JP2004260871A - 電源装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】アクティブフィルタを有する電源装置において、平滑コンデンサのリップル電圧を小さく抑える。
【解決手段】交流電源1を整流回路2で直流電圧に変換してアクティブフィルタ回路3に入力し、その出力電圧を平滑コンデンサ5によって平滑化して負荷4に与える電源装置において、ゼロクロス検出回路6で交流電源1のゼロクロス点を検出するとともに、DC電圧検出回路7で出力直流電圧Vdcを検出し、制御回路8にて交流電源の1周期を所定数に等分割して、その各ポイントごとに目標電圧V1と検出出力直流電圧Vdcとの差の絶対値を算出し、その絶対値が所定値より大きいときには、アクティブフィルタ回路3に与える現PWM信号のデューティを変更して出力直流電圧を補正する。
【選択図】 図1
【解決手段】交流電源1を整流回路2で直流電圧に変換してアクティブフィルタ回路3に入力し、その出力電圧を平滑コンデンサ5によって平滑化して負荷4に与える電源装置において、ゼロクロス検出回路6で交流電源1のゼロクロス点を検出するとともに、DC電圧検出回路7で出力直流電圧Vdcを検出し、制御回路8にて交流電源の1周期を所定数に等分割して、その各ポイントごとに目標電圧V1と検出出力直流電圧Vdcとの差の絶対値を算出し、その絶対値が所定値より大きいときには、アクティブフィルタ回路3に与える現PWM信号のデューティを変更して出力直流電圧を補正する。
【選択図】 図1
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、空気調和機などに用いられるアクティブフィルタを有する電源装置に関し、さらに詳しく言えば、出力直流電圧のリップルを低減する技術に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
エアコンの分野について言えば、現在ではインバータ制御方式が主流になっている。インバータ制御では、交流電源を直流電源に変換し、変換された直流電圧をインバータ手段で任意の交流電圧に変換して、例えばコンプレッサモータなどを駆動する。
【0003】
このような交流電源を直流電源に変換する手段としては、チョークインプット型の電源装置があるが、これには出力段である平滑コンデンサのリップル電圧が大きいという問題がある。そのリップル電圧を小さくするために、下記特許文献1に示すコンデンサインプット型の整流装置が提案されている。
【0004】
特許文献1によれば、リップル電圧検出回路を用いて出力直流電圧に含まれるリップル電圧を検出し、そのリップル電圧と基準電圧とを比較して、リップル電圧が小さくなるようにPWM発生回路を制御する。その際、入力電圧検出回路により入力交流電圧を検出し、この入力交流電圧に応じて上記基準電圧を可変制御することにより、交流電源の変動にかかわらず、出力DC電圧の安定化を図るようにしている。
【0005】
これとは別に、アクティブフィルタを用いた電源装置がある。この電源装置によれば、出力段の平滑コンデンサの充放電時間が短くリップル電圧が小さいため、特に安定した出力直流電圧が要求される空気調和機のコンプレッサモータ用の電源装置として好ましいと言える。
【0006】
【特許文献1】
特開平7−194127号公報(図1)
【0007】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来のアクティブフィルタを有する電源装置は、その出力直流電圧のリップルが小さいとは言え、空気調和機のコンプレッサモータ用の電源装にとって、無視できる程度のものではなく、そのリップル分による消費電力の増大は、今日の省エネルギ化の流れの観点から見直しが迫られている。
【0008】
よって、本発明の課題は、アクティブフィルタを用いた電源装置において、出力段の平滑コンデンサのリップル電圧をより小さく抑え、その電源装置を備えた機器、特に空気調和機の電力消費をより一層低減することにある。
【0009】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、本発明は、交流電源を整流手段で直流電圧に変換してアクティブフィルタに入力し、上記アクティブフィルタの出力電圧を平滑コンデンサで平滑化して負荷に印加するための出力直流電圧を得る電源装置において、上記交流電源のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出手段と、上記出力直流電圧を検出するDC電圧検出手段と、上記アクティブフィルタのスイッチング手段を制御するPWM信号を出力して上記アクティブフィルタより所定の電圧を出力させる制御手段とを含み、上記制御手段は、上記ゼロクロス検出手段からゼロクロス点を得て、上記交流電源の1周期もしくは半周期を所定数に等分割し、その分割した各ポイントごとにあらかじめ設定された目標電圧V1と、上記DC電圧検出手段から得られる出力直流電圧Vdcとの差の絶対値を算出し、その絶対値が所定値より大きいときには、現PWM信号のデューティを変更して上記出力直流電圧の補正を行うことを特徴としている。
