JP2004312247A

JP2004312247A - Local signal generation device

Info

Publication number: JP2004312247A
Application number: JP2003101590A
Authority: JP
Inventors: Hideji Aoyama; 秀次青山; Masanori Komatsu; 正典小松
Original assignee: IRT KK; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: IRT KK; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 2003-04-04
Filing date: 2003-04-04
Publication date: 2004-11-04

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To output a local signal of a frequency hard to to divide in a wide variable frequency range with excellent phase noise characteristics. <P>SOLUTION: A device is provided with VCXO 110 oscillating a signal of 30MHz, a first PLL circuit 300 outputting a signal (center frequency signal) for generating a frequency component where the frequency allocated to a desired channel is difficult to divide out based on the signal of 30MHz, a COM spectrum generation circuit 200 generating a COM spectrum string where a plurality of linear spectra exist at intervals of 6MHz for 0 to 150MHz, a frequency addition/subtraction part 400 adding/subtracting the center frequency signal and the COM spectrum string by the frequency and generating a local signal string of 51 waves, and a second PLL circuit 500 outputting a signal which is phase-synchronized with the local signal corresponding to one desired channel in the local signal string. <P>COPYRIGHT: (C)2005,JPO&NCIPI

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、所定周波数のローカル信号を発振するローカル信号発生装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
地上波デジタル放送では、ＯＦＤＭ（ＯｒｔｈｏｇｏｎａｌＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅｘ：直交周波数分割多重）方式が使用される。ＯＦＤＭ方式では、等間隔で数千本の搬送波（１チャネルあたり１ｋＨｚ間隔で約５６００本のキャリア）からなる信号が利用される。このため、地上波デジタル放送に使用されるローカル信号発生装置には、１ｋＨｚ離調で−１１０ｄＢｃ／Ｈｚといった非常に良好な位相雑音特性が要求される。また、地上波デジタル放送で搬送されるキャリア信号は、１３ｃｈから６２ｃｈまでの５０チャネルが６ＭＨｚ間隔で存在するため、ローカル信号発生装置に要求される周波数可変範囲は５１０ＭＨｚから８０４ＭＨｚといった広い帯域に及ぶ。さらに、地上波デジタル放送の標準化仕様に対応するためには、ローカル信号発生装置は、無限小数の周波数成分（例えば、５１０．２９２８５７１・・・ＭＨｚ）を持つ信号を出力する必要がある。
【０００３】
ところで、地上波アナログ放送で用いられてきた従来のローカル信号発生装置としては、図８に示すような水晶発振器を用いた単一ＰＬＬ方式が主流であった。この方式では、水晶発振器１６の出力周波数（基準周波数）を比較分周器１２の分周比Ｎと基準分周器１４の分周比Ｍとの比、Ｎ／Ｍ倍した信号が出力される。地上波アナログ放送では、キャリア信号の周波数が例えば１０３．２５ＭＨｚというように比較的割り切れやすい数字であるため、Ｎ／Ｍは小さくて良い。このため比較周波数を高くすることができ、結果として、ＶＣＯ（ＶｏｌｔａｇｅＣｏｎｔｒｏｌｌｅｄＯｓｃｉｌｌａｔｏｒ：電圧制御発振器）１１において所望の周波数に絞り込む（ロックする）際に位相雑音のシェイプアップ効果が図れる。すなわち、当該ローカル信号発生装置からは、不要な周波数成分が小さな位相雑音の小さい信号が出力されることとなる。
【０００４】
【特許文献１】
特開平１１−１７７８９７号公報
【特許文献２】
特開２００２−２１７９９２号公報
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
ひとつのＰＬＬ系で異なる発振周波数を複数種類得る為には広帯域可変ＶＣＯの使用が前提となるが、一般的にＶＣＯの位相雑音はＯＦＤＭシステムが望む低位相雑音特性に比べて極めて劣悪であるため、基準源に水晶発振器を使用したＰＬＬが不可欠である。一方、上記説明した地上波デジタル放送では、キャリア信号の周波数単位を［ＭＨｚ］としたときの小数部が割り切れにくい無限小数（例えば、５１０．２９２８５７１・・・ＭＨｚ）であるため、ローカル信号発生装置もこれに応じた周波数成分のローカル信号を出力しなければならない。しかしながら、上記説明した単一ＰＬＬ方式のローカル信号発生装置が外部からの基準信号１０ＭＨｚ（ＯＦＤＭでは一般的にこの周波数が基準源に使われる）にロックする為には、このようなローカル信号を出力しようとするとＮ／Ｍを極めて大きくしなければならないため、比較周波数が非常に低くなってしまう。この結果、位相雑音はシェイプアップされず、ＶＣＯ１１の位相雑音裸特性がそのまま出力されてしまうという問題点があった。
【０００６】
すなわち、従来の単一ＰＬＬ方式のローカル信号発生装置を地上波デジタル放送に用いても、当該ローカル信号発生装置からは位相雑音の大きなローカル信号が出力されてしまう。特に、地上波デジタル放送では１チャネル中の搬送波が１ｋＨｚ間隔で複数設定されているため、位相雑音が大きいと隣り合う搬送波と相乗加算されてしまう。このため、割り切れにくい無限小数の成分を持つ複数の周波数を位相雑音特性良く出力する周波数可変型ローカル信号発生装置が望まれていた。
【０００７】
ただし、ＶＣＯよりも位相雑音裸特性が優れたＶＣＸＯをＶＣＯ１１の代わりに用いれば、１ｋＨｚ離調で−１１０ｄＢｃ／Ｈｚといった要求される位相雑音特性を実現することはできる。しかしながら、ＶＣＸＯを備えたローカル信号発生装置の出力周波数は固定であって１チャネルにしか対応できないため、地上波デジタル放送のように複数のチャネルに対応するためには、チャネル数分のＶＣＸＯを設けなければならない。これはローカル信号発生装置の回路規模およびコストの増大につながるため、望ましいことではない。このため、位相雑音特性が良く広い周波数可変範囲に対応できるローカル信号発生装置も望まれていた。
【０００８】
本発明は、上記従来の要望に鑑みてなされたものであって、割り切れにくい周波数のローカル信号を位相雑音特性良く広い周波数可変範囲で出力できるローカル信号発生装置を提供することを目的としている。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
本発明のローカル信号発生装置は、所定周波数のローカル信号を発振するローカル信号発生装置であって、水晶発振子を共振器にして特定周波数の信号を発振する発振器と、前記発振器から発振された信号を第１の分周比で分周した第１の基準信号と、内部でフィードバックされた第１の比較信号との位相差に応じて位相同期した第１の信号を出力する第１のＰＬＬ回路部と、前記発振器から発振された信号に基づいて、第１の所定周波数帯域にわたって所定周波数間隔で複数の線スペクトルが存在するコムスペクトル列を生成し出力するコムスペクトル列生成回路部と、前記第１のＰＬＬ回路部から出力された前記第１の信号および前記コムスペクトル列生成回路部から出力された前記コムスペクトル列を周波数加減算して、第２の周波数帯域にわたって前記所定周波数間隔で複数のローカル信号が存在するローカル信号列を生成し出力するローカル信号列生成回路部と、前記ローカル信号列生成回路部から出力された前記ローカル信号列を構成する前記複数のローカル信号の１つと、内部でフィードバックされた第２の比較信号との位相差に応じて位相同期した前記所定周波数のローカル信号を出力する第２のＰＬＬ回路部と、を備える。
【００１０】
このように、第１の信号およびコムスペクトル列は、水晶発振子を共振器にして発振された信号に基づいて生成されるため、割り切れにくい周波数のローカル信号であっても、位相雑音特性良く出力することができる。また、コムスペクトル列生成回路部で、第１の所定周波数帯域にわたって複数の線スペクトルが存在するコムスペクトル列が生成され、ローカル信号列生成回路部では、当該コムスペクトル列および第１のＰＬＬ回路部から出力された第１の信号を周波数加減算することで、第２の周波数帯域にわたって複数のローカル信号が存在するローカル信号列が生成される。そして、第２のＰＬＬ回路部からは、当該ローカル信号列を構成する複数のローカル信号の内、所定周波数のローカル信号が出力される。このため、広い周波数可変範囲でローカル信号を出力できる。
