JP2004253947A

JP2004253947A - Impedance conversion circuit

Info

Publication number: JP2004253947A
Application number: JP2003040629A
Authority: JP
Inventors: Takeshi Ito; 伊藤　　猛; Hiroshi Ito; 弘伊藤
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 2003-02-19
Filing date: 2003-02-19
Publication date: 2004-09-09

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide an impedance conversion circuit wherein the discontinuity of a signal electrode width is eliminated at a connection part of planar lines between substrates whose dielectric constants differ from each other so as to suppress the signal reflection. <P>SOLUTION: The impedance conversion circuit interconnects a microstrip line 1 which has a characteristic impedance Z1 and is formed on a higher dielectric constant substrate 15 and a microstrip line 12 which has a characteristic impedance Z2(>Z1) and is formed on a lower dielectric constant substrate 16. A microstrip line 13 which has a length of a 1/4 wavelength and a characteristic impedance Z3(>Z1) and a microstrip line 14 which has a length of a 1/4 wavelength and a characteristic impedance Z4(>Z1, Z2) are provided onto the lower dielectric constant substrate 16. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO&NCIPI

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、特性インピーダンスの異なる平面線路間を電気的に接続するインピーダンス変換回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、各種素子の特性向上や無線通信技術などの発展により、高周波信号を低損失で伝送させる平面線路構成技術が重要になってきている。製作される様々な素子や平面線路は、各々固有の特性インピーダンスを有しており、それらを電気的に接続する際にはインピーダンス変換回路が用いられることが多い。
【０００３】
インピーダンス変換回路としては、従来では図３に示すような構成が用いられてきた（例えば非特許文献１参照）。ここで、３１は信号源側のマイクロストリップ線路（特性インピーダンス：Ｚ１）、３２は負荷側のマイクロストリップ線路（特性インピーダンス：Ｚ２、ただしＺ２＞Ｚ１）、３３は所望の信号周波数の概ね１／４波長に相当する長さを有するインピーダンス変換用のマイクロストリップ線路（特性インピーダンス：Ｚ３）である。これらは同一の基板上に作製される。ここでは一例として、一般に広く用いられているマイクロストリップ線路の場合について例示している。
【０００４】
マイクロストリップ線路の特性インピーダンスは、信号電極幅に依存しており、信号電極幅が広いほど、特性インピーダンスは小さくなる。従って図３に示す構成では、次の（１）式に従いマイクロストリップ線路の信号電極幅が信号源側から負荷側に行くに従い小さくなるように構成される。そして、インピーダンス変換回路の特性インピーダンスを、
Ｚ３＝（Ｚ１×Ｚ２）^１／２・・・（１）
となるように選択することで、所望の信号周波数において接続部での反射を抑制するインピーダンス変換を実現することができる。
【０００５】
一方、素子をパッケージなどに実装する際には、例えば半導体基板上に形成された平面線路とセラミック基板上に形成された平面線路とを電気的に接続する構成が用いられている。一般に、平面線路の特性インピーダンスは、基板の誘電率にも強く依存しており、例えばマイクロストリップ線路では、特定の特性インピーダンスを得るためには、基板の誘電率が低いほど広い電極幅を用いる必要がある。
【０００６】
そして、上記技術思想を適用すれば、異なる誘電率を有する基板上に作製されたマイクロストリップ線路間でインピーダンス変換を実現するためには、例えば図４に示すような構成が考えられる。ここで、４１は信号源側のマイクロストリップ線路（特性インピーダンス：Ｚ１）、４２は負荷側のマイクロストリップ線路（特性インピーダンス：Ｚ２、ただしＺ２＞Ｚ１）、４３は所望の信号周波数の概ね１／４波長に相当する長さを有するインピーダンス変換用のマクロストリップ線路（特性インピーダンス：Ｚ３）、４４は高誘電率基板、４５は低誘電率基板である。
