６への電流供給がさらに小さくなる待機時等においては、さらに出力電圧Ｖｏ（ａ）が上昇して、補助電源電圧ＶＣＣ（ｃ）が上昇し、誤差電圧信号ＶＥＡＯ（ｄ）が低下する。
【００３０】
そして、誤差電圧信号ＶＥＡＯ（ｄ）の電圧値が軽負荷検出下限電圧ＶＲ１（ｅ）よりも小さくなり、軽負荷検出状態となると、軽負荷検出用比較器１３の出力信号ＶＯ１がローレベルの信号となる。これにより、ＡＮＤ回路１５の出力はローレベルの信号となり、スイッチング素子１のスイッチング動作が停止する（軽負荷停止期間）。このとき、同時に、軽負荷検出用比較器１３の出力信号ＶＯ１（ローレベルの信号）を受けて、軽負荷検出基準電圧源１４の軽負荷検出基準電圧ＶＲ（ｅ）が、軽負荷検出下限電圧ＶＲ１から軽負荷検出上限電圧ＶＲ２へ変更される。
【００３１】
スイッチング素子１によるスイッチング動作が停止すると、スイッチング素子１がオフ状態となるので、ドレイン電流ＩＤ（ｆ）が流れず、トランス２３を介しての電力供給が停止する。しかし、出力コンデンサ２５から負荷２６への電力の供給は停止しないので、出力電圧Ｖｏ（ａ）は徐々に低下する。
【００３２】
そのため誤差電圧信号ＶＥＡＯ（ｄ）の電圧値は徐々に上昇するが、軽負荷検出基準電圧ＶＲ（ｅ）が軽負荷検出下限電圧ＶＲ１より高い軽負荷検出上限電圧ＶＲ２になっているため、図１３に示すように、スイッチング素子１によるスイッチング動作が直ちに再開されることはない。そして、さらに出力電圧Ｖｏ（ａ）が低下して、誤差電圧信号ＶＥＡＯ（ｄ）の電圧値が軽負荷検出上限電圧ＶＲ２（ｅ）を越えたとき、軽負荷検出用比較器１３の出力信号ＶＯ１がハイレベルの信号となり、スイッチング素子１によるスイッチング動作が再開される。このとき、同時に、軽負荷検出用比較器１３の出力信号ＶＯ１（ハイレベルの信号）を受けて、軽負荷検出基準電圧源１４の軽負荷検出基準電圧ＶＲ（ｅ）が、軽負荷検出上限電圧ＶＲ２から軽負荷検出下限電圧ＶＲ１へ変更される。
【００３３】
スイッチング素子１によるスイッチング動作が再開されたときの誤差電圧信号ＶＥＡＯ（ｄ）の電圧値は軽負荷検出上限電圧ＶＲ２程度となっている。そのため、ドレイン電流ＩＤ（ｆ）のピーク値は、軽負荷検出時のピーク値よりも大きくなっており、トランス２３を介しての電力供給が過剰となり、再び出力電圧Ｖｏ（ａ）が上昇し、誤差電圧信号ＶＥＡＯ（ｄ）が低下する。そして、再び軽負荷が検出されると、すなわち誤差電圧信号ＶＥＡＯ（ｄ）の電圧値が軽負荷検出下限電圧ＶＲ１よりも小さくなると、再びスイッチング素子１によるスイッチング動作が停止する。
【００３４】
このように、軽負荷時においては、スイッチング素子１のスイッチング動作が停止と再開とを繰り返す間欠発振状態となる（例えば、特許文献１参照。）。
しかしながら、従来のスイッチング電源装置では、過電流保護レベルＩＬＩＭＩＴが内部回路的に固定されているため、主入力端子に接続される電源の仕様によって過電流保護レベルＩＬＩＭＩＴを変動させることができず、高入力電圧時に、低入力電圧時に比べて最大電力が大きくなり、高入力電圧時に、低入力電圧時に比べてスイッチング電源装置の各構成部品へのストレスが増大するという問題があった。
【００３５】
すなわち、トランスの１次側の最大入力電力は、スイッチング素子を流れる電流のピーク値ＩＤＰの最大値と入力電圧ＶＩＮの積、つまり過電流保護レベルＩＬＩＭＩＴと入力電圧ＶＩＮの積により決まるので、過電流保護レベルＩＬＩＭＩＴが固定されていると、高入力電圧時に、低入力電圧時に比べて最大入力電力が大きくなり、二次側の最大出力電力も、高電圧入力時のほうが大きくなる。このように、従来のスイッチング電源装置では、高入力電圧時に、低入力電圧時に比べて最大電力が大きくなるので、高入力電圧時には、低入力電圧時に比べてスイッチング電源装置の各構成部品へのストレスが増大するという問題があった。また、このように電源の仕様によって各構成部品へのストレスが変わるので、電源の仕様を見越した部品選定を行う必要があり、コストの増大を招いていた。
【００３６】
一方、上述したように、ピーク値ＩＤＰの実際の値は、過電流保護遅れ時間により理想的な値よりも大きくなり、この過電流保護遅れ時間によるピーク値ＩＤＰの増加は、高入力電圧時のほうが低入力電圧時に比べて大きくなる。これは軽負荷時、すなわち間欠発振時においても同様であるため、高入力電圧時には、低入力電圧時に比べて軽負荷時における消費電力が大きくなるという問題があった。また、間欠発振時においてピーク値ＩＤＰが大きくなると、トランスの音鳴りが発生しやすくなるという問題もあった。
【００３７】
【特許文献１】
特開２００１−２２４１６９号公報
【００３８】
【発明が解決しようとする課題】
本発明は、高入力電圧時に、低入力電圧時に比べて最大電力が大きくなるという従来の問題の解決を図るために、誤差電圧信号ＶＥＡＯの最大電圧値を固定する過電流保護基準電圧を生成する過電流保護基準電圧源と、外部抵抗へ接続される外部接続端子と、該外部接続端子からの信号を受けて過電流保護基準電圧を変動させる第１の可変信号を生成する可変信号生成回路とを設け、該外部接続端子を第１の外部抵抗を介して接地電位と接続し、且つ該外部接続端子を第２の外部抵抗を介して入力電圧ＶＩＮに比例する電圧を出力する入力電圧検出部と接続することにより、該第１の外部抵抗による過電流保護基準電圧の調整が可能であるとともに、高入力電圧時に過電流保護基準電圧を小さくする補正がかかるスイッチング電源装置、および該スイッチング電源装置に組み込まれるスイッチング電源制御用半導体装置を提供することを目的とする。
【００３９】
このようにすれば、高入力電圧時の過電流保護レベルを小さくすることができるので、高入力電圧時の最大電力を低入力電圧時の最大電力と同程度にすることができ、高入力電圧時に、低入力電圧時に比べてスイッチング電源装置の各構成部品へのストレスが増大するという従来の問題を回避することができる。また、電源の仕様を見越した部品選定を行う必要がなく、コストパフォーマンスを向上させることができる。
【００４０】
また、本発明は、高入力電圧時に、低入力電圧時に比べて軽負荷時、つまり間欠発振時におけるスイッチング素子に流れる電流のピーク値が大きくなり、軽負荷時における消費電力が増大するという従来の問題の解決を図るために、前記可変信号生成回路が、該外部接続端子からの信号を受けて過電流保護基準電圧を変動させる第１の可変信号を生成すると同時に、軽負荷検出基準電圧ＶＲを変動させる第２の可変信号も生成することにより、該第１の外部抵抗による軽負荷検出基準電圧ＶＲの調整が可能であるとともに、高入力電圧時に軽負荷検出基準電圧ＶＲを小さくする補正がかかるスイッチング電源装置、および該スイッチング電源装置に組み込まれるスイッチング電源制御用半導体装置を提供することを目的とする。
【００４１】
すなわち、軽負荷時にスイッチング素子に流れる電流のピーク値は、軽負荷検出基準電圧ＶＲによって規定されるが、このようにすれば、高入力電圧時に軽負荷検出基準電圧ＶＲを小さくすることができるので、高入力電圧時に、低入力電圧時に比べて軽負荷時における消費電力が増大するという従来の問題を回避することができる。また、間欠発振時におけるトランスの音鳴りを回避することもできる。
【００４２】
また、本発明は、前記外部接続端子から所定値以上の電流を流出させる外部スイッチを設け、前記外部接続端子から所定値以上の電流が流出するとスイッチング素子によるスイッチング動作が停止するようにすることにより、スイッチング動作をリモートＯＦＦすることができるスイッチング電源装置、および該スイッチング電源装置に組み込まれるスイッチング電源制御用半導体装置を提供することを目的とする。
【００４３】
【課題を解決するための手段】
本発明の請求項１記載のスイッチング電源装置は、変圧器と、入力端子が前記変圧器の第１の一次巻線と接続され、前記変圧器を介して第１の直流電圧を受けるスイッチング素子と、前記変圧器の二次巻線と接続され、前記二次巻線に発生する電圧を整流し且つ平滑化することにより第２の直流電圧を生成する出力電圧生成回路と、前記スイッチング素子の動作を制御する制御回路と、前記変圧器の第２の一次巻線と接続され、前記制御回路の電源電圧として前記第２の直流電圧と比例する電圧を生成する補助電源電圧生成回路と、を備え、前記スイッチング素子のスイッチング動作により前記第１の直流電圧を前記第２の直流電圧へ変換するスイッチング電源装置であって、前記制御回路は、前記スイッチング素子に印加するスイッチング信号を生成する発振器と、前記スイッチング素子に流れる電流を検出し素子電流検出信号として出力する素子電流検出回路と、前記制御回路の電源電圧と基準電圧との差からなる誤差電圧信号を生成する誤差増幅器と、前記素子電流検出信号と前記誤差電圧信号とを比較しその比較結果に応じた比較信号を出力する比較器と、前記誤差電圧信号の最大電圧値を固定する過電流保護基準電圧を生成する過電流保護基準電圧源と、前記比較信号に基づいて前記スイッチング信号を制御するスイッチング信号制御回路と、外部接続端子からの信号を受けて前記過電流保護基準電圧を変動させる第１の可変信号を生成する可変信号生成回路とを備え、前記第２の一次巻線には前記第１の直流電圧に比例する電圧を出力する入力電圧検出部が接続され、前記外部接続端子と接地電位との間に第１の外部抵抗が接続され、且つ前記外部接続端子と前記入力電圧検出部との間に第２の外部抵抗が接続され、前記第１の外部抵抗による前記過電流保護基準電圧の調整が可能であるとともに、前記第１の直流電圧に応じて前記過電流保護基準電圧が補正されることを特徴とする。
【００４４】
本発明の請求項２記載のスイッチング電源制御用半導体装置は、請求項１記載のスイッチング電源装置に組み込まれるスイッチング電源制御用半導体装置であって、該スイッチング電源制御用半導体装置は、前記スイッチング素子と前記制御回路からなり、前記第１の外部抵抗による前記過電流保護基準電圧の調整が可能であるとともに、前記第１の直流電圧に応じて前記過電流保護基準電圧が補正されることを特徴とする。
【００４５】
本発明の請求項３記載のスイッチング電源装置は、請求項１記載のスイッチング電源装置であって、前記制御回路は、前記誤差増幅器から出力される前記誤差電圧信号と軽負荷検出基準電圧を比較しその比較結果に応じて前記スイッチング素子を間欠発振させる軽負荷検出回路を備え、前記可変信号生成回路は、前記外部接続端子からの信号を受けて前記過電流保護基準電圧を変動させる第１の可変信号を生成するとともに、前記軽負荷検出基準電圧を変動させる第２の可変信号を生成し、前記第１の外部抵抗による前記過電流保護基準電圧の調整と同時に前記軽負荷検出基準電圧が調整され、かつ前記第１の直流電圧に応じて前記過電流保護基準電圧が補正されると同時に前記軽負荷検出基準電圧が補正されることを特徴とする。
