JP4033806B2

JP4033806B2 - Switching power supply control semiconductor device

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Publication number: JP4033806B2
Application number: JP2003165820A
Authority: JP
Inventors: 吉弘森
Original assignee: Panasonic Corp; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Panasonic Corp; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2003-06-11
Filing date: 2003-06-11
Publication date: 2008-01-16
Anticipated expiration: 2023-06-11
Also published as: JP2005006386A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、スイッチング電源制御用半導体装置に関し、特に、軽負荷時における消費電力の削減を実現することができるスイッチング電源制御用半導体装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来のスイッチング電源制御用半導体装置について図７，図８，図９を用いて説明する。
【０００３】
図７は従来のスイッチング電源制御用半導体装置の構成を示す回路図、図８は従来のスイッチング電源制御用半導体装置を用いたスイッチング電源の構成を示す回路図、図９は従来のスイッチング電源制御用半導体装置を備えたスイッチング電源装置の動作を説明するためのタイミングチャートである。
【０００４】
図７において、半導体装置３３では、パワーＭＯＳＦＥＴなどのスイッチング素子１とスイッチング素子１のスイッチング制御を行うための回路がワンチップに集積化されており、スイッチング素子１の高電圧端子（ＤＲＡＩＮ端子）とＧＮＤ端子（ＳＯＵＲＣＥ端子）および制御信号を入力するための制御端子（ＣＯＮＴＲＯＬ端子）の３端子で構成されている。
【０００５】
２は誤差増幅器で、半導体装置３３の電源電圧ＶＣＣがマイナス入力として与えられ、この誤差増幅器２のプラス入力端子には、予め設定された所定の基準電圧Ｖｂ１が与えられており、誤差増幅器２は、入力される電源電圧ＶＣＣと基準電圧Ｖｂ１とを比較して、電源電圧ＶＣＣが基準電圧Ｖｂ１を下回った場合に、誤差電圧信号ＶＥＡＯが、ドレイン電流検出用比較器４および軽負荷検出用比較器１２のプラス入力となるように出力される。
【０００６】
ドレイン電流検出用比較器４のマイナス入力には、スイッチング素子１のドレインに接続されたドレイン電流検出回路３から出力される検出電圧ＶＣＬが与えられている。ドレイン電流検出回路３は、スイッチング素子１に流れる電流を検出し、検出した電流を電圧信号に変換して、検出電圧ＶＣＬとして出力する。
【０００７】
ドレイン電流検出用比較器４は、スイッチング素子１に流れる電流の検出信号ＶＣＬと誤差電圧信号ＶＥＡＯとを比較して、両者の信号が等しくなったときに、出力信号をＲＳフリップフロップ回路１４のリセット端子へ出力する。
【０００８】
誤差増幅器２から出力される誤差電圧信号ＶＥＡＯは、過電流保護回路５によって、その誤差電圧信号ＶＥＡＯの最大値を固定されるようになっており、この過電流保護回路５によって、スイッチング素子１に過電流が流れることを防止している。
【０００９】
発振器６は、スイッチング素子１のスイッチング周波数を決定するためのクロック信号８と、スイッチング素子１の最大デューティーサイクルを決定するための最大デューティーサイクル信号９とをそれぞれ出力する。
【００１０】
また、誤差増幅器２の出力が与えられる軽負荷検出回路２０が設けられており、この軽負荷検出回路２０には、軽負荷検出用比較器１２が設けられている。軽負荷検出用比較器１２のプラス入力としては、誤差増幅器２から出力される出力電圧ＶＥＡＯが与えられており、マイナス入力としては、基準電圧源１１から出力される基準電圧ＶＲが与えられている。軽負荷検出用比較器１２は、入力される出力電圧ＶＥＡＯと基準電圧ＶＲとを比較して、出力電圧ＶＥＡＯが基準電圧ＶＲを上回った場合に、ＡＮＤ回路１３に所定の信号を出力するようになっている。
【００１１】
また、軽負荷検出用比較器１２の出力は、基準電圧源１１にも与えられており、基準電圧源１１は、軽負荷検出用比較器１２の出力信号を受けて出力電圧ＶＲが変化するようになっている。
【００１２】
スイッチング素子１のドレイン端子には、半導体装置３３の電源電流を供給するための内部回路電流供給回路１６が接続されている。内部回路電流供給回路１６は、半導体装置３３の起動および停止を制御する起動／停止回路１０によって、電源投入時などの電源電圧ＶＣＣが起動電圧よりも低いときにのみ動作するようになっている。起動／停止回路１０の出力は、ＮＡＮＤ回路１８に入力されている。
【００１３】
過熱保護回路１７は、半導体装置３３のチップ温度が設定値以上に上昇した場合に、スイッチング素子１の発振を停止させるための回路であり、過熱保護回路１７の出力は、ＮＡＮＤ回路１８に入力されている。
【００１４】
ＡＮＤ回路１３には、発振器６から出力されるクロック信号８が他の入力として与えられており、ＡＮＤ回路１３の出力が、ＲＳフリップフロップ回路１４のセット端子に与えられている。ＲＳフリップフロップ回路１４の出力は、ＮＡＮＤ回路１８へ出力されている。従って、ＮＡＮＤ回路１８には、ＲＳフリップフロップ回路１４の出力信号と、発振器６から出力されるスイッチング素子１の最大デューティーサイクル信号９と、起動／停止回路１０からの出力信号と、過熱保護回路１７の出力とが、それぞれ入力されている。そして、ＮＡＮＤ回路１８の出力が、スイッチング素子１のスイッチング制御信号として、ドライブ回路１９を介してスイッチング素子１に与えられている。スイッチング素子１は、ドライブ回路１９から出力されるスイッチング制御信号によってスイッチング制御される。
【００１５】
図８において、このスイッチング電源装置では、商用の交流電源が、ダイオードブリッジなどの整流器２２により整流されて入力コンデンサ２３にて平滑化されることにより、直流電圧ＶＩＮとされて、電力変換用トランス２４に与えられている。電力変換用のトランス２４は、一次巻線２４ａ、補助巻線２４ｂおよび、二次巻線２４ｃとを有しており、直流電圧ＶＩＮが一次巻線２４ａに与えられる。
【００１６】
トランス２４の一次巻線２４ａに与えられた直流電力は、半導体装置３３内に設けられたスイッチング素子１によりスイッチングされる。そして、そのスイッチング素子１のスイッチング動作によって、トランス２４の二次巻線２４ｃに電流が取り出される。二次巻線２４ｃに取り出された電流は、二次巻線２４ｃに接続されたダイオード２７およびコンデンサ２８により、整流および平滑化され、出力電圧ＶＯの直流電力として負荷２９へ供給される。
【００１７】
トランス２４の補助巻線２４ｂにも、一次巻線２４ａから出力される直流電力が与えられている。補助巻線２４ｂから出力される直流電流は、補助電源部であるダイオード２５およびコンデンサ２６により整流および平滑化されて補助電源電圧ＶＣＣとして出力される。そして、補助電源部から出力される補助電源電圧ＶＣＣが、半導体装置３３の制御端子（ＣＯＮＴＲＯＬ端子）に入力され、半導体装置３３の電源電圧として用いられている。この補助電源電圧ＶＣＣは、トランス２４の二次巻線２４ｃから負荷２９に供給される出力電圧ＶＯと比例する電圧であり、出力電圧ＶＯを安定化させるための帰還信号としても用いられている。
【００１８】
このように構成されたスイッチング電源装置の動作を以下に説明する。
整流器２２に商用電源からの交流電流が入力されると、入力された交流電流が整流器２２とコンデンサ２３とにより、整流および平滑化されて、直流電圧ＶＩＮに変換される。この直流電圧ＶＩＮがトランス２４の一次巻線２４ａに印加される。また、直流電圧ＶＩＮは、補助電源電圧ＶＣＣが半導体装置３３内の起動停止回路１０で設定された起動電圧に達するまでの間は、半導体装置３３内の起動／停止回路１０によって起動された内部回路電流供給回路１６を介しＤＲＡＩＮ端子より入力される電流で、補助電源電圧ＶＣＣ用のコンデンサ２６を充電する。
【００１９】
その後、補助電源電圧ＶＣＣが半導体装置３３内の起動停止回路１０で設定された起動電圧に達すると内部回路が起動し、スイッチング素子１によるスイッチング動作の制御が開始されると共に、起動／停止回路１０によって、内部回路電流供給回路１６が停止される。このような動作により、通常動作時における半導体装置３３の消費電力が低く抑えられている。