【０００７】
この図４に示す構成でも図３の場合と同様に、（１）式に従いマイクロストリップ線路の信号電極幅を設定する。しかしながら、このように異なる誘電率を有する基板上に形成されたマイクロストリップ線路の間を接続する場合は、信号電極幅が大きく異なってしまうという問題があった。そして、この様に物理的な電極幅が異なってしまった場合、単純な特性インピーダンスの整合条件だけでは接続部での信号反射を抑制することができなくなり、所望のインピーダンス変換を実現することができなくなってしまうという問題があった。
【０００８】
また、例えば伝送線路がコプレーナー線路の場合では、コプレーナー線路の特性インピーダンスは接地電極と信号電極との間隔に強く依存しているため、基板の誘電率が低いほどその電極間隔を狭くする必要がある。図５にその一例を示す。ここで、５１は信号源側のコプレーナ線路（特性インピーダンス：Ｚ１）、５２は負荷側のコプレーナ線路（特性インピーダンス：Ｚ２、ただしＺ２＞Ｚ１）、５３は所望の信号周波数の概ね１／４波長に相当する長さを有するインピーダンス変換用のコプレーナ線路（特性インピーダンス：Ｚ３）、５４は高誘電率基板、５５は低誘電率基板、５６、５７はコプレーナー線路の接地電極である。
【０００９】
この図５に示す構成でも同様に、前記の（１）式に従いコプレーナ線路の信号電極幅を設定する。従って、やはり異なる誘電率を有する基板上に形成されたコプレーナ線路の間を接続する場合は、信号電極幅が大きく異なってしまうという問題があった。この様に物理的な信号電極幅が異なってしまった場合、単純な特性インピーダンスの整合条件だけでは接続部での信号反射を抑制することができなくなり、所望のインピーダンス変換を実現することができなくなってしまうという問題があった。
【００１０】
その他、コプレーナー線路とマイクロストリップ線路とを電気的に接続する場合の変換構造（例えば非特許文献２参照）においても、同様である。
【００１１】
【非特許文献１】ＪＭドローズ他著、「最高に改良された平面１／４波長変成器型インピーダンス整合回路を創るための並列共振器の利用」ＩＥＥＥＴｒａｎｓ．ＭｉｃｒｏｗａｖｅＴｈｅｏｒｙａｎｄＴｅｃｈｎｉｑｕｅｓ，１９９９年２月、１３２−１４１頁（Ｊ．Ｍ．Ｄｒｏｚｄｅｔａｌ，”ＵｓｉｎｇＰａｒａｌｌｅｌＲｅｓｏｎａｔｏｒｓｔｏＣｒｅａｔｅＩｍｐｒｏｖｅｄＭａｘｉｍａ１１ｙＦｌａｔＱｕａｒｔｒ−Ｗａｖｅ１ｅｎｇｔｈＴｒａｎｓｆｏｒｍｅｒＩｎｐｅｄａｎｃｅ−ＭａｔｃｈｉｎｇＮｅｔｗｏｒｋｓ”，ＩＥＥＥＴｒａｎｓ．ＭｉｃｒｏｗａｖｅＴｈｅｏｒｙａｎｄＴｅｃｈｎｉｑｕｅｓ，Ｆｅｂ．１９９９，ｐｐ．１３２〜１４１）。
【００１２】
【非特許文献２】ＡＭＥサファットＪ他著、「コプレナー線路からマイクロストリップ線路への変換のための新しい設計」２００１ＩＥＥＥＭＴＴ−ＳＩｎｔｅｎａｔｉｏｎａｌＭｉｃｒｏｗａｖｅＳｙｍｐｏｓｉｕｍＤｉｇｅｓｔ、２００１年５月１９日、第２巻、６０７−６１０頁（Ａ．Ｍ．Ｅ．ＳａｆｗａｔＪｅｔａｌ ”ＮｏｖｅｌＤｅｓｉｇｎｆｏｒＣｏｐｌａｎａｒＷａｖｅｇｕｉｄｅｔｏＭｉｃｔｏｓｔｒｉｐＴｒａｎｓｉｔｉｏｎ”，２００１ＩＥＥＥＭＴＴ−ＳＩｎｔｅｎａｔｉｏｎａｌＭｉｃｒｏｗａｖｅＳｙｍｐｏｓｉｕｍＤｉｇｅｓｔＶｏｌｕｍｅ２，Ｍａｙ１９ｔｈ２００１，ｐｐ．６０７〜６１０）。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】
以上のように、異なる誘電率の２個の基板上に形成された平面線路の間を接続する場合は、信号電極幅が大きく異なってしまうという問題および単純な特性インピーダンスの整合条件だけでは接続部での信号反射を抑制することができなくなるという問題があった。
【００１４】
本発明の目的は、上述の従来技術における問題点を解消するものであって、互いに異なる誘電率の２個の基板上に形成された平面線路の間を接続する場合において、信号電極幅の不連続を解消できるようにしたインピーダンス変換回路を提供することにある。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
請求項１に係る発明は、第１の基板上に形成された第１の平面線路と、前記基板よりも低い誘電率を有する第２の基板上に形成されかつ前記第１の平面線路よりも高い特性インピーダンスを有する第２の平面線路とを、信号反射を抑制して電気的に接続するインピーダンス変換回路において、前記第２の基板上に形成され、一端側が前記第１の平面線路に接続され、前記第１の平面線路よりも高い特性インピーダンスを有し、かつ所望の信号周波数の概ね１／４波長に相当する長さを有する第３の平面線路と、前記第２の基板上に形成され、一端側が前記第２の平面線路に接続されるとともに他端側が前記第３の平面線路の他端側に接続され、前記第１及び第２の平面線路の特性インピーダンスよりも高い特性インピーダンスを有し、かつ所望の信号周波数の概ね１／４波長に相当する長さを有する第４の平面線路と、を具備することを特徴とするインピーダンス変換回路とした。
【００１６】
