JP2004253999A - 信号中継回路 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】デジタル信号から直流成分を除去したデジタル復元信号を信号受信部7側に送出するコンデンサ3と、供給電源8に一方の端子が接続され、コンデンサ3と信号受信部7間の中継点に他方の端子が接続された、信号発生部1からのLowレベル出力電流よりも流れる電流が小さくなるような抵抗値に設定された第1の抵抗4と、中継点に一方の端子が接続され、他方の端子が接地電位に接続された、信号発生部1からのHighレベル出力電流よりも流れる電流が小さくなるような抵抗値に設定された第2の抵抗5とを有する構成である。
【選択図】 図1
Description
【発明の属する技術分野】
本発明は、クロック信号等のデジタル信号を中継するための信号中継回路に関する。
【0002】
【従来の技術】
従来の信号中継回路について説明する。図4は従来技術による信号中継回路の一構成例を示すブロック図である。
【0003】
図4に示すように、信号中継回路は、信号発信部となるドライバIC1から第1の伝送線路10を介して受信したクロック信号を、第2の伝送線路12を介して信号受信部となる受端IC7に送出するバッファIC11を有する構成である。ドライバIC1の駆動能力によりクロック信号を送信するための伝送線路長が制限されるため、伝送線路の途中にバッファIC11を設けて、クロック信号の伝送距離を延ばすようにしていた。
【0004】
なお、自励発振をなくすことを目的として、交流信号用レベルシフタに、交流信号から直流成分を除去するためのコンデンサと、コンデンサおよびインバータの接続点に抵抗とを設けた構成が開示されている(例えば、特許文献1参照)。
【0005】
【特許文献1】
特開平7−170167号公報
【0006】
【発明が解決しようとする課題】
伝送線路の途中にバッファICを設けた構成では、ドライバICおよびバッファICの貫通電流によるコモンモードノイズが発生し、コモンモードノイズが電源やグランドへ重畳すると、他の回路の誤動作やEMI(電磁障害)問題を引き起こすおそれがあった。また、高価なバッファICを用いることにより、設備にかかるコストが高くなるという問題があった。
【0007】
本発明は上記したような従来の技術が有する問題点を解決するためになされたものであり、信号を中継するためのバッファICによるコストやコモンモードノイズの問題を回避可能な信号中継回路を提供することを目的とする。
【0008】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するための本発明の信号中継回路は、信号発生部から信号受信部に送信されるデジタル信号を中継する信号中継回路であって、
受信した前記デジタル信号から直流成分を除去したデジタル復元信号を前記信号受信部側に送出する、前記信号発生部と前記信号受信部間に接続されたコンデンサと、
前記コンデンサから受信したデジタル復元信号の電位を引き上げるための供給電源に一方の端子が接続され、前記コンデンサと前記信号受信部間の中継点に他方の端子が接続された、前記信号発生部からのLowレベル出力電流よりも流れる電流が小さくなるような抵抗値に設定された第1の抵抗と、
前記中継点に一方の端子が接続され、他方の端子が接地電位に接続された、前記信号発生部からのHighレベル出力電流よりも流れる電流が小さくなるような抵抗値に設定された第2の抵抗と、
を有する構成である。
【0009】
また、上記本発明の信号中継回路において、前記第2の抵抗の抵抗値は、
前記信号受信部から前記第2の抵抗を介して接地電位に流れる微小電流であるリーク電流による電圧降下分がLowレベル電位の最大値を越えないように設定されていてもよい。
【0010】
また、上記本発明の信号中継回路において、前記供給電源と前記信号受信部の電源電圧が等しい場合、
前記第1の抵抗と前記第2の抵抗の抵抗値が等しいこととしてもよい。
【0011】
さらに、上記本発明の信号中継回路において、前記信号発生部と前記コンデンサ間に伝送線路を有する場合、
前記伝送線路および前記コンデンサの合成抵抗値をRZ、前記伝送線路のインピーダンスをZ0、前記デジタル信号の周波数をf、角周波数ω=2πfとした場合、前記コンデンサの容量値Cは、
C=ω− 1(Z0 2−RZ 2)− 1/2
の式により決定されることとしてもよい。
【0012】
(作用)
上述のように構成される本発明では、供給電源に接続された第1の抵抗に流れる電流がLowレベル出力電流よりも小さくなるようにしているため、信号受信部はデジタル復元信号のLowレベルを認識でき、接地電位に接続された第2の抵抗に流れる電流をHighレベル出力電流よりも小さくなるようにしているため、信号受信部はデジタル復元信号のHighレベルを認識できる。
【0013】