【0010】
本発明の好ましい態様によれば、上記制御手段は、上記絶対値が所定値より大きいときには、現PWM信号のデューティをアップする補正を行い、上記絶対値が所定値より小さいときには、上記出力直流電圧Vdcが上昇時であれば、現PWM信号のデューティをダウンさせ、上記出力直流電圧Vdcが下降時であれば、現PWM信号のデューティをアップする補正を行う。
【0011】
また、本発明の別の態様によれば、上記制御手段は、上記目標電圧V1と、上記DC電圧検出手段から得られる出力直流電圧Vdcとの差を算出して、その電圧差が正側の第1所定値と負側の第2所定値の範囲にあるか否かを判断し、上記電圧差が上記第1所定値より正側に大きいときには、現PWM信号のデューティをダウンさせ、上記電圧差が上記第2所定値より負側に大きいときには、現PWM信号のデューティをアップする補正を行い、上記電圧差が上記第1所定値と第2所定値の範囲内にあるときには、現PWM信号のデューティをそのまま維持する。
【0012】
本発明において、上記目標電圧V1は、上記負荷に応じた出力直流電圧を得るための上記PWM信号のデューティごとに、上記出力直流電圧にリップル電圧を加味した電圧値より低い値としてあらかじめ経験的に求めてテーブル形式で上記制御手段の内部メモリに記憶されており、上記PWM信号のデューティごとに上記内部メモリから読み出される。
【0013】
これとは別に、上記制御手段は、上記アクティブフィルタの出力電圧と、その出力電圧時の上記PWM信号のデューティとの比例関係式を有し、その比例関係式に基づいて、現PWM信号のデューティに対応する上記アクティブフィルタの出力電圧を算出し、該算出直流電圧をもとにして上記目標電圧V1を決定するようにしてもよい。いずれにしても、負荷に応じて発生する出力直流電圧に含まれるリップル電圧が小さく抑えられる。
【0014】
また、上記分割した各ポイントごとに、上記PWM信号のデューティを補正する際、上記目標電圧V1と上記出力直流電圧Vdcとの差を補正データとして所定周期分確保し、所定周期前の補正データを用いて、上記PWM信号のデューティを補正することもできる。これによれば、制御手段としてのCPUが高速のものでなくともよく、制御手段に低速度のCPUを用いることができる。
【0015】
本発明には、上記電源装置を備えた空気調和機が含まれる。例えば、負荷を室外機のコンプレッサモータとすれば、少なくともそのリップル電圧を抑えた分だけでも、消費電力が減少し、空気調和機の省エネルギ化の促進が図れる。
【0016】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の実施形態を図1ないし図4を参照して詳しく説明するが、本発明はこれに限定されるものではない。
【0017】
図1に示すように、本発明の電源装置は、入力電源である交流電源1を直流電圧に変換する例えばダイオードブリッジからなる整流回路2と、その直流電圧を有効に利用するためのアクティブフィルタ回路3と、アクティブフィルタ回路3からの出力電圧を平滑化して負荷4に与える平滑コンデンサ5と、交流電源1のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出回路6と、平滑コンデンサ5の出力直流電圧Vdcを検出するDC電圧検出回路7と、アクティブフィルタ回路3を制御する制御回路(CPU)8とを備えている。なお、この例において、交流電源1は商用電源である。
【0018】
制御回路8は、ゼロクロス検出回路6からのゼロクロス点により交流電源1の1周期(あるいは半周期)を所定数に等分割した各ポイントごとに、あらかじめ設定された目標電圧V1と、DC電圧検出回路7で検出された出力直流電圧Vdcとを比較して、アクティブフィルタ回路3の制御信号(PWM信号)のデューティを補正する。
【0019】
アクティブフィルタ回路3は、整流回路2の正出力ラインに昇圧チョークコイル3a,ダイオード3bを直列に接続し、ダイオード3bのカソード側を平滑コンデンサ5の正端子に接続し、ダイオード3bのアノード側と整流回路2の負出力ラインとの間に、スイッチングトランジスタ(IGBT)3cを接続してなり、スイッチングトランジスタ3cのオン,オフにより電力の有効利用、入力力率の改善を図るように動作する。
【0020】
ゼロクロス検出回路6は、例えば交流電源1をレベル変換してゼロ電位とを比較して、その比較結果のゼロクロス点信号を制御回路8に出力する。DC電圧検出回路7は、出力直流電圧をレベル変換する抵抗分圧回路であってよく、レベル変換した信号を制御回路8のA/D変換ポートに出力する。