請求項２に係る発明は、請求項１に記載のインピーダンス変換回路において、前記第１乃至第４の平面線路のすべてをマイクロストリップ線路で構成し、かつ前記第１および第３の平面線路の信号電極幅を同じに設定したことを特徴とするインピーダンス変換回路とした。
【００１７】
請求項３に係る発明は、請求項１に記載のインピーダンス変換回路において、前記第１の平面線路をコプレーナ線路で構成し、前記第３の平面線路をコプレーナ線路からマイクロストリップ線路への変換構造を有するよう構成し、前記第２および第４の平面線路をマイクロストリップ線路で構成し、かつ前記第１の平面線路と前記第３の平面線路の接続部の信号電極幅を同じに設定したことを特徴とするインピーダンス変換回路とした。
【００１８】
【発明の実施の形態】
［第１の実施形態］
図１は本発明の第１の実施形態を示す図であって、１１は信号源側の第１のマイクロストリップ線路（特性インピーダンス：Ｚ１）、１２は負荷側の第２のマイクロストリップ線路（特性インピーダンス：Ｚ２、ただしＺ２＞Ｚ１）、１３は所望の周波数の信号の１／４波長に相当する長さを有する第３のマイクロストリップ線路（特性インピーダンス：Ｚ３）、１４は所望の周波数の信号の１／４波長に相当する長さを有する第４のマイクロストリップ線路（特性インピーダンス：Ｚ４、ただしＺ４＞Ｚ２、Ｚ４＞Ｚ３）、１５は高誘電率基板である半導体基板、１６は低誘電率基板であるセラミック基板である。
【００１９】
ここで、マイクロストリップ線路１３の信号電極幅は、マイクロストリップ線路１１の信号電極幅と同じになるように特性インピーダンスが選択されている。これにより、Ｚ３＞Ｚ１となっている。従って、このままでは一般にマイクロストリップ線路１３はマイクロストリップ線路１２に対して式（１）の条件を満たしていないが、本願発明者は種々の検討を行った結果、マイクロストリップ線路１４を挿入することにより、マイクロストリップ線路１３がマイクロストリップ線路１２に対して持つ制約（式（１））を無くし、マイクロストリップ線路１３の信号電極幅の設計の自由度を増やし、結果としてマイクロストリップ線路１１に対して、物理的な信号電極幅の整合をとることが可能となることを見出し、本願発明を成すに至った。なお、具体的な各々の線路の特性インピーダンスの値は、それぞれの組合せにおいて適宜電磁界シミュレーターなどの汎用のツールを用いて設計可能である。
【００２０】
［第２の実施形態］
図２は本発明の第２の実施形態を示す図であって、２１は信号源側のコプレーナー線路（特性インピーダンス：Ｚ１）、１２は負荷側のマイクロストリップ線路（特性インピーダンス：Ｚ２、ただしＺ２＞Ｚ１）、２３はコプレーナー線路からマイクロストリップ線路への変換構造を有し所望の周波数の信号の１／４波長に相当する長さを有する平面線路（特性インピーダンス：Ｚ３）、１４は所望の周波数の信号の１／４波長に相当する長さを有するマイクロストリップ線路（特性インピーダンス：Ｚ４、ただしＺ４＞Ｚ２、Ｚ４＞Ｚ３）、１５は高誘電率基板である半導体基板、２６は低誘電率基板である石英基板である。また、コプレーナ線路の２７、２８は接地電極である。
【００２１】
この実施形態でも、第１の実施形態と同様に、マイクロストリップ線路１４を挿入することにより、平面線路２３がマイクロストリップ線路１２に対して持つ制約（式（１））が無くなるため、平面線路２３の信号電極幅の設計の自由度が増え、コプレーナー線路２１に対して、物理的な信号電極幅の整合をとることが可能となる。
【００２２】
［その他の実施の形態］
上記実施形態で示した以外にも、コプレーナー線路同士の接続や、他の形式の平面線路間の接続においても、本願発明の技術思想に基づき、適宜パラメーターの設定を行うことで、同様の効果が得られる。また、異なる平面線路間の変換構造を併せて適用できることは言うまでもない。基板材料としては、上記以外にもサファイア基板、窒化アルミ基板など、適宜選択することができる。
【００２３】
【発明の効果】
以上説明した様に、本発明のインピーダンス変換回路によれば、互いに異なる誘電率の２個の基板間の平面線路の接続部において信号電極幅の不連続を解消し、信号反射率の抑制されたインピーダンス変換を実現することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】第１の実施形態のインピーダンス変換回路を示す図である。
【図２】第２の実施形態のインピーダンス変換回路を示す図である。
【図３】同一基板上の従来のマイクロストリップ線路のインピーダンス変換回路を示す図である。
【図４】誘電率の異なる基板上の従来のマイクロストリップ線路のインピーダンス変換回路を示す図である。
【図５】誘電率の異なる基板上の従来のコプレーナ線路のインピーダンス変換回路を示す図である。
【符号の説明】
１１〜１４：マイクロストリップ線路、１５：高誘電率基板、１６：低誘電率基板
２１：コプレーナー線路、２３：平面線路、２６：低誘電率基板、２７，２８：接地電極
３１〜３２：マイクロストリップ線路
４１〜４３：マイクロストリップ線路、４４：高誘電率基板、４５：低誘電率基板
５１〜５３：コプレーナー線路、５４：高誘電率基板、５５：低誘電率基板、５６，５７：接地電極[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to an impedance conversion circuit for electrically connecting planar lines having different characteristic impedances.