【００４６】
本発明の請求項４記載のスイッチング電源制御用半導体装置は、請求項３記載のスイッチング電源装置に組み込まれるスイッチング電源制御用半導体装置であって、該スイッチング電源制御用半導体装置は、前記スイッチング素子と前記制御回路からなり、前記第１の外部抵抗によって前記過電流保護基準電圧と前記軽負荷検出基準電圧の同時調整が可能であり、かつ前記第１の直流電圧に応じて前記過電流保護基準電圧が補正されると同時に前記軽負荷検出基準電圧が補正されることを特徴とする。
【００４７】
本発明の請求項５記載のスイッチング電源装置は、請求項１もしくは３のいずれかに記載のスイッチング電源装置であって、前記外部接続端子を一定電位に保つようにしたことを特徴とする。
【００４８】
本発明の請求項６記載のスイッチング電源制御用半導体装置は、請求項２もしくは４のいずれかに記載のスイッチング電源制御用半導体装置であって、前記外部接続端子を一定電位に保つようにしたことを特徴とする。
【００４９】
本発明の請求項７記載のスイッチング電源装置は、請求項１、３、５のいずれかに記載のスイッチング電源装置であって、前記スイッチング素子と前記制御回路を集積化し、前記スイッチング素子の入力端子と出力端子、および前記制御回路の制御端子と外部接続端子の４端子を設けたことを特徴とする。
【００５０】
本発明の請求項８記載のスイッチング電源制御用半導体装置は、請求項２、４、６のいずれかに記載のスイッチング電源制御用半導体装置であって、前記スイッチング素子と前記制御回路が集積化され、前記スイッチング素子の入力端子と出力端子、および前記制御回路の制御端子と外部接続端子の４端子が設けられたことを特徴とする。
【００５１】
本発明の請求項９記載のスイッチング電源装置は、請求項１、３、５、７のいずれかに記載のスイッチング電源装置であって、前記外部接続端子から所定値以上の電流を流出させる外部スイッチを設け、前記外部スイッチにより前記スイッチング素子のスイッチング動作を停止できるようにしたことを特徴とする。
【００５２】
本発明の請求項１０記載のスイッチング電源制御用半導体装置は、請求項２、４、６、８のいずれかに記載のスイッチング電源制御用半導体装置であって、前記外部接続端子から所定値以上の電流が流出すると、前記スイッチング素子のスイッチング動作が停止するようにしたことを特徴とする。
【００５３】
本発明によれば、高入力電圧時に過電流保護レベルを小さくすることができるので、高入力電圧時に、低入力電圧時に比べてスイッチング電源装置の各構成部品へのストレスが増大するという従来の問題を回避することができる。また、電源の仕様を見越した部品選定を行う必要がなく、コストパフォーマンスを向上させることができる。
【００５４】
また、高入力電圧時に軽負荷検出基準電圧ＶＲを小さくすることができるので、高入力電圧時に、低入力電圧時に比べて軽負荷時における消費電力が増大するという従来の問題を回避することができる。また、間欠発振時におけるトランスの音鳴りを回避することもできる。
【００５５】
また、外部接続端子から所定値以上の電流を流出させる外部スイッチを設け、外部接続端子から所定値以上の電流が流出するとスイッチング素子によるスイッチング動作が停止するようにすることにより、スイッチング動作をリモートＯＦＦさせることが可能となる。
【００５６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態について図面に基づいて具体的に説明する。なお、ここで示す実施の形態はあくまでも一例であって、必ずしも以下の実施の形態に限定されるものではない。
【００５７】
（実施の形態１）
図１は、本実施の形態１によるスイッチング電源制御用半導体装置の一例を示す回路図である。なお、図１１に基づいて説明した部材に対応する部材には同一の符号を付して説明を省略する。
【００５８】
該半導体装置２９において、誤差増幅器２は、該半導体装置２９の電源電圧ＶＣＣと予め設定された基準電圧Ｖｂ１との差からなる誤差電圧信号ＶＥＡＯを生成し出力する。また、ドレイン電流検出回路（素子電流検出回路）３は、スイッチング素子１であるパワーＭＯＳＦＥＴのドレイン電流ＩＤ（スイッチング素子を流れる電流）を検出して電圧信号に変換し、素子電流検出信号ＶＣＬとして出力する。
【００５９】
ドレイン電流検出用比較器４は、マイナス入力端子に与えられる素子電流検出信号ＶＣＬとプラス入力端子に与えられる誤差電圧信号ＶＥＡＯの電圧値が等しくなると、ＲＳフリップフロップ回路１０のリセット端子へ信号を出力し、スイッチング素子１であるパワーＭＯＳＦＥＴのゲート電位をしきい値以下にしてスイッチング素子１をターンオフさせる。
【００６０】
また、誤差増幅器２から出力される誤差電圧信号ＶＥＡＯは、過電流保護基準電圧源１００が生成する過電流保護基準電圧によりその最大電圧値が固定（クランプ）され、これによりスイッチング素子１を流れる電流（ドレイン電流ＩＤ）のピーク値ＩＤＰの最大値（過電流保護レベルＩＬＩＭＩＴ）が規定される。このように該半導体装置２９では、過電流保護基準電圧源１００によってスイッチング素子１へ過電流が流れるのを防止している。
【００６１】
また、該半導体装置２９は、外部抵抗へ接続される外部接続端子（ＣＬ端子）を備えており、可変信号生成回路１０１が、このＣＬ端子からの信号を受けて過電流保護基準電圧を変動させる第１の可変信号を生成する。
【００６２】
このように、該半導体装置２９は、外部抵抗に接続されるＣＬ端子からの信号を受けて過電流保護基準電圧が変動し、誤差電圧信号ＶＥＡＯの最大電圧値が変動して過電流保護レベルＩＬＩＭＩＴが変動するように構成されている。
【００６３】
図２は、該半導体装置２９の過電流保護基準電圧源１００と可変信号生成回路１０１の回路構成の一例である。
図２に示すように、この回路は、ＣＬ端子へ流出する電流ＩＣＬが変化することによって、抵抗１４０に発生する電位Ｖ１４０、すなわち誤差電圧信号ＶＥＡＯの上限を固定する電位（過電流保護基準電圧）であるＰＮＰ型バイポーラトランジスタ１４１のベース電位が変化するように構成されている。つまり、この回路においては、流出電流ＩＣＬが大きいほどＰ型ＭＯＳＦＥＴ１５１、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１６２を流れる電流が増加し、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１６７を流れる電流（第１の可変信号）が増加して抵抗１４０に発生する電位Ｖ１４０、すなわちＰＮＰ型バイポーラトランジスタ１４１のベース電位が減少し、その結果、誤差電圧信号ＶＥＡＯの最大電圧値が小さくなって過電流保護レベルＩＬＩＭＴが小さくなる。
【００６４】
なお、定電流原１０５、１０６は流出電流ＩＣＬの最大値を制限するために設けられており、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１５０及び１５１は電流ミラー回路を成しており、流出電流ＩＣＬの電流値は定電流源１０５が供給可能な定電流値Ｉ１０５以下の範囲内で使用するものとする。この電流範囲内であれば、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１６１の電流が増大すると、その増大分に応じてＰ型ＭＯＳＦＥＴ１５１の電流が増大する。
【００６５】
また、図２に示すように定電圧源１５９の電位ＶｂｇとＮ型ＭＯＳＦＥＴ１６０、１６１をミラー接続することにより、ＣＬ端子の動作電位を一定電位に設定する。このようにＣＬ端子を一定電位にすることで、ＣＬ端子に外部接続される第１の外部抵抗３３の抵抗値Ｒ３３によって電流ＩＥＸを任意に設定することが容易にできるようになるので、過電流保護レベルＩＬＩＭＩＴを安定して調整できるようになる。
【００６６】
また、流出電流ＩＣＬが大きくなり過ぎた場合であっても、定電流源１０８、１０９（定電流値Ｉ１０８、Ｉ１０９）によって電位Ｖ１４０の下限値が次式で固定される。
【００６７】
電位Ｖ１４０の下限値＝Ｒ１４０×（Ｉ１０９−ｍ６×Ｉ１０８）
なお、Ｒ１４０は抵抗１４０の抵抗値であり、ｍ６はＮ型ＭＯＳＦＥＴ１６６、１６７のミラー比である。
【００６８】
また、流出電流ＩＣＬが小さくなり過ぎた場合であっても、定電流源１０９によって電位Ｖ１４０の上限値が次式で固定される。
電位Ｖ１４０の上限値＝Ｒ１４０×Ｉ１０９
但し、ｍ５×Ｉ１０７＞Ｉ１０８である。なお、Ｉ１０７は定電流源１０７の定電流値であり、ｍ５はＮ型ＭＯＳＦＥＴ１６４、１６５のミラー比である。
【００６９】
このように抵抗１４０に発生する電位Ｖ１４０の上限値、下限値が固定されているので、第１の外部抵抗３３の抵抗値Ｒ３３を極度に気にすることなく過電流保護レベルＩＬＩＭＩＴを調整することができる。
【００７０】
このときの流出電流ＩＣＬに対する過電流保護レベルＩＬＩＭＩＴの関係を図３に示す。
図４は、該半導体装置２９を用いて構成したスイッチング電源装置の一例を示す回路図である。なお、図１２に基づいて説明した部材に対応する部材には同一の符号を付して説明を省略する。
【００７１】
図４に示すように、ＣＬ端子と接地電位との間に第１の外部抵抗３３が接続されており、第１の外部抵抗３３に流れる電流ＩＥＸ分だけ流出電流ＩＣＬが増加するので、該スイッチング電源装置では、第１の外部抵抗３３に流れる電流ＩＥＸによって過電流保護レベルＩＬＩＭＩＴが規定される。つまり、該スイッチング電源装置は、第１の外部抵抗３３の抵抗値Ｒ３３を調整することで過電流保護レベルＩＬＩＭＩＴを調整することができるように構成されている。
【００７２】
さらに、該スイッチング電源装置は、入力電圧（第１の直流電圧）ＶＩＮに比例した電圧値となる信号が入力電圧検出部２００により第２の外部抵抗３４を介してＣＬ端子へ与えられ、入力電圧ＶＩＮに応じて過電流保護レベルＩＬＩＭＩＴが補正されるように構成されている。
【００７３】
すなわち、入力電圧ＶＩＮに比例した検出電圧ＶＦを生成するために、第３のダイオード３５と入力電圧検出コンデンサ３６をトランス（変圧器）２３の第２の一次巻線２３ｂ間に接続して、入力電圧検出部２００を構成している。
【００７４】
トランス２３の一次巻線２３ａ、ｂの巻数をＮＡ、ＮＢとすると、検出電圧ＶＦは、
ＶＦ＝−ＶＩＮ×（ＮＡ／ＮＢ）
となる。
【００７５】
従って、第２の外部抵抗３４を介して電流ＩＡＪがＣＬ端子から流出することになるので、流出電流ＩＣＬは、
ＩＣＬ＝ＩＥＸ＋ＩＡＪ
となる。
【００７６】
一方、第２の外部抵抗３４を流れる電流ＩＡＪは、第２の外部抵抗３４の抵抗値をＲ３４とすると、
【００７７】
【数１】

