JP2004251659A

JP2004251659A - Capacitance sensor

Info

Publication number: JP2004251659A
Application number: JP2003039983A
Authority: JP
Inventors: Kazuo Hasegawa; 和男長谷川; Katsuyuki Ishiguro; 克之石黒; Taiichi Ono; 泰一小野
Original assignee: Alps Electric Co Ltd
Current assignee: Alps Alpine Co Ltd
Priority date: 2003-02-18
Filing date: 2003-02-18
Publication date: 2004-09-09

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a capacitance sensor capable of accurately detecting the state of inclination, acceleration, etc. by an electric signal based on capacitance. <P>SOLUTION: The capacitance sensor for detecting rocking movements on the basis of the capacitance of capacitance elements is constituted of fixed and movable electrodes. In the sensor, at least either the fixed or movable electrodes are divided, and the fixed and movable electrodes form a plurality of the capacitance elements. Further, the sensor comprises a drive signal supply means (500) connected to either the fixed or the movable electrodes for impressing the electrodes of the plurality of capacitance elements with a drive signal which alternately changes between low and high levels, switching means (S1-S4) for performing time-division changeover of signals outputted from the plurality of capacitance elements according to the capacitance of each capacitance element on the basis of a control signal, computing means (610 and 620) for determining the rocking movements of the movable electrodes on the basis of output of the switching means, and a timing signal generating means (500) for generating a timing signal for regulating the changeover timing of the switching means and the computation processing timing of the computing means and supplying it for the switching means and the computing means. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO&NCIPI

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、静電容量の変化により傾斜状態、加速度、衝撃等を検知する静電容量式センサに関する。
【０００２】
【従来の技術】
例えば、特許文献１には、従来の静電容量式センサの処理回路の構成が記載されている。この従来の静電容量式センサの処理回路の構成を図１５に示す。
同図において、入力端子Ｔ１には、図示されていない交流信号発生源から、所定周波数の矩形波信号が与えられる。７１、７２はインバータ素子であり、インバータ素子７２の後段には抵抗素子７３が接続されている。
【０００３】
インバータ素子７１の出力端と抵抗素子７３の出力端はそれぞれバッファ素子７５、７６を介してＥＸ−ＯＲ素子７４に接続されており、このＥＸ−ＯＲ素子７４の出力端はそのまま出力端子Ｔ２に接続されている。
また、抵抗素子７３の出力端には、容量素子Ｃの一方の電極が接続され、この容量素子Ｃの他方の電極は接地されている。この容量素子Ｃが、測定対象となる容量素子、すなわちセンサに形成されている容量素子である。
図１６は、図１５に示す処理回路の各点における信号波形を示す図である。
【０００４】
【特許文献１】
特許第３０２０７３６号公報
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
上述した静電容量式センサの処理回路では、抵抗素子７３と容量素子ＣからなるＣＲ遅延回路を用いているので、抵抗７３の温度ドリフトや配線抵抗の影響を受けやすい。すなわち、ＣＲ遅延回路の時定数が変化し、容量素子Ｃの静電容量を精度良く検出することができないという問題が有った。
【０００６】
さらに、容量素子における静電容量Ｃが小さい場合には、容量素子の静電容量を検出するのに抵抗素子７３の抵抗値を大きくする必要があるが、そうすると、Ｘ３点におけるインピーダンスが大きくなり、外部の誘導を受けやすいという問題が有る。
本発明はこのような事情に鑑みてなされたものであり、静電容量に基づいた電気信号により、傾斜状態や加速度等を精度良く検出することができる静電容量式センサを提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために請求項１に記載の発明は、固定基板に形成された固定電極と、揺動動作可能に支持されるとともに前記固定電極に対向配置され、該固定電極との距離が前記揺動動作により変位する可動電極とを有し、前記固定電極と可動電極とで構成される容量素子の静電容量に基づいて前記揺動動作を検出する静電容量式センサにおいて、前記固定電極と可動電極のうち少なくとも一方の電極が分割されており、前記固定電極と可動電極とで複数の容量素子が形成され、前記固定電極と可動電極のうちいずれか一方の電極に接続され、該電極にロウレベルとハイレベルとに交互に変化する駆動信号を前記複数の容量素子に印加する駆動信号供給手段と、前記複数の容量素子から各容量素子の静電容量に対応して出力された信号を制御信号に基づいて時分割で選択するスイッチ手段と、前記駆動信号がロウレベル時とハイレベル時における前記スイッチ手段の出力に基づいて前記揺動動作を求める演算手段と、前記スイッチ手段の切換タイミング及び前記演算手段の演算処理タイミングを規定するタイミング信号を生成し、前記スイッチ手段及び演算手段に供給するタイミング信号生成手段とを有することを特徴とする。
【０００８】請求項１に記載の発明によれば、従来の静電容量式センサのように、ＣＲ遅延回路を使用して静電容量を検出していないので、抵抗素子の温度変化や配線抵抗の影響を受けず、精度良く静電容量に基づいて可動電極の揺動動作を検出することができる。よって、傾斜状態や加速度等を精度よく検知することができる。
また、揺動動作を検出するための複数の容量素子の出力信号を時分割で選択的に入力し、演算して揺動動作を求めるようにしたので、複数の容量素子の出力信号を時分割で入力した以降の回路構成を簡略化できる。
また、複数の信号検出用容量素子（コンデンサ）の出力信号を時分割で入力した以降の回路は各容量素子の出力信号について共通に使用されるので、時分割で演算処理を行わない場合に比して、回路素子の定数のばらつきの影響を受けないという効果が有る。
【０００９】
また、請求項２に記載の発明は、請求項１に記載の静電容量式センサにおいて、前記可動電極は、直交するＸ−Ｙ座標面に対して２軸に揺動可能であり、かつ前記複数の容量素子は、前記Ｘ−Ｙ座標面の第１〜第４象限に対応して４つ有り、
前記演算手段は、前記４つの容量素子は、前記揺動動作に伴って、容量が増加する第１の容量素子と、容量が減少する第２の容量素子の、２対の容量素子からなり、これら対をなす２つの容量素子における静電容量に対応した信号の差をそれぞれ、算出する減算器と、前記減算器により算出された２組の減算結果を加算する加算器とを有することを特徴とする。
請求項２に記載の発明によれば、加算演算の前に減算、すなわち差動をとっているので、演算のダイナミックレンジを大きくとることができ、検出精度を高めることができる。
【００１０】
また、請求項３に記載の発明は、請求項２に記載の静電容量式センサにおいて、前記可動電極は、前記４つの容量素子の共通電極となるように形成され、前記固定電極が４つに分割されていることを特徴とする。
請求項３においては、可動電極が共通電極とされているので、４つの容量素子の容量変化に基づく電気信号を変位しない固定電極側から取り出すことができ、複雑な引き回し配線を必要としない。
【００１１】
また、請求項４に記載の発明は、請求項２または３のいずれかに記載の静電容量式センサにおいて、前記演算手段は、Ｘ軸方向の揺動により増減する第１の出力信号（Ｘ）と、Ｙ軸方向の揺動により増減する第２の出力信号（Ｙ）とを出力し、前記タイミング信号生成手段は、前記演算手段の第１、第２の出力信号のいずれか一方の増減方向を逆向きに変更可能にするように前記スイッチ手段の切り換えタイミングを異ならしめるための少なくとも２種類の切換タイミング信号を生成することを特徴とする。
【００１２】
請求項４に記載の発明によれば、複数の容量素子の各々の出力信号の信号経路が同一であるので、これら複数の容量素子の出力信号の切り換えにより特性が変化することはない。そして、タイミング信号生成手段が少なくとも２種類の切換タイミング信号を生成して、演算手段から出力される第１、第２の出力信号のいずれか一方の増減方向の向き（以下、便宜上、極性と呼ぶことあり。）を変化させることができる。
したがって、静電容量式センサを使用する装置に実装する際に、上下逆向きに取り付けても揺動動作に伴う出力信号の増減方向を同じにすることができ、取り付け配置の自由度が増加するという効果が得られる。
【００１３】
また、請求項５に記載の発明は、請求項２または３のいずれかに記載の静電容量式センサにおいて、前記演算手段は、Ｘ軸方向の揺動により増減する第１の出力信号（Ｘ）と、Ｙ軸方向の揺動により増減する第２の出力信号（Ｙ）とを出力し、前記タイミング信号生成手段は、前記演算手段の第１、第２の出力信号のいずれか一方あるいは双方の増減方向を逆向きに変更可能にするように前記スイッチ手段の切換タイミングを異ならしめるための少なくとも４種類の切換タイミング信号を生成することを特徴とする。
【００１４】
請求項５に記載の発明によれば、複数の容量素子の各々の出力信号の信号経路が同一であるので、これら複数の容量素子の出力信号の切り換えにより特性が変化することはない。そして、タイミング信号生成手段が少なくとも４種類の切換タイミング信号を生成して、演算手段から出力される第１、第２の出力信号の増減方向の向き（極性）を４種類まで、変化させることができる。
したがって、静電容量式センサを使用する装置に実装する際に、取り付け配置の自由度、極性の選択の自由度を請求項４に記載の発明に比して、より増加させることができ、静電容量式センサの実装装置の種々の要求に対応することができるという効果が得られる。
【００１５】
また、請求項６に記載の発明は、請求項１乃至５のいずれかに記載の静電容量式センサにおいて、前記スイッチ手段は、前記複数（４つ）の容量素子の各々に、一端が接続され、他端が共通接続されて前記演算手段側に接続される複数（４つ）のスイッチからなり、さらに、前記スイッチ手段の各スイッチに付随する寄生容量の影響を打ち消す寄生容量キャンセル手段を有することを特徴とする。
請求項６に記載の発明によれば、静電容量に基づく信号の検出部である複数の容量素子にとって影響が大きいスイッチ手段の各スイッチの寄生容量の影響を打ち消すことができる。
【００１６】
すなわち、上記複数の容量素子が静電容量は非常に小さいと、複数の容量素子の出力信号を取り込む入力部を構成する上記スイッチ手段の各スイッチに付随する寄生容量の影響が大きく、センサの感度の低下やセンサ出力のオフセットの変動が生じる。さらに、寄生容量値はばらつきが有り、温度変化も有るために、センサ出力が温度により変化することとなるが、これらの影響をなくすことができる。
【００１７】