【００２０】
半導体装置３３は、負荷２９に対する出力電圧ＶＯが、所定の電圧にて安定化するように、補助電源電圧ＶＣＣに基づいて、スイッチング素子１によるスイッチング動作を制御している。負荷２９に対する出力電圧ＶＯと、補助電源電圧ＶＣＣとは、トランス２４の補助巻線２４ｂと二次巻線２４ｃの巻数比に比例した電圧になっている。
【００２１】
すなわち、図９のタイミングチャートに示すように、負荷２９への電流供給が小さくなると（図９（ａ））、出力電圧Ｖｏが若干上昇して（図９（ｂ））、補助電源電圧Ｖｃｃが上昇して（図９（ｃ））、誤差増幅器２の出力電圧ＶＥＡＯが低下するが（図９（ｄ））、この誤差増幅器２の出力電圧ＶＥＡＯとスイッチング素子１を流れる電流検出電圧ＶＣＬが等しくなると、ドレイン電流検出用比較器４から、ＲＳフリップフロップ回路１４のリセット端子へリセット信号が出力される。これにより、ＮＡＮＤ回路１８からは、スイッチング素子１をオフにする信号が出力される。その結果、スイッチング素子１は、スイッチング制御において、オン時間が短くなり、スイッチング素子１を流れる電流ＩＤが低下する（図９（ｈ））。
【００２２】
このように、半導体装置３３は、負荷２９に供給される電流に応じて、スイッチング素子１に流れる電流の大きさが制御される電流モード制御方式になっている。
【００２３】
誤差増幅器２の出力電圧ＶＥＡＯと、基準電圧源１１の出力電圧ＶＲとを比較する。基準電圧源１１の出力電圧ＶＲは、当初、軽負荷検出下限電圧ＶＲ１となっている（図９（ｆ））。負荷２９への電流供給がさらに小さくなる待機時の場合等においては（図９（ａ））、出力電圧Ｖｏがさらに上昇して（図９（ｂ））、補助電源電圧ＶＣＣが上昇して（図９（ｃ））、誤差増幅器２の出力電圧ＶＥＡＯが低下する（図９（ｄ））。そして、誤差増幅器２の出力電圧ＶＥＡＯが軽負荷検出下限電圧ＶＲ１よりも小さくなると、軽負荷検出状態となり、軽負荷検出用比較器１２の出力電圧Ｖon_offはローレベルになる（図９（ｅ））。これにより、ＡＮＤ回路１３の出力はローレベルになり、発振器６からのクロック信号８が無効となるため、スイッチング素子１のスイッチング動作が停止する。このとき同時に、軽負荷検出用比較器１２の出力を受けて、基準電圧源１１の出力電圧ＶＲは、軽負荷検出下限電圧ＶＲ１から軽負荷検出上限電圧ＶＲ２へ変更される（図９（ｆ））。
【００２４】
スイッチング素子１によるスイッチング動作が停止して、スイッチング素子１がオフ状態になると、スイッチング素子１には電流が流れない状態になる（図９（ｈ））。これにより、トランス２４の一次巻線２４ａを介した二次巻線２４ｃへの電力供給が行われなくなるため、負荷２９への電力供給はコンデンサ２８からのみとなり、出力電圧Ｖｏは徐々に低下する。これにより、誤差増幅器２の出力電圧ＶＥＡＯが徐々に上昇するが、基準電圧源１１の出力電圧は、軽負荷検出下限電圧ＶＲ１よりも高い軽負荷検出上限電圧ＶＲ２になっているため、図９に示すように、スイッチング素子１によるスイッチング動作が直ちに再開されることはない。そして、さらに出力電圧Ｖｏが低下して、誤差増幅器２の出力電圧ＶＥＡＯが軽負荷検出上限電圧ＶＲ２を越えたときには、比較器１２の出力はハイレベルとなり、発振器６からのクロック信号８が有効となるため、スイッチング素子１のオンオフ動作が再開される。
【００２５】
このとき、同時に、基準電圧源１１の出力電圧ＶＲは、軽負荷検出上限電圧ＶＲ２から軽負荷検出下限電圧ＶＲ１へ変更される。
スイッチング素子１によるスイッチング動作が再開されると、スイッチング素子１に流れる電流は、軽負荷検出時の電流値よりも大きくなっているため、負荷２９への電力供給は過剰となり、再び出力電圧Ｖｏが上昇し、誤差増幅器２の出力電圧ＶＥＡＯが低下する。そして再び軽負荷検出されると、スイッチング素子１のオンオフの繰り返しによるスイッチング動作が停止する。
【００２６】
このように、基準電圧源１１からの出力電圧ＶＲが、軽負荷検出することによって、軽負荷検出下限値ＶＲ１から軽負荷検出上限値ＶＲ２へと変化するため、軽負荷を検出している間は、スイッチング素子１のオンオフ動作を繰り返すスイッチング制御は、停止と再開とが繰り返されるといった間欠発振状態となる。
このような間欠発振状態は、負荷２９への電流供給が小さいときにのみ行われ、また、この時の誤差増幅器２の出力電圧ＶＥＡＯは一定以下の低い電圧値となっているため、ドレイン電流検出回路３、および、ドレイン電流検出用比較器４によって、スイッチング素子１に流れる電流値は、一定以下の低い電流値に制御される。従って、軽負荷時の間欠発振状態になっている期間のスイッチング素子１に流れる電流値が、一定以下の低い電流値に制御されるため、間欠発振の周波数が可聴周波数帯域になっても、トランス音を抑制することができ、間欠発振の周波数を可聴周波数以下に低くすることができる。
出力電圧Ｖｏは、この間欠発振の軽負荷停止期間中に低下するが、この低下の度合いは負荷２９の電流と電源回路での電力ロスに依存する。負荷２９での消費電力に対して電源回路での電力ロスが小さい場合においては、負荷２９の電流が小さくなるほど出力電圧Ｖｏの低下が緩やかになり、間欠発振の停止期間は負荷２９の電流が小さいほど長くなり、軽負荷になるほどスイッチング素子１のスイッチング動作が減少することになる。
【００２７】
しかし、半導体装置３３のトータル回路消費電流ＩＣＣは、負荷２９の電流に依存せず一定のため（図９（ｇ））、無負荷状態に近づくほど、つまり、負荷２９への電流供給が小さくなればなるほど、一次側の半導体装置３３の内部回路電流による電力損失が無視できなくなってくる。
【００２８】
【特許文献１】
特開２００１−２２４１６９号公報
【００２９】
【発明が解決しようとする課題】
従来のスイッチング電源制御用半導体装置の構成では、軽負荷時での軽負荷停止期間においては、スイッチング素子のスイッチング動作を停止させることで、スイッチング動作を間引くことによって軽負荷時の電力ロスを低減していた。
【００３０】
しかしながら、近年、携帯電話の充電器等において、待機電力のより一層の低減が求められており、トータルの電力ロスの低減はスイッチングの停止期間を設けることでの電力削減に止まらず、軽負荷時の電力損失のより一層の低減を求めるという課題があった。
【００３１】
本発明の目的は、これらの課題を達成するものであり、軽負荷時の電力損失を、従来よりさらに低減することができるスイッチング電源制御用半導体装置を提供することにある。
【００３２】
【課題を解決するための手段】
本発明の請求項１に記載のスイッチング電源制御用半導体装置は、入力電力からトランスを介して出力電力を生成するスイッチング電源の出力を、前記トランスの補助巻線を介して生成される直流電力によって制御するスイッチング電源制御用半導体装置であって、前記トランスの一次巻線に接続されたスイッチング素子と、前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御する制御回路と、からなり、前記制御回路は、前記制御回路の電源電圧と予め設定された基準電圧との誤差電圧信号を生成する誤差増幅器と、前記スイッチング素子を流れる電流を検出する電流検出回路と、前記誤差増幅器の出力信号と前記電流検出回路の出力信号とを比較する比較器と、前記比較器の出力に基づいて、前記スイッチング素子をスイッチング動作させるための制御信号を出力する発振器とゲートドライバーとからなる制御信号発生回路と、前記電源電圧が上昇し、前記誤差増幅器からの出力電圧に応じて軽負荷検出用比較器から軽負荷状態を検出したときに、前記誤差増幅器の出力電圧が、第一の基準電圧よりも低くなると、前記スイッチング素子のスイッチング動作を停止させ、前記電源電圧が低下し、前記誤差増幅器の出力電圧が、第二の基準電圧よりも高くなったときには、前記スイッチング素子のスイッチング動作を再開させる軽負荷検出回路と、前記軽負荷検出回路の出力を受けて、前記スイッチング素子のスイッチング動作，停止に係らず一定の電流を出力する第一の出力電流および、軽負荷間欠発振の発振動作期間には前記一定の電流を出力し、軽負荷間欠発振の発振停止期間にはほぼゼロの第二の出力電流を出力する基準定電流変換回路と、を有し、前記軽負荷状態を検出するための前記誤差増幅器と、前記軽負荷検出用比較器とには常に前記第一の出力電流を供給し、前記軽負荷間欠発振の発振停止期間には前記スイッチング素子に制御信号を出力する前記発振器と前記ゲートドライバーに前記第二の出力電流を供給することにより、前記軽負荷間欠発振の発振停止期間時の電力損失を低減することを特徴とする。
【００３３】