【００１１】
また、本発明のローカル信号発生装置は、前記第２のＰＬＬ回路部は、前記複数のローカル信号の１つと前記第２の比較信号との位相差に応じた位相差信号を出力する位相比較器と、前記位相比較器から出力された前記位相差信号の電圧に応じて所定周波数の信号を発振する電圧制御発振器と、を有し、前記位相比較器は、前記複数のローカル信号列を構成する前記複数のローカル信号の内、当該位相比較器に印加される直流電圧に応じた周波数のローカル信号を前記第２の比較信号と位相比較する。このため、所定の直流電圧を位相比較器に印加することによって、所定周波数のローカル信号を出力することができる。
【００１２】
また、本発明のローカル信号発生装置は、前記発振器を含み、外部から供給される特定周波数の第３の基準信号または所定の直流電圧を有した第４の基準信号と、前記発振器から発振された信号を第３の分周比で分周した第３の比較信号とを比較し、前記第３の基準信号と前記第３の比較信号の位相差または前記第４の基準信号と前記第３の比較信号の位相差に応じて位相同期した信号を出力する基準ＰＬＬ回路部を備え、前記基準ＰＬＬ回路部は、外部から前記第３の基準信号が供給されると当該第３の基準信号に位相同期した特定周波数の信号を出力し、前記第３の基準信号が供給されないときは前記発振器が自励で発振して所定周波数の信号を出力する。したがって、基準ＰＬＬ回路部は、外部から第３の基準信号が供給されるか否かにかかわらず、正確な周波数の信号を発振することができる。このため、第１のＰＬＬ回路部およびコムスペクトル列生成回路部は、正確な周波数の信号に基づいて、第１の信号およびコムスペクトル列をそれぞれ生成することができる。結果として、正確かつ安定した周波数の第１の信号およびコムスペクトル列を供給することができる。
【００１３】
また、本発明のローカル信号発生装置は、前記第１のＰＬＬ回路部は、前記第１の基準信号と前記第１の比較信号との位相差に応じて水晶発振子を共振器にして所定周波数の信号を発振する。したがって、第１のＰＬＬ回路部は、位相雑音特性の良い信号を発振することができる。
【００１４】
また、本発明のローカル信号発生装置は、前記基準ＰＬＬ回路部が有する２つの信号の位相を比較する手段は、ブリッジダイオードを利用したコイルアイソレート型の位相比較器である。したがって、当該位相比較器は、高精度かつ高安定に動作し、動作可能な周波数帯に不感帯がない。
【００１５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明に係るローカル信号発生装置の実施の形態について、〔第１の実施形態〕、〔第２の実施形態〕の順に図面を参照して詳細に説明する。第１の実施形態および第２の実施形態では、本発明に係るローカル信号発生装置を地上波デジタル放送に使用する場合について説明する。
【００１６】
地上波デジタル放送では、約４７０ＭＨｚから約７７０ＭＨｚの広い周波数帯域にわたって６ＭＨｚ間隔で存在する複数のチャネル（１３ｃｈ〜６２ｃｈの５０チャネル）が利用され、ＯＦＤＭ（ＯｒｔｈｏｇｏｎａｌＦｒｅｑｕｅｎｃｙＤｉｖｉｓｉｏｎＭｕｌｔｉｐｌｅｘ：直交周波数分割多重）方式が使用される。地上波デジタル放送で使用するＯＦＤＭ方式では、等間隔で数千本の搬送波（１チャネルあたり１ｋＨｚ間隔で約５６００本のキャリア）からなる信号が利用される。また、地上波デジタル放送の標準化仕様によれば、任意のチャネルにおける任意の搬送波の周波数成分が無限小数（例えば、４７３．１４２８５７１・・・ＭＨｚ）となっており、放送装置で一般的に使用するＩＦ周波数３７．１５ＭＨｚに変換するために必要となるローカル信号発生装置としては、約５１０ＭＨｚから約８０４ＭＨｚの広い周波数帯域にわたって、６ＭＨｚ間隔でローカル信号（例えば、５１０．２９２８５７・・・ＭＨｚ）を出力する必要がある。
【００１７】
そこで、第１の実施形態および第２の実施形態のローカル信号発生装置では、６ＭＨｚ間隔の線スペクトル列（コムスペクトル列）を出力すると共に、前記無限小数の周波数成分を実現する信号（中心周波数信号）を出力し、当該出力された２つの信号を乗算して５１波のローカル信号列を生成する。その後、当該ローカル信号列のうち所望のチャネルに相当するローカル信号のみを出力する。
【００１８】
〔第１の実施形態〕
図１は、本発明の第１の実施形態を説明するためのローカル信号発生装置の概略構成を示す図である。同図に示すように、第１の実施形態のローカル信号発生装置は、特許請求の範囲の発振器に該当するＶＣＸＯ（ＶｏｌｔａｇｅＣｏｎｔｒｏｌｌｅｄＸｔａｌＯｓｃｉｌｌａｔｏｒ：電圧制御水晶発振器）１１０と、１／３分周器６００と、コムスペクトル列生成回路部に該当するコムスペクトル発生回路２００と、第１のＰＬＬ回路部に該当する第１のＰＬＬ回路３００と、ローカル信号列生成回路部に該当する周波数加減算部４００と、第２のＰＬＬ回路部に該当する第２のＰＬＬ回路５００とを備える。
【００１９】
以下、本実施形態のローカル信号発生装置が備える各構成要素について説明する。
まず、本実施形態のＶＣＸＯ１１０は、水晶発振子を共振器にして周波数が３０ＭＨｚの信号を発振する水晶発振器である。また、１／３分周器６００は、ＶＣＸＯ１１０から発振された３０ＭＨｚの信号を１／３に分周するものである。
【００２０】
次に、コムスペクトル発生回路２００について説明する。コムスペクトル発生回路２００は、１／１０分周器２１０と、コムジェネレータ２２０と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）２３０と、バッファアンプ２４０とを有し、ＶＣＸＯ１１０で発振された３０ＭＨｚの信号から、０〜１５０ＭＨｚの周波数帯域にわたって６ＭＨｚ間隔で複数の線スペクトルが存在するコムスペクトル列を生成するものである。
【００２１】
以下、コムスペクトル発生回路２００の各構成要素について説明する。
１／１０分周器２１０は、ＶＣＸＯ１１０から発振された３０ＭＨｚの信号を１／１０に分周するものである。コムジェネレータ２２０は、図２に示すように、排他的論理和２２１，２２２と、ディレイ回路とを有し、所定のディーティー比の３ＭＨｚの信号に基づいて、６ＭＨｚ間隔の線スペクトル列を生成するものである。図２は、コムジェネレータ２２０の回路構成を示す図である。まず、排他的論理和２２１には２つの信号、すなわち、１／１０分周器２１０によって分周された３ＭＨｚの信号と、０Ｖの信号とが入力される。当該排他的論理和２２１の出力信号は二手に分かれ、一方はそのまま排他的論理和２２２に入力され、他方は当該出力信号の論理レベルが反転された後、所定時間遅延して排他的論理和２２２に入力される。なお、排他的論理和２２２の出力信号のデューティー比は、この遅延時間に応じて変化する。当該排他的論理和２２２の出力信号は、所定のデューティー比のパルス信号列となる。このパルス信号を周波数解析すると、６ＭＨｚ間隔（０ＭＨｚ，６ＭＨｚ，１２ＭＨｚ，・・・）のコム状（櫛型）スペクトルとなっている。
【００２２】
ＬＰＦ２３０は、コムジェネレータ２２０で生成された線スペクトル列の周波数帯域を０〜１５０ＭＨｚに制限するものである。なお、ＬＰＦ２３０によって周波数帯域を０〜１５０ＭＨｚに制限された６ＭＨｚ間隔の線スペクトル列が上記コムスペクトル列である。バッファアンプ２４０は、当該帯域制限されたコムスペクトル列を増幅するものである。
【００２３】
次に、第１のＰＬＬ回路３００について説明する。第１のＰＬＬ回路３００は、ＶＣＸＯ３４０と、ＬＰＦ３３０と、位相検波器３２０と、１／１４００分周器３１０と、１／９２４４１分周器３５０と、分配器３６０とを有し、位相検波器３２０からの直流出力に応じた周波数成分の信号を出力するものである。なお、第１のＰＬＬ回路３００は、所望のチャネルに割り当てられた周波数の割り切れにくい周波数成分を生成するための信号を出力するものである。具体的には、第１のＰＬＬ回路３００は、６６０．２９２８５７１ＭＨｚの信号（以下「中心周波数信号」という。）を出力する。なお、中心周波数信号は、特許請求の範囲の第１の信号に該当する。
【００２４】
以下、第１のＰＬＬ回路３００の各構成要素について説明する。
まず、位相検波器３２０は、１／１４００分周器３１０で分周された周波数が７．１４２８５７ｋＨｚの信号（基準信号）φ_１と、ＶＣＸＯ３４０から出力され１／９２４４１分周器３５０によって分周された信号（比較信号）φ_２とを比較して、これら２つの信号の位相差に応じた信号（位相差信号）を出力するものである。なお、基準信号φ_１は特許請求の範囲の第１の基準信号、比較信号φ_２は第１の比較信号にそれぞれ該当する。また、ＬＰＦ３３０は、位相検波器３２０から出力された位相差信号の高周波成分を抑圧して直流化するものである。
【００２５】
また、ＶＣＸＯ３４０は、水晶発振子を共振器にして周波数が６６０．２９２８５７１ＭＨｚの信号を発振する水晶発振器であり、ＬＰＦ３３０によって直流化された位相差信号の電圧に応じた周波数の信号を出力するものである。また、１／１４００分周器３１０は、ＶＣＸＯ１１０から出力され、１／３分周器６００によって１／３に分周された信号をさらに１／１４００に分周するものである。また、１／９２４４１分周器３５０は、ＶＣＸＯ３４０から出力された信号を１／９２４４１に分周するものである。また、分配器３６０は、ＶＣＸＯ３４０から出力された信号を２方向に分配するものである。すなわち、分配器３６０によって分配された信号の一方は１／９２４４１分周器３５０に供給され、他方は周波数加減算部４００に供給される。
【００２６】