また、請求項７に記載の発明は、請求項６に記載の静電容量式センサにおいて、前記寄生容量キャンセル手段は、前記スイッチ手段の各スイッチの前記一端に一端が接続され、他端が所定の電位に保持されるように設定された複数（４つ）のキャンセル用スイッチと、前記スイッチ手段を構成する複数（４つ）のスイッチが共通接続された接続点の電位を前記所定の電位に設定するオペアンプにより構成された電位設定手段と、少なくとも前記スイッチ手段のいずれかのスイッチを介して該スイッチに対応する容量素子から静電容量に対応した信号が出力される際に、該スイッチ以外の他のすべてのスイッチの前記一端に一端が接続された前記キャンセル用スイッチをオン状態にするスイッチ制御手段とを有することを特徴とする。
【００１８】
請求項７に記載の発明によれば、スイッチ手段のいずれかのスイッチが選択される際に、該スイッチの両端がキャンセル用スイッチや電位設定手段により同電位とされるので、スイッチ手段の切換時（選択時）に、スイッチ手段の寄生容量が充放電されることはなく、この充放電に伴うノイズの発生等の不具合を生じることはない。
また、電位設定手段にオペアンプを用いているので、オペアンプのイマジナリーショートを利用して、スイッチの両端を簡単な回路構成で容易に同電位とすることができる。
【００１９】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施形態を、図面を参照して詳細に説明する。本発明の実施形態（第１、第２実施形態）に係る静電容量センサの構造を、図１０乃至図１３を参照して説明する。図１０は、本発明の実施形態に係る静電容量センサの全体構成を示す概略断面図、図１１は本発明の実施形態に係る静電容量センサの全体構成を示す分解斜視図、図１２は基板の平面図、図１３は基板に対向して設けられている金属板（可動電極）の平面図である。
【００２０】
本発明の実施形態に係る静電容量式センサ１００は、図１０に示すように、基板１０の上面１１Ｓ側に電気信号を検出するための検出部２００を備え、基板１０の下面１３Ｒ側に検出部２００から検出された電気信号を処理する回路素子３００を備えて構成されている。本実施形態では、検出部２００は静電容量式の傾斜センサとして構成され、回路素子３００としてはＩＣ（集積回路）のベアチップが用いられている。
【００２１】
検出部２００は、静電容量式センサ１００の傾斜を容量変化として検出する静電容量式の傾斜センサであり、図１１に示すように、基板（固定基板）１０の上面１１Ｓ上に形成された四つの固定電極１１ａと、これらの固定電極１１ａに対向する金属板（可動電極）３０と、この金属板３０にひねり変形を加えるための錘４０とを備えて構成されている。
図１２に示すように、基板１０の上面１１Ｓの中央部には四つの固定電極１１ａが碁盤目状に形成され、上面１１Ｓの外周部には四つの固定電極１１ａを囲むように四角枠状の電極１１ｂが形成されている。この電極１１ｂは、基板１０に設けられた図示してないスルーホール電極や配線パターン等を介して基板１０の裏面側に実装された回路素子３００の駆動信号用の端子（図示せず）に接続されている。
【００２２】
また、基板１０の上面１１Ｓに形成された四つの固定電極１１ａの中心部には金属板３０を支持する支持用突起１２が形成されている。
そして、この電極１１ｂ上には矩形枠状をなした金属製の導電性スペーサ２０が配され、このスペーサ２０上に可動電極を構成する薄い金属板３０が積重されている。この金属板３０と固定電極１１ａとの間隔は支持用突起１２及びスペーサ２０の厚みによって一定に保持され、金属板３０と四つの固定電極１１ａとにより四つの容量可変式の信号検出用コンデンサが形成されている。したがって、金属板（可動電極）３０は、スペーサ２０、電極１１ｂ、基板１０のスルーホール電極、配線パターン等を介して回路素子３００の駆動信号用の端子に導通接続されている。
【００２３】
金属板３０は、図１３に示すように、この金属板３０の外周部として構成される枠状の支持部３０ａと、この支持部３０ａにより第１の軸部３０ｃ回りに揺動可能に支持された中間部３０ｂと、この中間部３０ｂにより上記の第１の軸部３０ｃと直交する第２の軸部３０ｅ回りに揺動可能に支持された導電性の搭載部３０ｄとからなり、搭載部３０ｄは軸部３０ｃ，３０ｅのひねり変形により二軸回りに揺動可能に構成されている。
【００２４】
具体的には、支持部３０ａはスペーサ２０と重なるように配置され、その対向する一対の辺の内周中央に、内側に向かう一対の第１の軸部３０ｃ（Ｘ軸）が設けられている。この一対の第１の軸部３０ｃの他端は、支持部３０ａの内周に沿うように設けられた枠状の中間部３０ｂにつながっており、中間部３０ｂは傾斜により一対の第１の軸部３０ｃがひねり変形することによりその軸線回りに揺動できるようになっている。
【００２５】
また、中間部３０ｂの内周には一対の第１の軸部３０ｃに直交する位置に互いに対向する一対の第２の軸部３０ｅが設けられている。この一対の第２の軸部３０ｅの他端は、その外周が中間部３０ｂの内周に沿うように設けられた矩形の搭載部３０ｄにつながっており、この搭載部３０ｄは第２の軸部３０ｅがひねり変形することによりその軸線回りに揺動できるようになっている。なお、軸部３０ｃ，３０ｅの軸方向はそれぞれ碁盤目状に配置された固定電極１１ａの行方向又は列方向に一致するように構成されており、搭載部３０ｄの揺動を感度良く検出できるようになっている。
【００２６】
錘４０は搭載部３０ｄ上に接着されて搭載されている。これにより、錘４０は傾斜センサ１００の傾斜に応じて金属板３０（搭載部３０ｄ）と支持用突起１２との当接位置を中心として揺動し、軸部３０ｃ（Ｘ軸），軸部３０ｅ（Ｙ軸）のどちらか又は両方の軸回りに所定の大きさのモーメントを発生させるようになっている。
【００２７】
このようなモーメントは軸部３０ｅ，軸部３０ｃのどちらか一方又は両方の軸をひねり変形し、搭載部３０ｄはこのモーメントと軸部３０ｃ，３０ｅのひねりに対する弾性力とが釣り合う角度で停止する。
なお、この錘４０はその底部（下部）４０ａが本体部である頭部（上部）４０ｂよりも細く形成され、錘４０の重心位置が高くなるように構成されている。このため、センサ１００の僅かな傾斜に対しても上記軸線方向に大きなモーメントを作用させることができ、センサ１００を軽量化しながら傾斜感度を高めることができるようになっている。
【００２８】
ここで、図１３に示すように、可動電極、すなわち金属板３０に対して、第１の軸部３０ｃ、３０ｃをＸ軸とし、第２の軸部３０ｅ，３０ｅをＹ軸とするように、Ｘ−Ｙ直交座標系をとるものとする。ここで、金属板３０（搭載部３０ｄ）と四つの固定電極１１ａとにより形成される四つの容量可変式の信号検出用コンデンサ（容量素子）は、上記Ｘ−Ｙ直交座標系における第１象限〜第４象限の各象限に１つずつ形成され、これらのうち、第２、第１象限に形成される信号検出用コンデンサの静電容量に対応して検出される電圧（以下、単に検出電圧という）を、それぞれ、Ａ，Ｂとし、第３、第４象限に形成される信号検出用コンデンサの検出電圧を、それぞれ、Ｃ，Ｄとする。
【００２９】
金属板３０がＸ軸回りに揺動する際に、金属板３０と四つの固定電極１１ａにより形成される四つの信号検出用コンデンサのうち第１、第２象限に形成される信号検出用コンデンサは、第３、第４象限に形成される信号検出用コンデンサとは、互いに静電容量が反対方向に増減するように変化する。すなわち、金属板３０がＸ軸回りに揺動する際に固定電極１１ａと金属板３０との間隔が、第１、第２象限に形成される信号検出用コンデンサと第３、第４象限に形成される信号検出用コンデンサとで反対方向に増減するように変化するので、静電容量が反対方向に増減するように変化する。
【００３０】
このとき、第１、第２象限に形成される信号検出用コンデンサにおける金属板３０と固定電極１１ａとの間隔は、同方向に増加、または減少するように変化するので、第１、第２象限に形成される信号検出用コンデンサの静電容量はそれぞれ、同方向に減少又は増加する。同時に、第３、第４象限に形成される信号検出用コンデンサにおける金属板３０と固定電極１１ａとの間隔は、同方向に減少、または増加するように変化するので、第３、第４象限に形成される信号検出用コンデンサの静電容量はそれぞれ、同方向に増加、又は減少する。
【００３１】
したがって、金属板３０がＸ軸回りに揺動した際の四つの信号検出用コンデンサの静電容量に対応した電圧の変化量Ｙは、第１、第２象限に形成される信号検出用コンデンサの静電容量の変化量（電圧換算値）と、第３、第４象限に形成される信号検出用コンデンサの静電容量の変化量（電圧換算値）との差となるから、
Ｙ＝（Ｃ＋Ｄ）−（Ａ＋Ｂ）＝（Ｃ−Ａ）＋（Ｄ−Ｂ） …（１）
となる。
なお、金属板３０がＸ軸回りに揺動するということは、Ｘ軸は変位せず、Ｙ軸がＸ軸回りに揺動する（換言すれば、錘４０がＹ軸方向に揺動する）ということであるので、Ｘ軸回りの揺動をＹ軸方向の変化と捉えることができる。
【００３２】
また、金属板３０がＹ軸回りに揺動する際に、金属板３０と四つの固定電極１１ａにより形成される四つの信号検出用コンデンサのうち第２、第３象限に形成される信号検出用コンデンサは、第４、第１象限に形成される信号検出用コンデンサとは、互いに静電容量が反対方向に増減するように変化する。すなわち、金属板３０がＹ軸回りに揺動する際に固定電極１１ａと金属板３０との間隔が、第２、第３象限に形成される信号検出用コンデンサと第４、第１象限に形成される信号検出用コンデンサとで反対方向に増減するように変化するので、静電容量が反対方向に増減するように変化する。
【００３３】
このとき、第２、第３象限に形成される信号検出用コンデンサにおける金属板３０と固定電極１１ａとの間隔は、同方向に増加、または減少するように変化するので、第２、第３象限に形成される信号検出用コンデンサの静電容量はそれぞれ、同方向に減少又は増加する。同時に、第４、第１象限に形成される信号検出用コンデンサにおける金属板３０と固定電極１１ａとの間隔は、同方向に減少、または増加するように変化するので、第４、第１象限に形成される信号検出用コンデンサの静電容量はそれぞれ、同方向に増加、又は減少する。
【００３４】
したがって、金属板３０がＹ軸回りに揺動した際の四つの信号検出用コンデンサの静電容量に対応した電圧の変化量Ｘは、第２、第３象限に形成される信号検出用コンデンサの静電容量の変化量（電圧換算値）と、第４、第１象限に形成される信号検出用コンデンサの静電容量の変化量（電圧換算値）との差となるから、
Ｘ＝（Ａ＋Ｃ）−（Ｂ＋Ｄ）＝（Ａ−Ｂ）＋（Ｃ−Ｄ） …（２）
となる。
なお、金属板３０がＹ軸回りに揺動するということは、Ｘ軸がＹ軸回りに揺動する（換言すれば、錘４０がＸ軸方向に揺動する）ということであり、Ｙ軸回りの揺動をＸ軸方向の変化と捉えることができる。
【００３５】
静電容量式センサ１００を傾斜センサとして使用する際に上式（１）、（２）の演算を行なうことによりセンサ１００の傾斜に応じた静電容量に対応した電圧の変化量Ｙ，Ｘを求め、これらの値からセンサ１００の傾斜を求めることができる。なお、図１４に示すように、一対の第１の軸部３０ｃ（Ｘ軸）、これに直交する位置に互い対向する一対の第２の軸部３０ｅ（Ｙ軸）を可動電極、すなわち金属板３０の隅部に設けることにより、図１３に示したものと同様に、可動電極の回転軸（揺動軸）と検出系の座標軸とを一致させることができる。
【００３６】
この場合には、Ｘ軸回り（Ｙ軸方向）に金属板３０を揺動した際の静電容量に対応する電圧の変化量Ｙは、
Ｙ＝Ａ−Ｄ（３）
となり、
また、Ｙ軸回り（Ｘ軸方向）に金属板３０を揺動した際の静電容量の変化量Ｘは、
Ｘ＝Ｂ−Ｃ（４）
となる。
【００３７】
また、図１０、図１１に示すように、金属板３０の支持部３０ａ上には、矩形枠状のスペーサ４２、搭載部３０ｄの必要以上の動きを規制する金属製のストッパ４４及び絶縁性のスペーサ５２が積層されており、スペーサ５２の複数の突起５２ａが、各部材の位置決め孔４５、４３、３１、２１、１３に挿通されている。
【００３８】
さらに、基板１０の上面１１Ｓ上には、スペーサ２０ないしストッパ４４の各部材の周囲に位置し、上面１１Ｓの外周部に沿うように配された矩形枠状の絶縁性のパッキン５０を介して金属製のカバー６０が設けられている。このカバー６０は円筒型の頭部６０ｂとその周辺部に広がるフランジ部６０ａとフランジ部６０ａの側面に形成された平板状の複数の突部６０ｃからなり、そのフランジ部６０ａでスペーサ５２、ストッパ４４、スペーサ４２を介して支持部３０ａを電極１１ｂ側へ押し付けて固定するとともに、突部６０ｃを基板１０の下面１３Ｒに形成されたグランドパターン７０上にかしめ付けることにより、カバー６０は接地されており、防塵、防滴、センサ１００周辺の帯電物による容量ドリフト，ノイズ及び取り扱い上の不注意等からセンサ１００を保護するようになっている。
なお、絶縁性のスペーサ５２とパッキン５０を設けることにより金属製のカバー６０と金属板３０とが導通しないようになっている。
【００３９】
ところで、基板１０はセラミックス又はエポキシ樹脂等からなる絶縁性の板材の積層体として構成された多層配線基板であり、その中間層として金属面からなるグランド層１２Ｓが形成されている。
基板１０の上面としての固定電極層１１Ｓには、図１０、図１１に示すように、その中央部に四つの固定電極１１ａが例えば、Ａｇ（銀）のパターン印刷により碁盤目状に形成されている。また、固定電極層１１Ｓの外周部には、金属板３０と導通される電極１１ｂが矩形枠状に形成されている。