また、本発明では、信号受信部からのリーク電流があっても、中継点の電位がLowレベル電位の最大値を越えないように第2の抵抗の抵抗値を設定しているため、信号受信部はデジタル復元信号のLowレベルを認識可能となる。
【0014】
また、本発明では、中継点の電位を信号受信部の電源電圧の中間電位になるようにしているため、信号受信部にHighレベルおよびLowレベルの両方に十分な振幅電圧の信号を送信できる。
【0015】
さらに、本発明では、伝送線路およびコンデンサの合成抵抗、伝送線路のインピーダンス、ならびにデジタル信号の周波数に合わせて、コンデンサの最適な容量値が求まる。
【0016】
【発明の実施の形態】
本発明の信号中継回路は、ドライバICより第1の伝送線路を介して受信したデジタル信号のAC(交流)成分を取り出すためのコンデンサと、受端ICの入力に合わせた振幅電圧を確保するための抵抗とを有することを特徴とする。
【0017】
本発明の信号中継回路の構成について説明する。
【0018】
図1は本発明の信号中継回路の一構成例を示す回路図である。なお、本実施例では、伝送するデジタル信号をクロック信号の場合で説明する。
【0019】
図1に示すように、本発明の信号中継回路は、信号発信部となるドライバIC1より第1の伝送線路2を介して受信したクロック信号をACカップリングしてAC的な信号であるクロック復元信号を生成するためのコンデンサ3と、コンデンサ3から受信するクロック復元信号の振幅電圧を信号受信部となる受端IC7に合わせるための第1の抵抗4および第2の抵抗5とを有する構成である。
【0020】
図1に示すように、ドライバIC1の出力端子に第1の伝送線路2の一端が接続され、第1の伝送線路2の他端がコンデンサ3の一方の端子に接続されている。コンデンサ3の他方の端子は第2の伝送線路6の一端に接続されている。第2の伝送線路6の他端は受端IC7の入力端子に接続されている。コンデンサ3と第2の伝送線路6の間の中継点に、第1の抵抗4および第2の抵抗5の一方の端子が接続されている。第1の抵抗4の他方の端子は、受端IC7の電源電位Vccと同じ電位を供給する供給電源8に接続され、Vccが印加されている。一方、第2の抵抗5の他方の端子は接地電位に接続されている。
【0021】
コンデンサ3は、ドライバIC1から第1の伝送線路2を介して受信するクロック信号からDC(直流)成分を除去する。
【0022】
第1の抵抗4は、ドライバIC1からのLowレベル出力電流IOLよりも流れる電流が小さくなるような抵抗値に設定されている。その理由は、ドライバIC1から出力されたLowレベルの信号を上記中継点を介して第2の伝送線路6側に送るには、第1の抵抗4に流れる電流がIOLよりも小さくなければならないためである。
【0023】
第2の抵抗5は、ドライバIC1からのHighレベル出力電流IOHよりも流れる電流が小さくなるような抵抗値に設定されている。その理由は、ドライバIC1から出力されたHighレベルの信号を中継点を介して第2の伝送線路6側に送るには、第2の抵抗5に流れる電流がIOHよりも小さくなければならないためである。また、第2の抵抗5は、受端IC7の電源から第2の伝送線路6および第2の抵抗5を介して接地電位に流れる微小電流であるリーク電流IRが流れても、受端IC7がLowレベルと判定する電位Vrの最大値Vrmaxを中継点の電位が越えないような抵抗値に設定されている。
【0024】
さらに、HighレベルおよびLowレベルの両方に振幅電圧を十分確保するために、第1の抵抗4および第2の抵抗5は、抵抗値が等しくなるように設定される。
【0025】
上述のように第1の抵抗4および第2の抵抗5を設定することで、第1の伝送線路2および第2の伝送線路6でのドライバIC1の出力電流の減衰を防ぎ、ドライバIC1から受端IC7への信号の伝送を可能にする。
【0026】
なお、第1の伝送線路2および第2の伝送線路6の長さを同じにしている。
【0027】
次に、上記構成のうち、第1の抵抗4の条件について説明する。
第1の抵抗4の抵抗値は、上述したように、第1の抵抗4に流れる電流がLowレベル出力電流IOLよりも小さくなるように設定される。そのため、第1の抵抗4の抵抗値R4は、供給電源電圧VccおよびIOLと以下の関係式を満たす値となる。
IOL>(Vcc/R4)・・・・・(1)
【0028】
次に、第2の抵抗5の条件について説明する。
第2の抵抗5の抵抗値は、上述したように、第2の抵抗5に流れる電流がHighレベル出力電流IOHよりも小さくなるように設定される。そのため、第2の抵抗5の抵抗値R5は、ドライバIC1に印加される電圧VddおよびIOHと以下の関係式を満たす値となる。
IOH>(Vdd/R5)・・・・・(2)
【0029】
また、第2の抵抗5は、上述したように、受端IC7によるリーク電流IRが流れても、中継点の電位がLowレベル電位の最大値Vrmaxを越えないような抵抗値に設定される。そのため、第2の抵抗5の抵抗値R5は、VrmaxおよびIRと以下の関係式を満たす値となる。