次に、周波数加減算部４００について説明する。周波数加減算部４００は、ミキサー４１０と、バッファアンプ４２０と、高周波アッテネータ（ＡＴＴ）４３０とを有し、コムスペクトル発生回路２００から出力されたコムスペクトル列と第１のＰＬＬ回路３００から出力された中心周波数信号とを周波数加減算することによって、１３ｃｈ〜６２ｃｈ（５１０．２９２８５７１ＭＨｚ〜８０４．２９２８５７１ＭＨｚ）の各チャネルに割り当てられた周波数に対応する５０波を含む、５１波のローカル信号列（５１０．２９２８５７１ＭＨｚ〜８１０．２９２８５７１ＭＨｚ）を生成するものである。
【００２７】
以下、周波数加減算部４００の各構成要素について説明する。
まず、ミキサー４１０は、コムスペクトル発生回路２００から出力されたコムスペクトル列と、第１のＰＬＬ回路３００から出力された中心周波数信号とを乗算するものである。コムスペクトル列と中心周波数信号とを乗算することによって、０〜１５０ＭＨｚのコムスペクトル列を構成する各線スペクトルに６６０．２９２８５７１ＭＨｚの信号を周波数加減算した信号が生成される。すなわち、６６０．２９２８５７１ＭＨｚの信号を中心に、±１５０ＭＨｚの範囲にわたって６ＭＨｚ間隔でローカル信号が存在するローカル信号列が生成される。
【００２８】
バッファアンプ４２０は、ミキサー４１０の出力信号（ローカル信号列）を増幅するものである。また、ＡＴＴ４３０は、バッファアンプ４２０によって増幅された信号のレベルを抑圧して均一化するものである。なお、ＡＴＴ４３０によって、ミキサー４１０で生じた干渉や反射の影響が抑圧される。
【００２９】
次に、第２のＰＬＬ回路５００について説明する。第２のＰＬＬ回路５００は、特許請求の範囲の位相比較器に該当する位相検波器５１０と、ＬＰＦ５２０と、ＶＣＯ（ＶｏｌｔａｇｅＣｏｎｔｒｏｌｌｅｄＯｓｃｉｌｌａｔｏｒ：電圧制御発振器）５３０と、分配器５４０とを有し、周波数加減算部４００で生成されたローカル信号列のうち、所望の１チャネルに対応するローカル信号を出力するものである。例えば、所望のチャネルが１３ｃｈであれば、５１０．２９２８５７１ＭＨｚのローカル信号を出力する。
【００３０】
以下、第２のＰＬＬ回路５００の各構成要素について説明する。
まず、位相検波器５１０は、周波数加減算部４００から出力されたローカル信号列に含まれる所望のローカル信号（基準信号）φ_３と、ＶＣＯ５３０から出力され分配器５４０によって分配された信号（比較信号）φ_４の位相差に応じた信号の電圧に、当該位相検波器５１０に印加されたチャネル選択電圧Ｖｃｈを加算した信号（以下「ＶＣＯ制御信号φ_５」という。）を出力するものである。位相検波器５１０の詳細な説明については後述する。なお、比較信号φ_４は、特許請求の範囲の第２の比較信号に該当する。
【００３１】
ＬＰＦ５２０は、位相検波器５１０から出力されたＶＣＯ制御信号φ_５の高周波成分を抑圧して直流化するものである。ＶＣＯ５３０は、バラクターダイオード（可変容量ダイオード、バリキャップダイオード）を用いた電圧制御発振器であり、ＬＰＦ５２０によって直流化されたＶＣＯ制御信号φ_５の電圧に応じた周波数の信号を出力するものである。分配器５４０は、ＶＣＯ５３０から出力された信号を２方向に分配するものである。すなわち、分配器５４０によって分配された信号の一方（比較信号φ_４）は位相検波器５１０に供給され、他方は当該ローカル信号発生装置から出力される。
【００３２】
次に、位相検波器５１０について詳細に説明する。
位相検波器５１０は、図３に示すコイルアイソレート型の位相検波器である。図３は、コイルアイソレート型の位相検波器５１０の回路構成を示す図である。同図に示すように、位相検波器５１０は、ブリッジダイオードに２つのコイルを接続し当該２つのコイルにそれぞれアイソレートされたコイルが設けられたミキサーであって、ブリッジダイオードに接続される一方のコイルにはチャネル選択電圧Ｖｃｈが供給され、他方のコイルからはＶＣＯ制御信号φ_５が出力される。また、前記一方のコイルとはアイソレートされたコイルにはＶＣＯ５３０からの出力信号（比較信号φ_４）が入力され、前記他方のコイルとはアイソレートされたコイルには周波数加減算部４００から出力されたローカル信号列が入力される。
【００３３】
当該位相検波器５１０は、周波数加減算部４００から出力されたローカル信号列とＶＣＯ５３０の出力信号（比較信号φ_４）とを重畳し、当該ローカル信号列のうち所望の１チャネルに対応するローカル信号（基準信号φ_３）の周波数と、ＶＣＯ５３０の出力信号（比較信号φ_４）の周波数とが一致するときに直流となる当該重畳された信号の電圧値と前記チャネル選択電圧Ｖｃｈとを加算した電圧の信号（ＶＣＯ制御信号φ_５）を出力する。また、ＶＣＯ５３０は、位相検波器５１０から出力されＬＰＦ５２０によって直流化されたＶＣＯ制御信号φ_５の電圧に応じた周波数の信号を出力する。
【００３４】
すなわち、チャネル選択電圧Ｖｃｈの電圧値を、ＶＣＯ５３０が所望のチャネルに対応したローカル信号を出力するための所定値に設定しておくことによって、ＶＣＯ５３０から、当該所望のローカル信号の周波数成分を持つ信号が出力される。なお、ＶＣＯ５３０が所望のチャネルに対応したローカル信号を出力するための所定値とは、例えば、当該ローカル信号の周波数が５１０ＭＨｚの場合には０Ｖ、６５４ＭＨｚの場合には４Ｖ、８１０ＭＨｚの場合には１０Ｖといったように、所望のチャネルによって異なる。
【００３５】
図４は、第２のＰＬＬ回路５００による位相雑音抑圧効果を説明する図である。同図（ａ）に、周波数加減算部４００から出力されたローカル信号列を示す。同図（ｂ）に点線で描かれた波形は、第２のＰＬＬ回路５００がＰＬＬ制御を行わない場合の、ＶＣＯ５３０の出力信号の波形の一例である。また、直線で描かれた波形は、第２のＰＬＬ回路５００がＰＬＬ制御を行った場合の、ＶＣＯ５３０の出力信号の波形の一例である。同図に示すように、第２のＰＬＬ回路５００は、基準信号φ_３（例えば、６５４．２９２８５７・・・ＭＨｚ）近傍の周波数範囲（基準信号φ_３の周波数±３００ｋＨｚ）にある比較信号φ_４を当該基準信号φ_３に位相同期させることによって、位相雑音や所望のチャネル以外に対応するローカル信号、不要なスプリアス成分といった余分な信号を抑圧し、所望の１つのチャネルに対応するローカル信号を位相雑音特性良く出力する。なお、コイルアイソレート型の位相検波器５１０は、ダイオードとコイルのみで構成されておりノイズ発生源となり得るオペアンプやトランジスタ等の能動素子を含んでいないため、正確な位相差信号を出力することができる。また、コイルアイソレート型の特長として、精度が高く安定した動作をする、不感帯がないといったことが挙げられる。
【００３６】
次に、図５を参照して、本実施形態のローカル信号発生装置の動作について簡単に説明する。図５は、各回路の出力信号の波形の一例を示す図である。
まず、ＶＣＸＯ１１０から出力された３０ＭＨｚの信号は二手に分かれ、一方はコムスペクトル発生回路２００に入力され、他方は１／３分周器６００によって周波数が１／３に分周された後、第１のＰＬＬ回路３００に入力される。
【００３７】
コムスペクトル発生回路２００では、ＶＣＸＯ１１０の出力周波数が１／１０分周器２１０によって１／１０に分周された後、コムジェネレータ２２０に入力される。コムジェネレータ２２０では６ＭＨｚ間隔の線スペクトル列が生成され、当該線スペクトル列の周波数帯域がＬＰＦ２３０によって０〜１５０ＭＨｚに制限される。ＬＰＦ２３０によって帯域制限されたコムスペクトル列はバッファアンプ２４０によって増幅され、周波数加減算部４００に出力される。なお、図５（ａ）に、コムスペクトル発生回路２００から出力されたコムスペクトル列の波形の一例を示す。
【００３８】
一方、第１のＰＬＬ回路３００では、入力された１０ＭＨｚの信号が１／１４００分周器３１０によって分周され、７．１４２８５７ｋＨｚの基準信号φ_１として位相検波器３２０に入力される。また、ＶＣＸＯ３４０の出力周波数は分配器３６０によって二手に分かれ、一方は１／９２４４１分周器３５０によって１／９２４４１に分周された後、比較信号φ_２として位相検波器３２０に入力され、他方は周波数加減算部４００に出力される。位相検波器３２０は、このようにして入力された基準信号φ_１と比較信号φ_２とを比較して位相差信号を出力する。当該位相差信号はＬＰＦ３３０によって直流化され、ＶＣＸＯ３４０に印加される。ＶＣＸＯ３４０は、当該直流化された位相差信号の電圧に応じた周波数成分を持つ信号（中心周波数信号）を出力する。なお、図５（ｂ）に、第１のＰＬＬ回路３００から出力された中心周波数信号の波形の一例を示す。
【００３９】
周波数加減算部４００では、ミキサー４１０が、コムスペクトル発生回路２００から出力されたコムスペクトル列と第１のＰＬＬ回路３００から出力された中心周波数信号の２つの信号を乗算して、５１０．２９２８５７１〜８１０．２９２８５７１ＭＨｚの周波数帯域にわたって６ＭＨｚ間隔でローカル信号が存在するローカル信号列を生成する。ミキサー４１０から出力された当該ローカル信号列は、バッファアンプ４２０で増幅され、ＡＴＴ４３０でレベルが抑圧され均一化された後、第２のＰＬＬ回路５００に出力される。なお、図５（ｃ）に、周波数加減算部４００から出力されたローカル信号列の波形の一例を示す。
【００４０】
第２のＰＬＬ回路５００では、周波数加減算部４００から出力されたローカル信号列が位相検波器５１０に入力される。また、ＶＣＯ５３０から出力された信号が分配器５４０によって二手に分かれ、一方は比較信号φ_４として位相検波器５１０に入力され、他方は当該第２のＰＬＬ回路５００から出力される。また、位相検波器５１０には、ＶＣＯ５３０が所望のチャネルに対応したローカル信号を出力するためのチャネル選択電圧Ｖｃｈが供給される。位相検波器５１０は、ローカル信号列とＶＣＯ５３０から出力された信号（比較信号φ_４）とを重畳し、当該ローカル信号列のうち所望のチャネルに対応するローカル信号（基準信号φ_３）と比較信号φ_４の位相差に応じた位相差信号の電圧に、チャネル選択電圧Ｖｃｈを加算したＶＣＯ制御信号φ_５を出力する。そして、ＶＣＯ制御信号φ_５はＬＰＦ５２０によって直流化され、ＶＣＯ５３０に印加される。ＶＣＯ５３０は、ＶＣＯ制御信号φ_５の電圧に応じた周波数成分を持つ信号、すなわち、所望のチャネルに対応するローカル信号に位相同期した信号を出力する。なお、図５（ｄ）に、第２のＰＬＬ回路５００から出力されたローカル信号の波形の一例を示す。