[0002]
[Prior art]
2. Description of the Related Art In recent years, with the improvement in characteristics of various elements and the development of wireless communication technology, a planar line configuration technology for transmitting a high-frequency signal with low loss has become important. Various manufactured elements and planar lines have their own characteristic impedances, and when they are electrically connected, an impedance conversion circuit is often used.
[0003]
Conventionally, a configuration as shown in FIG. 3 has been used as an impedance conversion circuit (for example, see Non-Patent Document 1). Here, 31 is a microstrip line on the signal source side (characteristic impedance: Z1), 32 is a microstrip line on the load side (characteristic impedance: Z2, where Z2> Z1), and 33 is approximately 1/4 of a desired signal frequency. This is a microstrip line (characteristic impedance: Z3) for impedance conversion having a length corresponding to the wavelength. These are manufactured on the same substrate. Here, as an example, a case of a microstrip line that is generally widely used is illustrated.
[0004]
The characteristic impedance of the microstrip line depends on the signal electrode width, and the characteristic impedance decreases as the signal electrode width increases. Therefore, the configuration shown in FIG. 3 is configured such that the signal electrode width of the microstrip line becomes smaller from the signal source side to the load side according to the following equation (1). And the characteristic impedance of the impedance conversion circuit is
Z3 = (Z1 × Z2) ^1/2 (1)
By selecting such that, the impedance conversion that suppresses the reflection at the connection portion at the desired signal frequency can be realized.
[0005]
On the other hand, when an element is mounted on a package or the like, a configuration is used in which, for example, a plane line formed on a semiconductor substrate and a plane line formed on a ceramic substrate are electrically connected. In general, the characteristic impedance of a planar line is also strongly dependent on the dielectric constant of a substrate. For example, in a microstrip line, in order to obtain a specific characteristic impedance, it is necessary to use a wider electrode width as the dielectric constant of the substrate is lower. There is.