【００４０】
グランド層１２Ｓは、金属板３０からの駆動信号が固定電極１１ａを介さずに回路素子３００に侵入するのを防ぐとともに、基板１０の外部（検出部２００においては基板１０の下面側、回路素子３００においては基板１０の上面側）から入るノイズをカットするノイズシールドとして機能し、電極１１ｂと接続された図示しないスルーホール電極や固定電極１１ａと導通するスルーホール電極Ｈ１，Ｈ２等のスルーホール電極部分と外周縁部とを除く略全面がＡｇ等の金属面（導電面）として構成されている。
【００４１】
また、この金属面、すなわちグランド層１２Ｓは、基板１０の下面としてのチップ実装面１３Ｒまで貫通する図示してない複数のスルーホール電極（スルーホール電極Ｈ１，Ｈ２と異なる）によってチップ実装面１３Ｒ上の金属面（導電面）からなるグランドパターン７０と導通して、接地用端子（図示せず）と接続されるとともに、基板１０の側面に形成された取り出し電極（図示せず）を介して接地されるようになっている。
【００４２】
回路素子３００は、基板１０裏面側のチップ実装面１３Ｒに搭載されており、チップ実装面１３Ｒ内の図示しない駆動信号用の端子、信号検出用の端子、電源用の端子、グランド用の端子及び信号出力用の端子と回路素子３００の複数のアルミニウム製の端子とがそれぞれ金バンプ３１０で接続されている。そして、駆動信号用の端子、配線パターン、スルーホール電極（いずれも図示なし）、電極１１ｂ、スペーサ２０等を介して可動電極を構成する金属板３０に回路素子３００から駆動信号（矩形波状の電圧）が加えられ、この金属板３０と対向配置された固定電極１１ａに誘導された電流等の電気信号がスルーホール電極Ｈ１，Ｈ２や信号検出用の端子等を介して回路素子３００に入力され、該電気信号により信号検出用コンデンサの容量変化を求めている。
【００４３】
この金属板３０と固定電極１１ａとで構成される信号検出用コンデンサは４つあり、これら４つのコンデンサの容量変化に基づいて傾斜センサ１００の傾斜方向及び傾斜量を算出するようになっている。また、この算出結果はチップ実装面１３Ｒ上に形成された信号出力用の端子及び外部接続電極（図示せず）を介して外部装置に出力されるようになっている。
【００４４】
半導体からなるベアチップのサブストレート３００ｂは金バンプ、スルーホール電極（スルーホール電極Ｈ１，Ｈ２と異なる）等を介して基板１０のグランド層１２Ｓと導通状態となっている。したがって、ベアチップの回路部３００ｃは、下面と周囲が接地されるサブストレート３００ｂによって囲まれ、上面側にはグランド層１２Ｓが存在するため、ほぼ完全にシールドされた構造をとることとなり、外部からのノイズの影響をほとんど受けることはない。
【００４５】
また、固定電極１１ａは、グランド電位と電源電圧とが交互に印加される可動電極である、固定電極１１ａより大きい金属板３０と、基板１０内に形成されたグランド層１２Ｓとで挟まれた構造、すなわち、金属板３０とグランド層１２Ｓとの中間に位置するように構成されているので、固定電極１１ａはシールドされた状態となり、外来ノイズの影響を受けにくく、信号検出用コンデンサの静電容量が小さくても、精度良く検出することが可能である。
【００４６】
また、補強のために、回路素子（ベアチップ）３００とチップ実装面１３Ｒとをエポキシ樹脂等の絶縁性樹脂３２０により接着し一体化させている。
上記構成において、センサ１００を傾けると、錘４０が支持用突起１２と搭載部３０ｄとの当接位置を中心として揺動し、その傾斜方向及び傾斜量に応じて、搭載部３０ｄに対し軸部３０ｃ又は軸部３０ｅ回りのモーメントを作用させる。そして、軸部３０ｃ，３０ｅのひねり変形に対する弾性力とこのモーメントとが釣り合う角度で搭載部３０ｄが停止する。
【００４７】
これにより、可動電極としての搭載部３０ｄと各固定電極１１ａとにより構成される信号検出用コンデンサの静電容量が変化し、その容量変化が、スルーホール電極Ｈ１，Ｈ２や信号検出用端子等を介して固定電極１１ａの略真下に実装された回路素子３００に電気信号として入力される。そして、回路素子３００による処理結果は、基板１０の底面たる接続電極面１４Ｒの外部接続電極等を介して外部装置へ出力される。
【００４８】
次に、本発明の第１実施形態に係る静電容量式センサの電気的構成（回路素子３００の構成）を図１に示す。同図において、本発明の第１実施形態に係る静電容量式センサ１００は、パルス信号発生回路５００と、固定電極１１ａと可動電極３０とで形成される４つの信号検出用コンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４と、信号検出用コンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４から得られる信号をそれぞれ、抵抗Ｒ１〜Ｒ４を介して時分割で選択的に出力するためのスイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４とを有している。
【００４９】
また、静電容量式センサ１００は、スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４のいずれかのスイッチより出力される信号を積分する積分器６００と、積分器６００の出力を取り込み減算する減算器６１０と、減算器６１０の出力信号を加算する加算器６２０と、加算器６２０の出力をサンプルホールドし、出力するサンプルホールド回路６３０、６４０とを有している。
【００５０】
パルス信号発生回路５００は、図２に示すように、各種のタイミング信号及び駆動信号を生成し、出力する。駆動信号としては、信号検出用コンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４に供給される、ロウレベルとハイレベルとに交互に変化する駆動信号Ｄ（ＤＲ）がある。
また、タイミング信号としては、信号検出用コンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３，Ｃ４から得られる信号を時分割で選択的に出力させるためにそれぞれ、スイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４に供給されるタイミング信号（切換タイミング信号）Ｄ（Ａ），Ｄ（Ｂ），Ｄ（Ｃ），Ｄ（Ｄ）がある。
【００５１】
さらに、積分器６００における積分用コンデンサＣ５の充電電荷を放電させるためにスイッチＳ５に出力されるリセット信号Ｄ（ＲＳ）、減算器６１０のスイッチＳ６を動作させるためのタイミング信号Ｄ（ＳＡＭＰ）、コンデンサＣ７の充電電荷を放電させるためにスイッチＳ７に出力されるリセット信号Ｄ（ＲＳＴ）、加算器６２０におけるスイッチＳ８〜Ｓ１１に出力されるタイミング信号Ｄ（ＳＵＭＩＮ）、Ｄ（ＳＵＭＯＵＴ）、コンデンサＣ９の充電電荷を放電させるためにスイッチＳ１２に出力されるリセット信号Ｄ（ＨＲＳ）、サンプルホールド回路６３０、６４０のスイッチＳ１３、Ｓ１４を動作させるためのタイミング信号Ｄ（ＨＯＬＤＸ），Ｄ（ＨＯＬＤＹ）がある。
【００５２】
４つの信号検出用コンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４における可動電極３０側は共通接続され、保護抵抗Ｒ０を介してパルス信号発生回路５００における駆動信号Ｄ（ＤＲ）を出力する出力端に接続されている。パルス信号発生回路５００は、本発明の駆動信号供給手段及びタイミング信号生成手段に相当する。
また、信号検出用コンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４における固定電極１１ａ側は、それぞれ保護抵抗Ｒ１〜Ｒ４を介して、それぞれ、スイッチＳ１〜Ｓ４の一端に接続され、スイッチＳ１〜Ｓ４の他端は共通接続され、オペアンプ５１０の反転入力端子に接続されている。スイッチＳ１〜Ｓ４は本発明のスイッチ手段に相当する。
【００５３】
積分器６００は、オペアンプ５１０と、オペアンプ５１０の反転入力端子と出力端子との間に接続される積分用コンデンサＣ５と、積分用コンデンサＣ５の両端間に接続されるスイッチＳ５とを有している。
また、減算器６１０は、オペアンプ５１０の出力端子に一端が接続されるスイッチＳ６と、オペアンプ５１１と、オペアンプ５１１の反転入力端子とスイッチＳ６の他端との間に接続されるコンデンサＣ６と、オペアンプ５１１の反転入力端子と出力端子との間に接続されるコンデンサＣ７と、コンデンサＣ７の両端間に接続されるスイッチＳ７とを有している。
【００５４】
また、加算器６２０は、オペアンプ５１２と、オペアンプ５１１の出力端子と一定電位Ｖｃｃ／２（Ｖｃｃは電源電圧）に設定された端子との間に直列に接続されるスイッチＳ８、Ｓ９と、オペアンプ５１２の反転入力端子と一定電位Ｖｃｃ／２に設定された端子との間に直列に接続されるスイッチＳ１０、Ｓ１１と、スイッチＳ８、Ｓ９の接続点とスイッチＳ１０、Ｓ１１の接続点との間に接続されるコンデンサＣ８と、オペアンプ５１２の反転入力端子と出力端子との間に接続されるコンデンサＣ９と、コンデンサＣ９の両端間に接続されるスイッチＳ１２とを有している。減算器６１０及び加算器６２０は本発明の演算手段に相当する。
【００５５】
さらに、サンプルホールド回路６３０は、金属板（可動電極）３０がＹ軸回りに揺動した際における４つの信号検出用コンデンサＣ１〜Ｃ４の静電容量の変化量に対応したオペアンプ５１２の出力電圧の変化量Ｘをサンプリングし、かつ保持する回路であり、オペアンプ５１３と、オペアンプ５１２の出力端子とオペアンプ５１３の非反転入力端子との間に接続されるスイッチＳ１３と、オペアンプ５１３の非反転入力端子に一端が接続され、他端が接地されているサンプルホールド用コンデンサＣ１０とを有している。
【００５６】
同様に、サンプルホールド回路６４０は、金属板（可動電極）３０がＸ軸回りに揺動した際における４つの信号検出用コンデンサＣ１〜Ｃ４の静電容量の変化量に対応したオペアンプ５１２の出力電圧の変化量Ｙをサンプリングし、かつ保持する回路であり、オペアンプ５１４と、オペアンプ５１２の出力端子とオペアンプ５１４の非反転入力端子との間に接続されるスイッチＳ１４と、オペアンプ５１４の非反転入力端子に一端が接続され、他端が接地されているサンプルホールド用コンデンサＣ１１とを有している。オペアンプ５１３、５１４は、反転入力端子と出力端子とが短絡されバッファアンプとして機能する。オペアンプ５１０、５１１、５１２の非反転入力端子は、それぞれ、固定電位（Ｖｃｃ／２）に設定されている。
【００５７】
なお、本実施形態では、スイッチＳ１〜Ｓ１４はパルス信号発生回路５００から供給されるタイミング信号がハイレベルのとき、オン状態となり、ロウレベルのとき、オフ状態になるアナログスイッチからなるものとする。
【００５８】
次に、上記構成からなる、本発明の第１実施形態に係る静電容量式センサ１００の動作を図２及び図３のタイミングチャートを参照して説明する。図３は、図１におけるオペアンプ５１０、５１１、５１２の各出力を示しており、図３（Ａ）はオペアンプ５１０の出力、図３（Ｂ）はオペアンプ５１１の出力、図３（Ｃ）はオペアンプ５１２の出力をそれぞれ、示している。信号検出用コンデンサＣ１〜Ｃ４の検出信号を時分割で選択的に出力するスイッチＳ１〜Ｓ４は、図２に示すように、Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４、Ｓ３、Ｓ１、Ｓ４、Ｓ２、Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４、…の順にオン状態になるようにパルス信号発生回路５００より出力されるタイミング信号Ｄ（Ａ），Ｄ（Ｂ），Ｄ（Ｃ），Ｄ（Ｄ）により駆動される。
また、信号検出用コンデンサＣ１〜Ｃ４に供給される駆動信号Ｄ（ＤＲ）は、各スイッチＳ１〜Ｓ４がオン状態となる期間内において、その期間の前半でロウレベルとなり、後半にハイレベルとなるようなタイミングでロウレベルとハイレベルとを交互に繰り返す。ただし、各スイッチＳ１〜Ｓ４がオフ状態となる前に駆動信号Ｄ（ＤＲ）はロウレベルとなる。
【００５９】
時刻ｔ０でパルス信号発生回路５００より出力される信号Ｄ（Ａ）が立ち上がり、スイッチＳ１は期間ｔ０≦Ｔ≦ｔ１でオン状態になる。次いで、駆動信号Ｄ（ＤＲ）は、ｔ１以前（ｔ０とｔ１のほぼ中間）の時刻ｔ１２で立ち上がり、期間ｔ１２≦Ｔ＜ｔ１でハイレベルとなり、この期間内（ｔ１３≦Ｔ≦ｔ１４）において、タイミング信号Ｄ（ＳＡＭＰ）、Ｄ（ＲＳＴ）がハイレベルとなり、リセット信号であるタイミング信号Ｄ（ＲＳ）がロウレベルとなる。ここで、タイミング信号Ｄ（ＲＳ）は、期間ｔ１０≦Ｔ≦ｔ１１（但し、ｔ０＜ｔ１０＜ｔ１１＜ｔ１２である。）において、ハイレベルとなっている。
【００６０】
したがって、スイッチＳ１が時刻ｔ０でオン状態となった後、時刻ｔ１０でタイミング信号Ｄ（ＲＳ）がハイレベルになることによりスイッチＳ５がオン状態となり、積分器６００の積分用コンデンサＣ５の両端が、短絡され、積分用コンデンサＣ５の充電電荷は放電され、初期状態にリセットされる。