【００４１】
以上説明したように、本実施形態のローカル信号発生装置では、コムスペクトル発生回路２００が、０〜１５０ＭＨｚの周波数帯域にわたって６ＭＨｚ間隔で複数の線スペクトルが存在するコムスペクトル列を生成し、第１のＰＬＬ回路３００が、割り切れにくい周波数成分を実現するための６６０．２９２８５７１ＭＨｚの信号（中心周波数信号）を生成する。そして、周波数加減算部４００によってコムスペクトル列と中心周波数信号とが周波数加減算され、１３ｃｈ〜６２ｃｈの全チャネルに対応する５１波のローカル信号列が生成される。そして、チャネル選択電圧Ｖｃｈを変えることによって、第２のＰＬＬ回路５００から、当該ローカル信号列のうち所望の１チャネルに対応したローカル信号が出力される。
【００４２】
このように、コムスペクトル列および中心周波数信号は、それぞれ、ＶＣＸＯ１１０およびＶＣＸＯ３４０の出力信号から生成されるため、位相雑音特性が極めて良い。また、ローカル信号列は、コムスペクトル列および中心周波数信号を周波数加減算して生成される。したがって、周波数単位を［ＭＨｚ］としたときの小数部が割り切れにくい無限小数であっても、ローカル信号を位相雑音特性良く発生するローカル信号発生装置を提供することができる。
【００４３】
また、コムスペクトル発生回路２００で、０〜１５０ＭＨｚの周波数帯域にわたって６ＭＨｚ間隔で複数の線スペクトルが存在するコムスペクトル列が生成され、周波数加減算部４００で、５１０．２９２８５７１〜８１０．２９２８５７１ＭＨｚの周波数帯域にわたって６ＭＨｚ間隔でローカル信号が存在するローカル信号列が生成される。さらに、第２のＰＬＬ回路５００が、チャネル選択電圧Ｖｃｈに応じて、当該ローカル信号列のうち、所望のチャネルに対応するローカル信号に位相同期した信号を出力する。したがって、コムスペクトル発生回路２００および周波数加減算部４００によって、広い周波数帯域に存在する信号成分を生成でき、かつ、第２のＰＬＬ回路５００の位相検波器５１０に印加するチャネル選択電圧Ｖｃｈを変えることによって、所望のチャネルに対応した周波数のローカル信号を出力することができる。結果として、周波数可変範囲が広いローカル信号発生装置を提供することができる。
【００４４】
また、発明者らの実験によれば、位相雑音は−１１０ｄＢｃ／Ｈｚ（１ｋＨｚ離調時）であり、スプリアスは−９０ｄＢｃ以下であった。また、本実施形態のローカル信号発生装置では、第２のＰＬＬ回路５００以外の各回路で処理される信号にはスプリアスがあっても構わないため、第２のＰＬＬ回路５００以外の回路を１チップに集積化することができる。
【００４５】
また、本実施形態のローカル信号発生装置では、チャネル数分の水晶発振子を設けることなく、複数のチャネルに対応することができるため、ローカル信号発生装置の回路規模およびコストを削減することができる。
【００４６】
〔第２の実施形態〕
図６は、本発明の第２の実施形態を説明するためのローカル信号発生装置の概略構成を示す図である。同図において、図１と重複する部分には同一の符号を附して説明を省略する。図６に示す第２の実施形態のローカル信号発生装置が第１の実施形態のローカル信号発生装置と異なる点は、ＶＣＸＯ１１０および１／３分周器６００の代わりに、当該ＶＣＸＯ１１０を含む基準ＰＬＬ回路１００を備えている点である。なお、基準ＰＬＬ回路１００は、特許請求の範囲の基準ＰＬＬ回路部に該当する。
【００４７】
基準ＰＬＬ回路１００は、ＶＣＸＯ１１０と、位相検波器１４０と、ＬＰＦ１２０と、１／３分周器１３０とを有し、コムスペクトル発生回路２００に入力される３０ＭＨｚの信号および第１のＰＬＬ回路３００に入力される１０ＭＨｚの信号を供給するものである。また、基準ＰＬＬ回路１００は、周波数が１０ＭＨｚの外部から入力された信号と位相同期することによって、ＶＣＸＯ１１０に生じた発振周波数のズレを補償する機能を有している。なお、当該外部から入力された信号は、特許請求の範囲の第３の基準信号に該当する。
【００４８】
以下、基準ＰＬＬ回路１００の各構成要素について説明する。
まず、ＶＣＸＯ１１０は、第１の実施形態のＶＣＸＯ１１０と同様に、水晶発振子を共振器にして周波数が３０ＭＨｚの信号を発振する水晶発振器である。なお、以下に説明する位相検波器１４０から出力されＬＰＦ１２０で直流化された位相差信号の電圧に応じて発振周波数のズレを自己補償する。
【００４９】
また、１／３分周器１３０は、ＶＣＸＯ１１０の出力周波数を１／３に分周するものである。また、位相検波器１４０は、特許請求の範囲の第４の基準信号に該当する所定電圧（例えば２．５Ｖ）を有する信号（直流電圧Ｖｒｅｆ）または外部から入力される周波数が１０ＭＨｚの基準信号と、ＶＣＸＯ１１０から出力され１／３分周器１３０によって分周された比較信号φ_１１との位相差に応じた信号（位相差信号）を出力するものである。なお、比較信号φ_１１は、特許請求の範囲の第３の比較信号に該当する。なお、ＶＣＸＯ１１０は、外部から１０ＭＨｚの基準信号が入力されるとこれにロックし、当該１０ＭＨｚの基準信号の入力がないときは自励で発振する。また、ＬＰＦ１２０は、位相検波器１４０から出力された位相差信号の高周波成分を抑圧して直流化するものである。
【００５０】
なお、本実施形態の位相検波器１４０は、ＶＣＸＯ１１０が、外部から１０ＭＨｚの基準信号が入力されるとこれにロックし、当該１０ＭＨｚの基準信号の入力がないときは自励で発振するために、図７に示すコイルアイソレート型の位相検波器が用いられる。位相検波器１４０は、同図に示すように、ブリッジダイオードに２つのコイルを接続し当該２つのコイルにそれぞれアイソレートされたコイルが設けられた乗算器であって、ブリッジダイオードに接続される一方のコイルには直流電圧Ｖｒｅｆが供給され、他方のコイルからは位相差信号が出力される。また、前記一方のコイルとはアイソレートされたコイルには１０ＭＨｚの基準信号が入力され、前記他方のコイルとはアイソレートされたコイルには比較信号φ_１１が入力される。
【００５１】
当該位相検波器１４０は、外部から１０ＭＨｚの基準信号が入力される場合は、当該基準信号とＶＣＸＯ１１０の出力信号に基づく信号（比較信号φ_１１）とを重畳し当該基準信号の周波数と当該比較信号φ_１１の周波数とが一致するときに直流となる当該重畳された信号の電圧値と前記直流電圧Ｖｒｅｆとを加算した電圧（出力電圧Ｖｏｕｔ）を出力する。一方、外部から１０ＭＨｚの基準信号が入力されない場合は、直流電圧Ｖｒｅｆ（出力電圧Ｖｏｕｔ）を出力する。なお、直流電圧Ｖｒｅｆの電圧値は、ＶＣＸＯ１１０が３０．０００００ＭＨｚの信号を出力するための所定値に設定されている。
【００５２】
以上説明したように、本実施形態のローカル信号発生装置によれば、基準ＰＬＬ回路１００の位相検波器１４０に外部から１０ＭＨｚの信号が入力されると、基準ＰＬＬ回路１００の出力周波数は１０ＭＨｚに正確に位相同期され、外部から１０ＭＨｚの信号が入力されないと、ＶＣＸＯ１１０が自励で発振する。したがって、外部から１０ＭＨｚの信号が入力されるか否かにかかわらず、コムスペクトル発生回路２００および第１のＰＬＬ回路３００に対して正確かつ安定した周波数の基準信号を供給することができる。
【００５３】
以上説明した第１および第２の実施形態では、本発明のローカル信号発生装置を地上波デジタル放送に使用する場合について説明したが、一定の周波数変化ステップを持つ他のシステムに使用してもよい。例えば、本発明のローカル信号発生装置は、業務用無線、パーソナル無線、第３世代携帯電話やＰＤＣ方式の携帯電話等のシステムに応用できる。
【００５４】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明に係るローカル信号発生装置によれば、割り切れにくい周波数のローカル信号を位相雑音特性良く広い周波数可変範囲で出力できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態を説明するためのローカル信号発生装置の概略構成を示す図
【図２】コムジェネレータ２２０の回路構成を示す図
【図３】コイルアイソレート型の位相検波器５１０の回路構成を示す図
【図４】第２のＰＬＬ回路５００による位相雑音抑圧効果を説明する図
【図５】各回路の出力信号の波形の一例を示す図
【図６】本発明の第２の実施形態を説明するためのローカル信号発生装置の概略構成を示す図
【図７】コイルアイソレート型の位相検波器１４０の回路構成を示す図
【図８】従来のローカル信号発生装置の回路構成を示す図
【符号の説明】
１１０，３４０ＶＣＸＯ
２００コムスペクトル発生回路
２１０１／１０分周器
２２０コムジェネレータ
２２１，２２２排他的論理和
２３０，３３０，５２０，１２０ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
２４０，４２０バッファアンプ
６００，１３０１／３分周器
３００第１のＰＬＬ回路
３１０１／１４００分周器
３２０，５１０，１４０位相検波器
３５０１／９２４４１分周器
３６０，５４０分配器
４００周波数加減算部
４１０ミキサー
４３０高周波アッテネータ
５００第２のＰＬＬ回路
５３０ＶＣＯ
１００基準ＰＬＬ回路[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a local signal generator that oscillates a local signal having a predetermined frequency.