【0021】
次に、この電源装置の動作を図2のフローチャートと、図3および図4のタイムチャートとを参照して説明する。まず、制御回路8は、PWM信号を所定デューティとして、アクティブフィルタ回路3から出力される直流電圧を所定値に制御し、この所定直流電圧を平滑コンデンサ5で平滑化して負荷4に与える。
【0022】
すなわち、アクティブフィルタ回路3のスイッチングトランジスタ3cは、所定デューティのPWM信号によってオンオフ駆動され、負荷4には、そのオンオフに伴って発生するリップル電圧を含んだ出力直流電圧Vdcが印加される(図3(c)参照)。
【0023】
このとき、制御回路8は、図3(c)に示すゼロクロス検出回路6からのゼロクロス点信号により交流電源1の1周期を算出し(ステップST1)、この1周期を例えば10分割し(半周期を5分割し)、各分割ポイントごとにDC検出回路7からの電圧信号をA/D変換ポートから入力して、出力直流電圧Vdcを検出する(ステップST2)。
【0024】
続いて、その出力直流電圧Vdcと目標電圧V1とを比較し、この比較結果の電圧差(V1−Vdc)の絶対値を算出する(ステップST3)。目標電圧V1は、図3(c)に示すように、交流電源1の1周期において、出力直流電圧Vdcの一部分が目標電圧V1を上回るように、平滑された出力直流電圧Vdcの最大値より僅かに低い値に設定される。目標電圧V1をリップル電圧の中点電圧としてもよい。
【0025】
なお、この例において、目標電圧V1は、負荷4に応じた出力直流電圧を得るために出力されるPWM信号のデューティごとに、その出力直流電圧にリップル電圧を加味した電圧値より低い値としてテーブル形式で制御回路8の内部メモリに記憶されており、現PWM信号のデューティに応じて、内部メモリのテーブルから所定の目標電圧V1が決定される。
【0026】
これとは別に、アクティブフィルタ回路3から出力される直流電圧がPWM信号のデューティに比例することから、その比例関係をもとにして目標電圧V1を決定する数式を制御回路8に持たせておき、現PWM信号のデューティをその数式に与えて目標電圧V1を算出するようにしてもよい。
【0027】
続いて、上記電圧差(V1−Vdc)の絶対値が、所定の電圧値V2より大きいか否かを判断する(ステップST4)。絶対値が、その電圧値V2より大きい場合、すなわち出力直流電圧Vdcが目標電圧V1からかけ離れ、大きく下回っていると判断された場合には、現PWM信号のデューティをアップする補正を行う(ステップST5)。なお、その絶対値が大きいほど、その補正量を大きくするとよい。
【0028】
このように、出力直流電圧Vdcが目標電圧V1を大きく下回っている場合には、アクティブフィルタ回路3の出力が上昇されるため、平滑された出力直流電圧Vdcが高くなり、相対的にリップル電圧が小さく抑えられる(図3(d)参照)。
【0029】
また、上記電圧差(V1−Vdc)の絶対値が、所定の電圧値V2より小さい場合には、次のように現PWM信号を補正する。すなわち、出力直流電圧Vdcが目標電圧V1に近く、それを上回っている場合には、現PWM信号のデューティをダウンさせる(ステップST6,ST7)。これにより、アクティブフィルタ回路3の出力が少し下降されるため、平滑された出力直流電圧Vdcが低くなり、リップル電圧がより小さく抑えられる。
【0030】
これに対して、出力直流電圧Vdcが目標電圧V1を下回っている場合には、現PWM信号のデューティを少しアップするとよく、特に出力直流電圧Vdcが下降時であれば、そのデューティをアップする。これにより、上述同様にリップル電圧がより小さく抑えられる。なお、絶対値が電圧値V2であれば、現PWM信号のデューティを現状のまま維持する(ステップST8)。
【0031】
図4は、本発明の別の動作例を示すタイムチャート図である。なお、図4(a),(b),(c)の波形は、図3(a),(b),(c)に対応している。この動作例においては、上記ステップST4ないしST7の処理に代え、交流電源1の1周期(あるいは半周期)を等分割し、この分割した各ポイントごとに検出した出力直流電圧Vdcと目標電圧V1との差が、第1の所定値(+V2)と第2の所定値(−V2)の範囲以内であるか否かを判断する。
【0032】
図4(d)に示すように、上記電圧差(V1−Vdc)が+V2と−V2の範囲以内であれば、現PWM信号のデューティを補正せず、つまり現状のままとする。その電圧差(V1−Vdc)が−V2より負側であれば、現PWM信号のデューティを所定量アップする。
【0033】
これにより、アクティブフィルタ回路3の出力が上昇され、平滑された出力直流電圧Vdcが高くなる。なお、電圧差(V1−Vdc)が負側に大きいほど、そのデューティのアップ量を大きくすることが好ましい。