一方、オペアンプ５１０では、反転入力端子の電位がＶｃｃ／２に設定され、非反転入力端子の電位がイマジナリショートによりＶｃｃ／２となっているために、オペアンプ５１０の出力端子の電位は、時刻ｔ１０でＶｃｃ／２となる。
【００６１】
その後、スイッチＳ５は時刻ｔ１１でオフ状態となり、次いで、時刻ｔ１２で駆動信号Ｄ（ＤＲ）のハイレベルが信号検出用コンデンサＣ１〜Ｃ４に供給され、その後、時刻ｔ１３でスイッチＳ６、Ｓ７がオン状態となる。したがって、時刻ｔ１２で信号検出用コンデンサＣ１からは静電容量の変化量に応じた信号電荷が積分器６００に供給され、積分用コンデンサＣ５に充電が開始される。この結果、オペアンプ５１０の出力端子の電位は、時刻ｔ１２で立下り始め、積分用コンデンサＣ５の充電に伴い、静電容量の変化量に応じた電圧（波高値Ａ）に達した時点で整定する。
【００６２】
一方、時刻ｔ１３でスイッチＳ６、Ｓ７がオン状態になるので、積分器６００の出力端はスイッチＳ６を介して減算器６１０のコンデンサＣ６と接続されるために積分器６００を構成するオペアンプ５１０の出力電圧は、期間Ｔがｔ１３≦Ｔ≦ｔ１４において波高値Ａに整定している状態下でスイッチＳ６を介してコンデンサＣ６に印加されるとともに、減算器６１０におけるコンデンサＣ７の両端は短絡され、充電電荷が放電され初期化される。このとき、オペアンプ５１１は反転入力端子と出力端子とは短絡され、イマジナリショートによりオペアンプ５１１の出力端子の電位は、非反転入力端子に設定されている電位と同一の電位Ｖｃｃ／２になる。
【００６３】
一方、駆動信号Ｄ（ＤＲ）は、時刻ｔ１４でハイレベルからロウレベルに変化するので、信号検出用コンデンサＣ１を介して積分器６００の積分用コンデンサＣ５に供給されていた電荷は急速に減少して充電前の状態に戻る。
さらに時刻ｔ１５でタイミング信号Ｄ（ＲＳ）がロウレベルからハイレベルに変化し、スイッチＳ５がオン状態となるので、積分用コンデンサＣ５の蓄積電荷は放電され、完全に初期化されるとともに、積分器６００を構成するオペアンプ５１０の反転入力端子と出力端子とは短絡される。この結果、オペアンプ５１０の出力端子の電位は、反転入力端子における電位がイマジナリショートにより非反転入力端子と同電位となっているため非反転入力端子に設定されている電位と同一の電位Ｖｃｃ／２になる。
【００６４】
また、時刻ｔ１４でタイミング信号Ｄ（ＳＡＭＰ）、Ｄ（ＲＳＴ）がロウレベルになると、減算器６１０では、コンデンサＣ６、Ｃ７にはｔ１３≦Ｔ≦ｔ１４においてオペアンプ５１０より出力されていた電圧Ａに応じた電荷が蓄積されるが、減算器６１０を構成するオペアンプ５１１の出力はＶｃｃ／２のまま変化しない。
【００６５】
次に、時刻ｔ１でタイミング信号Ｄ（Ａ）が立ち下るためにスイッチＳ１がオフ状態となり、これと同時にタイミング信号Ｄ（Ｂ）が立ち上がり、スイッチＳ２は期間ｔ１≦Ｔ≦ｔ２でオン状態となる。また、時刻ｔ１４でタイミング信号Ｄ（ＳＡＭＰ）、Ｄ（ＲＳＴ）がハイレベルからロウレベルに変化し、これに引き続いてタイミング信号Ｄ（ＲＳ）が時刻ｔ１５でロウレベルからハイレベルに変化する。
【００６６】
したがって、時刻ｔ１４でスイッチＳ６、Ｓ７がオフ状態となり、時刻ｔ１５でスイッチＳ５がオン状態となる。この結果、積分器６００（オペアンプ５１０）と減算器６１０とは接続が断たれ、積分用コンデンサＣ５の充電電荷は放電され、初期状態にリセットされると共に、コンデンサＣ６のスイッチＳ６側の端子はオペアンプ５１０より出力されていた電圧Ａに相当する電位になっている。
【００６７】
次いで、駆動信号Ｄ（ＤＲ）は、時刻ｔ２以前の時刻ｔ１７で立ち上がり、期間ｔ１７≦Ｔ≦ｔ１９でハイレベルとなり、この期間内（ｔ１８≦Ｔ≦ｔ１９）において、タイミング信号Ｄ（ＳＡＭＰ），Ｄ（ＳＵＭＩＮ），Ｄ（ＨＲＳ）がハイレベルとなり、タイミング信号Ｄ（ＲＳ），Ｄ（ＳＵＭＯＵＴ）がロウレベルとなっている。また、タイミング信号Ｄ（ＲＳＴ）はロウレベルのまま保持される。この結果ｔ１８≦Ｔ≦ｔ１９において、スイッチＳ５，Ｓ９，Ｓ１０がオフ状態、スイッチＳ６，Ｓ８，Ｓ１１，Ｓ１２がオン状態になる。また、スイッチＳ７はオフ状態のまま保持される。
【００６８】
時刻ｔ１７で信号検出用コンデンサＣ２からは静電容量の変化量に応じた信号電荷が積分器６００に供給され、積分用コンデンサＣ５に充電が開始される。この結果、オペアンプ５１０の出力端子の電位は、時刻ｔ１７で立下り始め、積分用コンデンサＣ５の充電に伴い増加し、静電容量の変化量に応じた電圧（波高値Ｂ）に達した時点で整定する。
【００６９】
一方、時刻ｔ１８でスイッチＳ６がオン状態になるので、積分器６００の出力端はスイッチＳ６を介して減算器６１０のコンデンサＣ６と接続されるために積分器６００を構成するオペアンプ５１０の出力電圧は、期間Ｔがｔ１８≦Ｔ≦ｔ１９において波高値Ｂに整定している状態下でスイッチＳ６を介してコンデンサＣ６に印加される。このとき、スイッチＳ７はオフ状態のままである。
また、オペアンプ５１１の反転入力端子側に接続されたコンデンサＣ６の端子の電位はオペアンプ５１１におけるイマジナリショートによりＶｃｃ／２のまま変化しないので、コンデンサＣ６のスイッチＳ６側に接続された端子における電位は、電位Ａと電位Ｂの差分、すなわち（Ａ−Ｂ）となり、オペアンプ５１１の出力端子からはＶｃｃ／２を基準としたレベルの（Ａ−Ｂ）×Ｃ６／Ｃ７の電圧が出力される（図３（Ｂ）参照）。因みに、Ｃ６／Ｃ７はオペアンプ５１１のゲインである。
【００７０】
なお、本実施形態における信号検出用コンデンサＣ１〜Ｃ４の静電容量値が極めて小さい（０．１ＰＦ以下）ことから、オペアンプ５１１のゲイン（Ｃ６／Ｃ７）は、２〜１０程度が適切であるが、理解をし易くするため、便宜上、ゲインを１として以下の説明を行う。また、本実施形態においては、電圧レベルの基準を全てＶｃｃ／２を基準としているため、以下の説明における電圧（レベル）は、特に断りのない限りＶｃｃ／２を基準としたものである。
【００７１】
そして、既述したようにｔ１８≦Ｔ≦ｔ１９においては、スイッチＳ８，Ｓ１１がオン状態になっているためにオペアンプ５１１の出力電圧（Ａ−Ｂ）は、加算器６２０のコンデンサＣ８に印加され、コンデンサＣ８は印加電圧（Ａ−Ｂ）に応じて充電される。このとき、スイッチＳ１２がオン状態になっているので、コンデンサＣ９の充電電荷は放電され、コンデンサＣ９は初期状態にリセットされている。
次いで、タイミング信号Ｄ（ＨＲＳ）、Ｄ（ＳＵＭＩＮ）が時刻ｔ１９でハイレベルからロウレベルに変化し、その直後の時刻ｔ２０でタイミング信号Ｄ（ＳＵＭＯＵＴ）がロウレベルからハイレベルに変化する。この結果、スイッチＳ１２，Ｓ８，Ｓ１１がまずオフ状態となり、その直後に、Ｓ９，Ｓ１０がオン状態になる。
【００７２】
したがって、加算器６２０のコンデンサＣ９が充電可能になった状態で、コンデンサＣ８に印加された電圧（Ａ−Ｂ）がコンデンサＣ８への充電時と
逆極性でオペアンプ５１２の反転入力端子に接続されることとなる。すなわち電圧−（Ａ−Ｂ）がオペアンプ５１２の反転入力端子に入力され、この結果、図３（Ｃ）に示すように、オペアンプ５１２の出力端子からは電圧（Ａ−Ｂ）が出力される。このとき、コンデンサＣ９には、電圧（Ａ−Ｂ）に応じた電荷が蓄積されている。
【００７３】
同様にして、期間ｔ２＜Ｔ＜ｔ３内の時刻ｔ２１で信号検出用コンデンサＣ３から静電容量の変化量に応じた信号電荷が積分器６００に供給され、オペアンプ５１０の出力端子と反転入力端子間に接続された積分用コンデンサＣ５に充電され、オペアンプ５１０の出力電圧は波高値Ｃに整定する。その後、オペアンプ５１０の出力電圧Ｃは、時刻ｔ２２でスイッチＳ６を介してコンデンサＣ６に印加されると同時に、コンデンサＣ７の両端は短絡され、コンデンサＣ７の蓄積電荷は放電され、初期化される。
【００７４】
時刻ｔ２３でスイッチＳ６、Ｓ７がオフ状態となり、時刻ｔ２４でスイッチＳ５がオン状態となる。この結果、積分器６００（オペアンプ５１０）と減算器６１０とは接続が断たれ、積分用コンデンサＣ５の充電電荷は放電され、初期状態にリセットされると共に、コンデンサＣ６のスイッチＳ６側の端子はオペアンプ５１０より出力されていた電圧Ｃに相当する電位に保持される。
【００７５】
さらに、時刻ｔ２５（ｔ３＜ｔ２５＜ｔ４）で信号検出用コンデンサＣ４から静電容量の変化量に応じた信号電荷が積分器６００に供給され、オペアンプ５１０の出力電圧は波高値Ｄに整定する。次いで、時刻ｔ２６でスイッチＳ６がオン状態になるので、積分器６００の出力端はスイッチＳ６を介して減算器６１０のコンデンサＣ６と接続されるために積分器６００を構成するオペアンプ５１０の出力電圧は、期間Ｔがｔ２６≦Ｔ≦ｔ２７において波高値Ｄに整定している状態下でスイッチＳ６を介してコンデンサＣ６に印加される。このとき、スイッチＳ７はオフ状態のままである。
【００７６】
また、オペアンプ５１１の反転入力端子側に接続されたコンデンサＣ６の端子の電位はオペアンプ５１１におけるイマジナリショートによりＶｃｃ／２のまま変化しないので、コンデンサＣ６のスイッチＳ６側に接続された端子における電位は、電位Ｃと電位Ｄの差分、すなわち（Ｃ−Ｄ）となり、オペアンプ５１１の出力端子からはレベルの（Ｃ−Ｄ）×Ｃ６／Ｃ７の電圧が出力される（図３（Ｂ）参照）。なお、便宜的にＣ６／Ｃ７を１としているので、オペアンプ５１１から出力されるＶｃｃ／２を基準とした電位は（Ｃ−Ｄ）となる。
【００７７】
さらに、ｔ２６≦Ｔ≦ｔ２７においては、スイッチＳ８，Ｓ１１がオン状態になっているためにオペアンプ５１１の出力電圧（Ｃ−Ｄ）は、加算器６２０のコンデンサＣ８に印加され、コンデンサＣ８は印加電圧（Ｃ−Ｄ）に応じて充電される。このとき、スイッチＳ１２がオフ状態になっているので、コンデンサＣ９には電圧（Ａ−Ｂ）に応じた電荷が蓄積されている。
次に、タイミング信号Ｄ（ＳＵＭＯＵＴ）の立ち上がり（時刻ｔ４の直後の時刻ｔ２８）でスイッチＳ９、Ｓ１０がオン状態になるので、さらに、コンデンサＣ９に電圧（Ｃ−Ｄ）に応じた電荷が追加充電される。この結果、図３（Ｃ）に示すように、オペアンプ５１２の出力端子からは電圧｛（Ａ−Ｂ）＋（Ｃ−Ｄ）｝が出力される。
【００７８】
次いで、時刻ｔ２９（ｔ２８＜ｔ２９＜ｔ５）でタイミング信号Ｄ（ＨＯＬＤＸ）が立ち上がると、サンプルホールド回路６３０のスイッチＳ１３がオン状態となり、サンプルホールド用コンデンサＣ１０に電圧｛（Ａ−Ｂ）＋（Ｃ−Ｄ）｝が保持され、オペアンプ５１３を介して出力端子７００より電圧｛（Ａ−Ｂ）＋（Ｃ−Ｄ）｝が、金属板（可動電極）３０がＹ軸回りに揺動した際における静電容量に応じた電圧の変化量Ｘとして出力される。
【００７９】
同様にして、期間ｔ６＜Ｔ≦ｔ７におけるタイミング信号Ｄ（ＳＵＭＯＵＴ）の立ち上がり時ｔ３０で加算器６２０のコンデンサＣ９に電圧（Ｃ−Ａ）に応じた電荷が蓄積され、さらにｔ８＜Ｔ≦ｔ９におけるタイミング信号Ｄ（ＳＵＭＯＵＴ）の立ち上がり時ｔ３１で加算器６２０のコンデンサＣ９に信号電圧（Ｄ−Ｂ）に応じた信号電荷が追加充電される。この結果、オペアンプ５１２の出力端子からは電圧｛（Ｃ−Ａ）＋（Ｄ−Ｂ）｝が出力される。
【００８０】
次いで、時刻ｔ３２（ｔ３１＜ｔ３２＜ｔ９）でタイミング信号Ｄ（ＨＯＬＤＹ）が立ち上がると、サンプルホールド回路６４０のスイッチＳ１４がオン状態となり、サンプルホールド用コンデンサＣ１１に信号電圧｛（Ｃ−Ａ）＋（Ｄ−Ｂ）｝が保持され、オペアンプ５１４を介して出力端子７０１より信号電圧｛（Ｃ−Ａ）＋（Ｄ−Ｂ）｝が、金属板（可動電極）３０がＸ軸回りに揺動した際における静電容量に応じた電圧の変化量Ｙとして出力される。ここで、本実施形態では、Ｘ軸方向にセンサを傾けている例で説明しているので、電圧Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄは、Ａ＝Ｃ，Ｂ＝Ｄとなっている。したがって、変化量Ｙ＝０、すなわち出力端子７０１からは基準電圧Ｖｃｃ／２が出力されるだけである。
上述した動作が周期的に繰り返し、行われる。
【００８１】
なお、本実施形態では、静電容量式センサ１００の出力として変化量Ｘ，Ｙについて求め、出力するようにしたが、この出力の極性（増減方向）を反転して、−Ｘ，−Ｙを出力するように切り換えることが信号検出用コンデンサＣ１〜Ｃ４から得られる信号電圧を時分割で選択するスイッチＳ１〜Ｓ４の切換タイミングを変更することにより簡単に行うことができる。すなわち、（Ｘ，Ｙ），（−Ｘ，−Ｙ）の２種類の出力を得るようにパルス信号発生回路５００よりタイミング信号Ｄ（Ａ）〜Ｄ（Ｄ）について２種類の信号を出力させるようにしてもよい。
【００８２】
さらに、静電容量式センサ１００の出力として（Ｘ，Ｙ），（−Ｘ，−Ｙ），（Ｘ，−Ｙ），（−Ｘ，Ｙ）の４種類の出力を得るようにパルス信号発生回路５００よりタイミング信号Ｄ（Ａ）〜Ｄ（Ｄ）について４種類の信号を出力させるようにしてもよい。
本実施形態では、出力Ｘ，Ｙを、
Ｘ＝（Ａ−Ｂ）＋（Ｃ−Ｄ），Ｙ＝（Ｃ−Ａ）＋（Ｄ−Ｂ）として演算して求めたが、例えば、出力Ｘについて言えば、（Ｃ−Ｄ）を（Ａ−Ｂ）より先に演算してもよい。このような演算順序を変えることにより、Ｘ（−Ｘを含む），Ｙ（−Ｙを含む）についてそれぞれ、８通りのパターンが有り、Ｘ、Ｙの組み合わせは８×８＝６４通りとなる。
【００８３】
因みに、Ｘは次のようになる。
Ｘ＝（Ａ−Ｂ）＋（Ｃ−Ｄ）＝（Ｃ−Ｄ）＋（Ａ−Ｂ）（隣接する容量素子が対となる場合）