[0002]
[Prior art]
In terrestrial digital broadcasting, an OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplex) system is used. In the OFDM method, a signal composed of thousands of carriers at equal intervals (about 5600 carriers at 1 kHz intervals per channel) is used. For this reason, a local signal generator used for terrestrial digital broadcasting is required to have a very good phase noise characteristic of -110 dBc / Hz at 1 kHz detuning. In addition, a carrier signal carried by digital terrestrial broadcasting has 50 channels from 13 ch to 62 ch at intervals of 6 MHz. Therefore, the frequency variable range required for the local signal generator ranges from 510 MHz to 804 MHz. Furthermore, in order to comply with the standardized specification of digital terrestrial broadcasting, the local signal generator needs to output a signal having an infinitely small number of frequency components (for example, 510.2928571... MHz).
[0003]
By the way, as a conventional local signal generator used in terrestrial analog broadcasting, a single PLL system using a crystal oscillator as shown in FIG. 8 has been mainly used. In this method, a signal obtained by multiplying the output frequency (reference frequency) of the crystal oscillator 16 by the ratio of the frequency dividing ratio N of the comparative frequency divider 12 to the frequency dividing ratio M of the standard frequency divider 14, N / M times, is output. . In terrestrial analog broadcasting, the frequency of the carrier signal is a relatively divisible number such as 103.25 MHz, so that N / M may be small. Therefore, the comparison frequency can be increased, and as a result, the phase noise can be shaped up (locked) to a desired frequency in the VCO (Voltage Controlled Oscillator) 11, thereby achieving a phase noise shape-up effect. That is, the local signal generator outputs a signal having small unnecessary phase components and small phase noise.
[0004]
[Patent Document 1]
JP-A-11-177897
[Patent Document 2]
JP-A-2002-217992
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
In order to obtain a plurality of different oscillation frequencies in one PLL system, the use of a wideband variable VCO is premised. However, since the phase noise of a VCO is generally very poor compared to the low phase noise characteristic desired by an OFDM system, A PLL using a crystal oscillator as a reference source is indispensable. On the other hand, in the terrestrial digital broadcasting described above, the fractional part when the frequency unit of the carrier signal is [MHz] is an infinite decimal number (for example, 510.292857... MHz) which is difficult to divide. Must also output a local signal of a frequency component corresponding to this. However, in order for the above-described single PLL local signal generator to lock to an external reference signal of 10 MHz (this frequency is generally used as a reference source in OFDM), such a local signal is output. If this is attempted, N / M must be made extremely large, so that the comparison frequency becomes very low. As a result, there is a problem that the phase noise is not shaped up and the bare phase noise characteristic of the VCO 11 is output as it is.
[0006]
That is, even if a conventional single PLL local signal generator is used for digital terrestrial broadcasting, a local signal having large phase noise is output from the local signal generator. In particular, in digital terrestrial broadcasting, a plurality of carriers in one channel are set at intervals of 1 kHz. Therefore, if the phase noise is large, the carrier is multiplied with an adjacent carrier. For this reason, there has been a demand for a frequency-variable local signal generator that outputs a plurality of frequencies having infinitely small numbers of components that are difficult to divide, with good phase noise characteristics.
[0007]
However, if a VCXO having better phase noise nakedness characteristics than the VCO is used instead of the VCO 11, the required phase noise characteristics such as -110 dBc / Hz with 1 kHz detuning can be realized. However, since the output frequency of the local signal generator having a VCXO is fixed and can correspond to only one channel, VCXOs corresponding to the number of channels are provided in order to support a plurality of channels such as digital terrestrial broadcasting. There must be. This is not desirable because it increases the circuit size and cost of the local signal generator. For this reason, a local signal generator which has good phase noise characteristics and can cope with a wide frequency variable range has been desired.
[0008]
SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made in view of the above-mentioned conventional needs, and has as its object to provide a local signal generator capable of outputting a local signal having a frequency that is hardly divisible in a wide frequency variable range with good phase noise characteristics.
[0009]
[Means for Solving the Problems]
A local signal generator according to the present invention is a local signal generator that oscillates a local signal having a predetermined frequency, comprising an oscillator that oscillates a signal of a specific frequency using a crystal oscillator as a resonator, and a signal oscillated from the oscillator. PLL circuit that outputs a first signal that is phase-synchronized in accordance with the phase difference between a first reference signal obtained by dividing the first reference signal by a first division ratio and a first comparison signal that is internally fed back A comb spectrum sequence generating circuit for generating and outputting a comb spectrum sequence in which a plurality of line spectra are present at predetermined frequency intervals over a first predetermined frequency band based on a signal oscillated from the oscillator; The first frequency signal output from the PLL circuit unit and the comb spectrum sequence output from the comb spectrum sequence generation circuit unit are subjected to frequency addition and subtraction to obtain a second frequency. A local signal sequence generating circuit unit for generating and outputting a local signal sequence in which a plurality of local signals exist at the predetermined frequency interval over a range, and the plurality of local signal sequences output from the local signal sequence generating circuit unit. And a second PLL circuit section that outputs a local signal of the predetermined frequency that is phase-synchronized in accordance with a phase difference between the local signal and a second comparison signal internally fed back.
[0010]
As described above, since the first signal and the comb spectrum train are generated based on the signal oscillated by using the crystal oscillator as the resonator, even if the local signal has a frequency that is difficult to be divided, the local signal can be output with good phase noise characteristics. can do. Further, the comb spectrum sequence generation circuit generates a comb spectrum sequence in which a plurality of line spectra exist over the first predetermined frequency band, and the local signal sequence generation circuit generates the comb spectrum sequence and the first PLL circuit. By adding and subtracting the frequency of the first signal output from, a local signal sequence in which a plurality of local signals exist over the second frequency band is generated. Then, a local signal having a predetermined frequency is output from the second PLL circuit unit among a plurality of local signals constituting the local signal sequence. Therefore, a local signal can be output in a wide frequency variable range.
[0011]
Further, in the local signal generation device according to the present invention, the second PLL circuit unit outputs a phase difference signal corresponding to a phase difference between one of the plurality of local signals and the second comparison signal. And a voltage-controlled oscillator that oscillates a signal of a predetermined frequency in accordance with the voltage of the phase difference signal output from the phase comparator, wherein the phase comparator configures the plurality of local signal trains. Among the plurality of local signals, a local signal having a frequency according to a DC voltage applied to the phase comparator is compared in phase with the second comparison signal. Therefore, a local signal having a predetermined frequency can be output by applying a predetermined DC voltage to the phase comparator.
[0012]
Also, the local signal generator of the present invention includes the oscillator, a third reference signal of a specific frequency supplied from outside, or a fourth reference signal having a predetermined DC voltage, and an oscillator oscillated from the oscillator. A third comparison signal obtained by dividing the signal by a third division ratio is compared, and a phase difference between the third reference signal and the third comparison signal or the fourth reference signal and the third comparison signal are compared. A reference PLL circuit that outputs a phase-synchronized signal in accordance with the phase difference of the comparison signal, wherein the reference PLL circuit receives the third reference signal from an external source and outputs the phase to the third reference signal; A synchronized signal of a specific frequency is output, and when the third reference signal is not supplied, the oscillator oscillates by itself and outputs a signal of a predetermined frequency. Therefore, the reference PLL circuit section can oscillate a signal of an accurate frequency regardless of whether or not the third reference signal is supplied from the outside. For this reason, the first PLL circuit unit and the comb spectrum sequence generation circuit unit can generate the first signal and the comb spectrum sequence based on the signal of the accurate frequency, respectively. As a result, an accurate and stable frequency of the first signal and the comb spectrum sequence can be provided.
[0013]
Further, in the local signal generation device according to the present invention, the first PLL circuit unit includes a quartz oscillator as a resonator according to a phase difference between the first reference signal and the first comparison signal, and a predetermined frequency. Oscillates. Therefore, the first PLL circuit section can oscillate a signal having good phase noise characteristics.
[0014]
In the local signal generator of the present invention, the means for comparing the phases of the two signals of the reference PLL circuit unit is a coil isolated type phase comparator using a bridge diode. Therefore, the phase comparator operates with high accuracy and high stability, and has no dead band in the operable frequency band.
[0015]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, an embodiment of a local signal generator according to the present invention will be described in detail in the order of [first embodiment] and [second embodiment] with reference to the drawings. 1st Embodiment and 2nd Embodiment demonstrate the case where the local signal generator which concerns on this invention is used for digital terrestrial broadcasting.
[0016]
In terrestrial digital broadcasting, a plurality of channels (50 channels from 13 ch to 62 ch) are used at intervals of 6 MHz over a wide frequency band of about 470 MHz to about 770 MHz, and an OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplex) system is used. used. In the OFDM system used in digital terrestrial broadcasting, a signal composed of thousands of carriers at regular intervals (approximately 5,600 carriers at 1 kHz intervals per channel) is used. Further, according to the standardized specification of digital terrestrial broadcasting, the frequency component of an arbitrary carrier in an arbitrary channel is an infinite decimal number (for example, 473.1428571... MHz), and is generally used in a broadcasting device. As a local signal generator required for converting to an IF frequency of 37.15 MHz, a local signal (for example, 510.292857... MHz) is output at 6 MHz intervals over a wide frequency band from about 510 MHz to about 804 MHz. There is a need.