【0034】
電圧差(V1−Vdc)が+V2以上正側であれば、現PWM信号のデューティを所定量ダウンする。これによれば、アクティブフィルタ回路3の出力が下降され、平滑された出力直流電圧Vdcが低くなる。なお、その電圧差(V1−Vdc)が正側に大きいほど、そのデューティのダウン量を大きくすることが好ましい。
【0035】
このように、出力直流電圧Vdcと目標電圧V1との差により、PWM信号のデューティを補正して出力直流電圧Vdcを目標電圧V1に近くし、かつ維持する。したがって、図3(c)から同図(d)に示すように、また、図4(c)から同図(e)に示すように、平滑コンデンサ5のリップル電圧が小さく抑えられ、電力消費が低く抑えられる。
【0036】
なお、上述した各例では、交流電源1の1周期を等分割した各ポイントごとに、PWM信号のデューティを補正しているが、所定周期前に検出した出力直流電圧Vdcと目標電圧V1との差を補正データとして利用することもできる。この場合、制御回路8は、目標電圧V1と検出出力直流電圧Vdcの差を算出して補正データとして所定周期分だけ内部メモリに記憶する。
【0037】
そして、各ポイントごとに内部メモリの補正データを用いてPWM信号のデューティを補正し、リップル電圧を小さく抑える。これにより、制御回路8としてのCPUがそれほど高速のものでなくともよく、コストアップを避けることができる。
【0038】
また、本発明の電源装置は、空気調和機の負荷、特に室外機のコンプレッサモータの電源として好ましく採用される。その場合、出力直流電圧Vdcはコンプレッサモータをインバータ制御するインバータ手段の電圧とする。これにより、少なくともその出力直流電圧Vdcのリップル電圧を抑えた分だけで、空気調和機の消費電力が減少し、省エネルギ化の促進が図れる。
【0039】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、交流電源を整流手段で直流電圧に変換してアクティブフィルタに入力し、上記アクティブフィルタの出力電圧を平滑コンデンサで平滑化して負荷に印加するための出力直流電圧を得る電源装置において、交流電源の1周期もしくは半周期を所定数に等分割し、その分割した各ポイントごとにあらかじめ設定された目標電圧V1と出力直流電圧Vdcとの差の絶対値を算出し、その絶対値が所定値より大きいときには、現PWM信号のデューティを変更して出力直流電圧を補正するようにしたことにより、その出力段の平滑コンデンサのリップル電圧を小さく抑えることができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明による電源装置を示す概略的な回路図。
【図2】上記電源装置の動作を説明するための概略的なフローチャート。
【図3】上記電源装置の動作例を説明するための概略的タイムチャート。
【図4】上記電源装置の別の動作例を説明するための概略的タイムチャート。
【符号の説明】
1 交流電源
2 整流回路
3 アクティブフィルタ回路
3a 昇圧チョークコイル
3b ダイオード
3c スイッチングトランジスタ(IGBT)
4 負荷
5 平滑コンデンサ
6 ゼロクロス検出回路
7 DC電圧検出回路
8 制御回路
V1 目標電圧
V2 所定電圧値
+V2 第1の所定値
−V2 第2の所定値
Vdc 出力直流電圧
【発明の属する技術分野】
本発明は、空気調和機などに用いられるアクティブフィルタを有する電源装置に関し、さらに詳しく言えば、出力直流電圧のリップルを低減する技術に関するものである。
【0002】
【従来の技術】
エアコンの分野について言えば、現在ではインバータ制御方式が主流になっている。インバータ制御では、交流電源を直流電源に変換し、変換された直流電圧をインバータ手段で任意の交流電圧に変換して、例えばコンプレッサモータなどを駆動する。
【0003】
このような交流電源を直流電源に変換する手段としては、チョークインプット型の電源装置があるが、これには出力段である平滑コンデンサのリップル電圧が大きいという問題がある。そのリップル電圧を小さくするために、下記特許文献1に示すコンデンサインプット型の整流装置が提案されている。
【0004】
特許文献1によれば、リップル電圧検出回路を用いて出力直流電圧に含まれるリップル電圧を検出し、そのリップル電圧と基準電圧とを比較して、リップル電圧が小さくなるようにPWM発生回路を制御する。その際、入力電圧検出回路により入力交流電圧を検出し、この入力交流電圧に応じて上記基準電圧を可変制御することにより、交流電源の変動にかかわらず、出力DC電圧の安定化を図るようにしている。
【0005】
これとは別に、アクティブフィルタを用いた電源装置がある。この電源装置によれば、出力段の平滑コンデンサの充放電時間が短くリップル電圧が小さいため、特に安定した出力直流電圧が要求される空気調和機のコンプレッサモータ用の電源装置として好ましいと言える。