＝（Ａ−Ｄ）＋（Ｃ−Ｂ）＝（Ｃ−Ｂ）＋（Ａ−Ｄ）（対角線上に位置する容量素子が対になる場合）
−Ｘ＝（Ｂ−Ａ）＋（Ｄ−Ｃ）＝（Ｄ−Ｃ）＋（Ｂ−Ａ）（隣接する容量素子が対となる場合）
＝（Ｂ−Ｃ）＋（Ｄ−Ａ）＝（Ｄ−Ａ）＋（Ｂ−Ｃ）（対角線上に位置する容量素子が対になる場合）
【００８４】
また、Ｙは、
Ｙ＝（Ｃ−Ａ）＋（Ｄ−Ｂ）＝（Ｄ−Ｂ）＋（Ｃ−Ａ）（隣接する容量素子が対となる場合）
＝（Ｃ−Ｂ）＋（Ｄ−Ａ）＝（Ｄ−Ａ）＋（Ｃ−Ｂ）（対角線上に位置する容量素子が対になる場合）
−Ｙ＝（Ａ−Ｃ）＋（Ｂ−Ｄ）＝（Ｂ−Ｄ）＋（Ａ−Ｃ）（隣接する容量素子が対となる場合）
＝（Ａ−Ｄ）＋（Ｂ−Ｃ）＝（Ｂ−Ｃ）＋（Ａ−Ｄ）（対角線上に位置する容量素子が対になる場合）
となる。
【００８５】
なお、静電容量式センサ１００の出力Ｘ、Ｙの符号で「＋」、「−」がついているのは、センサ１００をある方向に傾けたとき（あるいは、ある方向の加速度を加えたとき）、センサ１００の出力電圧が中点（Ｖｃｃ／２：Ｖｃｃは電源電圧）から増加するか、減少するかを表している。
【００８６】
図４乃至図８に静電容量式センサ１００の出力Ｘ（−Ｘを含む）、Ｙ（−Ｙを含む）の演算順序を図２に示した場合と異ならしめた場合における静電容量式センサ１００の各部の動作状態を示す。図４は出力端子７００、７０１から出力される信号Ｘ，ＹをＸ＝（Ａ−Ｄ）＋（Ｃ−Ｂ），Ｙ＝（Ｃ−Ｂ）＋（Ｄ−Ａ）としたときの各部の動作状態を示すタイミングチャートである。
【００８７】
図４が図２に示したタイミングチャートと異なるのは、信号検出用コンデンサＣ１〜Ｃ４から得られる信号電圧を時分割で選択するスイッチＳ１〜Ｓ４の切換タイミングを規定するタイミング信号Ｄ（Ａ）〜Ｄ（Ｄ）のハイレベルとなる出力順序が、信号検出用コンデンサＣ１〜Ｃ４から検出される信号をＡ，Ｄ，Ｃ，Ｂ，Ｃ，Ｂ，Ｄ，Ａ，…の順に選択できるように時系列的に変化するようにパルス信号発生回路５００からタイミング信号Ｄ（Ａ）〜Ｄ（Ｄ）が出力されるようになっている点である。
【００８８】
すなわち、Ｄ（Ａ），Ｄ（Ｄ），Ｄ（Ｃ），Ｄ（Ｂ），Ｄ（Ｃ），Ｄ（Ｂ），Ｄ（Ｄ），Ｄ（Ａ）の順にハイレベルの信号がパルス信号発生回路５００から出力される。その他の信号のタイミングは図２と同一である。
スイッチＳ１〜Ｓ４を上述したタイミングで出力されるタイミング信号Ｄ（Ａ）〜Ｄ（Ｄ）で切り換えることにより、積分器６００の積分用コンデンサＣ５にコンデンサＣ１〜Ｃ４より電流（電荷）がＡ，Ｄ，Ｃ，Ｂ，Ｃ，Ｂ，Ｄ，Ａ，…の順で出力され、既述した動作により静電容量式センサ１００の出力Ｘ，Ｙの演算が、Ｘ＝（Ａ−Ｄ）＋（Ｃ−Ｂ），Ｙ＝（Ｃ−Ｂ）＋（Ｄ−Ａ）として行なわれる。
【００８９】
また、図５は出力端子７００、７０１から出力される信号−Ｘ，−Ｙを−Ｘ＝（Ｂ−Ａ）＋（Ｄ−Ｃ），−Ｙ＝（Ａ−Ｃ）＋（Ｂ−Ｄ）としたときの各部の動作状態を示すタイミングチャートである。図５が図２に示したタイミングチャートと異なるのは、スイッチＳ１〜Ｓ４の切換タイミングを規定するタイミング信号Ｄ（Ａ）〜Ｄ（Ｄ）のハイレベルとなる出力順序が、信号検出用コンデンサＣ１〜Ｃ４から検出される信号をＢ，Ａ，Ｄ，Ｃ，Ａ，Ｃ，Ｂ，Ｄ，…の順に選択できるように時系列的に変化するようになっている点である。すなわち、Ｄ（Ｂ），Ｄ（Ａ），Ｄ（Ｄ），Ｄ（Ｃ），Ｄ（Ａ），Ｄ（Ｃ），Ｄ（Ｂ），Ｄ（Ｄ）の順にハイレベルの信号が出力される。その他の信号のタイミングは図２と同一である。
【００９０】
スイッチＳ１〜Ｓ４を上述したタイミングで出力されるタイミング信号Ｄ（Ａ）〜Ｄ（Ｄ）で切り換えることにより、積分器６００の積分用コンデンサＣ５にコンデンサＣ１〜Ｃ４より電流がＢ，Ａ，Ｄ，Ｃ，Ａ，Ｃ，Ｂ，Ｄ，…の順で出力され、既述した動作により静電容量式センサ１００の出力−Ｘ，−Ｙの演算が、−Ｘ＝（Ｂ−Ａ）＋（Ｄ−Ｃ），−Ｙ＝（Ａ−Ｃ）＋（Ｂ−Ｄ）として行なわれる。
【００９１】
また、図６は出力端子７００、７０１から出力される信号−Ｘ，−Ｙを−Ｘ＝（Ｂ−Ｃ）＋（Ｄ−Ａ），−Ｙ＝（Ａ−Ｄ）＋（Ｂ−Ｃ）としたときの各部の動作状態を示すタイミングチャートである。図６が図２に示したタイミングチャートと異なるのは、スイッチＳ１〜Ｓ４の切換タイミングを規定するタイミング信号Ｄ（Ａ）〜Ｄ（Ｄ）のハイレベルとなる出力順序が、信号検出用コンデンサＣ１〜Ｃ４から検出される信号をＢ，Ｃ，Ｄ，Ａ，Ａ，Ｄ，Ｂ，Ｃ，…の順に選択できるように時系列的に変化するようになっている点である。すなわち、Ｄ（Ｂ），Ｄ（Ｃ），Ｄ（Ｄ），Ｄ（Ａ），Ｄ（Ａ），Ｄ（Ｄ），Ｄ（Ｂ），Ｄ（Ｃ）の順にハイレベルの信号が出力される。その他の信号のタイミングは図２と同一である。
【００９２】
スイッチＳ１〜Ｓ４を上述したタイミングで出力されるタイミング信号Ｄ（Ａ）〜Ｄ（Ｄ）で切り換えることにより、積分器６００の積分用コンデンサＣ５にコンデンサＣ１〜Ｃ４より電流がＢ，Ｃ，Ｄ，Ａ，Ａ，Ｄ，Ｂ，Ｃ，…の順で出力され、既述した動作により静電容量式センサ１００の出力−Ｘ，−Ｙの演算が、−Ｘ＝（Ｂ−Ｃ）＋（Ｄ−Ａ），−Ｙ＝（Ａ−Ｄ）＋（Ｂ−Ｃ）として行なわれる。
【００９３】
また、図７は出力端子７００、７０１から出力される信号Ｘ，−ＹをＸ＝（Ａ−Ｂ）＋（Ｃ−Ｄ），−Ｙ＝（Ａ−Ｄ）＋（Ｂ−Ｃ）としたときの各部の動作状態を示すタイミングチャートである。図７が図２に示したタイミングチャートと異なるのは、スイッチＳ１〜Ｓ４の切換タイミングを規定するタイミング信号Ｄ（Ａ）〜Ｄ（Ｄ）のハイレベルとなる出力順序が、信号検出用コンデンサＣ１〜Ｃ４から検出される信号をＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ａ，Ｄ，Ｂ，Ｃ，…の順に選択できるように時系列的に変化するようになっている点である。すなわち、Ｄ（Ａ），Ｄ（Ｂ），Ｄ（Ｃ），Ｄ（Ｄ），Ｄ（Ａ），Ｄ（Ｄ），Ｄ（Ｂ），Ｄ（Ｃ）の順にハイレベルの信号が出力される。その他の信号のタイミングは図２と同一である。
【００９４】
スイッチＳ１〜Ｓ４を上述したタイミングで出力されるタイミング信号Ｄ（Ａ）〜Ｄ（Ｄ）で切り換えることにより、積分器６００の積分用コンデンサＣ５にコンデンサＣ１〜Ｃ４より電流がＡ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ａ，Ｄ，Ｂ，Ｃ，…の順で出力され、既述した動作により静電容量式センサ１００の出力Ｘ，−Ｙの演算が、Ｘ＝（Ａ−Ｂ）＋（Ｃ−Ｄ），−Ｙ＝（Ａ−Ｄ）＋（Ｂ−Ｃ）として行なわれる。
【００９５】
また、図８は出力端子７００、７０１から出力される信号Ｘ，−ＹをＸ＝（Ｃ−Ｄ）＋（Ａ−Ｂ），−Ｙ＝（Ｂ−Ｃ）＋（Ａ−Ｄ）としたときの各部の動作状態を示すタイミングチャートである。図８が図２に示したタイミングチャートと異なるのは、スイッチＳ１〜Ｓ４の切換タイミングを規定するタイミング信号Ｄ（Ａ）〜Ｄ（Ｄ）のハイレベルとなる出力順序が、信号検出用コンデンサＣ１〜Ｃ４から検出される信号をＣ，Ｄ，Ａ，Ｂ，Ｂ，Ｃ，Ａ，Ｄ，…の順に選択できるように時系列的に変化するようになっている点である。すなわち、Ｄ（Ｃ），Ｄ（Ｄ），Ｄ（Ａ），Ｄ（Ｂ），Ｄ（Ｂ），Ｄ（Ｃ），Ｄ（Ａ），Ｄ（Ｄ）の順にハイレベルの信号が出力される。その他の信号のタイミングは図２と同一である。
【００９６】
スイッチＳ１〜Ｓ４を上述したタイミングで出力されるタイミング信号Ｄ（Ａ）〜Ｄ（Ｄ）で切り換えることにより、積分器６００の積分用コンデンサＣ５にコンデンサＣ１〜Ｃ４より電流がＣ，Ｄ，Ａ，Ｂ，Ｂ，Ｃ，Ａ，Ｄ，…の順で出力され、既述した動作により静電容量式センサ１００の出力Ｘ，−Ｙの演算が、Ｘ＝（Ｃ−Ｄ）＋（Ａ−Ｂ），−Ｙ＝（Ｂ−Ｃ）＋（Ａ−Ｄ）として行なわれる。
【００９７】
以上のように、複数の信号検出用コンデンサＣ１〜Ｃ４の各々の出力信号の信号経路が同一であるので、これらの信号検出用コンデンサの出力信号をパルス信号発生回路５００から出力されるタイミング信号Ｄ（Ａ）〜Ｄ（Ｄ）による切り換えにより特性が変化することなく、演算手段（減算器６１０、加算器６２０）から出力される信号Ｘ，Ｙの極性（出力の増減方向）、演算順序を変更することができる。
【００９８】
次に、本発明の第２の実施形態に係る静電容量式センサの電気的構成を図９に示す。なお、図１０〜図１４に基づいて既述した機構は本実施形態についても同様であるので、その説明は省略する。図２〜図８に基づいて説明した動作も第１実施形態と同様であるので、その説明は省略する。
また、第２の実施形態に係る静電容量式センサが、第１の実施形態に係る静電容量式センサと構成上，異なるのは、信号検出用コンデンサＣ１〜Ｃ４から得られる信号（電流）を時分割で選択するアナログスイッチからなるスイッチＳ１〜Ｓ４に付随する寄生容量の影響を打ち消す寄生容量キャンセル手段を設けた点であり、その他の構成は第１実施の形態に係る静電容量式センサと同一であるので重複する説明は省略する。
【００９９】
図９において、スイッチＳ１〜Ｓ４の各々の共通接続されていない側における一端は、アナログスイッチＳ２０〜Ｓ２３の一端とそれぞれ、接続され、アナログスイッチＳ２０〜Ｓ２３の各他端は一定電位Ｖｃｃ／２に設定された端子とそれぞれ、接続されている。
また、スイッチＳ１〜Ｓ４の切り換えタイミングを規定するタイミング信号Ｄ（Ａ）〜Ｄ（Ｄ）のうちタイミング信号Ｄ（Ａ）は、スイッチＳ１に供給されると共に、インバータ５２０を介してアナログスイッチＳ２０に供給されるようになっている。
【０１００】
また、タイミング信号Ｄ（Ｂ）は、スイッチＳ２に供給されると共に、インバータ５２１を介してアナログスイッチＳ２１に供給されるようになっている。タイミング信号Ｄ（Ｃ）は、スイッチＳ３に供給されると共に、インバータ５２２を介してアナログスイッチＳ２２に供給されるようになっている。さらに、タイミング信号Ｄ（Ｄ）は、スイッチＳ４に供給されると共に、インバータ５２３を介してアナログスイッチＳ２３に供給されるようになっている。
【０１０１】
各スイッチＳ１〜Ｓ４の両端間に接続されているコンデンサＣｓ１〜Ｃｓ４は、スイッチＳ１〜Ｓ４に付随する寄生容量であり、アナログスイッチＳ２０〜Ｓ２３の各々の両端間に接続されているコンデンサＣｓ２０〜Ｃｓ２３は、アナログスイッチＳ２０〜Ｓ２３に付随する寄生容量である。
なお、アナログスイッチＳ２０〜Ｓ２３は、本発明のキャンセル用スイッチに、パルス信号発生回路５００及びインバータ５２０〜５２３は、本発明のスイッチ制御手段に、オペアンプ５１０は本発明の電位設定手段に、それぞれ相当する。
【０１０２】
上記構成において、例えば、タイミング信号Ｄ（Ａ）によりスイッチＳ１が選択され、他のスイッチＳ２〜Ｓ４が選択されていない状態にあるものとする。このとき、スイッチＳ１がオン状態になり、スイッチＳ２〜Ｓ４はオフ状態になる。
一方、アナログスイッチＳ２０は、インバータ５２０によりタイミング信号Ｄ（Ａ）（ハイレベルの信号）が反転されるので、オフ状態になり、その他のアナログスイッチＳ２１〜Ｓ２３はそれぞれ、タイミング信号Ｄ（Ｂ）〜Ｄ（Ｄ）（ロウレベルの信号）がインバータ５２１〜５２３により反転されるので、オン状態となる。
【０１０３】
他方、オペアンプ５１０の非反転入力端子の電位が一定電位Ｖｃｃ／２に設定されており、反転入力端子と出力端子との間がコンデンサＣ５を介して負帰還されるように接続されているので、イマジナリショートによりオペアンプ５１０の反転入力端子の電位は一定電位Ｖｃｃ／２に固定される。したがって、スイッチＳ１〜Ｓ４の共通接続された一端の電位は、オペアンプ５１０の反転入力端子に接続されているため一定電位Ｖｃｃ／２となり、スイッチＳ１に付随する寄生容量Ｃｓ１は、スイッチＳ１がオン状態であるので、短絡され、またアナログスイッチＳ２０の両端は一定電位Ｖｃｃ／２となるので、アナログスイッチＳ２０に付随する寄生容量Ｃｓ２０の両端も同電位となり、寄生容量Ｃｓ１，Ｃｓ２０において、電流は流れない。
【０１０４】
また、選択されていないスイッチＳ２〜Ｓ４に付随する寄生容量Ｃｓ２〜Ｃｓ４を通じて信号検出用コンデンサＣ２〜Ｃ４から流れる電流は、アナログスイッチＳ２１〜Ｓ２３がオン状態となることにより寄生容量Ｃｓ２〜Ｃｓ４の両端間は一定電位Ｖｃｃ／２で短絡され、かつアナログスイッチＳ２１〜Ｓ２３に付随する寄生容量Ｃｓ２１〜Ｃｓ２３の各々の両端間は短絡されるので、一定電位Ｖｃｃ／２に設定された端子側にバイパスされる。
また、他のスイッチＳ２〜Ｓ４が選択されオン状態となった場合も、同様に動作する。したがって、スイッチＳ１〜Ｓ４に付随する寄生容量の影響をキャンセルすることができる。
【０１０５】
以上に説明したように、本実施形態に係る静電容量式センサによれば、従来の静電容量式センサのように、ＣＲ遅延回路を使用して静電容量を検出していないので、抵抗素子の温度変化や配線抵抗の影響を受けず、精度良く静電容量に基づいて可動電極の揺動動作を検出することができる。
また、揺動動作を検出するための複数の容量素子の出力信号を時分割で選択的に入力し、演算して揺動動作を求めるようにしたので、複数の容量素子の出力信号を時分割で入力した以降の回路構成を簡略化できる。
【０１０６】
また、複数の容量素子（信号検出用コンデンサ）の出力信号を時分割で入力した以降の回路は各容量素子の出力信号について共通に使用されるので、時分割で演算処理を行わない場合に比して、回路素子の定数のばらつきの影響を受けないという効果が有る。