Vrmax≧R5×IR・・・・・(3)
上記式(2)および(3)から、抵抗値R5は以下の関係式を満たす値となる。
(Vdd/IOH)<R5≦(Vrmax/IR)・・・(4)
【0030】
さらに、HighレベルおよびLowレベルの両方に振幅電圧を十分確保するために、振幅の中間電位となるVthは、抵抗値R4およびR5ならびにVccと以下の関係式を満たす値となる。
Vth=Vcc/2={R5/(R4+R5)}Vcc・・・・(5)
R4=R5・・・・・(6)
【0031】
次に、コンデンサ3の条件について説明する。
第1の伝送線路2のインピーダンスをZ0、第1の伝送線路2およびコンデンサ3の合成抵抗値をRZ、クロック信号の周波数をfとすると、コンデンサ3の容量値Cは、以下の関係式を満たす値となる。なお、角周波数ω=2πfである。
Z0={RZ 2+(1/ω2C2)}1/2・・・・・(7)
C=ω− 1(Z0 2−RZ 2)− 1/2・・・・・(8)
【0032】
なお、周波数fに制限はないが、周波数fが高くなるほど、第1の伝送線路2の長さを短くする必要がある。その理由は、第1の伝送線路2が長くなると、第1の伝送線路2の寄生容量が大きくなり、寄生容量が大きいほど、コンデンサ3でLowレベルからHighレベルに切り替わるまでにかかる時間が長くなり、コンデンサ3で受信する信号が周波数に追随できなくなるためである。
【0033】
次に、上記構成の信号中継回路の具体例を説明する。以下では、Vcc=2.5V、Vdd=3.3V、Vrmax=0.7V、IOL=IOH=4mA、IR=1μA、f=100MHz、第2の伝送線路6のインピーダンスZ1=50Ωとする。
【0034】
上記式(2)から、R4>625と求まり、上記式(4)から、700K≧R5>825と求まる。また、上記式(6)から、700K≧R5=R4>825となる。
【0035】
さらに、設計値により、Z0=50Ω、RZ=0.04Ωとすると、上記式(8)から、コンデンサ3の容量値Cは0.32pFと求まる。
【0036】
次に、本発明の信号中継回路を用いた場合と、本発明の信号中継回路を用いない場合とで受端ICにおけるクロック信号の受端波形を比較した実験について説明する。なお、実験に用いた本発明の信号中継回路は、上述の具体例の場合の構成とした。
【0037】
実験において、本発明の信号中継回路を用いない場合の構成例について説明する。
【0038】
図2は、本発明の信号中継回路を設けない場合の一構成例を示すブロック図である。ドライバIC1および受端IC7を結ぶ第3の伝送線路16の線路長L16は、図1に示した第1の伝送線路2の線路長L2、および第2の伝送線路6の線路長L6と以下に示す式の関係にある。
L2+L6=1.5×L16・・・・(8)
【0039】
式(8)から、第3の伝送線路16の長さは、第1の伝送線路2および第2の伝送線路6の長さの和の約7割である。
【0040】
次に、実験の結果について説明する。
【0041】
図3は受端ICの受端波形を示すグラフである。横軸は時間Tを示し、縦軸は受端波形の振幅電圧Vを示す。なお、Highレベルの信号が理想的な状態で受端ICに入力された場合の受端波形である期待値波形D0の振幅電圧値をV0=Vcc=2.5Vとする。また、受端IC7がHighレベルとして認識できる入力電位の下限値を2Vとする。さらに、図3では、振幅電圧の大きさを比較しやすくするために、各波形の振幅電圧の最小値を受端IC7のVrに一致させている。
【0042】
図3に示すように、本発明の信号中継回路を設けない場合、受端波形D1の振幅電圧V1はV0の50%の1.25Vであった。受端波形D1がVccの半分の電圧である1.25Vを中心に振幅すると考えると、第3の伝送線路16を介して送出されるHighレベルの電圧は、1.25+(1.25/2)=1.875Vとなり、上記下限値の2Vより低い値である。そのため、受端IC7はHighレベルを認識できない。
【0043】
これに対して、本発明の信号中継回路を用いた場合、受端波形D2の振幅電圧V2は、V0より10%減衰した電圧の2.25Vであった。受端波形D2がVccの半分の電圧である1.25Vを中心に振幅すると考えると、第2の伝送線路6を介して送出されるHighレベルの電圧は、1.25+(2.25/2)=2.375Vとなり、上記下限値の2Vより大きい。そのため、受端IC7はHighレベルを認識可能となる。また、Lowレベルの電圧は、1.25―(2.25/2)=0.125Vとなり、受端IC7がLowレベルと判定する電位Vrの最大値Vrmaxの0.8Vより小さい。そのため、受端IC7はLowレベルも認識可能となる。
【0044】
上述の結果から、本発明の信号中継回路を伝送線路の途中に設けたことにより、受端ICは期待値波形に近い振幅電圧を受信するため、信号伝送のための十分な振幅を確保できることがわかった。