請求項２に記載のスイッチング電源制御用半導体装置は、入力電力からトランスを介して出力電力を生成するスイッチング電源の出力を、前記スイッチング電源の出力からのフィードバック信号によって制御するスイッチング電源制御用半導体装置であって、前記トランスの一次巻線に接続されたスイッチング素子と、前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御する制御回路と、からなり、前記制御回路は、前記フィードバック信号に応じた電圧を出力するフィードバック信号制御回路と、前記フィードバック信号制御回路の出力電圧に基づいて、前記スイッチング素子をスイッチング動作させるための制御信号を出力する発振器とゲートドライバーとからなる制御信号発生回路と、前記フィードバック信号制御回路からの出力電圧に応じて軽負荷検出用比較器から軽負荷状態を検出したときに、前記フィードバック信号制御回路の出力電圧が、第一の基準電圧よりも低くなると、前記スイッチング素子のスイッチング動作を停止させ、前記フィードバック信号制御回路の出力電圧が、第二の基準電圧よりも高くなったときには、前記スイッチング素子のスイッチング動作を再開させる軽負荷検出回路と、前記軽負荷検出回路の出力を受けて、前記スイッチング素子のスイッチング動作，停止に係らず一定の電流を出力する第一の出力電流および、軽負荷間欠発振の発振動作期間には前記一定の電流を出力し、軽負荷間欠発振の発振停止期間にはほぼゼロの第二の出力電流を出力する基準定電流変換回路と、を有し、前記軽負荷状態を検出するための前記フィードバック信号制御回路と、前記軽負荷検出用比較器とには前記第一の出力電流を供給し、前記軽負荷間欠発振の発振停止期間には前記スイッチング素子に制御信号を出力する前記発振器と前記ゲートドライバーに前記第二の出力電流を供給することにより、前記軽負荷間欠発振の発振停止期間時の電力損失を低減することを特徴とする。
【００３４】
請求項３記載のスイッチング電源制御用半導体装置は、請求項１または請求項２のいずれかに記載のスイッチング電源制御用半導体装置において、前記スイッチング素子と前記制御回路をワンチップに集積化することを特徴とする。
【００３５】
以上の構成により、軽負荷時の電力損失を、従来よりさらに低減することができる。
【００３６】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を、図１，図２，図３，図４，図５，図６を用いて具体的に説明する。
【００３７】
図１は本発明のスイッチング電源制御用半導体装置の構成を示す回路図である。ここで、図１において、図７に示す従来の半導体装置と同一の構成要素については、同一の符号を付して説明を省略する。図２は本発明のスイッチング電源制御用半導体装置におけるスイッチング素子に流れる電流とトータル回路電流の関係を示すタイミングチャート、図３は本発明のスイッチング電源制御用半導体装置における基準定電流変換回路の回路図、図４は本発明のスイッチング電源制御用半導体装置を用いたスイッチング電源の構成を示す回路図、図５は本発明のスイッチング電源制御用半導体装置を備えたスイッチング電源装置の動作を説明するためのタイミングチャート、図６は本発明の別の実施例として、フィードバック信号制御回路を用いたスイッチング電源制御用半導体装置の構成を示す回路図である。
【００３８】
図１に示す半導体装置３０には基準定電流変換回路７が備えられており、軽負荷検出回路２０の出力信号Ｖon_offによって、あらかじめ設定された基準電流と、それよりも電流値の小さい出力電流ＳＷ１の少なくとも２つの定電流値に変換されて、各回路部へ電流を供給する。ここで、スイッチング素子１の発振が停止している時には基準電流を供給する必要のない回路には出力電流ＳＷ１を供給し、それ以外のスイッチング素子１の発振が停止している時にも基準電流を供給する必要のある回路には基準電流を供給する。基準定電流変換回路７は軽負荷検出回路２０の出力信号Ｖon_offがローレベル（Ｌ）の時、スイッチング素子１のスイッチング動作が停止し、同時に基準定電流変換回路７により、軽負荷停止期間において、動作停止可能な各回路部への供給電流が小さくなる。基準定電流変換回路７の出力電流ＳＷ１が、ドレイン電流検出用比較器４、発振器６、起動／停止回路１０、ドライブ回路１９の少なくとも１つの回路部へ出力され、軽負荷停止期間における、これらの回路部への供給電流値を低減している。つまり、図２に示すように、軽負荷停止期間の制御回路へのトータル回路電流値が小さくなる。
【００３９】
図３において、基準定電流変換回路７は、入力端子４０、第一の出力端子４１および第二の出力端子４２を持ち、入力端子４０には、軽負荷検出回路２０の出力電圧Ｖon_offが入力され、第一の出力端子４１および第二の出力端子４２からそれぞれ各回路部の基準定電流値を決める基準電流および出力電流ＳＷ１が出力される。
【００４０】
基準定電流変換回路７は、基準定電流源５０と、ＮＰＮトランジスタ５１、ＮＰＮトランジスタ５２、ＮＰＮトランジスタ５３、ＮＰＮトランジスタ５５と、Ｐ型ＭＯＳトランジスタ５４、Ｐ型ＭＯＳトランジスタ５６、Ｐ型ＭＯＳトランジスタ５７と、インバータ５８で構成され、基準定電流源５０を基準とした、カレントミラー回路が、ＮＰＮトランジスタ５１、ＮＰＮトランジスタ５２、ＮＰＮトランジスタ５３によって構成されている。ＮＰＮトランジスタ５１とＮＰＮトランジスタ５２によって構成されるカレントミラー回路が、Ｐ型ＭＯＳトランジスタ５４へ接続され、この出力が第一の出力端子４１となっている。ＮＰＮトランジスタ５１とＮＰＮトランジスタ５３によって構成されるカレントミラー回路は、ＮＰＮトランジスタ５５とＰ型ＭＯＳトランジスタ５６を介して、Ｐ型ＭＯＳトランジスタ５７へ接続され、この出力が第二の出力端子４２となっている。インバータ５８の入力は、基準定電流変換回路７の入力端子４０と接続され、Ｐ型ＭＯＳトランジスタ５６のゲートに信号を出力する。
【００４１】
このように構成された、基準定電流変換回路７の動作について、以下に説明する。
ＮＰＮトランジスタ５１、５２および５３によって構成されるカレントミラー回路により、基準定電流源５０で設定された基準電流Ｉ０と等しい電流がＮＰＮトランジスタ５２と５３にそれぞれ流れる。
【００４２】
第一の出力端子４１に接続されたＰ型ＭＯＳトランジスタ５４には、軽負荷検出回路２０の出力電圧Ｖon_offに関係なく、ＮＰＮトランジスタ５２と同じ電流、つまり、基準電流Ｉ０と等しい電流が流れる。また、第二の出力端子４２に接続されたＰ型ＭＯＳトランジスタ５７には、軽負荷検出回路２０の出力電圧Ｖon_offによって異なる電流が流れる。すなわち、軽負荷検出回路２０の出力電圧Ｖon_offがハイレベル（Ｈ）の時には、Ｐ型ＭＯＳトランジスタ５６がオン状態のため、Ｐ型ＭＯＳトランジスタ５７には、Ｐ型ＭＯＳトランジスタ５６とＮＰＮトランジスタ５３を通って基準電流Ｉ０と等しい電流が流れる。一方、軽負荷検出回路２０の出力電圧Ｖon_offがローレベル（Ｌ）の時には、Ｐ型ＭＯＳトランジスタ５６がオフ状態のため、基準電流Ｉ０と等しい電流は、ＮＰＮトランジスタ５３とＮＰＮトランジスタ５５を通って流れ、Ｐ型ＭＯＳトランジスタ５７には、ＮＰＮトランジスタ５５のベース電流分のわずかな電流しか流れない。
【００４３】
図３に示すように、第一の出力端子４１に接続されたＰ型ＭＯＳトランジスタ５９には、基準電流Ｉ０と等しい電流が流れるが、第二の出力端子４２に接続されたＰ型ＭＯＳトランジスタ６０には、軽負荷検出回路２０の出力電圧Ｖon_offがハイレベル（Ｈ）の時には、基準電流Ｉ０と等しい電流が流れる一方、軽負荷検出回路２０の出力電圧Ｖon_offがローレベル（Ｌ）の時には、ほとんど電流が流れない。
【００４４】
従って、軽負荷停止期間における、軽負荷検出回路２０の出力電圧Ｖon_offはローレベル（Ｌ）であり、この軽負荷停止期間において、第二の出力端子４２を基準とした出力電流がほぼゼロとなり、半導体装置３０における出力電流ＳＷ１が入力される回路の動作が停止するため、トータル回路消費電流ＩＣＣを小さくすることができる。
【００４５】
なお、図３において、ＮＰＮトランジスタをＮ型ＭＯＳトランジスタに、Ｐ型ＭＯＳトランジスタをＰＮＰトランジスタにそれぞれ置き換えて構成してもよい。
【００４６】
図４において、図８に示すスイッチング電源装置と同一の構成要素については、同一の符号を付して説明を省略する。図８との違いは、半導体装置３０のみであり、他の構成は全て同一である。
【００４７】
さらに、出力電流ＳＷ１はゼロでなくても良く、対応する回路に応じて必要な電流を確保して複数の出力電流を供給する回路に対応して出力する構成にすることも可能である。
【００４８】