[0006]
Then, if the above technical idea is applied, in order to realize impedance conversion between microstrip lines manufactured on substrates having different dielectric constants, for example, a configuration as shown in FIG. 4 can be considered. Here, 41 is a microstrip line on the signal source side (characteristic impedance: Z1), 42 is a microstrip line on the load side (characteristic impedance: Z2, where Z2> Z1), and 43 is approximately 1/4 of a desired signal frequency. A macrostrip line for impedance conversion (characteristic impedance: Z3) having a length corresponding to the wavelength, 44 is a high dielectric substrate, and 45 is a low dielectric substrate.
[0007]
In the configuration shown in FIG. 4, the signal electrode width of the microstrip line is set in accordance with the equation (1) as in the case of FIG. However, when connecting between microstrip lines formed on substrates having different dielectric constants as described above, there has been a problem that the signal electrode widths are greatly different. If the physical electrode widths are different in this way, signal reflection at the connection cannot be suppressed only by simple characteristic impedance matching conditions, and desired impedance conversion can be realized. There was a problem that it disappeared.
[0008]
Further, for example, when the transmission line is a coplanar line, the characteristic impedance of the coplanar line strongly depends on the distance between the ground electrode and the signal electrode. Therefore, the lower the dielectric constant of the substrate, the narrower the electrode distance is. . FIG. 5 shows an example. Here, 51 is a coplanar line on the signal source side (characteristic impedance: Z1), 52 is a coplanar line on the load side (characteristic impedance: Z2, where Z2> Z1), and 53 is a wavelength approximately １／ of the desired signal frequency. A coplanar line (characteristic impedance: Z3) for impedance conversion having a corresponding length, 54 is a high dielectric substrate, 55 is a low dielectric substrate, and 56 and 57 are ground electrodes of the coplanar line.
[0009]
Similarly, in the configuration shown in FIG. 5, the signal electrode width of the coplanar line is set in accordance with the above equation (1). Therefore, when connecting between coplanar lines formed on substrates having different dielectric constants, there is a problem that signal electrode widths are greatly different. If the physical signal electrode widths differ in this way, signal reflection at the connection cannot be suppressed only by the simple characteristic impedance matching condition, and the desired impedance conversion cannot be realized. There was a problem that would.
[0010]
In addition, the same applies to a conversion structure for electrically connecting a coplanar line and a microstrip line (for example, see Non-Patent Document 2).
[0011]
[Non-Patent Document 1] JM Drows et al., "Using a Parallel Resonator to Create the Most Improved Planar Quarter-Wavelength Transformer Impedance Matching Circuit", IEEE Trans. Microwave Theory and Techniques, 2 May 1999, pp. 132-141 (J.M.Drozd et al, "Using Parallel Resonators to Create Improved Maxima11y Flat Quartr-Wave1ength Transformer Inpedance-Matching Networks", IEEE Trans.Microwave Theory and Techniques, Feb. 1999, pp. 132-141).
[0012]
[Non-Patent Document 2] AME Safatt J et al., "New Design for Conversion from Coplanar Line to Microstrip Line" 2001 IEEE MTT-S International Microwave Symposium Digest, May 19, 2001, Vol. 2, 607 610 pages (AME SAfwat J et al., "Novel Design for Coplanar Waveguide to Microstrip Transition", 2001 IEEE MTT-September, 2007, International Microelectronics.
[0013]
[Problems to be solved by the invention]
As described above, when connecting between planar lines formed on two substrates having different dielectric constants, the problem that the signal electrode width is greatly different and the connection portion is obtained only by the simple characteristic impedance matching condition. However, there is a problem that signal reflection at the optical disc cannot be suppressed.
[0014]
SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to solve the above-described problems in the related art, and when connecting between planar lines formed on two substrates having different dielectric constants, the signal electrode width is not increased. An object of the present invention is to provide an impedance conversion circuit capable of eliminating continuity.