【0045】
なお、上記供給電源8には受端IC7の電源電圧Vccが印加されていたが、Vccより大きな電圧が印加されてもよい。
【0046】
また、ドライバIC1および受端IC7には、例えば、HSTL(High−Speed Transistor Logic)、LVTTL(Low Voltage Transistor Transistor Logic)、LVDS(Low Voltage Differential Signaling)、ECL(Emitter―Coupled Logic)およびPECL(Positive Emitter―Coupled Logic)等の入力インターフェース規格に適合する半導体集積回路が適用可能である。
【0047】
本発明では、コンデンサおよび抵抗の個別部品を有する信号中継回路を伝送線路の途中に設けることで、十分な振幅を確保した信号を伝送できる。
【0048】
また、従来のバッファICを用いる場合に比べて設備コストを低減できる。
【0049】
さらに、伝送線路の途中にバッファICを設けていないため、貫通電流を低減し、コモンモードノイズの発生を抑制できる。そのため、サーバ等のマルチボードシステムで不可欠な伝送線路の延長が可能となる。
【0050】
なお、特開平07−170167号公報に開示された交流信号用レベルシフタは自励発振防止を目的としているため、本発明の目的であるコモンモードノイズ発生の抑制およびコスト低減と異なる。また、上記公報には、コンデンサおよび抵抗を接続した構成が示されているが、本発明の信号中継回路における第1の抵抗および第2の抵抗の抵抗値の設定方法が上記交流信号用レベルシフタの場合とは異なる。さらに、本発明では、上述のようにコンデンサの容量値が設定され、本発明の信号中継回路と上記交流信号用レベルシフタとは構成が異なるものである。
【0051】
【発明の効果】
本発明は以上説明したように構成されているので、以下に記載する効果を奏する。
【0052】
本発明では、コンデンサおよび抵抗の個別部品を有する信号中継回路を伝送線路の途中に設けることで、十分な振幅を確保した信号を伝送できる。
【0053】
また、従来のバッファICを用いる場合に比べて設備コストを低減できる。
【0054】
さらに、伝送線路の途中にバッファICを設けていないため、貫通電流を低減し、コモンモードノイズの発生を抑制できる。そのため、サーバ等のマルチボードシステムで不可欠な伝送線路の延長が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明の信号中継回路の一構成例を示すブロック図である。
【図2】本発明の信号中継回路を設けない場合の一構成例を示すブロック図である。
【図3】受端ICの受端波形を示すグラフである。
【図4】従来の信号中継回路の一構成例を示すブロック図である。
【符号の説明】
1 ドライバIC
2、10 第1の伝送線路
3 コンデンサ
4 第1の抵抗
5 第2の抵抗
6、12 第2の伝送線路
7 受端IC
8 供給電源
11 バッファIC
16 第3の伝送線路
Claims (4)
- 信号発生部から信号受信部に送信されるデジタル信号を中継する信号中継回路であって、
受信した前記デジタル信号から直流成分を除去したデジタル復元信号を前記信号受信部側に送出する、前記信号発生部と前記信号受信部間に接続されたコンデンサと、
前記コンデンサから受信したデジタル復元信号の電位を引き上げるための供給電源に一方の端子が接続され、前記コンデンサと前記信号受信部間の中継点に他方の端子が接続された、前記信号発生部からのLowレベル出力電流よりも流れる電流が小さくなるような抵抗値に設定された第1の抵抗と、
前記中継点に一方の端子が接続され、他方の端子が接地電位に接続された、前記信号発生部からのHighレベル出力電流よりも流れる電流が小さくなるような抵抗値に設定された第2の抵抗と、
を有する信号中継回路。 - 前記第2の抵抗の抵抗値は、
前記信号受信部から前記第2の抵抗を介して接地電位に流れる微小電流であるリーク電流による電圧降下分がLowレベル電位の最大値を越えないように設定された請求項1記載の信号中継回路。 - 前記供給電源と前記信号受信部の電源電圧が等しい場合、
前記第1の抵抗と前記第2の抵抗の抵抗値が等しい請求項1または2記載の信号中継回路。 - 前記信号発生部と前記コンデンサ間に伝送線路を有する場合、
前記伝送線路および前記コンデンサの合成抵抗値をRZ、前記伝送線路のインピーダンスをZ0、前記デジタル信号の周波数をf、角周波数ω=2πfとした場合、前記コンデンサの容量値Cは、
C=ω− 1(Z0 2−RZ 2)− 1/2
の式により決定される請求項1乃至3のいずれか1項記載の信号中継回路。
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