また、本発明のスイッチング電源制御用半導体装置を備えたスイッチング電源装置の動作は、図５のようになり、図９に示す従来のスイッチング電源装置のタイミングチャートとの違いは、トータル回路消費電流ＩＣＣの変動のみであるが、基準定電流変換回路７によって、軽負荷停止期間における、トータル回路消費電流ＩＣＣが小さくなることで、半導体装置３０における消費電力を削減でき、さらには、負荷が軽くなるほど、軽負荷停止期間が長くなるため、トータル回路消費電流ＩＣＣの削減効果が大きくなる。従って、軽負荷になるほど、半導体装置３０の消費電力を小さくすることができ、スイッチング電源装置の待機時消費電力を大幅に削減することが可能となる。
【００４９】
従来の構成では回路の消費電流が約５００μＡ程度あり、１００ＶＡＣ入力で約５０ｍＷの無負荷時消費電力であったが、ここで、本発明の構成とすることで、回路の消費電流を例えば、１５０μＡ以下にすることができ、電源として１００ＶＡＣ入力時において１０ｍＷ以下の無負荷時消費電力を実現可能である。
【００５０】
図６に示す半導体装置３１は、図１における半導体装置３０の制御端子（ＣＯＮＴＲＯＬ）を、電源端子（ＶＣＣ）と外部から入力されるフィードバック端子（ＦＢ）の２つの機能端子に分け、４端子で構成している。フィードバック端子には、フィードバック信号制御回路２１が接続されており、フォトカプラなどを介して、スイッチング電源装置の出力を安定化させるための制御信号が入力される。フィードバック信号制御回路２１は、図１における誤差増幅器２と同様に、フィードバック端子への入力信号によって、出力電圧ＶＥＡＯを変化させる。フィードバック信号制御回路２１の出力電圧ＶＥＡＯの動作は、図１の半導体装置３０における誤差増幅器２の出力電圧ＶＥＡＯと同様であり、スイッチング電源装置の負荷への供給電流が小さくなると、フィードバック信号制御回路２１の出力電圧が低くなるように制御される。従って、軽負荷時にはフィードバック信号制御回路２１の出力電圧が小さくなり、軽負荷検出回路２０によって、スイッチング素子１のスイッチング動作が停止している軽負荷停止期間において、基準定電流変換回路７によってトータル回路消費電流ＩＣＣが小さくなることで、半導体装置３１における消費電力を削減でき、さらには、負荷が軽くなるほど、軽負荷停止期間が長くなるため、トータル回路消費電流ＩＣＣの削減効果が大きくなる。従って、軽負荷になるほど、半導体装置３１の消費電力を小さくすることができ、スイッチング電源装置の待機時消費電力を大幅に削減することが可能となる。
【００５１】
以上の回路において、半導体装置とスイッチング素子をワンチップ化することにより、スイッチング電源の小型・軽量化を図ることができる。
【００５２】
【発明の効果】
以上のように、本発明のスイッチング電源制御用半導体装置は、制御回路の電源電圧とあらかじめ設定された基準電圧との差である誤差電圧信号と、スイッチング素子を流れる電流信号とを比較し、誤差電圧信号が軽負荷検出下限電圧よりも小さくなったときに、スイッチング素子のスイッチング動作を停止させ、誤差電圧信号が軽負荷検出上限電圧よりも大きくなったときにスイッチング素子のスイッチング動作を再開させるように、スイッチング素子のオンオフの繰り返しであるスイッチング動作を制御すると共に、スイッチング素子のスイッチング動作停止時にスイッチング電源制御用半導体装置の所定の回路への電流供給を抑制することにより、スイッチング素子のスイッチング動作を停止させる軽負荷停止期間における回路消費電流を小さく押さえ、軽負荷時の電力損失を、従来よりさらに低減することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明のスイッチング電源制御用半導体装置の構成を示す回路図
【図２】本発明のスイッチング電源制御用半導体装置におけるスイッチング素子に流れる電流とトータル回路電流の関係を示すタイミングチャート
【図３】本発明のスイッチング電源制御用半導体装置における基準定電流変換回路の回路図
【図４】本発明のスイッチング電源制御用半導体装置を用いたスイッチング電源の構成を示す回路図
【図５】本発明のスイッチング電源制御用半導体装置を備えたスイッチング電源装置の動作を説明するためのタイミングチャート
【図６】本発明の別の実施例である、フィードバック信号制御回路を用いたスイッチング電源制御用半導体装置の構成を示す回路図
【図７】従来のスイッチング電源制御用半導体装置の構成を示す回路図
【図８】従来のスイッチング電源制御用半導体装置を用いたスイッチング電源の構成を示す回路図
【図９】従来のスイッチング電源制御用半導体装置を備えたスイッチング電源装置の動作を説明するためのタイミングチャート
【符号の説明】
１スイッチング素子
２誤差増幅器
３ドレイン電流検出回路
４ドレイン電流検出用比較器
５過電流保護回路
６発振器
７基準定電流変換回路
８クロック信号
９最大デューティーサイクル信号
１０起動／停止回路
１１基準電圧源
１２軽負荷検出用比較器
１３ＡＮＤ回路
１４ＲＳフリップフロップ回路
１６内部回路電流供給回路
１７過熱保護回路
１８ＮＡＮＤ回路
１９ドライブ回路
２０軽負荷検出回路
２１フィードバック信号制御回路
２２整流器
２３コンデンサ
２４トランス
２４ａ一次巻線
２４ｂ補助巻線
２４ｃ二次巻線
２５ダイオード
２６コンデンサ
２７ダイオード
２８コンデンサ
２９負荷
３０半導体装置
３１半導体装置
３３半導体装置
４０基準定電流変換回路の入力端子
４１基準定電流変換回路の第一の出力端子
４２基準定電流変換回路の第二の出力端子
５０基準定電流源
５１ＮＰＮトランジスタ
５２ＮＰＮトランジスタ
５３ＮＰＮトランジスタ
５４Ｐ型ＭＯＳトランジスタ
５５ＮＰＮトランジスタ
５６Ｐ型ＭＯＳトランジスタ
５７Ｐ型ＭＯＳトランジスタ
５８インバータ
５９Ｐ型ＭＯＳトランジスタ
６０Ｐ型ＭＯＳトランジスタ[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a switching power supply control semiconductor device, and more particularly to a switching power supply control semiconductor device capable of realizing a reduction in power consumption at light loads.
[0002]
[Prior art]
A conventional semiconductor device for controlling a switching power supply will be described with reference to FIGS.
[0003]
FIG. 7 is a circuit diagram showing the configuration of a conventional switching power supply control semiconductor device, FIG. 8 is a circuit diagram showing the configuration of a switching power supply using the conventional switching power supply control semiconductor device, and FIG. 9 is a conventional switching power supply control device. 4 is a timing chart for explaining the operation of a switching power supply device including a semiconductor device.
[0004]
In FIG. 7, in the semiconductor device 33, a switching element 1 such as a power MOSFET and a circuit for performing switching control of the switching element 1 are integrated on one chip, and a high voltage terminal (DRAIN terminal) of the switching element 1 The terminal is composed of a GND terminal (SOURCE terminal) and a control terminal (CONTROL terminal) for inputting a control signal.