【0006】
【特許文献1】
特開平7−194127号公報(図1)
【0007】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、従来のアクティブフィルタを有する電源装置は、その出力直流電圧のリップルが小さいとは言え、空気調和機のコンプレッサモータ用の電源装にとって、無視できる程度のものではなく、そのリップル分による消費電力の増大は、今日の省エネルギ化の流れの観点から見直しが迫られている。
【0008】
よって、本発明の課題は、アクティブフィルタを用いた電源装置において、出力段の平滑コンデンサのリップル電圧をより小さく抑え、その電源装置を備えた機器、特に空気調和機の電力消費をより一層低減することにある。
【0009】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、本発明は、交流電源を整流手段で直流電圧に変換してアクティブフィルタに入力し、上記アクティブフィルタの出力電圧を平滑コンデンサで平滑化して負荷に印加するための出力直流電圧を得る電源装置において、上記交流電源のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出手段と、上記出力直流電圧を検出するDC電圧検出手段と、上記アクティブフィルタのスイッチング手段を制御するPWM信号を出力して上記アクティブフィルタより所定の電圧を出力させる制御手段とを含み、上記制御手段は、上記ゼロクロス検出手段からゼロクロス点を得て、上記交流電源の1周期もしくは半周期を所定数に等分割し、その分割した各ポイントごとにあらかじめ設定された目標電圧V1と、上記DC電圧検出手段から得られる出力直流電圧Vdcとの差の絶対値を算出し、その絶対値が所定値より大きいときには、現PWM信号のデューティを変更して上記出力直流電圧の補正を行うことを特徴としている。
【0010】
本発明の好ましい態様によれば、上記制御手段は、上記絶対値が所定値より大きいときには、現PWM信号のデューティをアップする補正を行い、上記絶対値が所定値より小さいときには、上記出力直流電圧Vdcが上昇時であれば、現PWM信号のデューティをダウンさせ、上記出力直流電圧Vdcが下降時であれば、現PWM信号のデューティをアップする補正を行う。
【0011】
また、本発明の別の態様によれば、上記制御手段は、上記目標電圧V1と、上記DC電圧検出手段から得られる出力直流電圧Vdcとの差を算出して、その電圧差が正側の第1所定値と負側の第2所定値の範囲にあるか否かを判断し、上記電圧差が上記第1所定値より正側に大きいときには、現PWM信号のデューティをダウンさせ、上記電圧差が上記第2所定値より負側に大きいときには、現PWM信号のデューティをアップする補正を行い、上記電圧差が上記第1所定値と第2所定値の範囲内にあるときには、現PWM信号のデューティをそのまま維持する。
【0012】
本発明において、上記目標電圧V1は、上記負荷に応じた出力直流電圧を得るための上記PWM信号のデューティごとに、上記出力直流電圧にリップル電圧を加味した電圧値より低い値としてあらかじめ経験的に求めてテーブル形式で上記制御手段の内部メモリに記憶されており、上記PWM信号のデューティごとに上記内部メモリから読み出される。
【0013】
これとは別に、上記制御手段は、上記アクティブフィルタの出力電圧と、その出力電圧時の上記PWM信号のデューティとの比例関係式を有し、その比例関係式に基づいて、現PWM信号のデューティに対応する上記アクティブフィルタの出力電圧を算出し、該算出直流電圧をもとにして上記目標電圧V1を決定するようにしてもよい。いずれにしても、負荷に応じて発生する出力直流電圧に含まれるリップル電圧が小さく抑えられる。
【0014】
また、上記分割した各ポイントごとに、上記PWM信号のデューティを補正する際、上記目標電圧V1と上記出力直流電圧Vdcとの差を補正データとして所定周期分確保し、所定周期前の補正データを用いて、上記PWM信号のデューティを補正することもできる。これによれば、制御手段としてのCPUが高速のものでなくともよく、制御手段に低速度のCPUを用いることができる。
【0015】
本発明には、上記電源装置を備えた空気調和機が含まれる。例えば、負荷を室外機のコンプレッサモータとすれば、少なくともそのリップル電圧を抑えた分だけでも、消費電力が減少し、空気調和機の省エネルギ化の促進が図れる。
【0016】
【発明の実施の形態】
次に、本発明の実施形態を図1ないし図4を参照して詳しく説明するが、本発明はこれに限定されるものではない。
【0017】