[0015]
[Means for Solving the Problems]
The invention according to claim 1 is characterized in that a first planar line formed on a first substrate and a second planar line formed on a second substrate having a dielectric constant lower than that of the substrate are higher than the first planar line. In an impedance conversion circuit for electrically connecting a second plane line having high characteristic impedance to a second plane line while suppressing signal reflection, one end of the impedance conversion circuit is connected to the first plane line. A third planar line having a characteristic impedance higher than that of the first planar line and having a length substantially corresponding to a quarter wavelength of a desired signal frequency; and a third planar line formed on the second substrate. One end is connected to the second planar line and the other end is connected to the other end of the third planar line, and has a characteristic impedance higher than the characteristic impedance of the first and second planar lines. And where A fourth planar line having a generally length corresponding to a quarter wavelength of the signal frequency, and the impedance conversion circuit, characterized in that it comprises a.
[0016]
According to a second aspect of the present invention, in the impedance conversion circuit according to the first aspect, all of the first to fourth planar lines are formed of microstrip lines, and signals of the first and third planar lines are provided. The impedance conversion circuit was characterized in that the electrode width was set to be the same.
[0017]
According to a third aspect of the present invention, in the impedance conversion circuit according to the first aspect, the first planar line is formed of a coplanar line, and the third planar line is formed from a coplanar line to a microstrip line. Wherein the second and fourth plane lines are constituted by microstrip lines, and the signal electrode width of the connection portion between the first and third plane lines is set to be the same. The characteristic impedance conversion circuit was used.
[0018]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
[First Embodiment]
FIG. 1 is a diagram showing a first embodiment of the present invention, in which 11 is a first microstrip line (characteristic impedance: Z1) on the signal source side, and 12 is a second microstrip line (characteristics) on the load side. Impedance: Z2, where Z2> Z1), 13 is a third microstrip line (characteristic impedance: Z3) having a length corresponding to a quarter wavelength of a signal of a desired frequency, and 14 is a signal of a signal of a desired frequency. A fourth microstrip line (characteristic impedance: Z4, where Z4> Z2, Z4> Z3) having a length corresponding to a quarter wavelength, 15 a semiconductor substrate which is a high dielectric substrate, and 16 a low dielectric substrate Is a ceramic substrate.
[0019]
Here, the characteristic impedance is selected so that the signal electrode width of the microstrip line 13 is the same as the signal electrode width of the microstrip line 11. Thus, Z3> Z1. Therefore, the microstrip line 13 generally does not satisfy the condition of the expression (1) with respect to the microstrip line 12 as it is, but as a result of various studies, the present inventor has found that the microstrip line 14 is inserted. The constraint (formula (1)) that the microstrip line 13 has on the microstrip line 12 is eliminated, and the degree of freedom in designing the signal electrode width of the microstrip line 13 is increased. They have found that it is possible to match the physical signal electrode width, and have accomplished the present invention. The specific value of the characteristic impedance of each line can be appropriately designed using a general-purpose tool such as an electromagnetic field simulator in each combination.
[0020]
[Second embodiment]
FIG. 2 is a diagram showing a second embodiment of the present invention, in which 21 is a coplanar line on the signal source side (characteristic impedance: Z1), and 12 is a microstrip line on the load side (characteristic impedance: Z2, where Z2> Z1) and 23 are plane lines (characteristic impedance: Z3) having a conversion structure from a coplanar line to a microstrip line and having a length corresponding to a quarter wavelength of a signal of a desired frequency, and 14 is a line of a desired frequency. A microstrip line having a length corresponding to a quarter wavelength of a signal (characteristic impedance: Z4, where Z4> Z2, Z4> Z3), 15 is a semiconductor substrate that is a high dielectric substrate, and 26 is a low dielectric substrate. This is a quartz substrate. The coplanar lines 27 and 28 are ground electrodes.
[0021]
In this embodiment, as in the first embodiment, the constraint (formula (1)) that the plane line 23 has on the microstrip line 12 is eliminated by inserting the microstrip line 14, so that the plane line 23 The degree of freedom in designing the signal electrode width is increased, and the physical signal electrode width can be physically matched with the coplanar line 21.
[0022]
[Other embodiments]
In addition to the above-described embodiments, the same effect can be obtained by appropriately setting parameters based on the technical idea of the present invention in connection between coplanar lines and between other types of planar lines. can get. It goes without saying that the conversion structure between different plane lines can be applied together. In addition to the above, a sapphire substrate, an aluminum nitride substrate, or the like can be appropriately selected as the substrate material.