[0017]
Therefore, the local signal generators of the first and second embodiments output a line spectrum sequence (com spectrum sequence) at 6 MHz intervals and a signal (center frequency signal) for realizing the infinitely small number of frequency components. ) Is output and the output two signals are multiplied to generate a local signal sequence of 51 waves. After that, only a local signal corresponding to a desired channel in the local signal sequence is output.
[0018]
[First Embodiment]
FIG. 1 is a diagram showing a schematic configuration of a local signal generator for explaining a first embodiment of the present invention. As shown in the figure, the local signal generator of the first embodiment includes a VCXO (Voltage Controlled Xtal Oscillator) 110 and a 1/3 frequency divider 600 corresponding to the oscillator described in the claims. A comb spectrum generator 200 corresponding to a comb spectrum generator, a first PLL circuit 300 corresponding to a first PLL circuit, and a frequency adder / subtractor 400 corresponding to a local signal generator. A second PLL circuit 500 corresponding to the second PLL circuit section.
[0019]
Hereinafter, each component included in the local signal generation device of the present embodiment will be described.
First, the VCXO 110 of the present embodiment is a crystal oscillator that oscillates a signal having a frequency of 30 MHz using a crystal oscillator as a resonator. The １／ frequency divider 600 divides the frequency of the 30 MHz signal oscillated from the VCXO 110 by １／.
[0020]
Next, the comb spectrum generating circuit 200 will be described. The comb spectrum generating circuit 200 includes a 1/10 frequency divider 210, a comb generator 220, a low-pass filter (LPF) 230, and a buffer amplifier 240, and outputs 0 to 150 MHz from a 30 MHz signal oscillated by the VCXO 110. To generate a comb spectrum sequence in which a plurality of line spectra exist at intervals of 6 MHz over the frequency band of.
[0021]
Hereinafter, each component of the comb spectrum generating circuit 200 will be described.
The 1/10 frequency divider 210 divides the frequency of the 30 MHz signal oscillated from the VCXO 110 by 1/10. As shown in FIG. 2, the comb generator 220 has exclusive ORs 221 and 222 and a delay circuit, and generates a line spectrum sequence at 6 MHz intervals based on a 3 MHz signal having a predetermined duty ratio. Things. FIG. 2 is a diagram showing a circuit configuration of the comb generator 220. First, two signals, that is, a 3 MHz signal divided by the 1/10 divider 210 and a 0 V signal are input to the exclusive OR 221. The output signal of the exclusive OR 221 is divided into two parts, one is directly input to the exclusive OR 222, and the other is delayed by a predetermined time after the logic level of the output signal is inverted, and the other is delayed by a predetermined time. Is input to Note that the duty ratio of the output signal of the exclusive OR 222 changes according to the delay time. The output signal of the exclusive OR 222 becomes a pulse signal train having a predetermined duty ratio. The frequency analysis of this pulse signal results in a comb-shaped (comb-shaped) spectrum at intervals of 6 MHz (0 MHz, 6 MHz, 12 MHz,...).
[0022]
The LPF 230 limits the frequency band of the line spectrum sequence generated by the comb generator 220 to 0 to 150 MHz. The line spectrum sequence at 6 MHz intervals whose frequency band is limited to 0 to 150 MHz by the LPF 230 is the above-mentioned comb spectrum sequence. The buffer amplifier 240 amplifies the band-limited comb spectrum sequence.
[0023]
Next, the first PLL circuit 300 will be described. The first PLL circuit 300 includes a VCXO 340, an LPF 330, a phase detector 320, a 1/1400 frequency divider 310, a 1/92441 frequency divider 350, and a distributor 360. And outputs a signal of a frequency component corresponding to the DC output from. Note that the first PLL circuit 300 outputs a signal for generating a frequency component that is difficult to divide the frequency assigned to the desired channel. Specifically, the first PLL circuit 300 outputs a signal of 660.2292571 MHz (hereinafter, referred to as “center frequency signal”). The center frequency signal corresponds to the first signal in the claims.
[0024]
Hereinafter, each component of the first PLL circuit 300 will be described.
First, the phase detector 320 outputs a signal (reference signal) φ whose frequency divided by the 1/1400 frequency divider 310 is 7.142857 kHz. ₁ And a signal (comparison signal) φ output from the VCXO 340 and divided by the 1/92441 frequency divider 350 ₂ And outputs a signal (phase difference signal) corresponding to the phase difference between these two signals. Note that the reference signal φ ₁ Is the first reference signal, the comparison signal φ in the claims. ₂ Respectively correspond to the first comparison signals. The LPF 330 suppresses high frequency components of the phase difference signal output from the phase detector 320 and converts the phase difference signal into a direct current.
[0025]
The VCXO 340 is a crystal oscillator that oscillates a signal having a frequency of 660.2292571 MHz using a crystal oscillator as a resonator, and outputs a signal having a frequency corresponding to the voltage of the phase difference signal DC-converted by the LPF 330. is there. The 1/1400 frequency divider 310 further divides the signal output from the VCXO 110 and divided by １／ by the ３ frequency divider 600 into 1/1400. The 1/92441 frequency divider 350 divides the frequency of the signal output from the VCXO 340 to 1/92441. The distributor 360 distributes the signal output from the VCXO 340 in two directions. That is, one of the signals distributed by the distributor 360 is supplied to the 1/92441 frequency divider 350, and the other is supplied to the frequency adder / subtractor 400.
[0026]
Next, the frequency addition / subtraction unit 400 will be described. The frequency adding / subtracting unit 400 includes a mixer 410, a buffer amplifier 420, and a high-frequency attenuator (ATT) 430, and outputs a comb spectrum sequence output from the comb spectrum generating circuit 200 and a center output from the first PLL circuit 300. By performing frequency addition and subtraction on the frequency signal, a local signal sequence of 51 waves (510.2925711 MHz to 810) including 50 waves corresponding to the frequency allocated to each channel of 13 ch to 62 ch (510.2928571 MHz to 804.2929571 MHz) is included. .2928571 MHz).
[0027]
Hereinafter, each component of the frequency addition / subtraction unit 400 will be described.
First, the mixer 410 multiplies the comb spectrum sequence output from the comb spectrum generation circuit 200 by the center frequency signal output from the first PLL circuit 300. By multiplying the comb spectrum train by the center frequency signal, a signal is generated by adding and subtracting a signal of 660.292571 MHz to each line spectrum constituting the comb spectrum train of 0 to 150 MHz. That is, a local signal sequence in which local signals exist at intervals of 6 MHz over a range of ± 150 MHz is generated around a signal of 660.2922571 MHz.
[0028]
The buffer amplifier 420 amplifies the output signal (local signal train) of the mixer 410. The ATT 430 suppresses the level of the signal amplified by the buffer amplifier 420 and makes the level uniform. The ATT 430 suppresses the influence of interference and reflection generated in the mixer 410.
[0029]
Next, the second PLL circuit 500 will be described. The second PLL circuit 500 includes a phase detector 510 corresponding to the phase comparator in the claims, an LPF 520, a VCO (Voltage Controlled Oscillator) 530, and a distributor 540. It outputs a local signal corresponding to a desired one channel in the local signal sequence generated by the addition / subtraction unit 400. For example, if the desired channel is 13ch, a local signal of 510.2928571 MHz is output.
[0030]
Hereinafter, each component of the second PLL circuit 500 will be described.
First, the phase detector 510 outputs a desired local signal (reference signal) φ included in the local signal sequence output from the frequency adder / subtractor 400. ₃ And a signal (comparison signal) φ output from the VCO 530 and distributed by the distributor 540. ₄ A signal obtained by adding the channel selection voltage Vch applied to the phase detector 510 to the voltage of the signal corresponding to the phase difference ₅ " ) Is output. The detailed description of the phase detector 510 will be described later. Note that the comparison signal φ ₄ Corresponds to the second comparison signal in the claims.
[0031]
LPF 520 receives VCO control signal φ output from phase detector 510. ₅ And suppresses the high-frequency components to make the DC. The VCO 530 is a voltage controlled oscillator using a varactor diode (variable capacitance diode, varicap diode), and a VCO control signal φ converted to a direct current by the LPF 520. ₅ And outputs a signal having a frequency corresponding to the voltage. Divider 540 distributes the signal output from VCO 530 in two directions. That is, one of the signals distributed by the distributor 540 (the comparison signal φ ₄ ) Is supplied to the phase detector 510, and the other is output from the local signal generator.
[0032]
Next, the phase detector 510 will be described in detail.
The phase detector 510 is a coil isolated type phase detector shown in FIG. FIG. 3 is a diagram showing a circuit configuration of the coil isolated type phase detector 510. As shown in the figure, a phase detector 510 is a mixer in which two coils are connected to a bridge diode, and the two coils are provided with isolated coils, respectively. A channel selection voltage Vch is supplied to the coil, and a VCO control signal φ is supplied from the other coil. ₅ Is output. The output signal (comparison signal φ) from the VCO 530 is applied to a coil isolated from the one coil. ₄ ) Is input, and the local signal train output from the frequency adding / subtracting unit 400 is input to the coil isolated from the other coil.
[0033]
The phase detector 510 includes a local signal train output from the frequency addition / subtraction unit 400 and an output signal of the VCO 530 (the comparison signal φ). ₄ ) Are superimposed, and a local signal (reference signal φ) corresponding to a desired channel in the local signal sequence is superposed. ₃ ) And the output signal of the VCO 530 (comparison signal φ ₄ ) Is a voltage signal (VCO control signal φ) obtained by adding the voltage value of the superimposed signal that becomes DC when the frequency coincides with the channel selection voltage Vch. ₅ ) Is output. The VCO 530 outputs a VCO control signal φ output from the phase detector 510 and converted to a DC by the LPF 520. ₅ And outputs a signal having a frequency corresponding to the voltage.