また、本実施形態に係る静電容量式センサによれば、容量素子の静電容量に応じた信号の変化量を算出するのに、加算演算する前に、減算、すなわち差動をとっているので、演算のダイナミックレンジを大きくとることができる。
【０１０７】
また、本実施形態に係る静電容量式センサによれば、減算器６１０、加算器６２０を含む演算手段は、Ｘ軸方向の揺動により生ずる容量素子の静電容量の変化量を示す第１の出力信号（Ｘ）と、Ｙ軸方向の揺動により生ずる容量素子の静電容量の変化量を示す第２の出力信号（Ｙ）とを出力し、タイミング信号生成手段としてのパルス信号発生回路５００は、演算手段の第１、第２の出力信号のいずれか一方の極性、すなわち第１又は第２の出力信号の増減方向を例えば、（Ｘ，−Ｙ）のように逆向きに変更可能にするように信号検出用コンデンサ（容量素子）Ｃ１〜Ｃ４から得られる信号を時分割で選択するスイッチ手段の切り換えタイミングを異ならしめるための２種類の切換タイミング信号を生成する。
【０１０８】
それ故、複数の容量素子の各々の出力信号（信号電圧）の信号経路が同一であるので、これら複数の容量素子の出力信号の切り換えにより特性が変化することなく、演算手段から出力される第１、第２の出力信号のいずれか一方の極性を変化させることができる。
したがって、静電容量センサを使用する装置に実装する際に、上下逆向きに取り付けても、センサの傾斜方向等に対する出力信号の増減方向を同じにすることができ、取り付け配置の自由度が増加するという効果が得られる。
【０１０９】
また、本実施形態に係る静電容量式センサによれば、減算器６１０、加算器６２０を含む演算手段は、Ｘ軸方向の揺動により生ずる容量素子の静電容量の変化量を示す第１の出力信号（Ｘ）と、Ｙ軸方向の揺動により生ずる容量素子の静電容量の変化量を示す第２の出力信号（Ｙ）とを出力し、タイミング信号生成手段としてのパルス信号発生回路５００は、演算手段の第１、第２の出力信号の極性を（−Ｘ，−Ｙ），（Ｘ，−Ｙ），（−Ｘ，Ｙ）に変更可能にするように前記スイッチ手段の切り換えタイミングを異ならしめるための４種類の切換タイミング信号を生成する。
【０１１０】
それ故、複数の容量素子の各々の出力信号（信号電圧）の信号経路が同一であるので、これら複数の容量素子の出力信号の切り換えにより特性が変化することなく、演算手段から出力される第１、第２の出力信号の極性を４種類まで、変化させることができる。
したがって、静電容量センサを使用する装置に実装する際に、取り付け配置の自由度を、さらに増加させることができるという効果が得られる。
【０１１１】
また、本実施形態に係る静電容量式センサによれば、信号検出用コンデンサＣ１〜Ｃ４から得られる信号を時分割で選択するスイッチ手段は、４つの容量素子の各々に、一端が接続され、他端が共通接続されて演算手段側に接続される４つのスイッチＳ１〜Ｓ４からなり、さらに、前記スイッチ手段の各スイッチに付随する寄生容量の影響を打ち消す寄生容量キャンセル手段を有するので、静電容量の検出部である複数の容量素子にとって寄生容量の影響が最も大きいスイッチ手段を構成する各スイッチの寄生容量の影響を打ち消すことができる。
【０１１２】
すなわち、上記複数の容量素子の静電容量は非常に小さく、複数の容量素子の出力信号を取り込む入力部を構成する上記スイッチ手段の各スイッチに付随する寄生容量の影響が大きく、具体的には、選択していない他のスイッチの寄生容量分が選択した容量素子に合成されてしまい、センサの感度の低下やセンサ出力のオフセットの変動が生じる。さらに、寄生容量値はばらつきが有り、温度変化も有るために、センサ出力が温度により変化することとなるが、これらの影響をなくすことができる。
【０１１３】
【発明の効果】
本発明によれば、固定基板に形成された固定電極と、揺動動作可能に支持されるとともに前記固定電極に対向配置され、該固定電極との距離が前記揺動動作により変位する可動電極とを有し、前記固定電極と可動電極とで構成される容量素子の静電容量に基づいて前記揺動動作を検出する静電容量式センサにおいて、前記固定電極と可動電極のうち少なくとも一方の電極が分割されており、前記固定電極と可動電極とで複数の容量素子が形成され、前記固定電極と可動電極のうちいずれか一方の電極に接続され、該電極にロウレベルとハイレベルとに交互に変化する駆動信号を前記複数の容量素子に印加する駆動信号供給手段と、前記複数の容量素子から各容量素子の静電容量に対応して出力された信号を制御信号に基づいて時分割で選択するスイッチ手段と、前記駆動信号がロウレベル時とハイレベル時における前記スイッチ手段の出力に基づいて前記揺動動作を求める演算手段と、前記スイッチ手段の切換タイミング及び前記演算手段の演算処理タイミングを規定するタイミング信号を生成し、前記スイッチ手段及び演算手段に供給するタイミング信号生成手段とを有する。
【０１１４】
したがって、従来の静電容量式センサのように、ＣＲ遅延回路を使用して静電容量を検出していないので、抵抗素子の温度変化や配線抵抗の影響を受けず、精度良く静電容量に基づいて可動電極の揺動動作を検出することができる。よって、傾斜状態や加速度等を精度よく検知することができる。
また、揺動動作を検出するための複数の容量素子の出力信号を時分割で選択的に入力し、演算して揺動動作を求めるようにしたので、複数の容量素子の出力信号を時分割で入力した以降の回路構成を簡略化できる。
また、複数の信号検出用容量素子の出力信号を時分割で入力した以降の回路は各容量素子の出力信号について共通に使用されるので、時分割で演算処理を行わない場合に比して、回路素子の定数のばらつきの影響を受けないという効果が有る。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態に係る静電容量式センサの電気的構成を示すブロック図。
【図２】図１に示した本発明の実施形態に係る静電容量式センサの動作の一例を示すタイミングチャート。
【図３】図１に示した本発明の実施形態に係る静電容量式センサの主要部における信号波形を示す波形図。
【図４】図１に示した本発明の実施形態に係る静電容量式センサの動作の他の例を示すタイミングチャート。
【図５】図１に示した本発明の実施形態に係る静電容量式センサの動作の他の例を示すタイミングチャート。
【図６】図１に示した本発明の実施形態に係る静電容量式センサの動作の他の例を示すタイミングチャート。
【図７】図１に示した本発明の実施形態に係る静電容量式センサの動作の他の例を示すタイミングチャート。
【図８】図１に示した本発明の実施形態に係る静電容量式センサの動作の他の例を示すタイミングチャート。
【図９】本発明の第２実施形態に係る静電容量式センサの電気的構成を示すブロック図。
【図１０】本発明の実施形態に係る静電容量式センサの全体構成を示す概略断面図。
【図１１】本発明の実施形態に係る静電容量センサの全体構成を示す分解斜視図。
【図１２】図１０に示した本発明の実施形態に係る静電容量式センサにおける基板の平面図。
【図１３】図１０に示した本発明の実施形態に係る静電容量式センサにおける基板に対向して設けられている金属板（可動電極）の一例を示す平面図。
【図１４】図１０に示した本発明の実施形態に係る静電容量式センサにおける基板に対向して設けられている金属板（可動電極）の他の例を示す平面図。
【図１５】従来の静電容量式センサの処理回路の構成を示す回路図。
【図１６】図１５に示す処理回路の各点における信号波形を示す図。
【符号の説明】
１０…基板、１１ａ…固定電極、１２…支持用突起、２０…スペーサ、３０…可動電極、４０…錘、５０…パッキン、６０…カバー、１００…静電容量式センサ、２００…検出部、３００…回路素子、３００Ｃ…回路部（拡散部）、５００…パルス信号発生回路、Ｃ１〜Ｃ４…信号検出用コンデンサ（容量素子）、５１０〜５１４…オペアンプ、５２０〜５２３…インバータ、Ｓ１〜Ｓ１４…スイッチ、Ｓ２０〜Ｓ２３…アナログスイッチ（キャンセル用スイッチ）、Ｃ５〜Ｃ１１…コンデンサ、Ｃｓ１〜Ｃｓ４，Ｃｓ２０〜Ｃｓ２３…寄生容量、６００…積分器、６１０…減算器、６２０…加算器、６３０、６４０…サンプルホールド回路[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a capacitance type sensor that detects a tilt state, acceleration, impact, and the like based on a change in capacitance.
[0002]
[Prior art]
For example, Patent Literature 1 describes a configuration of a processing circuit of a conventional capacitance sensor. FIG. 15 shows a configuration of a processing circuit of this conventional capacitance type sensor.
In the figure, a rectangular wave signal having a predetermined frequency is supplied to an input terminal T1 from an AC signal generation source (not shown). Reference numerals 71 and 72 denote inverter elements, and a resistance element 73 is connected to a stage subsequent to the inverter element 72.
[0003]
The output terminal of the inverter element 71 and the output terminal of the resistance element 73 are connected to the EX-OR element 74 via buffer elements 75 and 76, respectively, and the output terminal of the EX-OR element 74 is directly connected to the output terminal T2. Have been.
The output terminal of the resistor 73 is connected to one electrode of the capacitor C, and the other electrode of the capacitor C is grounded. The capacitance element C is a capacitance element to be measured, that is, a capacitance element formed in the sensor.
FIG. 16 is a diagram showing a signal waveform at each point of the processing circuit shown in FIG.
[0004]
[Patent Document 1]
Japanese Patent No. 3020736
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
In the processing circuit of the above-described capacitance type sensor, since the CR delay circuit including the resistance element 73 and the capacitance element C is used, it is easily affected by the temperature drift of the resistance 73 and the wiring resistance. That is, there is a problem that the time constant of the CR delay circuit changes and the capacitance of the capacitance element C cannot be accurately detected.
[0006]
Further, when the capacitance C of the capacitance element is small, it is necessary to increase the resistance value of the resistance element 73 in order to detect the capacitance of the capacitance element. Then, the impedance at the point X3 increases, There is a problem that it is susceptible to external guidance.