[0005]
Reference numeral 2 denotes an error amplifier. The power supply voltage VCC of the semiconductor device 33 is given as a negative input. A predetermined reference voltage Vb1 set in advance is given to the positive input terminal of the error amplifier 2, and the error amplifier 2 is When the input power supply voltage VCC is compared with the reference voltage Vb1 and the power supply voltage VCC falls below the reference voltage Vb1, the error voltage signal VEAO is converted into the drain current detection comparator 4 and the light load detection comparator. The output is 12 positive inputs.
[0006]
A detection voltage VCL output from the drain current detection circuit 3 connected to the drain of the switching element 1 is applied to the negative input of the drain current detection comparator 4. The drain current detection circuit 3 detects a current flowing through the switching element 1, converts the detected current into a voltage signal, and outputs it as a detection voltage VCL.
[0007]
The drain current detection comparator 4 compares the detection signal VCL of the current flowing through the switching element 1 with the error voltage signal VEAO, and when both signals become equal, the output signal is reset to the RS flip-flop circuit 14. Output to the terminal.
[0008]
The error voltage signal VEAO output from the error amplifier 2 is fixed by the overcurrent protection circuit 5 so that the maximum value of the error voltage signal VEAO is fixed to the switching element 1 by the overcurrent protection circuit 5. The overcurrent is prevented from flowing.
[0009]
The oscillator 6 outputs a clock signal 8 for determining the switching frequency of the switching element 1 and a maximum duty cycle signal 9 for determining the maximum duty cycle of the switching element 1.
[0010]
Further, a light load detection circuit 20 to which the output of the error amplifier 2 is given is provided, and the light load detection circuit 20 is provided with a light load detection comparator 12. The output voltage VEAO output from the error amplifier 2 is given as the plus input of the light load detection comparator 12, and the reference voltage VR outputted from the reference voltage source 11 is given as the minus input. . The light load detection comparator 12 compares the input output voltage VEAO with the reference voltage VR, and outputs a predetermined signal to the AND circuit 13 when the output voltage VEAO exceeds the reference voltage VR. It has become.
[0011]
The output of the light load detection comparator 12 is also supplied to the reference voltage source 11, and the reference voltage source 11 receives the output signal of the light load detection comparator 12 so that the output voltage VR changes. It has become.
[0012]
An internal circuit current supply circuit 16 for supplying a power supply current for the semiconductor device 33 is connected to the drain terminal of the switching element 1. The internal circuit current supply circuit 16 operates only when the power supply voltage VCC is lower than the start-up voltage by the start / stop circuit 10 that controls the start and stop of the semiconductor device 33. The output of the start / stop circuit 10 is input to the NAND circuit 18.
[0013]
The overheat protection circuit 17 is a circuit for stopping the oscillation of the switching element 1 when the chip temperature of the semiconductor device 33 rises above a set value. The output of the overheat protection circuit 17 is input to the NAND circuit 18. ing.
[0014]
The AND circuit 13 is supplied with the clock signal 8 output from the oscillator 6 as another input, and the output of the AND circuit 13 is supplied to the set terminal of the RS flip-flop circuit 14. The output of the RS flip-flop circuit 14 is output to the NAND circuit 18. Accordingly, the NAND circuit 18 includes an output signal of the RS flip-flop circuit 14, a maximum duty cycle signal 9 of the switching element 1 output from the oscillator 6, an output signal from the start / stop circuit 10, and an overheat protection circuit 17. Are respectively input. The output of the NAND circuit 18 is given to the switching element 1 through the drive circuit 19 as a switching control signal for the switching element 1. Switching of the switching element 1 is controlled by a switching control signal output from the drive circuit 19.
[0015]
In FIG. 8, in this switching power supply apparatus, a commercial AC power supply is rectified by a rectifier 22 such as a diode bridge and smoothed by an input capacitor 23 to obtain a DC voltage VIN, and a power conversion transformer 24. Is given to. The power conversion transformer 24 includes a primary winding 24a, an auxiliary winding 24b, and a secondary winding 24c, and a DC voltage VIN is applied to the primary winding 24a.
[0016]
The DC power applied to the primary winding 24 a of the transformer 24 is switched by the switching element 1 provided in the semiconductor device 33. Then, a current is taken out to the secondary winding 24 c of the transformer 24 by the switching operation of the switching element 1. The current extracted to the secondary winding 24c is rectified and smoothed by the diode 27 and the capacitor 28 connected to the secondary winding 24c, and supplied to the load 29 as DC power of the output voltage VO.
[0017]
DC power output from the primary winding 24a is also applied to the auxiliary winding 24b of the transformer 24. The direct current output from the auxiliary winding 24b is rectified and smoothed by the diode 25 and the capacitor 26, which are auxiliary power supply units, and is output as the auxiliary power supply voltage VCC. The auxiliary power supply voltage VCC output from the auxiliary power supply unit is input to the control terminal (CONTROL terminal) of the semiconductor device 33 and used as the power supply voltage of the semiconductor device 33. The auxiliary power supply voltage VCC is a voltage proportional to the output voltage VO supplied from the secondary winding 24c of the transformer 24 to the load 29, and is also used as a feedback signal for stabilizing the output voltage VO.
[0018]
The operation of the switching power supply unit configured as described above will be described below.
When an AC current from a commercial power source is input to the rectifier 22, the input AC current is rectified and smoothed by the rectifier 22 and the capacitor 23, and converted to a DC voltage VIN. This DC voltage VIN is applied to the primary winding 24 a of the transformer 24. The DC voltage VIN is an internal circuit activated by the activation / deactivation circuit 10 in the semiconductor device 33 until the auxiliary power supply voltage VCC reaches the activation voltage set by the activation / deactivation circuit 10 in the semiconductor device 33. The capacitor 26 for the auxiliary power supply voltage VCC is charged with a current input from the DRAIN terminal via the current supply circuit 16.
[0019]
Thereafter, when the auxiliary power supply voltage VCC reaches the start voltage set by the start / stop circuit 10 in the semiconductor device 33, the internal circuit is started, and the switching operation by the switching element 1 is started, and the start / stop circuit 10 is started. As a result, the internal circuit current supply circuit 16 is stopped. By such an operation, the power consumption of the semiconductor device 33 during the normal operation is kept low.
[0020]
The semiconductor device 33 controls the switching operation by the switching element 1 based on the auxiliary power supply voltage VCC so that the output voltage VO to the load 29 is stabilized at a predetermined voltage. The output voltage VO to the load 29 and the auxiliary power supply voltage VCC are voltages proportional to the turns ratio of the auxiliary winding 24b and the secondary winding 24c of the transformer 24.
[0021]
That is, as shown in the timing chart of FIG. 9, when the current supply to the load 29 is reduced (FIG. 9A), the output voltage Vo slightly increases (FIG. 9B), and the auxiliary power supply voltage Vcc is Although it rises (FIG. 9C), the output voltage VEAO of the error amplifier 2 decreases (FIG. 9D), but the output voltage VEAO of this error amplifier 2 and the current detection voltage VCL flowing through the switching element 1 are equal. Then, the reset signal is output from the drain current detection comparator 4 to the reset terminal of the RS flip-flop circuit 14. As a result, the NAND circuit 18 outputs a signal for turning off the switching element 1. As a result, in the switching control, the on-time of the switching element 1 is shortened, and the current ID flowing through the switching element 1 is reduced (FIG. 9 (h)).
[0022]
As described above, the semiconductor device 33 has a current mode control method in which the magnitude of the current flowing through the switching element 1 is controlled according to the current supplied to the load 29.
[0023]
The output voltage VEAO of the error amplifier 2 is compared with the output voltage VR of the reference voltage source 11. The output voltage VR of the reference voltage source 11 is initially the light load detection lower limit voltage VR1 (FIG. 9 (f)). In the case of standby time when the current supply to the load 29 is further reduced (FIG. 9A), the output voltage Vo further increases (FIG. 9B), and the auxiliary power supply voltage VCC increases ( In FIG. 9C, the output voltage VEAO of the error amplifier 2 is lowered (FIG. 9D). When the output voltage VEAO of the error amplifier 2 becomes smaller than the light load detection lower limit voltage VR1, the light load detection state is entered, and the output voltage Von_off of the light load detection comparator 12 becomes low level (FIG. 9 (e)). . As a result, the output of the AND circuit 13 becomes low level, and the clock signal 8 from the oscillator 6 becomes invalid, so that the switching operation of the switching element 1 is stopped. At the same time, upon receiving the output of the light load detection comparator 12, the output voltage VR of the reference voltage source 11 is changed from the light load detection lower limit voltage VR1 to the light load detection upper limit voltage VR2 (FIG. 9 (f)). ).