となる。従って、流出電流ＩＣＬは、
【００７８】
【数２】

となり、流出電流ＩＣＬは入力電圧ＶＩＮが高いほど大きくなる。
【００７９】
また、上述したように、ＣＬ端子の動作電位を一定電位Ｖｂｇにすると、第１の外部抵抗３３に流れる電流ＩＥＸは、
ＩＥＸ＝Ｖｂｇ／Ｒ３３
となるので、流出電流ＩＣＬは、
【００８０】
【数３】

となる。このように、該スイッチング電源装置は、入力電圧ＶＩＮが高くなるほど過電流保護レベルＩＬＩＭＩＴが小さくなる補正がかけられ、かつ、第１の外部抵抗３３の抵抗値Ｒ３３を調整することで過電流保護レベルＩＬＩＭＩＴを調整することができるように構成されている。
【００８１】
一般的にスイッチング電源の二次側の最大出力電力Ｐｏは、効率をηとすると、
Ｐｏ＝（ＶＩＮ×ＩＬＩＭＩＴ）×η
となり、上述したように、内部回路的に過電流保護レベルＩＬＩＭＩＴが一定の場合には、高入力電圧時に、低入力電圧時に比べて最大出力電力Ｐｏが大きくなるという問題があった。
【００８２】
この問題に対し、該スイッチング電源装置では、第２の外部抵抗３４の抵抗値Ｒ３４を調整し、高入力電圧時の過電流保護レベルＩＬＩＭＩＴが低入力電圧時の過電流保護レベルＩＬＩＭＩＴよりも低くなるように設定することで、高入力電圧時の最大出力電力Ｐｏが低入力電圧時の最大出力電力Ｐｏと同程度になるようにすることができる。
【００８３】
また、該スイッチング電源装置のように入力電圧検出部２００を構成すれば、高電圧である入力電圧ＶＩＮを直接検出する場合に比べて電力損失が小さくなり、軽負荷時の電力損失を小さく抑えたうえで過電流保護レベルＩＬＩＭＩＴの補正をかけることができるようになる。
【００８４】
また、上述したように、スイッチング素子に流れる電流のピーク値ＩＤＰの実際値は、過電流保護遅れ時間の存在により過電流保護レベル（ＩＬＩＭＩＴ）よりも大きくなる（図１４を参照）。高入力電圧時には、ドレイン電流ＩＤの電流波形の傾斜が急勾配になるため、低入力電圧時に比べてピーク値ＩＤＰが大きくなり、消費電力が更に大きくなるという問題があった。
【００８５】
この問題に対し、該スイッチング電源装置では、入力電圧ＶＩＮが高いほど過電流保護レベルＩＬＩＭＩＴが低くなる補正をかけることが可能であるので、高入力電圧時に消費電力が増加することを回避することができる。
【００８６】
以上のように、該スイッチング電源装置では、第１の外部抵抗３３による過電流保護レベルＩＬＩＭＩＴの外部調整と、第２の外部抵抗３４と入力電圧検出部２００による過電流保護レベルＩＬＩＭＩＴの補正を同時に行うことが可能となる。すなわち、高入力電圧時に過電流保護レベルＩＬＩＭＩＴを小さくすることができるので、高入力電圧時に、低入力電圧時に比べてスイッチング電源装置の各構成部品へのストレスが増大するという従来の問題を回避することができる。また、電源の仕様を見越した部品選定を行う必要がなく、コストパフォーマンスを向上させることができる。
【００８７】
（実施の形態２）
図５は、本実施の形態２によるスイッチング電源制御用半導体装置の一例を示す回路図である。なお、図１、図１１に基づいて説明した部材に対応する部材には同一の符号を付して説明を省略する。
【００８８】
該半導体装置３０において、軽負荷検出回路２０は、軽負荷を検出すると、すなわち誤差増幅信号ＶＥＡＯの電圧値が軽負荷検出基準電圧ＶＲよりも小さくなると、スイッチング素子１によるスイッチング動作を停止させる。そして、スイッチング動作の停止により誤差増幅信号ＶＥＡＯの電圧値が上昇して軽負荷検出基準電圧ＶＲよりも大きくなると、スイッチング動作を再開させ、このスイッチング動作の再開により誤差増幅信号ＶＥＡＯの電圧値が低下して軽負荷検出基準電圧ＶＲよりも小さくなると、再びスイッチング動作を停止させる。このように軽負荷検出回路２０は、軽負荷時においてスイッチング素子を間欠発振状態にする。
【００８９】
また、軽負荷検出基準電圧源１４は、軽負荷検出用比較器１３の出力信号ＶＯ１がハイレベルのときには軽負荷検出下限電圧ＶＲ１を出力し、ローレベルのときには軽負荷検出下限電圧ＶＲ１よりも高い軽負荷検出上限電圧ＶＲ２を出力することで、間欠発振時にスイッチング素子１によるスイッチング動作がすぐに再開されないようにしている。
【００９０】
また、該半導体装置３０は、外部抵抗に接続されるＣＬ端子からの信号を受けて可変信号生成回路１０２が過電流保護基準電圧源１００へ第１の可変信号を入力すると同時に、軽負荷検出基準電圧源１４へ第２の可変信号を入力し、この第２の可変信号に応じて軽負荷検出基準電圧ＶＲ（ＶＲ１、ＶＲ２）が変動するように構成されている。
【００９１】
つまり、該半導体装置３０では、外部抵抗に接続されるＣＬ端子から流出する電流ＩＣＬに応じて過電流保護レベルＩＬＩＭＩＴが変動すると同時に、軽負荷検出基準電圧ＶＲが変動する。
【００９２】
図６は、該半導体装置３０の過電流保護基準電圧源１００と可変信号生成回路１０２、および軽負荷検出基準電圧源１４の回路構成の一例である。なお、図２に基づいて説明した部材に対応する部材には同一の符号を付して説明を省略する。
【００９３】
図６に示すように、この回路は、ＣＬ端子から流出する電流ＩＣＬが変化することによって、過電流保護基準電圧であるＰＮＰ型バイポーラトランジスタ１４１のベース電位が変化すると同時に、抵抗１４３に発生する電位Ｖ１４３が変化し、軽負荷検出基準電圧ＶＲが変化するように構成されている。つまり、この回路においては、流出電流ＩＣＬが大きいほどＰ型ＭＯＳＦＥＴ１５１、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１６２を流れる電流が増加し、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１６７を流れる電流（第１の可変信号）が増加して過電流保護レベルＩＬＩＭＴが小さくなると同時に、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１７７、１７８を流れる電流（第２の可変信号）が増加して抵抗１４３に発生する電位Ｖ１４３、すなわち軽負荷検出基準電圧ＶＲが小さくなり、軽負荷時（間欠発振時）にスイッチング素子１に流れる電流（ドレイン電流ＩＤ）のピーク値ＩＤＰの最大値（最大ピーク値）が小さくなる。
【００９４】
抵抗１４３に流れる電流Ｉ１４３は、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１６６、１７７、１７８に流れる電流をＩ１６６、Ｉ１７７、Ｉ１７８とし、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１６６、１７７のミラー比をｍ７、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１６６、１７８のミラー比をｍ８とし、定電流源１１０、１１１の定電流値をＩ１１０、Ｉ１１１とすると、スイッチ素子であるＰ型ＭＯＳＦＥＴ１６８がＯＮのときには、
【００９５】
【数４】

となり、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１６８がＯＦＦのときには、
【００９６】
【数５】

となる。つまり、スイッチング素子が発振状態にあるときには、軽負荷検出用比較器１３の出力信号ＶＯ１がハイレベルとなるので、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１６８はＯＦＦとなり、抵抗１４３の電位、すなわち軽負荷検出下限電圧ＶＲ１は、抵抗１４３の抵抗値をＲ１４３とすると、
【００９７】
【数６】

となる。同様に、スイッチング素子が停止状態にあるときには、軽負荷検出用比較器１３の出力信号ＶＯ１がローレベルとなるので、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１６８はＯＮとなり、軽負荷検出上限電圧ＶＲ２は、
【００９８】
【数７】