The present invention has been made in view of such circumstances, and an object of the present invention is to provide a capacitance-type sensor that can accurately detect a tilt state, an acceleration, and the like, based on an electric signal based on capacitance. And
[0007]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, according to the first aspect of the present invention, a fixed electrode formed on a fixed substrate is supported so as to be capable of swinging operation, and is disposed to face the fixed electrode, and a distance between the fixed electrode and the fixed electrode is reduced. A capacitive electrode having a movable electrode that is displaced by the oscillating operation, and detecting the oscillating operation based on the capacitance of a capacitive element formed by the fixed electrode and the movable electrode; At least one of the electrode and the movable electrode is divided, a plurality of capacitance elements are formed by the fixed electrode and the movable electrode, and the capacitor is connected to one of the fixed electrode and the movable electrode. Drive signal supply means for applying a drive signal that alternately changes between a low level and a high level to the electrodes to the plurality of capacitance elements, and a signal output from the plurality of capacitance elements corresponding to the capacitance of each capacitance element To Switch means for selecting in a time-division manner based on a control signal; computing means for obtaining the swing operation based on an output of the switch means when the drive signal is at a low level and a high level; switching timing of the switch means; And a timing signal generating means for generating a timing signal for defining the arithmetic processing timing of the arithmetic means and supplying the timing signal to the switch means and the arithmetic means.
According to the first aspect of the present invention, the capacitance is not detected by using the CR delay circuit as in the conventional capacitance type sensor. And the swing operation of the movable electrode can be accurately detected based on the capacitance. Therefore, the inclination state, acceleration, and the like can be accurately detected.
In addition, the output signals of a plurality of capacitive elements for detecting the oscillating operation are selectively input in a time-division manner, and the oscillating operation is obtained by calculation. The circuit configuration after the input can be simplified.
Circuits after inputting the output signals of a plurality of signal detecting capacitive elements (capacitors) in a time-sharing manner are used in common for the output signals of the respective capacitive elements. As a result, there is an effect that it is not affected by the variation in the constant of the circuit element.
[0009]
According to a second aspect of the present invention, in the capacitive sensor according to the first aspect, the movable electrode is capable of swinging in two axes with respect to an orthogonal XY coordinate plane, and There are four capacitive elements corresponding to the first to fourth quadrants of the XY coordinate plane,
The arithmetic means includes two pairs of capacitive elements, wherein the four capacitive elements include a first capacitive element whose capacitance increases along with the swing operation and a second capacitive element whose capacitance decreases. It has a subtractor for calculating the difference between the signals corresponding to the capacitances of the two capacitive elements forming the pair, and an adder for adding the two sets of subtraction results calculated by the subtractor. And
According to the second aspect of the present invention, since the subtraction, that is, the differential is performed before the addition operation, the dynamic range of the operation can be increased, and the detection accuracy can be increased.
[0010]
According to a third aspect of the present invention, in the capacitive sensor according to the second aspect, the movable electrode is formed to be a common electrode of the four capacitive elements, and the four fixed electrodes are provided. It is characterized in that it is divided into
According to the third aspect, since the movable electrode is a common electrode, an electric signal based on the capacitance change of the four capacitance elements can be taken out from the fixed electrode side that is not displaced, and does not require complicated wiring.
[0011]
According to a fourth aspect of the present invention, in the capacitive sensor according to any one of the second and third aspects, the arithmetic means includes a first output signal (X) that increases or decreases by swinging in the X-axis direction. ) And a second output signal (Y) that increases / decreases due to swinging in the Y-axis direction, and the timing signal generating means increases or decreases one of the first and second output signals of the arithmetic means. It is characterized in that at least two kinds of switching timing signals for changing the switching timing of the switch means so that the direction can be changed in the opposite direction are generated.
[0012]
According to the fourth aspect of the present invention, since the signal paths of the output signals of the plurality of capacitive elements are the same, the characteristics do not change by switching the output signals of the plurality of capacitive elements. Then, the timing signal generating means generates at least two types of switching timing signals, and the direction of increase or decrease in either one of the first and second output signals output from the arithmetic means (hereinafter referred to as polarity for convenience). May be changed).
Therefore, when mounting on a device using a capacitance type sensor, even if the sensor is mounted upside down, the direction of increase / decrease of the output signal accompanying the swing operation can be made the same, and the degree of freedom of the mounting arrangement increases. The effect is obtained.
[0013]
According to a fifth aspect of the present invention, in the capacitance type sensor according to any one of the second and third aspects, the calculating means includes a first output signal (X ) And a second output signal (Y) that increases / decreases due to swinging in the Y-axis direction, and the timing signal generating means outputs one or both of the first and second output signals of the calculating means. And generating at least four types of switching timing signals for changing the switching timing of the switch means so that the increasing / decreasing direction can be changed in the opposite direction.
[0014]
According to the fifth aspect of the present invention, since the signal paths of the output signals of the plurality of capacitance elements are the same, the characteristics do not change by switching the output signals of the plurality of capacitance elements. Then, the timing signal generating means generates at least four types of switching timing signals, and changes the directions (polarities) of the first and second output signals output from the arithmetic means in the increasing / decreasing direction to four types. it can.
Therefore, when mounting on an apparatus using a capacitance type sensor, the degree of freedom of the mounting arrangement and the degree of freedom of selection of the polarity can be further increased as compared with the invention according to claim 4, and the static electricity can be increased. The effect is obtained that it is possible to meet various requirements of the mounting device of the capacitance type sensor.
[0015]
According to a sixth aspect of the present invention, in the capacitance type sensor according to any one of the first to fifth aspects, one end of the switch means is connected to each of the plurality (four) of the capacitive elements. And a plurality of (four) switches having the other end connected in common and connected to the operation means side, and further comprising a parasitic capacitance canceling means for canceling an influence of a parasitic capacitance attached to each switch of the switching means. It is characterized by the following.
According to the sixth aspect of the present invention, it is possible to cancel out the influence of the parasitic capacitance of each switch of the switch means which has a large effect on the plurality of capacitance elements which are the detection units of the signal based on the capacitance.
[0016]
That is, if the capacitance of the plurality of capacitance elements is very small, the influence of the parasitic capacitance associated with each switch of the switch means constituting the input unit that captures the output signals of the plurality of capacitance elements is large, and the sensitivity of the sensor is high. And the offset of the sensor output fluctuates. Further, since the parasitic capacitance value varies and the temperature varies, the sensor output varies depending on the temperature. However, these effects can be eliminated.
[0017]
According to a seventh aspect of the present invention, in the capacitance type sensor according to the sixth aspect, the parasitic capacitance canceling means has one end connected to one end of each switch of the switch means, and the other end having a predetermined end. And a plurality of (four) canceling switches set so as to be held at the same potential and a plurality of (four) switches composing the switch means, which are connected in common to each other. When a signal corresponding to the capacitance is output from a potential setting means constituted by an operational amplifier to be set and a capacitance element corresponding to the switch through at least one of the switches of the switch means, a signal other than the switch is output. Switch control means for turning on the canceling switch, one end of which is connected to the one end of all the other switches.
[0018]
According to the seventh aspect of the present invention, when one of the switches is selected, both ends of the switch are set to the same potential by the canceling switch or the potential setting means. At the time of selection (at the time of selection), the parasitic capacitance of the switch means is not charged / discharged, and problems such as generation of noise due to the charge / discharge do not occur.
Further, since the operational amplifier is used as the potential setting means, both ends of the switch can be easily set to the same potential with a simple circuit configuration by using the imaginary short of the operational amplifier.
[0019]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. The structure of the capacitance sensor according to the embodiment (first and second embodiments) of the present invention will be described with reference to FIGS. FIG. 10 is a schematic cross-sectional view illustrating the entire configuration of the capacitance sensor according to the embodiment of the present invention, FIG. 11 is an exploded perspective view illustrating the entire configuration of the capacitance sensor according to the embodiment of the present invention, and FIG. FIG. 13 is a plan view of a substrate, and FIG. 13 is a plan view of a metal plate (movable electrode) provided to face the substrate.
[0020]
As shown in FIG. 10, the capacitance type sensor 100 according to the embodiment of the present invention includes a detection unit 200 for detecting an electric signal on the upper surface 11S side of the substrate 10 and detects the electric signal on the lower surface 13R side of the substrate 10. The circuit 200 includes a circuit element 300 that processes an electric signal detected from the unit 200. In the present embodiment, the detection unit 200 is configured as a capacitance type inclination sensor, and a bare chip of an IC (integrated circuit) is used as the circuit element 300.
[0021]
The detection unit 200 is a capacitance type inclination sensor that detects the inclination of the capacitance type sensor 100 as a change in capacitance, and is formed on the upper surface 11S of the substrate (fixed substrate) 10 as shown in FIG. It is provided with four fixed electrodes 11a, a metal plate (movable electrode) 30 facing these fixed electrodes 11a, and a weight 40 for applying twist deformation to the metal plate 30.
As shown in FIG. 12, four fixed electrodes 11 a are formed in a grid pattern at the center of the upper surface 11 S of the substrate 10, and a rectangular frame is formed on the outer periphery of the upper surface 11 S so as to surround the four fixed electrodes 11 a. An electrode 11b is formed. The electrode 11b is connected to a drive signal terminal (not shown) of the circuit element 300 mounted on the back surface of the substrate 10 via a through-hole electrode, a wiring pattern, and the like (not shown) provided on the substrate 10. Have been.
[0022]
Further, at the center of the four fixed electrodes 11 a formed on the upper surface 11 </ b> S of the substrate 10, support protrusions 12 for supporting the metal plate 30 are formed.
A metal-made conductive spacer 20 having a rectangular frame shape is arranged on the electrode 11b, and a thin metal plate 30 constituting a movable electrode is stacked on the spacer 20. The distance between the metal plate 30 and the fixed electrode 11a is kept constant by the thickness of the support projection 12 and the spacer 20, and the metal plate 30 and the four fixed electrodes 11a form four variable capacitance signal detection capacitors. Have been. Therefore, the metal plate (movable electrode) 30 is conductively connected to the drive signal terminal of the circuit element 300 via the spacer 20, the electrode 11b, the through-hole electrode of the substrate 10, the wiring pattern, and the like.
[0023]
As shown in FIG. 13, the metal plate 30 is supported by a frame-shaped support portion 30a configured as an outer peripheral portion of the metal plate 30 and swingably around the first shaft portion 30c by the support portion 30a. An intermediate portion 30b, and a conductive mounting portion 30d supported by the intermediate portion 30b so as to be swingable around a second shaft portion 30e orthogonal to the first shaft portion 30c. Is configured to be swingable about two axes by twisting deformation of the shaft portions 30c and 30e.
[0024]
Specifically, the support portion 30a is disposed so as to overlap the spacer 20, and a pair of inward first shaft portions 30c (X-axis) are provided at the center of the inner periphery of the pair of opposing sides. . The other end of the pair of first shaft portions 30c is connected to a frame-shaped intermediate portion 30b provided along the inner periphery of the support portion 30a, and the intermediate portion 30b is inclined so that the pair of first shaft portions 30c is inclined. The portion 30c is capable of swinging around its axis by twisting deformation.
[0025]
Further, a pair of second shaft portions 30e opposed to each other is provided at a position orthogonal to the pair of first shaft portions 30c on the inner periphery of the intermediate portion 30b. The other end of the pair of second shaft portions 30e is connected to a rectangular mounting portion 30d whose outer periphery is provided along the inner periphery of the intermediate portion 30b, and the mounting portion 30d is connected to the second shaft portion. By twisting and deforming 30e, it can swing around its axis. The axial directions of the shaft portions 30c and 30e are configured to match the row direction or the column direction of the fixed electrodes 11a arranged in a grid pattern, so that the swing of the mounting portion 30d can be detected with high sensitivity. It has become.
[0026]
The weight 40 is adhered and mounted on the mounting portion 30d. As a result, the weight 40 swings around the contact position between the metal plate 30 (mounting portion 30d) and the support projection 12 according to the inclination of the inclination sensor 100, and the shaft portion 30c (X axis) and the shaft portion 30e. A moment of a predetermined magnitude is generated around one or both axes (Y axis).
[0027]
Such a moment twists and deforms one or both of the shaft portions 30e and 30c, and the mounting portion 30d stops at an angle where the moment and the elastic force against the twist of the shaft portions 30c and 30e are balanced.
The weight 40 has a bottom (lower) portion 40a formed to be thinner than a head (upper) portion 40b as a main body portion, and is configured so that the position of the center of gravity of the weight 40 is higher. For this reason, a large moment can be applied in the axial direction to a slight inclination of the sensor 100, and the inclination sensitivity can be increased while reducing the weight of the sensor 100.
[0028]
Here, as shown in FIG. 13, with respect to the movable electrode, that is, the metal plate 30, the first shaft portions 30c and 30c are set to the X axis, and the second shaft portions 30e and 30e are set to the Y axis. An XY orthogonal coordinate system is assumed. Here, the four variable capacitance signal detecting capacitors (capacitive elements) formed by the metal plate 30 (mounting part 30d) and the four fixed electrodes 11a are in the first quadrant to the XY orthogonal coordinate system. One is formed in each quadrant of the fourth quadrant, and a voltage detected corresponding to the capacitance of the signal detection capacitor formed in the second and first quadrants (hereinafter, simply referred to as a detection voltage) ) Are A and B, respectively, and the detection voltages of the signal detection capacitors formed in the third and fourth quadrants are C and D, respectively.
[0029]
When the metal plate 30 swings around the X-axis, of the four signal detection capacitors formed by the metal plate 30 and the four fixed electrodes 11a, the signal detection capacitors formed in the first and second quadrants are: , And the signal detecting capacitors formed in the third and fourth quadrants change so that their capacitances increase and decrease in opposite directions. That is, when the metal plate 30 swings around the X axis, the distance between the fixed electrode 11a and the metal plate 30 is set to the signal detection capacitor formed in the first and second quadrants and to the third and fourth quadrants. The capacitance changes so as to increase and decrease in the opposite direction with the signal detection capacitor to be performed.
[0030]
At this time, the distance between the metal plate 30 and the fixed electrode 11a in the signal detecting capacitor formed in the first and second quadrants changes so as to increase or decrease in the same direction. The capacitances of the signal detection capacitors formed in the above-described manner decrease or increase in the same direction, respectively. At the same time, the distance between the metal plate 30 and the fixed electrode 11a in the signal detecting capacitor formed in the third and fourth quadrants changes so as to decrease or increase in the same direction. The capacitance of the formed signal detecting capacitor increases or decreases in the same direction.