[0024]
When the switching operation by the switching element 1 is stopped and the switching element 1 is turned off, no current flows through the switching element 1 (FIG. 9 (h)). As a result, power is not supplied to the secondary winding 24c via the primary winding 24a of the transformer 24, so that power is supplied to the load 29 only from the capacitor 28, and the output voltage Vo gradually decreases. As a result, the output voltage VEAO of the error amplifier 2 gradually increases, but the output voltage of the reference voltage source 11 is the light load detection upper limit voltage VR2 that is higher than the light load detection lower limit voltage VR1, so FIG. As shown, the switching operation by the switching element 1 is not resumed immediately. When the output voltage Vo further decreases and the output voltage VEAO of the error amplifier 2 exceeds the light load detection upper limit voltage VR2, the output of the comparator 12 becomes high level, and the clock signal 8 from the oscillator 6 is valid. Therefore, the on / off operation of the switching element 1 is resumed.
[0025]
At the same time, the output voltage VR of the reference voltage source 11 is changed from the light load detection upper limit voltage VR2 to the light load detection lower limit voltage VR1.
When the switching operation by the switching element 1 is resumed, the current flowing through the switching element 1 is larger than the current value at the time of light load detection, so that the power supply to the load 29 becomes excessive, and the output voltage Vo is again As a result, the output voltage VEAO of the error amplifier 2 decreases. When a light load is detected again, the switching operation by repeatedly turning on and off the switching element 1 stops.
[0026]
Thus, since the output voltage VR from the reference voltage source 11 changes from the light load detection lower limit value VR1 to the light load detection upper limit value VR2 by detecting the light load, while the light load is detected, The switching control in which the on / off operation of the switching element 1 is repeated is in an intermittent oscillation state in which stop and restart are repeated.
Such an intermittent oscillation state is performed only when the current supply to the load 29 is small, and since the output voltage VEAO of the error amplifier 2 at this time is a low voltage value below a certain value, the drain current detection is performed. The current value flowing through the switching element 1 is controlled to a low current value below a certain level by the circuit 3 and the drain current detection comparator 4. Accordingly, since the current value flowing through the switching element 1 during the period of intermittent oscillation at light load is controlled to a low current value below a certain level, even if the frequency of intermittent oscillation falls in the audible frequency band, Can be suppressed, and the frequency of intermittent oscillation can be lowered below the audible frequency.
The output voltage Vo decreases during the light load stop period of the intermittent oscillation, and the degree of the decrease depends on the current of the load 29 and the power loss in the power supply circuit. When the power loss in the power supply circuit is small with respect to the power consumption in the load 29, the output voltage Vo decreases more gradually as the current in the load 29 becomes smaller, and the current in the load 29 is smaller during the intermittent oscillation stop period. As the load becomes lighter and the load becomes lighter, the switching operation of the switching element 1 decreases.
[0027]
However, since the total circuit consumption current ICC of the semiconductor device 33 is constant without depending on the current of the load 29 (FIG. 9G), the closer to the no-load state, that is, the current supply to the load 29 becomes smaller. The longer the power loss due to the internal circuit current of the semiconductor device 33 on the primary side, the more difficult it is to ignore.
[0028]
[Patent Document 1]
JP 2001-224169 A
[0029]
[Problems to be solved by the invention]
In the configuration of the conventional semiconductor device for switching power supply control, the power loss at light load is reduced by thinning the switching operation by stopping the switching operation of the switching element during the light load stop period at light load. It was.
[0030]
However, in recent years, there has been a demand for further reduction of standby power in mobile phone chargers and the like, and the reduction of total power loss is not limited to the reduction of power by providing a switching stop period. There was a problem of demanding further reduction of power loss.
[0031]
An object of the present invention is to achieve these problems, and to provide a semiconductor device for controlling a switching power supply that can further reduce power loss at a light load than before.
[0032]
[Means for Solving the Problems]
According to a first aspect of the present invention, there is provided a semiconductor device for controlling a switching power supply, wherein an output of a switching power supply that generates output power from input power via a transformer is generated by direct current power generated via an auxiliary winding of the transformer. A switching power source control semiconductor device to control, a switching element connected to a primary winding of the transformer; A control circuit that controls a switching operation of the switching element, the control circuit including an error amplifier that generates an error voltage signal between a power supply voltage of the control circuit and a preset reference voltage, and the switching element. A current detection circuit for detecting a flowing current; a comparator for comparing an output signal of the error amplifier and an output signal of the current detection circuit; and for switching the switching element based on an output of the comparator Consists of an oscillator that outputs control signals and a gate driver A control signal generation circuit, and the power supply voltage rises, When detecting a light load state from the light load detection comparator according to the output voltage from the error amplifier, The output voltage of the error amplifier is lower than the first reference voltage Then, A light load detection circuit that stops the switching operation of the switching element, restarts the switching operation of the switching element when the power supply voltage decreases and the output voltage of the error amplifier becomes higher than a second reference voltage And a first output current that receives the output of the light load detection circuit and outputs a constant current regardless of switching operation of the switching element, and stopping, and Oscillation period of light load intermittent oscillation Outputs the constant current, Oscillation stop period of light load intermittent oscillation In Nearly zero second output current A reference constant current conversion circuit that outputs The error amplifier for detecting the light load state and the light load detection comparator include Always supplying the first output current, In the oscillation stop period of the light load intermittent oscillation, the oscillator and the gate driver that output a control signal to the switching element By supplying the second output current, Oscillation stop period of the light load intermittent oscillation It is characterized by reducing power loss at the time.
[0033]
3. The semiconductor device for controlling switching power supply according to claim 2, wherein an output of the switching power source that generates output power from input power via a transformer is controlled by a feedback signal from the output of the switching power source. A switching element connected to the primary winding of the transformer; A control circuit for controlling the switching operation of the switching element, the control circuit, Based on a feedback signal control circuit that outputs a voltage according to the feedback signal, and an output voltage of the feedback signal control circuit, It comprises an oscillator that outputs a control signal for switching the switching element and a gate driver. Control signal generation circuit and feedback signal control circuit When a light load condition is detected from the light load detection comparator according to the output voltage from The output voltage of the feedback signal control circuit is lower than the first reference voltage Then, A light load detection circuit for stopping the switching operation of the switching element and restarting the switching operation of the switching element when an output voltage of the feedback signal control circuit becomes higher than a second reference voltage; A first output current that receives a detection circuit output and outputs a constant current regardless of switching operation of the switching element; Oscillation period of light load intermittent oscillation Outputs the constant current, Oscillation stop period of light load intermittent oscillation In Nearly zero second output current A reference constant current conversion circuit that outputs The feedback signal control circuit for detecting the light load state and the light load detection comparator Providing the first output current; In the oscillation stop period of the light load intermittent oscillation, the oscillator and the gate driver that output a control signal to the switching element By supplying the second output current, Oscillation stop period of the light load intermittent oscillation It is characterized by reducing power loss at the time.
[0034]
A switching power supply control semiconductor device according to claim 3 is the switching power supply control semiconductor device according to claim 1 or 2, wherein the switching element and the control circuit are integrated on a single chip. Features.
[0035]
With the above configuration, power loss at light load can be further reduced as compared with the prior art.
[0036]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to FIGS. 1, 2, 3, 4, 5 and 6.
[0037]
FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a semiconductor device for controlling a switching power supply according to the present invention. In FIG. 1, the same components as those of the conventional semiconductor device shown in FIG. FIG. 2 is a timing chart showing the relationship between the current flowing through the switching element and the total circuit current in the switching power supply control semiconductor device of the present invention. FIG. 3 is a circuit diagram of the reference constant current conversion circuit in the switching power supply control semiconductor device of the present invention. FIG. 4 is a circuit diagram showing a configuration of a switching power supply using the semiconductor device for controlling switching power supply according to the present invention, and FIG. 5 is a diagram for explaining the operation of the switching power supply device equipped with the semiconductor device for controlling switching power supply according to the present invention. FIG. 6 is a circuit diagram showing the configuration of a switching power supply control semiconductor device using a feedback signal control circuit as another embodiment of the present invention.
[0038]
The semiconductor device 30 shown in FIG. 1 includes a reference constant current conversion circuit 7, and a reference current set in advance by an output signal Von_off of the light load detection circuit 20 and an output current SW 1 having a smaller current value. Are converted into at least two constant current values, and current is supplied to each circuit unit. Here, when the oscillation of the switching element 1 is stopped, the output current SW1 is supplied to a circuit that does not need to supply the reference current, and the reference current is also supplied when the oscillation of the other switching elements 1 is stopped. A reference current is supplied to a circuit that needs to be supplied. The reference constant current conversion circuit 7 stops the switching operation of the switching element 1 when the output signal Von_off of the light load detection circuit 20 is at a low level (L). At the same time, the reference constant current conversion circuit 7 The supply current to each circuit unit that can be stopped is reduced. The output current SW1 of the reference constant current conversion circuit 7 is output to at least one circuit unit of the drain current detection comparator 4, the oscillator 6, the start / stop circuit 10, and the drive circuit 19, and these are output during the light load stop period. The supply current value to the circuit unit is reduced. That is, as shown in FIG. 2, the total circuit current value to the control circuit during the light load stop period becomes small.