図1に示すように、本発明の電源装置は、入力電源である交流電源1を直流電圧に変換する例えばダイオードブリッジからなる整流回路2と、その直流電圧を有効に利用するためのアクティブフィルタ回路3と、アクティブフィルタ回路3からの出力電圧を平滑化して負荷4に与える平滑コンデンサ5と、交流電源1のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出回路6と、平滑コンデンサ5の出力直流電圧Vdcを検出するDC電圧検出回路7と、アクティブフィルタ回路3を制御する制御回路(CPU)8とを備えている。なお、この例において、交流電源1は商用電源である。
【0018】
制御回路8は、ゼロクロス検出回路6からのゼロクロス点により交流電源1の1周期(あるいは半周期)を所定数に等分割した各ポイントごとに、あらかじめ設定された目標電圧V1と、DC電圧検出回路7で検出された出力直流電圧Vdcとを比較して、アクティブフィルタ回路3の制御信号(PWM信号)のデューティを補正する。
【0019】
アクティブフィルタ回路3は、整流回路2の正出力ラインに昇圧チョークコイル3a,ダイオード3bを直列に接続し、ダイオード3bのカソード側を平滑コンデンサ5の正端子に接続し、ダイオード3bのアノード側と整流回路2の負出力ラインとの間に、スイッチングトランジスタ(IGBT)3cを接続してなり、スイッチングトランジスタ3cのオン,オフにより電力の有効利用、入力力率の改善を図るように動作する。
【0020】
ゼロクロス検出回路6は、例えば交流電源1をレベル変換してゼロ電位とを比較して、その比較結果のゼロクロス点信号を制御回路8に出力する。DC電圧検出回路7は、出力直流電圧をレベル変換する抵抗分圧回路であってよく、レベル変換した信号を制御回路8のA/D変換ポートに出力する。
【0021】
次に、この電源装置の動作を図2のフローチャートと、図3および図4のタイムチャートとを参照して説明する。まず、制御回路8は、PWM信号を所定デューティとして、アクティブフィルタ回路3から出力される直流電圧を所定値に制御し、この所定直流電圧を平滑コンデンサ5で平滑化して負荷4に与える。
【0022】
すなわち、アクティブフィルタ回路3のスイッチングトランジスタ3cは、所定デューティのPWM信号によってオンオフ駆動され、負荷4には、そのオンオフに伴って発生するリップル電圧を含んだ出力直流電圧Vdcが印加される(図3(c)参照)。
【0023】
このとき、制御回路8は、図3(c)に示すゼロクロス検出回路6からのゼロクロス点信号により交流電源1の1周期を算出し(ステップST1)、この1周期を例えば10分割し(半周期を5分割し)、各分割ポイントごとにDC検出回路7からの電圧信号をA/D変換ポートから入力して、出力直流電圧Vdcを検出する(ステップST2)。
【0024】
続いて、その出力直流電圧Vdcと目標電圧V1とを比較し、この比較結果の電圧差(V1−Vdc)の絶対値を算出する(ステップST3)。目標電圧V1は、図3(c)に示すように、交流電源1の1周期において、出力直流電圧Vdcの一部分が目標電圧V1を上回るように、平滑された出力直流電圧Vdcの最大値より僅かに低い値に設定される。目標電圧V1をリップル電圧の中点電圧としてもよい。
【0025】
なお、この例において、目標電圧V1は、負荷4に応じた出力直流電圧を得るために出力されるPWM信号のデューティごとに、その出力直流電圧にリップル電圧を加味した電圧値より低い値としてテーブル形式で制御回路8の内部メモリに記憶されており、現PWM信号のデューティに応じて、内部メモリのテーブルから所定の目標電圧V1が決定される。
【0026】
これとは別に、アクティブフィルタ回路3から出力される直流電圧がPWM信号のデューティに比例することから、その比例関係をもとにして目標電圧V1を決定する数式を制御回路8に持たせておき、現PWM信号のデューティをその数式に与えて目標電圧V1を算出するようにしてもよい。
【0027】
続いて、上記電圧差(V1−Vdc)の絶対値が、所定の電圧値V2より大きいか否かを判断する(ステップST4)。絶対値が、その電圧値V2より大きい場合、すなわち出力直流電圧Vdcが目標電圧V1からかけ離れ、大きく下回っていると判断された場合には、現PWM信号のデューティをアップする補正を行う(ステップST5)。なお、その絶対値が大きいほど、その補正量を大きくするとよい。
【0028】
このように、出力直流電圧Vdcが目標電圧V1を大きく下回っている場合には、アクティブフィルタ回路3の出力が上昇されるため、平滑された出力直流電圧Vdcが高くなり、相対的にリップル電圧が小さく抑えられる(図3(d)参照)。
【0029】
また、上記電圧差(V1−Vdc)の絶対値が、所定の電圧値V2より小さい場合には、次のように現PWM信号を補正する。すなわち、出力直流電圧Vdcが目標電圧V1に近く、それを上回っている場合には、現PWM信号のデューティをダウンさせる(ステップST6,ST7)。これにより、アクティブフィルタ回路3の出力が少し下降されるため、平滑された出力直流電圧Vdcが低くなり、リップル電圧がより小さく抑えられる。