[0034]
That is, by setting the voltage value of the channel selection voltage Vch to a predetermined value for the VCO 530 to output a local signal corresponding to a desired channel, a signal having a frequency component of the desired local signal is output from the VCO 530. Is output. The predetermined value for the VCO 530 to output a local signal corresponding to a desired channel is, for example, 0 V when the frequency of the local signal is 510 MHz, 4 V when the frequency of the local signal is 654 MHz, and 10 V when the frequency of the local signal is 810 MHz. And so on, depending on the desired channel.
[0035]
FIG. 4 is a diagram illustrating the phase noise suppression effect of the second PLL circuit 500. FIG. 7A shows a local signal sequence output from the frequency addition / subtraction unit 400. The waveform drawn by the dotted line in FIG. 7B is an example of the waveform of the output signal of the VCO 530 when the second PLL circuit 500 does not perform the PLL control. The waveform drawn by a straight line is an example of the waveform of the output signal of the VCO 530 when the second PLL circuit 500 performs the PLL control. As shown in the figure, the second PLL circuit 500 includes a reference signal φ ₃ (For example, 654.2292857... MHz). ₃ Signal at a frequency of ± 300 kHz) ₄ Is the reference signal φ ₃ In this way, extra signals such as phase noise, local signals corresponding to channels other than the desired channel, and unnecessary spurious components are suppressed, and a local signal corresponding to a desired channel is output with good phase noise characteristics. Since the coil isolated type phase detector 510 is composed of only a diode and a coil and does not include an active element such as an operational amplifier or a transistor that can be a noise source, it can output an accurate phase difference signal. it can. In addition, the features of the coil isolated type include stable operation with high accuracy and no dead zone.
[0036]
Next, the operation of the local signal generator according to the present embodiment will be briefly described with reference to FIG. FIG. 5 is a diagram illustrating an example of a waveform of an output signal of each circuit.
First, the 30 MHz signal output from the VCXO 110 is divided into two parts, one is input to the comb spectrum generating circuit 200, and the other is divided by a 周波数 frequency divider 600 into a frequency of 、. Is input to the PLL circuit 300.
[0037]
In the comb spectrum generating circuit 200, the output frequency of the VCXO 110 is divided into 1/10 by the 1/10 frequency divider 210 and then input to the comb generator 220. In the comb generator 220, a line spectrum sequence at intervals of 6 MHz is generated, and the frequency band of the line spectrum sequence is limited to 0 to 150 MHz by the LPF 230. The comb spectrum sequence band-limited by the LPF 230 is amplified by the buffer amplifier 240 and output to the frequency addition / subtraction unit 400. FIG. 5A shows an example of the waveform of the comb spectrum sequence output from the comb spectrum generating circuit 200.
[0038]
On the other hand, in the first PLL circuit 300, the input 10 MHz signal is frequency-divided by a 1/1400 frequency divider 310, and a 7.142857 kHz reference signal φ is output. ₁ Is input to the phase detector 320. The output frequency of the VCXO 340 is divided into two by a divider 360, one of which is divided by a 1/92441 frequency divider 350 into 1/92441, and then a comparison signal φ. ₂ Is input to the phase detector 320, and the other is output to the frequency addition / subtraction unit 400. The phase detector 320 receives the reference signal φ thus input. ₁ And comparison signal φ ₂ And outputs a phase difference signal. The phase difference signal is converted to a direct current by the LPF 330 and applied to the VCXO 340. The VCXO 340 outputs a signal (center frequency signal) having a frequency component corresponding to the voltage of the DC-converted phase difference signal. FIG. 5B shows an example of the waveform of the center frequency signal output from the first PLL circuit 300.
[0039]
In the frequency adding / subtracting unit 400, the mixer 410 multiplies the comb spectrum sequence output from the comb spectrum generating circuit 200 by the two signals of the center frequency signal output from the first PLL circuit 300, and A local signal sequence in which local signals are present at 6 MHz intervals over a frequency band of .2928571 MHz is generated. The local signal sequence output from the mixer 410 is amplified by the buffer amplifier 420, the level is suppressed by the ATT 430, and is equalized, and then output to the second PLL circuit 500. FIG. 5C shows an example of the waveform of the local signal sequence output from the frequency addition / subtraction unit 400.
[0040]
In the second PLL circuit 500, the local signal sequence output from the frequency addition / subtraction unit 400 is input to the phase detector 510. Also, the signal output from VCO 530 is split into two signals by distributor 540, and one is ₄ Is input to the phase detector 510, and the other is output from the second PLL circuit 500. Further, a channel selection voltage Vch for the VCO 530 to output a local signal corresponding to a desired channel is supplied to the phase detector 510. The phase detector 510 outputs the local signal train and the signal output from the VCO 530 (the comparison signal φ ₄ ) And a local signal (reference signal φ) corresponding to a desired channel in the local signal sequence. ₃ ) And comparison signal φ ₄ VCO control signal φ obtained by adding the channel selection voltage Vch to the voltage of the phase difference signal corresponding to the phase difference ₅ Is output. And the VCO control signal φ ₅ Is converted to a direct current by the LPF 520 and applied to the VCO 530. The VCO 530 outputs the VCO control signal φ ₅ , That is, a signal that is phase-synchronized with a local signal corresponding to a desired channel. FIG. 5D shows an example of the waveform of the local signal output from the second PLL circuit 500.
[0041]
As described above, in the local signal generator of the present embodiment, the comb spectrum generation circuit 200 generates a comb spectrum sequence in which a plurality of line spectra exist at 6 MHz intervals over a frequency band of 0 to 150 MHz, and The PLL circuit 300 generates a signal of 660.2292571 MHz (center frequency signal) for realizing a frequency component that is difficult to divide. Then, the frequency addition and subtraction unit 400 performs frequency addition and subtraction on the comb spectrum sequence and the center frequency signal, and generates a local signal sequence of 51 waves corresponding to all channels of 13 ch to 62 ch. Then, by changing the channel selection voltage Vch, the second PLL circuit 500 outputs a local signal corresponding to a desired one channel in the local signal sequence.
[0042]
As described above, since the comb spectrum sequence and the center frequency signal are generated from the output signals of the VCXO 110 and the VCXO 340, respectively, the phase noise characteristics are extremely good. The local signal sequence is generated by adding and subtracting the frequency of the comb spectrum sequence and the center frequency signal. Therefore, it is possible to provide a local signal generator that generates a local signal with good phase noise characteristics even if the decimal part is infinitely small when the frequency unit is [MHz].
[0043]
Further, the comb spectrum generating circuit 200 generates a comb spectrum sequence in which a plurality of line spectra exist at 6 MHz intervals over a frequency band of 0 to 150 MHz, and the frequency adding / subtracting unit 400 generates a comb spectrum sequence over a frequency band of 510.2928571 to 810.2292571 MHz. A local signal sequence in which local signals exist at intervals of 6 MHz is generated. Further, the second PLL circuit 500 outputs a signal phase-synchronized with a local signal corresponding to a desired channel in the local signal sequence according to the channel selection voltage Vch. Therefore, signal components existing in a wide frequency band can be generated by comb spectrum generating circuit 200 and frequency adding / subtracting section 400, and by changing channel selection voltage Vch applied to phase detector 510 of second PLL circuit 500. , A local signal having a frequency corresponding to a desired channel can be output. As a result, a local signal generator having a wide frequency variable range can be provided.
[0044]
According to experiments by the inventors, the phase noise was -110 dBc / Hz (at the time of 1 kHz detuning), and the spurious was -90 dBc or less. Further, in the local signal generator of the present embodiment, since signals processed by each circuit other than the second PLL circuit 500 may have spurious signals, circuits other than the second PLL circuit 500 may be implemented by one chip. Can be integrated.
[0045]
Further, the local signal generator of the present embodiment can support a plurality of channels without providing crystal oscillators for the number of channels, so that the circuit scale and cost of the local signal generator can be reduced. .
[0046]
[Second embodiment]
FIG. 6 is a diagram showing a schematic configuration of a local signal generator for explaining a second embodiment of the present invention. In the figure, the same reference numerals are given to the same parts as those in FIG. 1 and the description is omitted. The difference between the local signal generator of the second embodiment shown in FIG. 6 and the local signal generator of the first embodiment is that the reference PLL circuit including the VCXO 110 instead of the VCXO 110 and the 1/3 frequency divider 600 is used. 100 is provided. Note that the reference PLL circuit 100 corresponds to the reference PLL circuit unit in the claims.
[0047]
The reference PLL circuit 100 has a VCXO 110, a phase detector 140, an LPF 120, and a ３ frequency divider 130, and outputs a 30 MHz signal input to the comb spectrum generating circuit 200 and the first PLL circuit 300. It supplies an input 10 MHz signal. In addition, the reference PLL circuit 100 has a function of compensating for a deviation of the oscillation frequency generated in the VCXO 110 by performing phase synchronization with a signal having a frequency of 10 MHz input from the outside. The signal input from the outside corresponds to the third reference signal in the claims.
[0048]
Hereinafter, each component of the reference PLL circuit 100 will be described.
First, similarly to the VCXO 110 of the first embodiment, the VCXO 110 is a crystal oscillator that oscillates a signal having a frequency of 30 MHz using a crystal oscillator as a resonator. It should be noted that the deviation of the oscillation frequency is self-compensated according to the voltage of the phase difference signal output from the phase detector 140 and converted to DC by the LPF 120 described below.