[0039]
In FIG. 3, the reference constant current conversion circuit 7 has an input terminal 40, a first output terminal 41, and a second output terminal 42, and the output voltage Von_off of the light load detection circuit 20 is input to the input terminal 40. The first output terminal 41 and the second output terminal 42 respectively output a reference current and an output current SW1 that determine a reference constant current value of each circuit unit.
[0040]
The reference constant current conversion circuit 7 includes a reference constant current source 50, an NPN transistor 51, an NPN transistor 52, an NPN transistor 53, an NPN transistor 55, a P-type MOS transistor 54, a P-type MOS transistor 56, and a P-type MOS transistor 57. The current mirror circuit including the inverter 58 and based on the reference constant current source 50 includes an NPN transistor 51, an NPN transistor 52, and an NPN transistor 53. A current mirror circuit composed of the NPN transistor 51 and the NPN transistor 52 is connected to the P-type MOS transistor 54, and this output is the first output terminal 41. The current mirror circuit composed of the NPN transistor 51 and the NPN transistor 53 is connected to the P-type MOS transistor 57 via the NPN transistor 55 and the P-type MOS transistor 56, and this output becomes the second output terminal 42. Yes. The input of the inverter 58 is connected to the input terminal 40 of the reference constant current conversion circuit 7 and outputs a signal to the gate of the P-type MOS transistor 56.
[0041]
The operation of the reference constant current conversion circuit 7 configured as described above will be described below.
Due to the current mirror circuit constituted by the NPN transistors 51, 52 and 53, currents equal to the reference current I0 set by the reference constant current source 50 flow through the NPN transistors 52 and 53, respectively.
[0042]
Regardless of the output voltage Von_off of the light load detection circuit 20, the same current as the NPN transistor 52, that is, the current equal to the reference current I0 flows through the P-type MOS transistor 54 connected to the first output terminal 41. Also, different currents flow through the P-type MOS transistor 57 connected to the second output terminal 42 depending on the output voltage Von_off of the light load detection circuit 20. That is, when the output voltage Von_off of the light load detection circuit 20 is at a high level (H), the P-type MOS transistor 56 is in an on state, and therefore the P-type MOS transistor 57 passes through the P-type MOS transistor 56 and the NPN transistor 53. Current equal to the reference current I0 flows. On the other hand, when the output voltage Von_off of the light load detection circuit 20 is at a low level (L), the P-type MOS transistor 56 is in an off state, so that a current equal to the reference current I0 flows through the NPN transistor 53 and the NPN transistor 55. In the P-type MOS transistor 57, only a small current corresponding to the base current of the NPN transistor 55 flows.
[0043]
As shown in FIG. 3, a current equal to the reference current I 0 flows through the P-type MOS transistor 59 connected to the first output terminal 41, but the P-type MOS transistor 60 connected to the second output terminal 42. When the output voltage Von_off of the light load detection circuit 20 is at a high level (H), a current equal to the reference current I0 flows, whereas when the output voltage Von_off of the light load detection circuit 20 is at a low level (L), it is almost the same. Current does not flow.
[0044]
Accordingly, the output voltage Von_off of the light load detection circuit 20 during the light load stop period is at a low level (L), and the output current with reference to the second output terminal 42 becomes substantially zero during the light load stop period. Since the operation of the circuit to which the output current SW1 is input in the semiconductor device 30 is stopped, the total circuit consumption current ICC can be reduced.
[0045]
In FIG. 3, the NPN transistor may be replaced with an N-type MOS transistor, and the P-type MOS transistor may be replaced with a PNP transistor.
[0046]
In FIG. 4, the same components as those of the switching power supply device shown in FIG. The difference from FIG. 8 is only the semiconductor device 30, and the other configurations are all the same.
[0047]
Furthermore, the output current SW1 does not have to be zero, and it is also possible to obtain a necessary current according to the corresponding circuit and output corresponding to a circuit that supplies a plurality of output currents.
[0048]
Further, the operation of the switching power supply device provided with the semiconductor device for controlling a switching power supply according to the present invention is as shown in FIG. 5. The difference from the timing chart of the conventional switching power supply device shown in FIG. However, the reference constant current conversion circuit 7 reduces the total circuit consumption current ICC during the light load stop period, so that the power consumption in the semiconductor device 30 can be reduced. Further, as the load becomes lighter, Since the light load stop period becomes longer, the effect of reducing the total circuit consumption current ICC is increased. Therefore, as the load becomes lighter, the power consumption of the semiconductor device 30 can be reduced, and the standby power consumption of the switching power supply device can be greatly reduced.
[0049]
In the conventional configuration, the current consumption of the circuit is about 500 μA, and the power consumption at no load is about 50 mW with 100 VAC input. However, with the configuration of the present invention, the current consumption of the circuit is, for example, 150 μA. As a power source, no-load power consumption of 10 mW or less can be realized when 100 VAC is input.
[0050]
The semiconductor device 31 shown in FIG. 6 divides the control terminal (CONTROL) of the semiconductor device 30 in FIG. 1 into two functional terminals, that is, a power supply terminal (VCC) and a feedback terminal (FB) input from the outside. It is composed. A feedback signal control circuit 21 is connected to the feedback terminal, and a control signal for stabilizing the output of the switching power supply device is input via a photocoupler or the like. The feedback signal control circuit 21 changes the output voltage VEAO according to the input signal to the feedback terminal, similarly to the error amplifier 2 in FIG. The operation of the output voltage VEAO of the feedback signal control circuit 21 is the same as that of the output voltage VEAO of the error amplifier 2 in the semiconductor device 30 of FIG. 1, and when the supply current to the load of the switching power supply device decreases, the feedback signal control circuit 21 The output voltage is controlled to be low. Therefore, the output voltage of the feedback signal control circuit 21 is reduced at light loads, and the total circuit is operated by the reference constant current conversion circuit 7 in the light load stop period in which the switching operation of the switching element 1 is stopped by the light load detection circuit 20. By reducing the consumption current ICC, the power consumption in the semiconductor device 31 can be reduced. Furthermore, the light load stop period becomes longer as the load becomes lighter, so that the effect of reducing the total circuit consumption current ICC is increased. Therefore, as the load becomes lighter, the power consumption of the semiconductor device 31 can be reduced, and the standby power consumption of the switching power supply device can be greatly reduced.
[0051]
In the above circuit, the switching power supply can be reduced in size and weight by making the semiconductor device and the switching element into one chip.
[0052]
【The invention's effect】
As described above, the semiconductor device for switching power supply control according to the present invention compares the error voltage signal, which is the difference between the power supply voltage of the control circuit and the preset reference voltage, with the current signal flowing through the switching element, and generates an error. The switching operation of the switching element is stopped when the voltage signal becomes smaller than the light load detection lower limit voltage, and the switching operation of the switching element is resumed when the error voltage signal becomes larger than the light load detection upper limit voltage. In addition, the switching operation of the switching element can be controlled by controlling the switching operation, which is repeated ON / OFF of the switching element, and suppressing the current supply to a predetermined circuit of the semiconductor device for controlling the switching power supply when the switching operation of the switching element is stopped. Circuit power consumption during light load stop period The presser small, the power loss at light loads, it is possible to further reduce the prior art.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a circuit diagram showing the configuration of a semiconductor device for controlling a switching power supply according to the present invention.
FIG. 2 is a timing chart showing the relationship between the current flowing through the switching element and the total circuit current in the semiconductor device for controlling a switching power supply according to the present invention.
FIG. 3 is a circuit diagram of a reference constant current conversion circuit in a semiconductor device for controlling a switching power supply according to the present invention.
FIG. 4 is a circuit diagram showing a configuration of a switching power supply using the semiconductor device for controlling a switching power supply according to the present invention.
FIG. 5 is a timing chart for explaining the operation of a switching power supply device including the semiconductor device for controlling a switching power supply according to the present invention.
FIG. 6 is a circuit diagram showing a configuration of a semiconductor device for switching power supply control using a feedback signal control circuit according to another embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a circuit diagram showing a configuration of a conventional switching power supply control semiconductor device.
FIG. 8 is a circuit diagram showing a configuration of a switching power supply using a conventional semiconductor device for controlling a switching power supply.