【0030】
これに対して、出力直流電圧Vdcが目標電圧V1を下回っている場合には、現PWM信号のデューティを少しアップするとよく、特に出力直流電圧Vdcが下降時であれば、そのデューティをアップする。これにより、上述同様にリップル電圧がより小さく抑えられる。なお、絶対値が電圧値V2であれば、現PWM信号のデューティを現状のまま維持する(ステップST8)。
【0031】
図4は、本発明の別の動作例を示すタイムチャート図である。なお、図4(a),(b),(c)の波形は、図3(a),(b),(c)に対応している。この動作例においては、上記ステップST4ないしST7の処理に代え、交流電源1の1周期(あるいは半周期)を等分割し、この分割した各ポイントごとに検出した出力直流電圧Vdcと目標電圧V1との差が、第1の所定値(+V2)と第2の所定値(−V2)の範囲以内であるか否かを判断する。
【0032】
図4(d)に示すように、上記電圧差(V1−Vdc)が+V2と−V2の範囲以内であれば、現PWM信号のデューティを補正せず、つまり現状のままとする。その電圧差(V1−Vdc)が−V2より負側であれば、現PWM信号のデューティを所定量アップする。
【0033】
これにより、アクティブフィルタ回路3の出力が上昇され、平滑された出力直流電圧Vdcが高くなる。なお、電圧差(V1−Vdc)が負側に大きいほど、そのデューティのアップ量を大きくすることが好ましい。
【0034】
電圧差(V1−Vdc)が+V2以上正側であれば、現PWM信号のデューティを所定量ダウンする。これによれば、アクティブフィルタ回路3の出力が下降され、平滑された出力直流電圧Vdcが低くなる。なお、その電圧差(V1−Vdc)が正側に大きいほど、そのデューティのダウン量を大きくすることが好ましい。
【0035】
このように、出力直流電圧Vdcと目標電圧V1との差により、PWM信号のデューティを補正して出力直流電圧Vdcを目標電圧V1に近くし、かつ維持する。したがって、図3(c)から同図(d)に示すように、また、図4(c)から同図(e)に示すように、平滑コンデンサ5のリップル電圧が小さく抑えられ、電力消費が低く抑えられる。
【0036】
なお、上述した各例では、交流電源1の1周期を等分割した各ポイントごとに、PWM信号のデューティを補正しているが、所定周期前に検出した出力直流電圧Vdcと目標電圧V1との差を補正データとして利用することもできる。この場合、制御回路8は、目標電圧V1と検出出力直流電圧Vdcの差を算出して補正データとして所定周期分だけ内部メモリに記憶する。
【0037】
そして、各ポイントごとに内部メモリの補正データを用いてPWM信号のデューティを補正し、リップル電圧を小さく抑える。これにより、制御回路8としてのCPUがそれほど高速のものでなくともよく、コストアップを避けることができる。
【0038】
また、本発明の電源装置は、空気調和機の負荷、特に室外機のコンプレッサモータの電源として好ましく採用される。その場合、出力直流電圧Vdcはコンプレッサモータをインバータ制御するインバータ手段の電圧とする。これにより、少なくともその出力直流電圧Vdcのリップル電圧を抑えた分だけで、空気調和機の消費電力が減少し、省エネルギ化の促進が図れる。
【0039】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、交流電源を整流手段で直流電圧に変換してアクティブフィルタに入力し、上記アクティブフィルタの出力電圧を平滑コンデンサで平滑化して負荷に印加するための出力直流電圧を得る電源装置において、交流電源の1周期もしくは半周期を所定数に等分割し、その分割した各ポイントごとにあらかじめ設定された目標電圧V1と出力直流電圧Vdcとの差の絶対値を算出し、その絶対値が所定値より大きいときには、現PWM信号のデューティを変更して出力直流電圧を補正するようにしたことにより、その出力段の平滑コンデンサのリップル電圧を小さく抑えることができる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明による電源装置を示す概略的な回路図。
【図2】上記電源装置の動作を説明するための概略的なフローチャート。
【図3】上記電源装置の動作例を説明するための概略的タイムチャート。
【図4】上記電源装置の別の動作例を説明するための概略的タイムチャート。
【符号の説明】
1 交流電源
2 整流回路
3 アクティブフィルタ回路
3a 昇圧チョークコイル
3b ダイオード
3c スイッチングトランジスタ(IGBT)
4 負荷
5 平滑コンデンサ
6 ゼロクロス検出回路
7 DC電圧検出回路
8 制御回路
V1 目標電圧
V2 所定電圧値
+V2 第1の所定値
−V2 第2の所定値