となる。従って、流出電流ＩＣＬが大きくなると、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１５１、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１６２を流れる電流が増加し、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１６６を流れる電流が増加するので、ＶＲ１、ＶＲ２がともに小さくなり、軽負荷時（間欠発振時）における最大ピーク値が小さくなる。
【００９９】
このように、該半導体装置３０では、過電流保護レベルＩＬＩＭＴが小さくなると同時に軽負荷時における最大ピーク値も小さくなり、過電流保護レベルＩＬＩＭＴと軽負荷時（間欠発振時）の最大ピーク値の比率が一定となるので、電源としての設計が容易となる。
【０１００】
図７は、該半導体装置３０を用いて構成したスイッチング電源装置の一例を示す回路図である。なお、図４、図１２に基づいて説明した部材に対応する部材には同一の符号を付して説明を省略する。
【０１０１】
該スイッチング電源装置では、第１の外部抵抗３３により過電流保護レベルＩＬＩＭＩＴを外部調整すると同時に軽負荷検出基準電圧ＶＲが調整され、かつ第２の外部抵抗３４と入力電圧検出部２００により過電流保護レベルＩＬＩＭＩＴが補正されると同時に軽負荷検出基準電圧ＶＲが補正される。
【０１０２】
このように、本実施の形態２によれば、高入力電圧時に軽負荷検出基準電圧ＶＲを小さくすることができるので、高入力電圧時に、低入力電圧時に比べて軽負荷時における消費電力が増大するという従来の問題を回避することができる。また、トランスの音鳴りを低減することができ、その効果は間欠動作時において顕著である。
【０１０３】
（実施の形態３）
図８は、本実施の形態３によるスイッチング電源制御用半導体装置の一例を示す回路図である。なお、図１、図１１に基づいて説明した部材に対応する部材には同一の符号を付して説明を省略する。
【０１０４】
該半導体装置３１は、ＣＬ端子から所定値以上の電流ＩＣＬが流出すると、可変信号生成回路１０３がリモートＯＮ／ＯＦＦ信号Ｖｒｅｍとしてローレベルの信号をＡＮＤ回路１５へ出力し、スイッチング素子によるスイッチング動作を強制的に停止させる点が実施の形態１と異なる。
【０１０５】
図９は、該半導体装置３１の過電流保護基準電圧源１００と可変信号生成回路１０３の回路構成の一例である。なお、図２に基づいて説明した部材に対応する部材には同一の符号を付して説明を省略する。
【０１０６】
図９に示す回路は、ＣＬ端子から所定値以上の電流ＩＣＬが流出すると、リモートＯＮ／ＯＦＦ回路３００内のインバータ３０１からリモートＯＮ／ＯＦＦ信号Ｖｒｅｍとしてローレベルの信号が出力されるように構成されている点が図２に示す回路と異なる。
【０１０７】
このインバータ３０１からローレベルの信号が出力される条件は、Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ１５０、１５１のミラー比をｍ２とし、Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ１６２、１６９のミラー比をｍ３、定電流源１１２の定電流値をＩ１１２とすると、
ｍ２×ｍ３×ＩＣＬ＞Ｉ１１２
である。つまり、流出電流ＩＣＬがＩ１１２／（ｍ２×ｍ３）以上の電流となったときに、リモートＯＮ／ＯＦＦ信号Ｖｒｅｍとしてローレベルの信号が出力される。
【０１０８】
図１０は、該半導体装置３１を用いて構成したスイッチング電源装置の一例を示す回路図である。なお、図４、図１２に基づいて説明した部材に対応する部材には同一の符号を付して説明を省略する。
【０１０９】
該スイッチング電源装置では、ＣＬ端子とＳＯＵＲＣＥ端子（接地電位）との間に外部スイッチ３０３が接続され、外部信号により外部スイッチ３０３をＯＮすることで、スイッチング素子１をリモートＯＦＦ（発振停止）し、外部信号により外部スイッチ３０３をＯＦＦすることで、スイッチング素子１をリモートＯＮ（発振開始）することが可能である。
【０１１０】
外部スイッチ３０３は、例えば、バイポーラトランジスタ、ＭＯＳＦＥＴ、フォトカプラ等で構成すればよい。また、二次側の出力電圧Ｖｏの上昇を検出して外部スイッチ３０３をＯＮする構成にすれば、二次側の過電圧保護に用いることもできる。
【０１１１】
なお、本実施の形態２と同様に、可変信号生成回路から第２の可変信号が軽負荷検出基準電圧源へ出力されるように構成してもよい。
【０１１２】
【発明の効果】
以上のように、本発明によれば、高入力電圧時に過電流保護レベルを小さくすることができるので、高入力電圧時に、低入力電圧時に比べてスイッチング電源装置の各構成部品へのストレスが増大するという従来の問題を回避することができる。また、電源の仕様を見越した部品選定を行う必要がなく、コストパフォーマンスを向上させることができる。
【０１１３】
また、高入力電圧時に軽負荷検出基準電圧ＶＲを小さくすることができるので、高入力電圧時に、低入力電圧時に比べて軽負荷時における消費電力が増大するという従来の問題を回避することができる。また、トランスの音鳴りを低減することができ、その効果は間欠動作時において顕著である。
【０１１４】
また、外部接続端子から所定値以上の電流を流出させる外部スイッチを設け、外部接続端子から所定値以上の電流が流出するとスイッチング素子によるスイッチング動作が停止するようにすることにより、スイッチング動作をリモートＯＦＦさせることが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施の形態１によるスイッチング電源制御用半導体装置の一例を示す回路図
【図２】本発明の実施の形態１によるスイッチング電源制御用半導体装置の過電流保護基準電圧源と可変信号生成回路の回路構成の一例を示す図
【図３】本発明の実施の形態１における流出電流ＩＣＬに対する過電流保護レベルＩＬＩＭＩＴの関係を示す図
【図４】本発明の実施の形態１によるスイッチング電源制御用半導体装置を用いて構成したスイッチング電源装置の一例を示す回路図
【図５】本発明の実施の形態２によるスイッチング電源制御用半導体装置の一例を示す回路図
【図６】本発明の実施の形態２によるスイッチング電源制御用半導体装置の過電流保護基準電圧源と可変信号生成回路、および軽負荷検出基準電圧源の回路構成の一例を示す図
【図７】本発明の実施の形態２によるスイッチング電源制御用半導体装置を用いて構成したスイッチング電源装置の一例を示す回路図
【図８】本発明の実施の形態３によるスイッチング電源制御用半導体装置の一例を示す回路図
【図９】本発明の実施の形態３によるスイッチング電源制御用半導体装置の過電流保護基準電圧源と可変信号生成回路の回路構成の一例を示す図
【図１０】本発明の実施の形態３によるスイッチング電源制御用半導体装置を用いて構成したスイッチング電源装置の一例を示す回路図
【図１１】従来のスイッチング電源制御用半導体装置の一例を示す回路図
【図１２】従来のスイッチング電源装置の一例を示す回路図
【図１３】従来のスイッチング電源装置の動作を説明するためのタイミングチャート図
【図１４】スイッチング素子に流れる電流のピーク値ＩＤＰの入力電圧ＶＩＮに対する特性差を説明するための図
【符号の説明】
１スイッチング素子
２誤差増幅器
３ドレイン電流検出回路（素子電流検出回路）
４ドレイン電流検出用比較器
５過電流保護回路
６発振器
７内部回路電流供給回路
８起動／停止回路
９過熱保護回路
１０ＲＳフリップフロップ回路
１１ＮＡＮＤ回路
１２ゲートドライバ
１３軽負荷検出用比較器
１４軽負荷検出基準電圧源
１５ＡＮＤ回路
２０軽負荷検出回路
２１整流器
２２入力コンデンサ
２３ａトランス（変圧器）の第１の一次巻線
２３ｂトランス（変圧器）の第２の一次巻線
２３ｃトランス（変圧器）の二次巻線
２４第１のダイオード
２５出力コンデンサ
２６負荷
２７第２のダイオード
２８補助電源コンデンサ
２９〜３２スイッチング電源制御用半導体装置
３３第１の外部抵抗
３４第２の外部抵抗
３５第３のダイオード
３６入力電圧検出コンデンサ
１００過電流保護基準電圧源
１０１〜１０３可変信号生成回路
１０４〜１１２定電流源
１４０抵抗
１４１ＰＮＰ型バイポーラトランジスタ
１４２ダイオード
１４３抵抗
１５０、１５１Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ
１５９定電圧源
１６０〜１６７、１６９Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ
１６８Ｐ型ＭＯＳＦＥＴ（スイッチ素子）
１７７、１７８Ｎ型ＭＯＳＦＥＴ
２００入力電圧検出部
３００リモートＯＮ／ＯＦＦ回路
３０１、３０２インバータ
３０３外部スイッチ[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a switching power supply device and a semiconductor device for controlling a switching power supply.
[0002]
[Prior art]
Hereinafter, a conventional semiconductor device for switching power supply control will be described. FIG. 11 is a circuit diagram showing an example of a conventional semiconductor device for controlling a switching power supply. In the semiconductor device 32, an N-type power MOSFET as the switching element 1 and a control circuit for controlling the operation of the switching element 1 are integrated on one chip, and a high voltage terminal which is an input terminal of the switching element 1 is provided. (DRAIN terminal), a GND terminal (SOURCE terminal) which is an output terminal, and a control terminal (CONTROL terminal) of a control circuit.
[0003]
Hereinafter, a conventional configuration of the control circuit will be described.
The error amplifier 2 compares the power supply voltage VCC of the control circuit supplied to the minus input terminal with a preset reference voltage Vb1 supplied to the plus input terminal, and when the power supply voltage VCC is lower than the reference voltage Vb1, An error voltage signal VEAO composed of these differences is generated and output to the plus input terminal of the drain current detection comparator 4 and the plus input terminal of the light load detection comparator 13.
[0004]
An element current detection signal VCL output from a drain current detection circuit (element current detection circuit) 3 connected to the input terminal of the switching element 1 is supplied to a negative input terminal of the drain current detection comparator 4. The drain current detection circuit 3 detects a drain current ID, which is a current flowing through the switching element 1, converts the drain current ID into a voltage signal, and outputs the voltage signal as an element current detection signal VCL.
[0005]
The drain current detection comparator 4 compares the voltage values of the element current detection signal VCL and the error voltage signal VEAO, generates a comparison signal according to the comparison result, and outputs the comparison signal to the reset terminal of the RS flip-flop circuit 10. Specifically, when the voltage values of both signals become equal, a high-level signal is output, and the RS flip-flop circuit 10 is reset.
[0006]
The maximum voltage value of the error voltage signal VEAO output from the error amplifier 2 is fixed (clamped) by the overcurrent protection circuit 5, whereby the current (drain current ID) of the current flowing through the switching element 1 is drained. The maximum value of the peak value IDP (overcurrent protection level ILIMIT) is defined. As described above, in the conventional switching power supply control semiconductor device, the overcurrent protection circuit 5 prevents the overcurrent from flowing through the switching element 1. However, due to a certain delay time (overcurrent protection delay time) caused by the reaction delay time of each circuit, the switching time of the switching element 1, etc., the actual maximum value is higher than the overcurrent protection level ILIMIT fixed in the internal circuit. Also has a slightly larger value (see FIG. 14). Note that the overcurrent protection delay time always occurs when the switching element 1 is turned off.
[0007]
The oscillator 6 generates and outputs a switching signal applied to the switching element 1. Specifically, a clock signal CLK for determining the switching frequency of the switching element 1 and a maximum duty cycle signal MDC for determining the maximum duty cycle of the switching element 1 are generated and output.
[0008]
The semiconductor device 32 is provided with a light load detection circuit 20 that compares the error voltage signal VEAO with the light load detection reference voltage VR, and intermittently oscillates the switching element 1 at light load according to the comparison result. . The light load detection circuit 20 compares the voltage value of the error voltage signal VEAO supplied to the positive input terminal with the light load detection reference voltage VR supplied to the negative input terminal, and outputs a predetermined signal VO1 corresponding to the comparison result. Light load detection comparator 13, light load detection reference voltage source 14 that outputs light load detection reference voltage VR, AND provided with signal VO 1 from light load detection comparator 13 and clock signal CLK from oscillator 6 And a circuit 15.
[0009]
The output of the light load detection comparator 13 is also supplied to a light load detection reference voltage source 14, and the light load detection reference voltage source 14 responds to the signal VO1 output by the light load detection comparator 13. The configuration is such that the voltage value of the light load detection reference voltage VR changes.
[0010]
Specifically, the light load detection circuit 20 compares the voltage value of the error voltage signal VEAO with the light load detection reference voltage VR by the light load detection comparator 13, and determines that the voltage value of the error voltage signal VEAO is equal to the light load detection reference. When the voltage becomes lower than the voltage VR, a low-level signal is output to the AND circuit 15 as the predetermined signal VO1, and the switching operation by the switching element 1 is stopped. When the voltage becomes higher, a high-level signal is output and the switching by the switching element 1 is performed. By restarting the operation, the switching element 1 is caused to intermittently oscillate at a light load. The light load detection reference voltage source 14 receives the output signal VO1 of the light load detection comparator 13, and switches the light load detection reference voltage VR between the light load detection lower limit voltage VR1 and the light load detection upper limit voltage VR2. Thus, the switching operation is not immediately restarted during the intermittent oscillation.
[0011]
An internal circuit current supply circuit 7 for supplying a power supply current to the semiconductor device 32 is connected to the high voltage terminal (DRAIN terminal). The internal circuit current supply circuit 7 is operated only when the power supply voltage VCC is lower than the start voltage, for example, when the power is turned on, by the start / stop circuit 8 that controls the start and stop of the semiconductor device 32. I have. That is, the start / stop circuit 8 compares the power supply voltage VCC input from the control terminal (CONTROL terminal) with the start voltage of the semiconductor device 32 set therein, and the power supply voltage VCC is lower than the start voltage. At this time, a switch signal Son_off for connecting the internal circuit current supply circuit 7 to the control terminal is generated. The start / stop circuit 8 inputs a start signal Von_off to the NAND circuit 11.
[0012]
The overheat protection circuit 9 is a circuit for stopping the oscillation of the switching element 1 when the chip temperature of the semiconductor device 32 rises above a set value, and its output is input to the NAND circuit 11.
[0013]
Subsequently, a switching signal control circuit that controls a switching signal output from the oscillator 6 based on a comparison signal output from the drain current detection comparator 4 will be described.
[0014]
The switching signal control circuit is configured such that the clock signal CLK output from the oscillator 6 is input to the set terminal via the AND circuit 15 and the comparison signal output from the drain current detection comparator 4 is input to the reset terminal. It comprises a flip-flop circuit 10, a NAND circuit 11 receiving the maximum duty cycle signal MDC output from the oscillator 6 and an output signal of the RS flip-flop circuit 10, and a gate driver 12 for inverting and amplifying the output signal of the NAND circuit 11.
[0015]
As described above, the switching signal control circuit controls the duty ratio of the switching signal, that is, the on-period of the switching element 1 based on the comparison signal of the drain current detection comparator 4, thereby obtaining the peak value of the drain current ID. Controls IDP. Specifically, when the voltage value of the error voltage signal VEAO becomes equal to the voltage value of the element current detection signal VCL, the comparison signal of the drain current detection comparator 4 becomes a high level signal, the RS flip-flop circuit 10 is reset, and the gate driver 12 outputs a low level signal. When the gate potential of the switching element (N-type power MOSFET) 1 falls below the threshold value, the switching element 1 is turned off. The time from when the low level signal is output from the gate driver 12 until the gate voltage becomes equal to or lower than the threshold value is the overcurrent protection delay time.
[0016]
In addition, the NAND circuit 11 is supplied with a start signal Von_off output from the start / stop circuit 9 and a signal output from the overheat protection circuit 10 so that the power supply voltage VCC is lower than the start voltage, When the chip temperature of 32 rises above the set value, the oscillation of the switching element 1 stops.
[0017]
FIG. 12 is a circuit diagram showing an example of a conventional switching power supply device configured using the switching power supply control semiconductor device shown in FIG. The switching power supply is an insulation type switching power supply in which an input side and an output side are electrically insulated.
[0018]
As shown in FIG. 12, in the switching power supply device, for example, a commercial AC power supply is input to a main input terminal, rectified by a rectifier 21 composed of a diode bridge or the like, smoothed by an input capacitor 22, and converted to a first DC voltage. An input voltage VIN is applied to a first primary winding 23a of a power conversion transformer (transformer) 23.
[0019]
The first primary winding 23a is connected to the input terminal of the switching element 1 provided in the semiconductor device 32, and the switching power supply performs the switching operation of the switching element 1 so that the secondary of the transformer 23 An electromotive force is generated in the winding 23c by magnetic induction. Then, the electromotive force generated in the secondary winding 23c is rectified and smoothed by the output voltage generation circuit including the first diode 24 and the output capacitor 25, and is converted into DC power of the output voltage Vo as the second DC voltage. It supplies to the load 26 connected to the main output terminal.
[0020]
The transformer 23 is provided with a second primary winding (hereinafter, referred to as an auxiliary winding) 23b, and like the secondary winding 23c, an electromotive force due to magnetic induction is generated by the switching operation of the switching element 1. I do.
[0021]
The electromotive force generated in the auxiliary winding 23b is rectified and smoothed by the auxiliary power supply voltage generation circuit including the second diode 27 and the auxiliary power supply capacitor 28, and is output as the auxiliary power supply voltage VCC. The auxiliary power supply voltage VCC is input to a control terminal (CONTROL terminal) of the semiconductor device 32 and is used as the power supply voltage VCC of the semiconductor device 32. Since the auxiliary power supply voltage VCC and the output voltage Vo are proportional to the turns ratio of the auxiliary winding 23b and the secondary winding 23c, the auxiliary power supply voltage VCC is also used as a feedback signal for stabilizing the output voltage Vo. .
[0022]
The operation of the conventional switching power supply device thus configured will be described below. When AC power is input to the main input terminal, the AC power is rectified by the rectifier 21 and the input capacitor 22, smoothed to an input voltage VIN, and applied to the first primary winding 23 a of the transformer 23.
[0023]
When the auxiliary power supply voltage VCC applied to the CONTROL terminal (control terminal) is lower than the start-up voltage of the semiconductor device 32 set in the start / stop circuit 8 in the semiconductor device 32, the input voltage VIN becomes the DRAIN terminal ( Through a high-voltage terminal), it is input to the internal circuit current supply circuit 7 started by the start / stop circuit 8. That is, the start / stop circuit 8 connects the internal circuit current supply circuit 7 to the CONTROL terminal, and the input voltage VIN is input to the internal circuit current supply circuit 7 via the DRAIN terminal (high voltage terminal). . The internal circuit current supply circuit 7 receives the input voltage VIN and outputs a current, and charges the auxiliary power supply capacitor 28 constituting the auxiliary power supply voltage generation circuit via the CONTROL terminal.
[0024]
Thereafter, when the auxiliary power supply voltage VCC reaches the start-up voltage of the semiconductor device 32, a high-level signal is input from the start-up / stop circuit 8 to the NAND circuit 11 as the start-up signal Von_off. The supply circuit 7 is stopped. That is, the connection state between the internal circuit current supply circuit 7 and the CONTROL terminal is released, the internal circuit of the semiconductor device 32 is activated, and the switching operation by the switching element 1 is started. With such an operation, the power consumption of the semiconductor device 32 during the normal operation can be kept low.