[0023]
【The invention's effect】
As described above, according to the impedance conversion circuit of the present invention, the discontinuity of the signal electrode width is eliminated at the connection part of the plane line between two substrates having different dielectric constants, and the signal reflectance is suppressed. Impedance conversion can be realized.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a diagram illustrating an impedance conversion circuit according to a first embodiment.
FIG. 2 is a diagram illustrating an impedance conversion circuit according to a second embodiment.
FIG. 3 is a diagram showing a conventional microstrip line impedance conversion circuit on the same substrate.
FIG. 4 is a diagram showing a conventional microstrip line impedance conversion circuit on a substrate having a different dielectric constant.
FIG. 5 is a diagram showing a conventional coplanar line impedance conversion circuit on substrates having different dielectric constants.
[Explanation of symbols]
11 to 14: microstrip line, 15: high dielectric substrate, 16: low dielectric substrate 21: coplanar line, 23: plane line, 26: low dielectric substrate, 27, 28: ground electrode 31 to 32: microstrip Lines 41 to 43: microstrip line, 44: high dielectric substrate, 45: low dielectric substrate 51 to 53: coplanar line, 54: high dielectric substrate, 55: low dielectric substrate, 56, 57: ground electrode

Claims

第１の基板上に形成された第１の平面線路と、前記基板よりも低い誘電率を有する第２の基板上に形成されかつ前記第１の平面線路よりも高い特性インピーダンスを有する第２の平面線路とを、信号反射を抑制して電気的に接続するインピーダンス変換回路において、
前記第２の基板上に形成され、一端側が前記第１の平面線路に接続され、前記第１の平面線路よりも高い特性インピーダンスを有し、かつ所望の信号周波数の概ね１／４波長に相当する長さを有する第３の平面線路と、
前記第２の基板上に形成され、一端側が前記第２の平面線路に接続されるとともに他端側が前記第３の平面線路の他端側に接続され、前記第１及び第２の平面線路の特性インピーダンスよりも高い特性インピーダンスを有し、かつ所望の信号周波数の概ね１／４波長に相当する長さを有する第４の平面線路と、
を具備することを特徴とするインピーダンス変換回路。A first planar line formed on a first substrate; and a second planar line formed on a second substrate having a lower dielectric constant than the substrate and having a higher characteristic impedance than the first planar line. In an impedance conversion circuit that electrically connects a flat line with a signal line while suppressing signal reflection,
One end side is formed on the second substrate, one end is connected to the first plane line, has a higher characteristic impedance than the first plane line, and corresponds to approximately 概 wavelength of a desired signal frequency. A third planar line having a length of
The first and second planar lines are formed on the second substrate, one end of which is connected to the second planar line and the other end of which is connected to the other end of the third planar line. A fourth planar line having a characteristic impedance higher than the characteristic impedance and having a length corresponding to approximately 波長 wavelength of a desired signal frequency;
An impedance conversion circuit comprising:

請求項１に記載のインピーダンス変換回路において、
前記第１乃至第４の平面線路のすべてをマイクロストリップ線路で構成し、かつ前記第１および第３の平面線路の信号電極幅を同じに設定したことを特徴とするインピーダンス変換回路。The impedance conversion circuit according to claim 1,
An impedance conversion circuit, wherein all of the first to fourth planar lines are constituted by microstrip lines, and the signal electrode widths of the first and third planar lines are set to be the same.

請求項１に記載のインピーダンス変換回路において、
前記第１の平面線路をコプレーナ線路で構成し、前記第３の平面線路をコプレーナ線路からマイクロストリップ線路への変換構造を有するよう構成し、前記第２および第４の平面線路をマイクロストリップ線路で構成し、かつ前記第１の平面線路と前記第３の平面線路の接続部の信号電極幅を同じに設定したことを特徴とするインピーダンス変換回路。The impedance conversion circuit according to claim 1,
The first plane line is constituted by a coplanar line, the third plane line is constituted to have a conversion structure from a coplanar line to a microstrip line, and the second and fourth plane lines are constituted by a microstrip line. An impedance conversion circuit having a configuration, wherein a signal electrode width of a connecting portion between the first plane line and the third plane line is set to be the same.