Vdc 出力直流電圧
Claims (7)
- 交流電源を整流手段で直流電圧に変換してアクティブフィルタに入力し、上記アクティブフィルタの出力電圧を平滑コンデンサで平滑化して負荷に印加するための出力直流電圧を得る電源装置において、
上記交流電源のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出手段と、上記出力直流電圧を検出するDC電圧検出手段と、上記アクティブフィルタのスイッチング手段を制御するPWM信号を出力して上記アクティブフィルタより所定の電圧を出力させる制御手段とを含み、
上記制御手段は、上記ゼロクロス検出手段からゼロクロス点を得て、上記交流電源の1周期もしくは半周期を所定数に等分割し、その分割した各ポイントごとにあらかじめ設定された目標電圧V1と、上記DC電圧検出手段から得られる出力直流電圧Vdcとの差の絶対値を算出し、その絶対値が所定値より大きいときには、現PWM信号のデューティを変更して上記出力直流電圧の補正を行うことを特徴とする電源装置。 - 交流電源を整流手段で直流電圧に変換してアクティブフィルタに入力し、上記アクティブフィルタの出力電圧を平滑コンデンサで平滑化して負荷に印加するための出力直流電圧を得る電源装置において、
上記交流電源のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出手段と、上記出力直流電圧を検出するDC電圧検出手段と、上記アクティブフィルタのスイッチング手段を制御するPWM信号を出力して上記アクティブフィルタより所定の電圧を出力させる制御手段とを含み、
上記制御手段は、上記ゼロクロス検出手段からゼロクロス点を得て、上記交流電源の1周期もしくは半周期を所定数に等分割し、その分割した各ポイントごとにあらかじめ設定された目標電圧V1と、上記DC電圧検出手段から得られる出力直流電圧Vdcとの差の絶対値を算出し、その絶対値が所定値より大きいときには、現PWM信号のデューティをアップする補正を行い、上記絶対値が所定値より小さいときには、上記出力直流電圧Vdcが上昇時であれば、現PWM信号のデューティをダウンさせ、上記出力直流電圧Vdcが下降時であれば、現PWM信号のデューティをアップする補正を行うことを特徴とする電源装置。 - 交流電源を整流手段で直流電圧に変換してアクティブフィルタに入力し、上記アクティブフィルタの出力電圧を平滑コンデンサで平滑化して負荷に印加するための出力直流電圧を得る電源装置において、
上記交流電源のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出手段と、上記出力直流電圧を検出するDC電圧検出手段と、上記アクティブフィルタのスイッチング手段を制御するPWM信号を出力して上記アクティブフィルタより所定の電圧を出力させる制御手段とを含み、
上記制御手段は、上記ゼロクロス検出手段からゼロクロス点を得て、上記交流電源の1周期もしくは半周期を所定数に等分割し、その分割した各ポイントごとにあらかじめ設定された目標電圧V1と、上記DC電圧検出手段から得られる出力直流電圧Vdcとの差を算出して、その電圧差が正側の第1所定値と負側の第2所定値の範囲にあるか否かを判断し、上記電圧差が上記第1所定値より正側に大きいときには、現PWM信号のデューティをダウンさせ、上記電圧差が上記第2所定値より負側に大きいときには、現PWM信号のデューティをアップする補正を行い、上記電圧差が上記第1所定値と第2所定値の範囲内にあるときには、現PWM信号のデューティをそのまま維持することを特徴とする電源装置。 - 上記目標電圧V1は、上記負荷に応じた出力直流電圧を得るための上記PWM信号のデューティごとに、上記出力直流電圧にリップル電圧を加味した電圧値より低い値としてあらかじめ経験的に求めてテーブル形式で上記制御手段の内部メモリに記憶されており、上記PWM信号のデューティごとに上記内部メモリから読み出される請求項1,2または3に記載の電源装置。
- 上記制御手段は、上記アクティブフィルタの出力電圧と、その出力電圧時の上記PWM信号のデューティとの比例関係式を有し、その比例関係式に基づいて、現PWM信号のデューティに対応する上記アクティブフィルタの出力電圧を算出し、該算出直流電圧をもとにして上記目標電圧V1を決定する請求項1,2または3に記載の電源装置。
- 上記分割した各ポイントごとに、上記PWM信号のデューティを補正する際、上記目標電圧V1と上記出力直流電圧Vdcとの差を補正データとして所定周期分確保し、所定周期前の補正データを用いて、上記PWM信号のデューティを補正する請求項1,2または3に記載の電源装置。
- 請求項1ないし6のいずれか1項に記載の電源装置を備えた空気調和機。
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