[0025]
As described above, the switching power supply control semiconductor device 32 controls the switching operation of the switching element 1 based on the auxiliary power supply voltage VCC so that the output voltage Vo to the load 26 is stabilized at the predetermined voltage.
[0026]
Next, intermittent oscillation of the switching power supply device at light load will be described with reference to a timing chart shown in FIG.
As shown in FIG. 13, at the time of a change from a steady load state to a light load state such as a standby state where the current supply to the load 26 becomes small, the power supplied from the secondary winding 23c becomes excessive, and the output voltage Vo (A) rises slightly.
[0027]
Therefore, auxiliary power supply voltage VCC (c) also increases, and the voltage value of error voltage signal VEAO (d) output from error amplifier 2 decreases.
When the voltage value of the error voltage signal VEAO (d) decreases, the voltage value of the element current detection signal VCL and the voltage value of the error voltage signal VEAO (d) become equal at an earlier timing than at the time of the steady load. As a result, the switching element 1 is turned off. As a result, since the ON period of the switching element 1 is shortened, the peak value IDP of the drain current ID (f) decreases and the element current detection signal VCL decreases when the load changes from the steady load state to the light load state.
[0028]
As described above, this switching power supply device is of a current mode control type in which the current (drain current ID) flowing through the switching element 1 is controlled according to the supply current Io supplied to the load 26.
[0029]
The light load detection circuit 20 compares the voltage value of the error voltage signal VEAO (d) with the light load detection reference voltage VR (e) generated by the light load detection reference voltage source 14 by the light load detection comparator 13. The light load detection reference voltage VR (e) is initially the light load detection lower limit voltage VR1. In a standby state where the current supply to the load 26 is further reduced, the output voltage Vo (a) further increases, the auxiliary power supply voltage VCC (c) increases, and the error voltage signal VEAO (d) decreases.
[0030]
When the voltage value of the error voltage signal VEAO (d) becomes smaller than the light load detection lower limit voltage VR1 (e) and the light load detection state is established, the output signal VO1 of the light load detection comparator 13 becomes a low level signal. It becomes. As a result, the output of the AND circuit 15 becomes a low level signal, and the switching operation of the switching element 1 is stopped (light load stop period). At this time, simultaneously, the output signal VO1 (low-level signal) of the light load detection comparator 13 is received, and the light load detection reference voltage VR (e) of the light load detection reference voltage source 14 is changed to the light load detection lower limit voltage. VR1 is changed to light load detection upper limit voltage VR2.
[0031]
When the switching operation of the switching element 1 is stopped, the switching element 1 is turned off, so that the drain current ID (f) does not flow, and the power supply via the transformer 23 stops. However, since the supply of power from the output capacitor 25 to the load 26 does not stop, the output voltage Vo (a) gradually decreases.
[0032]
Therefore, although the voltage value of the error voltage signal VEAO (d) gradually increases, since the light load detection reference voltage VR (e) is the light load detection upper limit voltage VR2 higher than the light load detection lower limit voltage VR1, FIG. As shown in (1), the switching operation by the switching element 1 is not immediately restarted. When the output voltage Vo (a) further decreases and the voltage value of the error voltage signal VEAO (d) exceeds the light load detection upper limit voltage VR2 (e), the output signal VO1 of the light load detection comparator 13 is output. Becomes a high level signal, and the switching operation by the switching element 1 is restarted. At this time, simultaneously, the output signal VO1 (high-level signal) of the light load detection comparator 13 is received, and the light load detection reference voltage VR (e) of the light load detection reference voltage source 14 is changed to the light load detection upper limit voltage. VR2 is changed to light load detection lower limit voltage VR1.
[0033]
The voltage value of the error voltage signal VEAO (d) when the switching operation by the switching element 1 is restarted is about the light load detection upper limit voltage VR2. Therefore, the peak value of the drain current ID (f) is larger than the peak value at the time of light load detection, the power supply via the transformer 23 becomes excessive, and the output voltage Vo (a) increases again. The error voltage signal VEAO (d) decreases. When the light load is detected again, that is, when the voltage value of the error voltage signal VEAO (d) becomes smaller than the light load detection lower limit voltage VR1, the switching operation by the switching element 1 is stopped again.
[0034]
As described above, when the load is light, the switching operation of the switching element 1 is in an intermittent oscillation state in which the switching operation is repeatedly stopped and restarted (for example, see Patent Document 1).
However, in the conventional switching power supply device, since the overcurrent protection level ILIMIT is fixed in an internal circuit, the overcurrent protection level ILIMIT cannot be changed depending on the specification of the power supply connected to the main input terminal. At the time of the input voltage, the maximum power becomes larger than at the time of the low input voltage, and at the time of the high input voltage, there is a problem that the stress on each component of the switching power supply increases as compared with the time of the low input voltage.
[0035]
That is, the maximum input power on the primary side of the transformer is determined by the product of the maximum value of the peak value IDP of the current flowing through the switching element and the input voltage VIN, that is, the product of the overcurrent protection level ILIMIT and the input voltage VIN. When the protection level ILIMIT is fixed, the maximum input power at the time of the high input voltage is larger than that at the time of the low input voltage, and the maximum output power of the secondary side is larger at the time of the high voltage input. As described above, in the conventional switching power supply, the maximum power is larger at the time of the high input voltage than at the time of the low input voltage, and therefore, the stress on each component of the switching power supply at the time of the high input voltage is lower than that at the time of the low input voltage. However, there is a problem that the number increases. In addition, since the stress on each component changes depending on the specification of the power supply as described above, it is necessary to select parts in anticipation of the specification of the power supply, resulting in an increase in cost.
[0036]
On the other hand, as described above, the actual value of the peak value IDP becomes larger than an ideal value due to the overcurrent protection delay time. It is larger than at low input voltage. This is the same also at the time of light load, that is, at the time of intermittent oscillation. Therefore, there has been a problem that the power consumption at the time of high input voltage is larger at the time of light load than at the time of low input voltage. Further, when the peak value IDP becomes large during the intermittent oscillation, there is also a problem that the sound of the transformer is easily generated.
[0037]
[Patent Document 1]
JP 2001-224169 A
[0038]
[Problems to be solved by the invention]
The present invention generates an overcurrent protection reference voltage for fixing the maximum voltage value of the error voltage signal VEAO in order to solve the conventional problem that the maximum power becomes larger at a high input voltage than at a low input voltage. An overcurrent protection reference voltage source, an external connection terminal connected to an external resistor, and a variable signal generation circuit that receives a signal from the external connection terminal and generates a first variable signal that varies the overcurrent protection reference voltage. And an input voltage detecting section for connecting the external connection terminal to a ground potential via a first external resistance, and outputting a voltage proportional to the input voltage VIN via the second external resistance. A switching power supply device capable of adjusting the overcurrent protection reference voltage by the first external resistor, and performing correction to reduce the overcurrent protection reference voltage at a high input voltage; and And to provide a switching power supply control semiconductor device to be incorporated in the switching power supply.
[0039]
In this way, the overcurrent protection level at a high input voltage can be reduced, so that the maximum power at a high input voltage can be made approximately equal to the maximum power at a low input voltage. Sometimes, the conventional problem that stress on each component of the switching power supply device is increased as compared with the case of a low input voltage can be avoided. Further, it is not necessary to select parts in anticipation of the specifications of the power supply, so that cost performance can be improved.
[0040]
Further, the present invention provides a conventional method in which the peak value of the current flowing through the switching element at the time of high input voltage, light load, that is, at the time of intermittent oscillation becomes larger than at the time of low input voltage, and the power consumption at the time of light load increases. In order to solve the problem, the variable signal generation circuit generates a first variable signal for changing the overcurrent protection reference voltage in response to a signal from the external connection terminal, and simultaneously sets the light load detection reference voltage VR. By generating the second variable signal to be varied, the light load detection reference voltage VR can be adjusted by the first external resistor, and correction for reducing the light load detection reference voltage VR at a high input voltage is applied. It is an object to provide a switching power supply device and a semiconductor device for switching power supply control incorporated in the switching power supply device.
[0041]
That is, the peak value of the current flowing through the switching element at light load is defined by the light load detection reference voltage VR. In this case, the light load detection reference voltage VR can be reduced at high input voltage. Further, it is possible to avoid the conventional problem that the power consumption at a light load increases at a high input voltage as compared with a low input voltage. Also, it is possible to avoid the sound of the transformer during intermittent oscillation.
[0042]
Further, the present invention provides an external switch for causing a current of a predetermined value or more to flow from the external connection terminal, and when a current of a predetermined value or more flows from the external connection terminal, stops a switching operation by a switching element. It is another object of the present invention to provide a switching power supply device capable of remotely switching off a switching operation, and a switching power supply control semiconductor device incorporated in the switching power supply device.
[0043]
[Means for Solving the Problems]
A switching power supply according to claim 1 of the present invention, wherein a transformer, a switching element having an input terminal connected to a first primary winding of the transformer, and receiving a first DC voltage via the transformer. An output voltage generation circuit connected to a secondary winding of the transformer, rectifying and smoothing a voltage generated in the secondary winding to generate a second DC voltage, and an operation of the switching element And an auxiliary power supply voltage generation circuit connected to a second primary winding of the transformer and generating a voltage proportional to the second DC voltage as a power supply voltage of the control circuit. A switching power supply device that converts the first DC voltage to the second DC voltage by a switching operation of the switching element, wherein the control circuit performs switching applied to the switching element. An oscillator that generates a signal, an element current detection circuit that detects a current flowing through the switching element and outputs the current as an element current detection signal, and an error that generates an error voltage signal including a difference between a power supply voltage and a reference voltage of the control circuit. An amplifier, a comparator that compares the element current detection signal and the error voltage signal and outputs a comparison signal according to the comparison result, and generates an overcurrent protection reference voltage that fixes a maximum voltage value of the error voltage signal. An overcurrent protection reference voltage source, a switching signal control circuit that controls the switching signal based on the comparison signal, and a first variable signal that receives the signal from an external connection terminal and changes the overcurrent protection reference voltage A variable signal generation circuit that generates a voltage, and an input voltage detection unit that outputs a voltage proportional to the first DC voltage is connected to the second primary winding, A first external resistance is connected between the external connection terminal and a ground potential, and a second external resistance is connected between the external connection terminal and the input voltage detection unit; , The overcurrent protection reference voltage can be adjusted, and the overcurrent protection reference voltage is corrected according to the first DC voltage.
[0044]
A switching power supply control semiconductor device according to a second aspect of the present invention is a switching power supply control semiconductor device incorporated in the switching power supply device according to the first aspect, wherein the switching power supply control semiconductor device includes the switching element The control circuit is configured to adjust the overcurrent protection reference voltage by the first external resistor, and the overcurrent protection reference voltage is corrected according to the first DC voltage. I do.
[0045]
The switching power supply according to claim 3 of the present invention is the switching power supply according to claim 1, wherein the control circuit compares the error voltage signal output from the error amplifier with a light load detection reference voltage. A light load detection circuit for intermittently oscillating the switching element according to the comparison result, wherein the variable signal generation circuit receives a signal from the external connection terminal and varies the overcurrent protection reference voltage. A signal is generated, and a second variable signal that varies the light load detection reference voltage is generated. The light load detection reference voltage is adjusted simultaneously with the adjustment of the overcurrent protection reference voltage by the first external resistor. The overcurrent protection reference voltage is corrected according to the first DC voltage, and the light load detection reference voltage is corrected at the same time.
[0046]
A semiconductor device for controlling a switching power supply according to claim 4 of the present invention is a semiconductor device for controlling a switching power supply incorporated in the switching power supply device according to claim 3, wherein the semiconductor device for controlling switching power supply includes the switching element The overcurrent protection reference voltage and the light load detection reference voltage can be simultaneously adjusted by the first external resistor, and the overcurrent protection reference voltage can be adjusted according to the first DC voltage. Is corrected, and at the same time, the light load detection reference voltage is corrected.
[0047]
A switching power supply according to a fifth aspect of the present invention is the switching power supply according to the first or third aspect, wherein the external connection terminal is maintained at a constant potential.
[0048]
A semiconductor device for controlling a switching power supply according to claim 6 of the present invention is the semiconductor device for controlling a switching power supply according to