[0049]
The １／ frequency divider 130 divides the output frequency of the VCXO 110 by １／. Further, the phase detector 140 may be configured to output a signal (DC voltage Vref) having a predetermined voltage (for example, 2.5 V) corresponding to the fourth reference signal in the claims or a reference signal having an externally input frequency of 10 MHz. , VCXO 110 and frequency-divided by 1/3 frequency divider 130 ₁₁ And outputs a signal (phase difference signal) corresponding to the phase difference between. Note that the comparison signal φ ₁₁ Corresponds to the third comparison signal in the claims. The VCXO 110 locks when a 10 MHz reference signal is input from the outside, and oscillates by itself when there is no input of the 10 MHz reference signal. The LPF 120 suppresses high-frequency components of the phase difference signal output from the phase detector 140 and converts the phase difference signal into a direct current.
[0050]
The phase detector 140 of the present embodiment locks the VCXO 110 when a 10 MHz reference signal is input from the outside, and oscillates by itself when there is no input of the 10 MHz reference signal. The coil isolated type phase detector shown in FIG. 7 is used. As shown in the figure, the phase detector 140 is a multiplier in which two coils are connected to a bridge diode, and the two coils are provided with isolated coils, respectively. The DC voltage Vref is supplied to the other coil, and a phase difference signal is output from the other coil. A reference signal of 10 MHz is input to a coil isolated from the one coil, and a comparison signal φ is applied to a coil isolated from the other coil. ₁₁ Is entered.
[0051]
When a 10 MHz reference signal is input from outside, the phase detector 140 outputs a signal (comparison signal φ) based on the reference signal and the output signal of the VCXO 110. ₁₁ ) And the frequency of the reference signal and the comparison signal φ ₁₁ And outputs the voltage (output voltage Vout) obtained by adding the DC voltage Vref to the voltage value of the superimposed signal that becomes DC when the frequency of the signal coincides. On the other hand, when the reference signal of 10 MHz is not input from the outside, the DC voltage Vref (output voltage Vout) is output. The voltage value of the DC voltage Vref is set to a predetermined value for the VCXO 110 to output a signal of 30.0000 MHz.
[0052]
As described above, according to the local signal generator of the present embodiment, when a signal of 10 MHz is externally input to the phase detector 140 of the reference PLL circuit 100, the output frequency of the reference PLL circuit 100 is accurately 10 MHz. When the signal of 10 MHz is not input from outside, the VCXO 110 oscillates by itself. Therefore, regardless of whether a 10 MHz signal is input from the outside or not, a reference signal with an accurate and stable frequency can be supplied to comb spectrum generating circuit 200 and first PLL circuit 300.
[0053]
In the first and second embodiments described above, the case where the local signal generator of the present invention is used for digital terrestrial broadcasting has been described. However, the local signal generator may be used for another system having a fixed frequency change step. . For example, the local signal generator of the present invention can be applied to systems such as business wireless, personal wireless, third generation mobile phones, and PDC mobile phones.
[0054]
【The invention's effect】
As described above, according to the local signal generation device of the present invention, a local signal having a frequency that is hardly divisible can be output in a wide frequency variable range with good phase noise characteristics.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram showing a schematic configuration of a local signal generator for explaining a first embodiment of the present invention;
FIG. 2 is a diagram showing a circuit configuration of a comb generator 220;
FIG. 3 is a diagram showing a circuit configuration of a coil isolated type phase detector 510.
FIG. 4 is a view for explaining a phase noise suppressing effect by a second PLL circuit 500;
FIG. 5 is a diagram showing an example of a waveform of an output signal of each circuit.
FIG. 6 is a diagram showing a schematic configuration of a local signal generator for explaining a second embodiment of the present invention;
FIG. 7 is a diagram illustrating a circuit configuration of a coil isolated type phase detector 140;
FIG. 8 is a diagram showing a circuit configuration of a conventional local signal generator.
[Explanation of symbols]
110,340 VCXO
200 Com spectrum generator
210 1/10 frequency divider
220 Com Generator
221 and 222 Exclusive OR
230, 330, 520, 120 Low-pass filter (LPF)
240, 420 buffer amplifier
600,130 1/3 frequency divider
300 First PLL circuit
310 1/1400 frequency divider
320, 510, 140 Phase detector
350 1/92441 frequency divider
360,540 distributor
400 Frequency addition / subtraction unit
410 mixer
430 high frequency attenuator
500 Second PLL circuit
530 VCO
100 reference PLL circuit

Claims

所定周波数のローカル信号を発振するローカル信号発生装置であって、
水晶発振子を共振器にして特定周波数の信号を発振する発振器と、
前記発振器から発振された信号を第１の分周比で分周した第１の基準信号と、内部でフィードバックされた第１の比較信号との位相差に応じて位相同期した第１の信号を出力する第１のＰＬＬ回路部と、
前記発振器から発振された信号に基づいて、第１の所定周波数帯域にわたって所定周波数間隔で複数の線スペクトルが存在するコムスペクトル列を生成し出力するコムスペクトル列生成回路部と、
前記第１のＰＬＬ回路部から出力された前記第１の信号および前記コムスペクトル列生成回路部から出力された前記コムスペクトル列を周波数加減算して、第２の周波数帯域にわたって前記所定周波数間隔で複数のローカル信号が存在するローカル信号列を生成し出力するローカル信号列生成回路部と、
前記ローカル信号列生成回路部から出力された前記ローカル信号列を構成する前記複数のローカル信号の１つと、内部でフィードバックされた第２の比較信号との位相差に応じて位相同期した前記所定周波数のローカル信号を出力する第２のＰＬＬ回路部と、
を備えるローカル信号発生装置。A local signal generator that oscillates a local signal having a predetermined frequency,
An oscillator that oscillates a signal of a specific frequency using a crystal oscillator as a resonator,
A first signal phase-locked according to a phase difference between a first reference signal obtained by dividing a signal oscillated from the oscillator by a first frequency division ratio and a first comparison signal fed back internally. A first PLL circuit unit for outputting;
A comb spectrum sequence generating circuit unit that generates and outputs a comb spectrum sequence in which a plurality of line spectra are present at predetermined frequency intervals over a first predetermined frequency band, based on a signal oscillated from the oscillator;
The first signal output from the first PLL circuit unit and the comb spectrum sequence output from the comb spectrum sequence generation circuit unit are subjected to frequency addition and subtraction to obtain a plurality of signals at the predetermined frequency interval over a second frequency band. A local signal sequence generation circuit unit that generates and outputs a local signal sequence in which a local signal of
The predetermined frequency phase-synchronized according to a phase difference between one of the plurality of local signals included in the local signal sequence output from the local signal sequence generation circuit unit and a second comparison signal internally fed back. A second PLL circuit section that outputs a local signal of
A local signal generator comprising:

請求項１記載のローカル信号発生装置であって、
前記第２のＰＬＬ回路部は、前記複数のローカル信号の１つと前記第２の比較信号との位相差に応じた位相差信号を出力する位相比較器と、前記位相比較器から出力された前記位相差信号の電圧に応じて所定周波数の信号を発振する電圧制御発振器と、を有し、
前記位相比較器は、前記複数のローカル信号列を構成する前記複数のローカル信号の内、当該位相比較器に印加される直流電圧に応じた周波数のローカル信号を前記第２の比較信号と位相比較するローカル信号発生装置。The local signal generator according to claim 1,
The second PLL circuit unit includes a phase comparator that outputs a phase difference signal corresponding to a phase difference between one of the plurality of local signals and the second comparison signal, and the phase comparator that is output from the phase comparator. A voltage-controlled oscillator that oscillates a signal of a predetermined frequency in accordance with the voltage of the phase difference signal,
The phase comparator compares a local signal having a frequency corresponding to a DC voltage applied to the phase comparator among the plurality of local signals constituting the plurality of local signal trains with the second comparison signal. Local signal generator.

請求項１又は２記載のローカル信号発生装置であって、
前記発振器を含み、外部から供給される特定周波数の第３の基準信号または所定の直流電圧を有した第４の基準信号と、前記発振器から発振された信号を第３の分周比で分周した第３の比較信号とを比較し、前記第３の基準信号と前記第３の比較信号の位相差または前記第４の基準信号と前記第３の比較信号の位相差に応じて位相同期した信号を出力する基準ＰＬＬ回路部を備え、
前記基準ＰＬＬ回路部は、外部から前記第３の基準信号が供給されると当該第３の基準信号に位相同期した特定周波数の信号を出力し、前記第３の基準信号が供給されないときは前記発振器が自励で発振して所定周波数の信号を出力するローカル信号発生装置。The local signal generator according to claim 1 or 2,
A third reference signal having a specific frequency or a fourth reference signal having a predetermined DC voltage supplied from outside and including the oscillator, and a signal oscillated from the oscillator divided by a third division ratio. The third comparison signal is compared with the third comparison signal, and the phases are synchronized according to the phase difference between the third reference signal and the third comparison signal or the phase difference between the fourth reference signal and the third comparison signal. A reference PLL circuit for outputting a signal;
The reference PLL circuit section outputs a signal of a specific frequency synchronized in phase with the third reference signal when the third reference signal is supplied from the outside, and outputs the signal when the third reference signal is not supplied. A local signal generator in which an oscillator oscillates by itself and outputs a signal of a predetermined frequency.

請求項１ないし３のいずれか一項記載のローカル信号発生装置であって、
前記第１のＰＬＬ回路部は、前記第１の基準信号と前記第１の比較信号との位相差に応じて水晶発振子を共振器にして所定周波数の信号を発振するローカル信号発生装置。The local signal generator according to any one of claims 1 to 3,
The first PLL circuit unit is a local signal generator that oscillates a signal of a predetermined frequency by using a crystal oscillator as a resonator according to a phase difference between the first reference signal and the first comparison signal.

請求項３記載のローカル信号発生装置であって、
前記基準ＰＬＬ回路部が有する２つの信号の位相を比較する手段は、ブリッジダイオードを利用したコイルアイソレート型の位相比較器であるローカル信号発生装置。The local signal generator according to claim 3,
The means for comparing the phases of the two signals of the reference PLL circuit unit is a local signal generator which is a coil isolated type phase comparator using a bridge diode.