FIG. 9 is a timing chart for explaining the operation of a switching power supply device including a conventional switching power supply control semiconductor device.
[Explanation of symbols]
1 Switching element
2 Error amplifier
3 Drain current detection circuit
4 Comparator for drain current detection
5 Overcurrent protection circuit
6 Oscillator
7 Standard constant current conversion circuit
8 Clock signal
9 Maximum duty cycle signal
10 Start / stop circuit
11 Reference voltage source
12 Light load detection comparator
13 AND circuit
14 RS flip-flop circuit
16 Internal circuit current supply circuit
17 Overheat protection circuit
18 NAND circuit
19 Drive circuit
20 Light load detection circuit
21 Feedback signal control circuit
22 Rectifier
23 capacitors
24 transformer
24a Primary winding
24b Auxiliary winding
24c Secondary winding
25 diodes
26 capacitors
27 Diode
28 capacitors
29 Load
30 Semiconductor device
31 Semiconductor device
33 Semiconductor devices
40 Input terminal of reference constant current converter
41 First output terminal of reference constant current conversion circuit
42 Second output terminal of reference constant current conversion circuit
50 reference constant current source
51 NPN transistor
52 NPN transistor
53 NPN transistor
54 P-type MOS transistor
55 NPN transistor
56 P-type MOS transistor
57 P-type MOS transistor
58 inverter
59 P-type MOS transistor
60 P-type MOS transistor

Claims

入力電力からトランスを介して出力電力を生成するスイッチング電源の出力を、前記トランスの補助巻線を介して生成される直流電力によって制御するスイッチング電源制御用半導体装置であって、
前記トランスの一次巻線に接続されたスイッチング素子と、
前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御する制御回路と、からなり、
前記制御回路は、
前記制御回路の電源電圧と予め設定された基準電圧との誤差電圧信号を生成する誤差増幅器と、
前記スイッチング素子を流れる電流を検出する電流検出回路と、
前記誤差増幅器の出力信号と前記電流検出回路の出力信号とを比較する比較器と、
前記比較器の出力に基づいて、前記スイッチング素子をスイッチング動作させるための制御信号を出力する発振器とゲートドライバーとからなる制御信号発生回路と、
前記電源電圧が上昇し、前記誤差増幅器からの出力電圧に応じて軽負荷検出用比較器から軽負荷状態を検出したときに、前記誤差増幅器の出力電圧が、第一の基準電圧よりも低くなると、前記スイッチング素子のスイッチング動作を停止させ、前記電源電圧が低下し、前記誤差増幅器の出力電圧が、第二の基準電圧よりも高くなったときには、前記スイッチング素子のスイッチング動作を再開させる軽負荷検出回路と、
前記軽負荷検出回路の出力を受けて、前記スイッチング素子のスイッチング動作，停止に係らず一定の電流を出力する第一の出力電流および、軽負荷間欠発振の発振動作期間には前記一定の電流を出力し、軽負荷間欠発振の発振停止期間にはほぼゼロの第二の出力電流を出力する基準定電流変換回路と、を有し、
前記軽負荷状態を検出するための前記誤差増幅器と、前記軽負荷検出用比較器とには常に前記第一の出力電流を供給し、
前記軽負荷間欠発振の発振停止期間には前記スイッチング素子に制御信号を出力する前記発振器と前記ゲートドライバーに前記第二の出力電流を供給することにより、前記軽負荷間欠発振の発振停止期間時の電力損失を低減することを特徴とするスイッチング電源制御用半導体装置。A switching power source control semiconductor device that controls output of a switching power source that generates output power from input power via a transformer by direct current power generated via an auxiliary winding of the transformer,
A switching element connected to the primary winding of the transformer;
A control circuit for controlling the switching operation of the switching element,
The control circuit includes:
An error amplifier that generates an error voltage signal between a power supply voltage of the control circuit and a preset reference voltage;
A current detection circuit for detecting a current flowing through the switching element;
A comparator for comparing the output signal of the error amplifier and the output signal of the current detection circuit;
A control signal generating circuit comprising an oscillator and a gate driver that outputs a control signal for switching the switching element based on the output of the comparator ;
When the power supply voltage rises and a light load state is detected from the light load detection comparator according to the output voltage from the error amplifier, the output voltage of the error amplifier becomes lower than the first reference voltage. , the switching operation of the switching element is stopped, the power supply voltage decreases, the output voltage of the error amplifier, when it becomes higher than the second reference voltage, light load detected to restart the switching operation of the switching element Circuit,
In response to the output of the light load detection circuit, the first output current that outputs a constant current regardless of the switching operation or stop of the switching element, and the constant current during the light load intermittent oscillation oscillation period. A reference constant current conversion circuit that outputs and outputs a substantially zero second output current during the light load intermittent oscillation stop period ,
The error amplifier for detecting the light load state and the light load detection comparator are always supplied with the first output current,
By supplying the second output current to the oscillator that outputs a control signal to the switching element and the gate driver during the oscillation stop period of the light load intermittent oscillation , A semiconductor device for controlling a switching power supply, characterized by reducing power loss.

入力電力からトランスを介して出力電力を生成するスイッチング電源の出力を、前記スイッチング電源の出力からのフィードバック信号によって制御するスイッチング電源制御用半導体装置であって、
前記トランスの一次巻線に接続されたスイッチング素子と、
前記スイッチング素子のスイッチング動作を制御する制御回路と、からなり、
前記制御回路は、
前記フィードバック信号に応じた電圧を出力するフィードバック信号制御回路と、
前記フィードバック信号制御回路の出力電圧に基づいて、前記スイッチング素子をスイッチング動作させるための制御信号を出力する発振器とゲートドライバーとからなる制御信号発生回路と、
前記フィードバック信号制御回路からの出力電圧に応じて軽負荷検出用比較器から軽負荷状態を検出したときに、前記フィードバック信号制御回路の出力電圧が、第一の基準電圧よりも低くなると、前記スイッチング素子のスイッチング動作を停止させ、前記フィードバック信号制御回路の出力電圧が、第二の基準電圧よりも高くなったときには、前記スイッチング素子のスイッチング動作を再開させる軽負荷検出回路と、
前記軽負荷検出回路の出力を受けて、前記スイッチング素子のスイッチング動作，停止に係らず一定の電流を出力する第一の出力電流および、軽負荷間欠発振の発振動作期間には前記一定の電流を出力し、軽負荷間欠発振の発振停止期間にはほぼゼロの第二の出力電流を出力する基準定電流変換回路と、を有し、
前記軽負荷状態を検出するための前記フィードバック信号制御回路と、前記軽負荷検出用比較器とには前記第一の出力電流を供給し、
前記軽負荷間欠発振の発振停止期間には前記スイッチング素子に制御信号を出力する前記発振器と前記ゲートドライバーに前記第二の出力電流を供給することにより、前記軽負荷間欠発振の発振停止期間時の電力損失を低減することを特徴とするスイッチング電源制御用半導体装置。A switching power supply control semiconductor device for controlling an output of a switching power supply that generates output power from input power via a transformer by a feedback signal from the output of the switching power supply,
A switching element connected to the primary winding of the transformer;
A control circuit for controlling the switching operation of the switching element,
The control circuit includes:
A feedback signal control circuit that outputs a voltage according to the feedback signal;
A control signal generating circuit comprising an oscillator and a gate driver that outputs a control signal for switching the switching element based on an output voltage of the feedback signal control circuit;
Upon detection of a light load conditions from light load detecting comparator in accordance with the output voltage from the feedback signal control circuit, the output voltage of the feedback signal control circuit becomes lower than the first reference voltage, the switching A light load detection circuit for stopping the switching operation of the element, and restarting the switching operation of the switching element when the output voltage of the feedback signal control circuit becomes higher than a second reference voltage;
In response to the output of the light load detection circuit, the first output current that outputs a constant current regardless of the switching operation or stop of the switching element, and the constant current during the light load intermittent oscillation oscillation period. A reference constant current conversion circuit that outputs and outputs a substantially zero second output current during the light load intermittent oscillation stop period ,
Supplying the first output current to the feedback signal control circuit for detecting the light load state and the light load detection comparator ;
By supplying the second output current to the oscillator that outputs a control signal to the switching element and the gate driver during the oscillation stop period of the light load intermittent oscillation , A semiconductor device for controlling a switching power supply, characterized by reducing power loss.

前記スイッチング素子と前記制御回路をワンチップに集積化することを特徴とする請求項１または請求項２のいずれかに記載のスイッチング電源制御用半導体装置。 3. The semiconductor device for controlling a switching power supply according to claim 1, wherein the switching element and the control circuit are integrated on a single chip.