claim

2 or 4, wherein the external connection terminal is maintained at a constant potential. It is characterized by.
[0049]
A switching power supply according to a seventh aspect of the present invention is the switching power supply according to any one of the first to third aspects, wherein the switching element and the control circuit are integrated, and an input terminal of the switching element is provided. And an output terminal, and four terminals of a control terminal of the control circuit and an external connection terminal.
[0050]
The switching power supply control semiconductor device according to claim 8 of the present invention is the switching power supply control semiconductor device according to any one of

claims

2, 4, and 6, wherein the switching element and the control circuit are integrated. And four terminals, an input terminal and an output terminal of the switching element, and a control terminal and an external connection terminal of the control circuit.
[0051]
The switching power supply according to claim 9 of the present invention is the switching power supply according to any one of

claims

1, 3, 5, and 7, wherein the external switch causes a current of a predetermined value or more to flow from the external connection terminal. The switching operation of the switching element can be stopped by the external switch.
[0052]
A semiconductor device for controlling a switching power supply according to claim 10 of the present invention is the semiconductor device for controlling a switching power supply according to any one of

claims

2, 4, 6, and 8, wherein: When current flows, the switching operation of the switching element is stopped.
[0053]
According to the present invention, the overcurrent protection level can be reduced at the time of a high input voltage. Therefore, the conventional problem that stress on each component of the switching power supply increases at the time of the high input voltage as compared with the time of the low input voltage. Can be avoided. Further, it is not necessary to select parts in anticipation of the specifications of the power supply, so that cost performance can be improved.
[0054]
Further, since the light load detection reference voltage VR can be reduced at the time of high input voltage, the conventional problem that power consumption at the time of light load increases at the time of high input voltage as compared with the time of low input voltage can be avoided. . Also, it is possible to avoid the sound of the transformer during intermittent oscillation.
[0055]
In addition, an external switch that allows a current of a predetermined value or more to flow from the external connection terminal is provided, and when a current of a predetermined value or more flows from the external connection terminal, the switching operation by the switching element is stopped, thereby remotely switching the switching operation. It is possible to do.
[0056]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be specifically described with reference to the drawings. Note that the embodiment described here is merely an example, and is not necessarily limited to the following embodiment.
[0057]
(Embodiment 1)
FIG. 1 is a circuit diagram showing an example of the switching power supply control semiconductor device according to the first embodiment. Members corresponding to the members described with reference to FIG. 11 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted.
[0058]
In the semiconductor device 29, the error amplifier 2 generates and outputs an error voltage signal VEAO comprising a difference between the power supply voltage VCC of the semiconductor device 29 and a preset reference voltage Vb1. The drain current detection circuit (element current detection circuit) 3 detects the drain current ID (current flowing through the switching element) of the power MOSFET, which is the switching element 1, and converts it into a voltage signal, which is output as an element current detection signal VCL. I do.
[0059]
The drain current detection comparator 4 outputs a signal to the reset terminal of the RS flip-flop circuit 10 when the voltage value of the element current detection signal VCL supplied to the minus input terminal becomes equal to the voltage value of the error voltage signal VEAO supplied to the plus input terminal. Then, the switching element 1 is turned off by setting the gate potential of the power MOSFET serving as the switching element 1 to a threshold value or less.
[0060]
Further, the maximum voltage value of the error voltage signal VEAO output from the error amplifier 2 is fixed (clamped) by the overcurrent protection reference voltage generated by the overcurrent protection reference voltage source 100, so that the current flowing through the switching element 1 The maximum value (overcurrent protection level ILIMIT) of the peak value IDP of (drain current ID) is defined. Thus, in the semiconductor device 29, the overcurrent is prevented from flowing to the switching element 1 by the overcurrent protection reference voltage source 100.
[0061]
Further, the semiconductor device 29 has an external connection terminal (CL terminal) connected to an external resistor, and the variable signal generation circuit 101 receives the signal from the CL terminal and changes the overcurrent protection reference voltage. Generate a first variable signal.
[0062]
As described above, the semiconductor device 29 receives the signal from the CL terminal connected to the external resistor, changes the overcurrent protection reference voltage, changes the maximum voltage value of the error voltage signal VEAO, and changes the overcurrent protection level ILIMIT. Is configured to fluctuate.
[0063]
FIG. 2 is an example of a circuit configuration of the overcurrent protection reference voltage source 100 and the variable signal generation circuit 101 of the semiconductor device 29.
As shown in FIG. 2, this circuit has a potential V140 generated in the resistor 140 due to a change in the current ICL flowing to the CL terminal, that is, a potential for fixing the upper limit of the error voltage signal VEAO (overcurrent protection reference voltage). The base potential of the PNP-type bipolar transistor 141 is changed. In other words, in this circuit, as the outflow current ICL increases, the current flowing through the P-type MOSFET 151 and the N-type MOSFET 162 increases, and the current flowing through the N-type MOSFET 167 (first variable signal) increases, and the potential generated in the resistor 140 increases. V140, that is, the base potential of the PNP-type bipolar transistor 141 decreases. As a result, the maximum voltage value of the error voltage signal VEAO decreases, and the overcurrent protection level ILIMT decreases.
[0064]
The constant

current sources

105 and 106 are provided to limit the maximum value of the outflow current ICL. The P-

type MOSFETs

150 and 151 form a current mirror circuit, and the current value of the outflow current ICL is constant current source. It shall be used within a range of a constant current value I105 or less that can be supplied by the power supply 105. Within this current range, when the current of the N-type MOSFET 161 increases, the current of the P-type MOSFET 151 increases in accordance with the increase.
[0065]
Further, as shown in FIG. 2, the operating potential of the CL terminal is set to a constant potential by mirror-connecting the potential Vbg of the constant voltage source 159 and the N-

type MOSFETs

160 and 161. By setting the CL terminal to a constant potential in this manner, the current IEX can be easily set arbitrarily by the resistance value R33 of the first external resistor 33 externally connected to the CL terminal. The protection level ILIMIT can be adjusted stably.
[0066]
Further, even when the outflow current ICL becomes too large, the lower limit value of the potential V140 is fixed by the following formula by the constant current sources 108 and 109 (constant current values I108 and I109).
[0067]
Lower limit value of potential V140 = R140 × (I109−m6 × I108)
Note that R140 is the resistance value of the resistor 140, and m6 is the mirror ratio of the N-

type MOSFETs

166 and 167.
[0068]
Even when the outflow current ICL becomes too small, the upper limit of the potential V140 is fixed by the constant current source 109 according to the following equation.
Upper limit value of potential V140 = R140 × I109
However, m5 × I107> I108. Here, I107 is a constant current value of the constant current source 107, and m5 is a mirror ratio of the N-

type MOSFETs

164 and 165.
[0069]
Since the upper limit value and the lower limit value of the potential V140 generated in the resistor 140 are fixed as described above, the overcurrent protection level ILIMIT can be adjusted without extremely minding the resistance value R33 of the first external resistor 33. Can be.
[0070]
FIG. 3 shows the relationship between the outflow current ICL and the overcurrent protection level ILIMIT at this time.
FIG. 4 is a circuit diagram showing an example of a switching power supply device configured using the semiconductor device 29. Members corresponding to the members described with reference to FIG. 12 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted.
[0071]
As shown in FIG. 4, the first external resistor 33 is connected between the CL terminal and the ground potential, and the outflow current ICL increases by the current IEX flowing through the first external resistor 33. In the power supply device, the overcurrent protection level ILIMIT is defined by the current IEX flowing through the first external resistor 33. That is, the switching power supply device is configured such that the overcurrent protection level ILIMIT can be adjusted by adjusting the resistance value R33 of the first external resistor 33.
[0072]
Further, in the switching power supply device, a signal having a voltage value proportional to the input voltage (first DC voltage) VIN is given to the CL terminal via the second external resistor 34 by the input voltage detection unit 200, and the input voltage The overcurrent protection level ILIMIT is configured to be corrected according to VIN.
[0073]
That is, in order to generate a detection voltage VF proportional to the input voltage VIN, the third diode 35 and the input voltage detection capacitor 36 are connected between the second primary winding 23b of the transformer (transformer) 23, and The voltage detection unit 200 is configured.
[0074]
Assuming that the number of turns of the

primary windings

23a and 23b of the transformer 23 is NA and NB, the detection voltage VF is
VF = −VIN × (NA / NB)
It becomes.
[0075]
Therefore, the current IAJ flows out of the CL terminal via the second external resistor 34, so that the outflow current ICL becomes
ICL = IEX + IAJ
It becomes.
[0076]
On the other hand, the current IAJ flowing through the second external resistor 34 is given by:
[0077]
(Equation 1)

It becomes. Therefore, the outflow current ICL is
[0078]
(Equation 2)

And the outflow current ICL increases as the input voltage VIN increases.
[0079]
As described above, when the operating potential of the CL terminal is set to the constant potential Vbg, the current IEX flowing through the first external resistor 33 is
IEX = Vbg / R33
Therefore, the outflow current ICL is
[0080]
[Equation 3]

It becomes. As described above, the switching power supply device is corrected such that the higher the input voltage VIN, the smaller the overcurrent protection level ILIMIT becomes, and the resistance value R33 of the first external resistor 33 is adjusted. It is configured so that ILIMIT can be adjusted.
[0081]
In general, the maximum output power Po on the secondary side of a switching power supply is given by an efficiency η.
Po = (VIN × ILIMIT) × η
As described above, when the overcurrent protection level ILIMIT is constant in the internal circuit, there is a problem that the maximum output power Po becomes larger at a high input voltage than at a low input voltage.
[0082]
To cope with this problem, in the switching power supply device, the resistance value R34 of the second external resistor 34 is adjusted so that the overcurrent protection level ILIMIT at a high input voltage becomes lower than the overcurrent protection level ILIMIT at a low input voltage. With this setting, the maximum output power Po at the time of a high input voltage can be made to be substantially the same as the maximum output power Po at the time of a low input voltage.
[0083]
Further, when the input voltage detection unit 200 is configured like the switching power supply device, the power loss is reduced as compared with the case where the input voltage VIN that is a high voltage is directly detected, and the power loss at the time of light load is reduced. Then, the overcurrent protection level ILIMIT can be corrected.
[0084]
Further, as described above, the actual value of the peak value IDP of the current flowing through the switching element becomes larger than the overcurrent protection level (ILIMIT) due to the presence of the overcurrent protection delay time (see FIG. 14). When the input voltage is high, the slope of the current waveform of the drain current ID becomes steep, so that the peak value IDP becomes larger than when the input voltage is low, and there is a problem that power consumption is further increased.
[0085]
In order to solve this problem, the switching power supply device can correct the overcurrent protection level ILIMIT so that the higher the input voltage VIN, the lower the overcurrent protection level ILIMIT. Therefore, it is possible to avoid an increase in power consumption at a high input voltage. it can.
[0086]
As described above, in the switching power supply device, the external adjustment of the overcurrent protection level ILIMIT by the first external resistor 33 and the correction of the overcurrent protection level ILIMIT by the second external resistor 34 and the input voltage detection unit 200 are simultaneously performed. It is possible to do. That is, since the overcurrent protection level ILIMIT can be reduced at the time of a high input voltage, the conventional problem that stress on each component of the switching power supply increases at the time of the high input voltage as compared with the time of the low input voltage is avoided. be able to. Further, it is not necessary to select parts in anticipation of the specifications of the power supply, so that cost performance can be improved.
[0087]
(Embodiment 2)
FIG. 5 is a circuit diagram showing an example of the semiconductor device for controlling a switching power supply according to the second embodiment. Members corresponding to those described with reference to FIGS. 1 and 11 are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted.
[0088]
In the semiconductor device 30, when the light load detection circuit 20 detects a light load, that is, when the voltage value of the error amplified signal VEAO becomes smaller than the light load detection reference voltage VR, the switching operation by the switching element 1 is stopped. When the switching operation stops and the voltage value of the error amplification signal VEAO rises and becomes higher than the light load detection reference voltage VR, the switching operation is restarted, and the voltage value of the error amplification signal VEAO decreases due to the restart of this switching operation. Then, when the voltage becomes lower than the light load detection reference voltage VR, the switching operation is stopped again. As described above, the light load detection circuit 20 sets the switching element to the intermittent oscillation state at the time of light load.
[0089]
The light load detection reference voltage source 14 outputs the light load detection lower limit voltage VR1 when the output signal VO1 of the light load detection comparator 13 is at a high level, and is higher than the light load detection lower limit voltage VR1 when the output signal VO1 is at a low level. By outputting the light load detection upper limit voltage VR2, the switching operation by the switching element 1 is not immediately restarted during intermittent oscillation.
[0090]
Further, the semiconductor device 30 receives the signal from the CL terminal connected to the external resistor, and the variable signal generation circuit 102 inputs the first variable signal to the overcurrent protection reference voltage source 100, A second variable signal is input to the voltage source 14, and the light load detection reference voltage VR (VR1, VR2) is changed according to the second variable signal.
[0091]
That is, in the semiconductor device 30, the overcurrent protection level ILIMIT fluctuates according to the current ICL flowing out of the CL terminal connected to the external resistor, and at the same time, the light load detection reference voltage VR fluctuates.
[0092]
FIG. 6 shows an example of a circuit configuration of the overcurrent protection reference voltage source 100, the variable signal generation circuit 102, and the light load detection reference voltage source 14 of the semiconductor device 30. Members corresponding to those described with reference to FIG. 2 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted.
[0093]
As shown in FIG. 6, in this circuit, when the current ICL flowing out of the CL terminal changes, the base potential of the PNP-type bipolar transistor 141, which is the overcurrent protection reference voltage, changes, and at the same time, the potential generated in the resistor 143. V143 changes, and the light load detection reference voltage VR changes. That is, in this circuit, as the outflow current ICL increases, the current flowing through the P-type MOSFET 151 and the N-type MOSFET 162 increases, the current flowing through the N-type MOSFET 167 (first variable signal) increases, and the overcurrent protection level ILIMT increases. At the same time, the current (second variable signal) flowing through the N-

type MOSFETs

177 and 178 increases, and the potential V143 generated in the resistor 143, that is, the light load detection reference voltage VR becomes small. Then, the maximum value (maximum peak value) of the peak value IDP of the current (drain current ID) flowing through the switching element 1 decreases.
[0094]
The current I143 flowing through the resistor 143 is set such that the currents flowing through the N-

type MOSFETs

166, 177 and 178 are I166, I177 and I178, the mirror ratio of the N-

type MOSFETs

166 and 177 is m7, and the mirror ratio of the N-

type MOSFETs

166 and 178 is m8. Assuming that the constant current values of the current sources 110 and 111 are I110 and I111, when the P-type MOSFET 168 which is a switching element is ON,
[0095]
(Equation 4)

And when the P-type MOSFET 168 is OFF,
[0096]
(Equation 5)

It becomes. That is, when the switching element is in the oscillation state, the output signal VO1 of the light load detection comparator 13 is at a high level, so that the P-type MOSFET 168 is turned off, and the potential of the resistor 143, that is, the light load detection lower limit voltage VR1 is Assuming that the resistance value of the resistor 143 is R143,
[0097]
(Equation 6)

It becomes. Similarly, when the switching element is in the stop state, the output signal VO1 of the light load detection comparator 13 becomes low level, the P-type MOSFET 168 turns on, and the light load detection upper limit voltage VR2 becomes
[0098]
(Equation 7)

It becomes. Accordingly, when the outflow current ICL increases, the current flowing through the P-type MOSFET 151 and the N-type MOSFET 162 increases, and the current flowing through the N-type MOSFET 166 increases. Therefore, both VR1 and VR2 decrease, and the light load (intermittent oscillation) occurs. The maximum peak value at becomes smaller.
[0099]
As described above, in the semiconductor device 30, the overcurrent protection level ILIMT decreases, and at the same time, the maximum peak value under light load also decreases, and the ratio between the overcurrent protection level ILIMT and the maximum peak value under light load (during intermittent oscillation). Is constant, so that the power supply can be easily designed.
[0100]
FIG. 7 is a circuit diagram showing an example of a switching power supply device configured using the semiconductor device 30. Members corresponding to those described with reference to FIGS. 4 and 12 are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted.
[0101]
In the switching power supply device, the overload protection level ILIMIT is externally adjusted by the first external resistor 33, the light load detection reference voltage VR is adjusted, and the overcurrent protection level is adjusted by the second external resistor 34 and the input voltage detection unit 200. At the same time that the level ILIMIT is corrected, the light load detection reference voltage VR is corrected.
[0102]
As described above, according to the second embodiment, the light load detection reference voltage VR can be reduced at the time of a high input voltage, so that the power consumption at the time of a light load at the time of a high input voltage is larger than that at the time of a low input voltage. Can be avoided. Further, the noise of the transformer can be reduced, and the effect is remarkable at the time of the intermittent operation.
[0103]
(Embodiment 3)
FIG. 8 is a circuit diagram showing an example of the semiconductor device for controlling a switching power supply according to the third embodiment. Members corresponding to those described with reference to FIGS. 1 and 11 are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted.
[0104]
In the semiconductor device 31, when a current ICL equal to or more than a predetermined value flows from the CL terminal, the variable signal generation circuit 103 outputs a low-level signal as the remote ON / OFF signal Vrem to the AND circuit 15, and the switching operation by the switching element is performed. This embodiment differs from the first embodiment in that it is forcibly stopped.
[0105]
FIG. 9 is an example of a circuit configuration of the overcurrent protection reference voltage source 100 and the variable signal generation circuit 103 of the semiconductor device 31. Members corresponding to the members described with reference to FIG. 2 are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted.
[0106]
The circuit shown in FIG. 9 is configured such that, when a current ICL equal to or more than a predetermined value flows from the CL terminal, a low-level signal is output as the remote ON / OFF signal Vrem from the inverter 301 in the remote ON / OFF circuit 300. This is different from the circuit shown in FIG.
[0107]
The condition that the low-level signal is output from the inverter 301 is that the mirror ratio of the P-

type MOSFETs

150 and 151 is m2, the mirror ratio of the N-

type MOSFETs

162 and 169 is m3, and the constant current value of the constant current source 112 is I112. ,
m2 × m3 × ICL> I112
It is. That is, when the outflow current ICL becomes equal to or more than I112 / (m2 × m3), a low-level signal is output as the remote ON / OFF signal Vrem.
[0108]
FIG. 10 is a circuit diagram showing an example of a switching power supply device configured using the semiconductor device 31. Members corresponding to those described with reference to FIGS. 4 and 12 are denoted by the same reference numerals, and description thereof is omitted.
[0109]
In the switching power supply device, an external switch 303 is connected between a CL terminal and a SOURCE terminal (ground potential), and the external switch 303 is turned on by an external signal, whereby the switching element 1 is remotely turned off (oscillation is stopped). By turning off the external switch 303 by an external signal, the switching element 1 can be remotely turned on (oscillation starts).
[0110]
The external switch 303 may be composed of, for example, a bipolar transistor, a MOSFET, a photocoupler, or the like. Further, if the external switch 303 is turned ON by detecting the rise of the output voltage Vo on the secondary side, it can be used for overvoltage protection on the secondary side.
[0111]
Note that, similarly to the second embodiment, the second variable signal may be output from the variable signal generation circuit to the light load detection reference voltage source.
[0112]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, the overcurrent protection level can be reduced when the input voltage is high, so that the stress on each component of the switching power supply device increases when the input voltage is high compared to when the input voltage is low. Can be avoided. Further, it is not necessary to select parts in anticipation of the specifications of the power supply, so that cost performance can be improved.
[0113]
Further, since the light load detection reference voltage VR can be reduced at the time of high input voltage, the conventional problem that power consumption at the time of light load increases at the time of high input voltage as compared with the time of low input voltage can be avoided. . Further, the noise of the transformer can be reduced, and the effect is remarkable at the time of the intermittent operation.
[0114]
In addition, an external switch that allows a current of a predetermined value or more to flow from the external connection terminal is provided, and when a current of a predetermined value or more flows from the external connection terminal, the switching operation by the switching element is stopped, thereby remotely switching the switching operation. It is possible to do.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram showing an example of a switching power supply control semiconductor device according to a first embodiment of the present invention;
FIG. 2 is a diagram showing an example of a circuit configuration of an overcurrent protection reference voltage source and a variable signal generation circuit of the switching power supply control semiconductor device according to the first embodiment of the present invention;
FIG. 3 is a diagram showing a relationship between an outflow current ICL and an overcurrent protection level ILIMIT according to the first embodiment of the present invention;
FIG. 4 is a circuit diagram showing an example of a switching power supply device configured using the switching power supply control semiconductor device according to the first embodiment of the present invention;
FIG. 5 is a circuit diagram showing an example of a semiconductor device for controlling a switching power supply according to a second embodiment of the present invention;
FIG. 6 is a diagram showing an example of a circuit configuration of an overcurrent protection reference voltage source, a variable signal generation circuit, and a light load detection reference voltage source of a switching power supply control semiconductor device according to a second embodiment of the present invention;
FIG. 7 is a circuit diagram illustrating an example of a switching power supply device configured using the switching power supply control semiconductor device according to the second embodiment of the present invention;
FIG. 8 is a circuit diagram showing an example of a semiconductor device for controlling a switching power supply according to a third embodiment of the present invention;
FIG. 9 is a diagram showing an example of a circuit configuration of an overcurrent protection reference voltage source and a variable signal generation circuit of a switching power supply control semiconductor device according to a third embodiment of the present invention;
FIG. 10 is a circuit diagram showing an example of a switching power supply device configured using a switching power supply control semiconductor device according to a third embodiment of the present invention;
FIG. 11 is a circuit diagram showing an example of a conventional semiconductor device for controlling a switching power supply.
FIG. 12 is a circuit diagram showing an example of a conventional switching power supply device.
FIG. 13 is a timing chart illustrating the operation of a conventional switching power supply device.
FIG. 14 is a diagram for explaining a characteristic difference between a peak value IDP of a current flowing through a switching element and an input voltage VIN;
[Explanation of symbols]
1 switching element
2 Error amplifier
3 Drain current detection circuit (element current detection circuit)
4 Drain current detection comparator
5 Overcurrent protection circuit
6 oscillator
7 Internal circuit current supply circuit
8 Start / stop circuit
9 Overheat protection circuit
10 RS flip-flop circuit
11 NAND circuit
12 Gate driver
13 Light load detection comparator
14 Light load detection reference voltage source
15 AND circuit
20 Light load detection circuit
21 Rectifier
22 Input capacitor
23a first primary winding of transformer
23b Second primary winding of transformer
23c Secondary winding of transformer
24 First diode
25 Output capacitor
26 load
27 Second diode
28 Auxiliary power capacitor
29-32 Switching Power Supply Control Semiconductor Device
33 1st external resistance
34 Second external resistance
35 Third diode
36 Input voltage detection capacitor
100 Overcurrent protection reference voltage source
101-103 Variable signal generation circuit
104-112 constant current source
140 resistance
141 PNP type bipolar transistor
142 diode
143 resistance
150, 151 P-type MOSFET
159 constant voltage source
160-167, 169 N-type MOSFET
168 P-type MOSFET (switch element)
177, 178 N-type MOSFET
200 Input voltage detector
300 Remote ON / OFF circuit
301, 302 Inverter
303 External switch

Claims

変圧器と、入力端子が前記変圧器の第１の一次巻線と接続され、前記変圧器を介して第１の直流電圧を受けるスイッチング素子と、前記変圧器の二次巻線と接続され、前記二次巻線に発生する電圧を整流し且つ平滑化することにより第２の直流電圧を生成する出力電圧生成回路と、前記スイッチング素子の動作を制御する制御回路と、前記変圧器の第２の一次巻線と接続され、前記制御回路の電源電圧として前記第２の直流電圧と比例する電圧を生成する補助電源電圧生成回路と、を備え、前記スイッチング素子のスイッチング動作により前記第１の直流電圧を前記第２の直流電圧へ変換するスイッチング電源装置であって、
前記制御回路は、
前記スイッチング素子に印加するスイッチング信号を生成する発振器と、
前記スイッチング素子に流れる電流を検出し素子電流検出信号として出力する素子電流検出回路と、
前記制御回路の電源電圧と基準電圧との差からなる誤差電圧信号を生成する誤差増幅器と、
前記素子電流検出信号と前記誤差電圧信号とを比較しその比較結果に応じた比較信号を出力する比較器と、
前記誤差電圧信号の最大電圧値を固定する過電流保護基準電圧を生成する過電流保護基準電圧源と、
前記比較信号に基づいて前記スイッチング信号を制御するスイッチング信号制御回路と、
外部接続端子からの信号を受けて前記過電流保護基準電圧を変動させる第１の可変信号を生成する可変信号生成回路とを備え、
前記第２の一次巻線には前記第１の直流電圧に比例する電圧を出力する入力電圧検出部が接続され、
前記外部接続端子と接地電位との間に第１の外部抵抗が接続され、且つ前記外部接続端子と前記入力電圧検出部との間に第２の外部抵抗が接続され、前記第１の外部抵抗による前記過電流保護基準電圧の調整が可能であるとともに、前記第１の直流電圧に応じて前記過電流保護基準電圧が補正されることを特徴とするスイッチング電源装置。A transformer, an input terminal connected to a first primary winding of the transformer, a switching element receiving a first DC voltage via the transformer, and a secondary winding of the transformer, An output voltage generation circuit that generates a second DC voltage by rectifying and smoothing a voltage generated in the secondary winding, a control circuit that controls the operation of the switching element, and a second circuit of the transformer. And an auxiliary power supply voltage generation circuit connected to the primary winding of the control circuit and generating a voltage proportional to the second DC voltage as a power supply voltage of the control circuit. A switching power supply for converting a voltage to the second DC voltage,
The control circuit includes:
An oscillator that generates a switching signal to be applied to the switching element;
An element current detection circuit that detects a current flowing through the switching element and outputs the current as an element current detection signal;
An error amplifier that generates an error voltage signal including a difference between a power supply voltage of the control circuit and a reference voltage;
A comparator that compares the element current detection signal with the error voltage signal and outputs a comparison signal according to the comparison result;
An overcurrent protection reference voltage source that generates an overcurrent protection reference voltage that fixes a maximum voltage value of the error voltage signal;
A switching signal control circuit that controls the switching signal based on the comparison signal,
A variable signal generation circuit that receives a signal from an external connection terminal and generates a first variable signal that varies the overcurrent protection reference voltage,
An input voltage detector that outputs a voltage proportional to the first DC voltage is connected to the second primary winding,
A first external resistance is connected between the external connection terminal and a ground potential, and a second external resistance is connected between the external connection terminal and the input voltage detection unit; Wherein the overcurrent protection reference voltage can be adjusted by the first DC voltage and the overcurrent protection reference voltage is corrected in accordance with the first DC voltage.

請求項１記載のスイッチング電源装置に組み込まれるスイッチング電源制御用半導体装置であって、該スイッチング電源制御用半導体装置は、前記スイッチング素子と前記制御回路からなり、前記第１の外部抵抗による前記過電流保護基準電圧の調整が可能であるとともに、前記第１の直流電圧に応じて前記過電流保護基準電圧が補正されることを特徴とするスイッチング電源制御用半導体装置。2. The switching power supply control semiconductor device incorporated in the switching power supply device according to claim 1, wherein the switching power supply control semiconductor device includes the switching element and the control circuit, and the overcurrent caused by the first external resistance. 3. A semiconductor device for controlling a switching power supply, wherein the protection reference voltage can be adjusted and the overcurrent protection reference voltage is corrected according to the first DC voltage.

請求項１記載のスイッチング電源装置であって、
前記制御回路は、前記誤差増幅器から出力される前記誤差電圧信号と軽負荷検出基準電圧を比較しその比較結果に応じて前記スイッチング素子を間欠発振させる軽負荷検出回路を備え、
前記可変信号生成回路は、前記外部接続端子からの信号を受けて前記過電流保護基準電圧を変動させる第１の可変信号を生成するとともに、前記軽負荷検出基準電圧を変動させる第２の可変信号を生成し、
前記第１の外部抵抗による前記過電流保護基準電圧の調整と同時に前記軽負荷検出基準電圧が調整され、かつ前記第１の直流電圧に応じて前記過電流保護基準電圧が補正されると同時に前記軽負荷検出基準電圧が補正されることを特徴とするスイッチング電源装置。The switching power supply according to claim 1,
The control circuit includes a light load detection circuit that compares the error voltage signal output from the error amplifier with a light load detection reference voltage and intermittently oscillates the switching element according to the comparison result.
The variable signal generating circuit receives a signal from the external connection terminal, generates a first variable signal that varies the overcurrent protection reference voltage, and generates a second variable signal that varies the light load detection reference voltage. Produces
The light load detection reference voltage is adjusted simultaneously with the adjustment of the overcurrent protection reference voltage by the first external resistor, and the overcurrent protection reference voltage is corrected according to the first DC voltage. A switching power supply device wherein a light load detection reference voltage is corrected.

請求項３記載のスイッチング電源装置に組み込まれるスイッチング電源制御用半導体装置であって、該スイッチング電源制御用半導体装置は、前記スイッチング素子と前記制御回路からなり、前記第１の外部抵抗によって前記過電流保護基準電圧と前記軽負荷検出基準電圧の同時調整が可能であり、かつ前記第１の直流電圧に応じて前記過電流保護基準電圧が補正されると同時に前記軽負荷検出基準電圧が補正されることを特徴とするスイッチング電源制御用半導体装置。4. The switching power supply control semiconductor device incorporated in the switching power supply device according to claim 3, wherein the switching power supply control semiconductor device includes the switching element and the control circuit, and the overcurrent is generated by the first external resistance. 5. The protection reference voltage and the light load detection reference voltage can be simultaneously adjusted, and the overcurrent protection reference voltage is corrected according to the first DC voltage, and the light load detection reference voltage is corrected at the same time. A semiconductor device for controlling a switching power supply.

前記外部接続端子を一定電位に保つようにしたことを特徴とする請求項１もしくは３のいずれかに記載のスイッチング電源装置。4. The switching power supply according to claim 1, wherein the external connection terminal is maintained at a constant potential.

前記外部接続端子を一定電位に保つようにしたことを特徴とする請求項２もしくは４のいずれかに記載のスイッチング電源制御用半導体装置。5. The semiconductor device for controlling a switching power supply according to claim 2, wherein the external connection terminal is kept at a constant potential.

前記スイッチング素子と前記制御回路を集積化し、前記スイッチング素子の入力端子と出力端子、および前記制御回路の制御端子と外部接続端子の４端子を設けたことを特徴とする請求項１、３、５のいずれかに記載のスイッチング電源装置。6. The switching element and the control circuit are integrated, and four terminals of an input terminal and an output terminal of the switching element, and a control terminal and an external connection terminal of the control circuit are provided. The switching power supply device according to any one of the above.

前記スイッチング素子と前記制御回路が集積化され、前記スイッチング素子の入力端子と出力端子、および前記制御回路の制御端子と外部接続端子の４端子が設けられたことを特徴とする請求項２、４、６のいずれかに記載のスイッチング電源制御用半導体装置。5. The switching element and the control circuit are integrated, and four terminals are provided: an input terminal and an output terminal of the switching element, and a control terminal and an external connection terminal of the control circuit. 7. The semiconductor device for controlling a switching power supply according to any one of the above items.

前記外部接続端子から所定値以上の電流を流出させる外部スイッチを設け、前記外部スイッチにより前記スイッチング素子のスイッチング動作を停止できるようにしたことを特徴とする請求項１、３、５、７のいずれかに記載のスイッチング電源装置。8. The switching device according to claim 1, further comprising an external switch that causes a current equal to or greater than a predetermined value to flow from the external connection terminal, so that the external switch can stop the switching operation of the switching element. A switching power supply according to any one of the above.

前記外部接続端子から所定値以上の電流が流出すると、前記スイッチング素子のスイッチング動作が停止するようにしたことを特徴とする請求項２、４、６、８のいずれかに記載のスイッチング電源制御用半導体装置。The switching power supply according to any one of claims 2, 4, 6, and 8, wherein the switching operation of the switching element is stopped when a current of a predetermined value or more flows out of the external connection terminal. Semiconductor device.