[0031]
Therefore, when the metal plate 30 swings around the X axis, the voltage change amount Y corresponding to the capacitances of the four signal detection capacitors is equal to the signal detection capacitors formed in the first and second quadrants. The difference between the capacitance change (voltage conversion value) and the capacitance change (voltage conversion value) of the signal detection capacitors formed in the third and fourth quadrants is obtained.
Y = (C + D)-(A + B) = (CA) + (DB) (1)
It becomes.
In addition, the fact that the metal plate 30 swings around the X axis means that the X axis does not displace and the Y axis swings around the X axis (in other words, the weight 40 swings in the Y axis direction). Therefore, the swing about the X axis can be regarded as a change in the Y axis direction.
[0032]
When the metal plate 30 swings around the Y axis, the signal detection capacitors formed in the second and third quadrants among the four signal detection capacitors formed by the metal plate 30 and the four fixed electrodes 11a. The capacitor changes so that the capacitance increases and decreases in the opposite direction to that of the signal detection capacitor formed in the fourth and first quadrants. That is, when the metal plate 30 swings around the Y axis, the distance between the fixed electrode 11a and the metal plate 30 is set to the signal detection capacitor formed in the second and third quadrants and to the fourth and first quadrants. The capacitance changes so as to increase and decrease in the opposite direction with the signal detection capacitor to be performed.
[0033]
At this time, the distance between the metal plate 30 and the fixed electrode 11a in the signal detection capacitor formed in the second and third quadrants changes so as to increase or decrease in the same direction. The capacitances of the signal detection capacitors formed in the above-described manner decrease or increase in the same direction, respectively. At the same time, the distance between the metal plate 30 and the fixed electrode 11a in the signal detecting capacitor formed in the fourth and first quadrants changes so as to decrease or increase in the same direction. The capacitance of the formed signal detecting capacitor increases or decreases in the same direction.
[0034]
Therefore, when the metal plate 30 swings around the Y axis, the amount of change X in voltage corresponding to the capacitance of the four signal detection capacitors is equal to that of the signal detection capacitors formed in the second and third quadrants. The difference between the capacitance change (voltage conversion value) and the capacitance change (voltage conversion value) of the signal detection capacitors formed in the fourth and first quadrants is obtained.
X = (A + C)-(B + D) = (AB) + (CD) (2)
It becomes.
The swing of the metal plate 30 around the Y axis means that the X axis swings around the Y axis (in other words, the weight 40 swings in the X axis direction). The swinging around can be regarded as a change in the X-axis direction.
[0035]
When the capacitance type sensor 100 is used as a tilt sensor, the amounts of change Y and X of the voltage corresponding to the capacitance according to the tilt of the sensor 100 are calculated by performing the calculations of the above equations (1) and (2). The inclination of the sensor 100 can be obtained from these values. As shown in FIG. 14, a pair of first shaft portions 30c (X axis) and a pair of second shaft portions 30e (Y axis) opposed to each other at a position orthogonal to the first shaft portions 30c (X axis) are movable electrodes, that is, metal plates. By providing them at the corners of 30, the rotation axis (oscillation axis) of the movable electrode and the coordinate axes of the detection system can be made to coincide with each other as in the case shown in FIG.
[0036]
In this case, the change amount Y of the voltage corresponding to the capacitance when the metal plate 30 swings around the X axis (Y axis direction) is:
Y = AD (3)
Becomes
Further, the amount of change X in capacitance when the metal plate 30 swings around the Y axis (the X axis direction) is
X = BC (4)
It becomes.
[0037]
As shown in FIGS. 10 and 11, on the support portion 30a of the metal plate 30, a rectangular frame-shaped spacer 42, a metal stopper 44 for restricting unnecessary movement of the mounting portion 30d, and an insulating material The spacers 52 are stacked, and the plurality of protrusions 52a of the spacers 52 are inserted into the positioning holes 45, 43, 31, 21, and 13 of each member.
[0038]
Further, a metal is placed on the upper surface 11S of the substrate 10 via a rectangular frame-shaped insulating packing 50 which is located around each member of the spacer 20 or the stopper 44 and is arranged along the outer periphery of the upper surface 11S. Cover 60 is provided. The cover 60 includes a cylindrical head 60b, a flange portion 60a extending around the cylindrical head portion 60b, and a plurality of flat protrusions 60c formed on the side surfaces of the flange portion 60a. The cover 60 is grounded by pressing and fixing the support portion 30a to the electrode 11b side via the spacer 42 and by caulking the protrusion 60c on the ground pattern 70 formed on the lower surface 13R of the substrate 10. The sensor 100 is protected from dust, drip-proof, capacitance drift due to charged material around the sensor 100, noise, careless handling, and the like.
The provision of the insulating spacer 52 and the packing 50 prevents conduction between the metal cover 60 and the metal plate 30.
[0039]
Meanwhile, the substrate 10 is a multilayer wiring substrate configured as a laminate of insulating plate materials made of ceramics, epoxy resin, or the like, and a ground layer 12S made of a metal surface is formed as an intermediate layer.
As shown in FIGS. 10 and 11, four fixed electrodes 11a are formed in the center of the fixed electrode layer 11S as an upper surface of the substrate 10 in a grid pattern by, for example, pattern printing of Ag (silver). I have. Further, on the outer peripheral portion of the fixed electrode layer 11S, an electrode 11b that is electrically connected to the metal plate 30 is formed in a rectangular frame shape.
[0040]
The ground layer 12S prevents the drive signal from the metal plate 30 from invading the circuit element 300 without passing through the fixed electrode 11a, and at the same time, outside the substrate 10 (the lower surface side of the substrate 10 in the detection unit 200, the circuit element 300). , A through-hole electrode portion, such as through-hole electrodes H1 and H2, which function as a noise shield for cutting noise entering from the upper surface side of the substrate 10 and are connected to the electrode 11b and are not connected to the fixed electrode 11a. Substantially the entire surface excluding the outer peripheral edge is formed as a metal surface (conductive surface) such as Ag.
[0041]
Further, this metal surface, that is, the ground layer 12S is formed on the chip mounting surface 13R by a plurality of through-hole electrodes (not shown) penetrating to the chip mounting surface 13R as the lower surface of the substrate 10 (not shown). Is electrically connected to a ground pattern (not shown) formed of a metal surface (conductive surface), and is connected to a grounding terminal (not shown), and is grounded via an extraction electrode (not shown) formed on a side surface of the substrate 10. It is supposed to be.
[0042]
The circuit element 300 is mounted on the chip mounting surface 13R on the back surface side of the substrate 10, and includes a drive signal terminal, a signal detection terminal, a power supply terminal, a ground terminal, and a not-shown drive signal terminal in the chip mounting surface 13R. A signal output terminal and a plurality of aluminum terminals of the circuit element 300 are connected by gold bumps 310, respectively. Then, the drive signal (rectangular wave voltage) is applied from the circuit element 300 to the metal plate 30 constituting the movable electrode via the drive signal terminal, the wiring pattern, the through-hole electrode (all not shown), the electrode 11b, the spacer 20, and the like. ) Is applied, and an electric signal such as a current induced by the fixed electrode 11a disposed opposite to the metal plate 30 is input to the circuit element 300 through the through-hole electrodes H1 and H2 and signal detection terminals and the like. The change in the capacitance of the signal detection capacitor is obtained from the electric signal.
[0043]
There are four signal detection capacitors composed of the metal plate 30 and the fixed electrode 11a, and the tilt direction and the tilt amount of the tilt sensor 100 are calculated based on the capacitance change of these four capacitors. The calculation result is output to an external device via a signal output terminal formed on the chip mounting surface 13R and an external connection electrode (not shown).
[0044]
The bare chip substrate 300b made of a semiconductor is electrically connected to the ground layer 12S of the substrate 10 via gold bumps, through-hole electrodes (different from the through-hole electrodes H1 and H2), and the like. Therefore, the circuit portion 300c of the bare chip is surrounded by the substrate 300b whose lower surface and the periphery are grounded, and the ground layer 12S is present on the upper surface side. It is hardly affected by noise.
[0045]
The fixed electrode 11a is a movable electrode to which a ground potential and a power supply voltage are alternately applied. The fixed electrode 11a is sandwiched between a metal plate 30 larger than the fixed electrode 11a and a ground layer 12S formed in the substrate 10. That is, since the fixed electrode 11a is configured to be located between the metal plate 30 and the ground layer 12S, the fixed electrode 11a is in a shielded state, is not easily affected by external noise, and the capacitance of the signal detecting capacitor is small. Is small, it is possible to detect with high accuracy.
[0046]
Further, for reinforcement, the circuit element (bare chip) 300 and the chip mounting surface 13R are integrated by bonding with an insulating resin 320 such as an epoxy resin.
In the above configuration, when the sensor 100 is tilted, the weight 40 swings about the contact position between the supporting projection 12 and the mounting portion 30d, and the shaft portion is moved with respect to the mounting portion 30d according to the tilt direction and the tilt amount. A moment around the shaft 30c or the shaft 30e is applied. Then, the mounting portion 30d stops at an angle at which the elastic force against twisting deformation of the shaft portions 30c and 30e and this moment balance.
[0047]
As a result, the capacitance of the signal detection capacitor formed by the mounting portion 30d as the movable electrode and each fixed electrode 11a changes, and the change in the capacitance changes the through-hole electrodes H1 and H2 and the signal detection terminals. The signal is input as an electric signal to the circuit element 300 mounted almost directly below the fixed electrode 11a via the fixed electrode 11a. Then, a processing result by the circuit element 300 is output to an external device via an external connection electrode or the like on the connection electrode surface 14R, which is the bottom surface of the substrate 10.
[0048]
Next, FIG. 1 shows the electrical configuration (the configuration of the circuit element 300) of the capacitance-type sensor according to the first embodiment of the present invention. In the figure, the capacitance type sensor 100 according to the first embodiment of the present invention includes a pulse signal generation circuit 500, and four signal detection capacitors C1, C2 formed by the fixed electrode 11a and the movable electrode 30. C3 and C4 and switches S1, S2, S3 and S4 for selectively outputting signals obtained from the signal detection capacitors C1, C2, C3 and C4 in a time division manner through resistors R1 to R4, respectively. Have.
[0049]
The capacitive sensor 100 includes an integrator 600 that integrates a signal output from any one of the switches S1, S2, S3, and S4, a subtractor 610 that takes in an output of the integrator 600, and subtracts the output. It has an adder 620 for adding the output signal of the subtractor 610, and sample and hold circuits 630 and 640 for sample-holding and outputting the output of the adder 620.
[0050]
The pulse signal generation circuit 500 generates and outputs various timing signals and drive signals as shown in FIG. As the drive signal, there is a drive signal D (DR) supplied to the signal detection capacitors C1, C2, C3, and C4, which alternates between a low level and a high level.
As the timing signal, a timing signal (supplied to the switches S1, S2, S3, and S4, respectively) for selectively outputting the signals obtained from the signal detection capacitors C1, C2, C3, and C4 in a time-division manner. Switching timing signals) D (A), D (B), D (C) and D (D).
[0051]
Further, a reset signal D (RS) output to the switch S5 for discharging the charge of the integrating capacitor C5 in the integrator 600, a timing signal D (SAMP) for operating the switch S6 of the subtractor 610, a capacitor The reset signal D (RST) output to the switch S7 for discharging the charge of C7, the timing signals D (SUMIN) and D (SUMOUT) output to the switches S8 to S11 in the adder 620, and the charging of the capacitor C9 There are a reset signal D (HRS) output to the switch S12 for discharging the electric charge, and timing signals D (HOLDX) and D (HOLDY) for operating the switches S13 and S14 of the sample and hold circuits 630 and 640.
[0052]
The movable electrode 30 side of the four signal detection capacitors C1, C2, C3, and C4 is commonly connected, and is connected to an output terminal that outputs a drive signal D (DR) in the pulse signal generation circuit 500 via a protection resistor R0. I have. The pulse signal generation circuit 500 corresponds to a drive signal supply unit and a timing signal generation unit of the present invention.
The fixed electrode 11a side of the signal detection capacitors C1, C2, C3, C4 is connected to one ends of switches S1 to S4 via protection resistors R1 to R4, respectively. They are commonly connected and connected to an inverting input terminal of an operational amplifier 510. The switches S1 to S4 correspond to switch means of the present invention.
[0053]
The integrator 600 has an operational amplifier 510, an integrating capacitor C5 connected between an inverting input terminal and an output terminal of the operational amplifier 510, and a switch S5 connected between both ends of the integrating capacitor C5. .
The subtractor 610 includes a switch S6 having one end connected to the output terminal of the operational amplifier 510, an operational amplifier 511, a capacitor C6 connected between the inverting input terminal of the operational amplifier 511 and the other end of the switch S6, It has a capacitor C7 connected between the inverting input terminal and the output terminal of 511, and a switch S7 connected between both ends of the capacitor C7.
[0054]
The adder 620 includes an operational amplifier 512, switches S8 and S9 connected in series between an output terminal of the operational amplifier 511 and a terminal set to a constant potential Vcc / 2 (Vcc is a power supply voltage), and an operational amplifier 512. S10 and S11 connected in series between the inverting input terminal of the first switch and a terminal set to a constant potential Vcc / 2, and a connection between a connection point of the switches S8 and S9 and a connection point of the switches S10 and S11. A capacitor C8, a capacitor C9 connected between an inverting input terminal and an output terminal of the operational amplifier 512, and a switch S12 connected between both ends of the capacitor C9. The subtractor 610 and the adder 620 correspond to the calculating means of the present invention.
[0055]
Further, the sample hold circuit 630 determines the output voltage of the operational amplifier 512 corresponding to the amount of change in the capacitance of the four signal detection capacitors C1 to C4 when the metal plate (movable electrode) 30 swings around the Y axis. A circuit that samples and holds the change amount X, and is connected to an operational amplifier 513, a switch S13 connected between an output terminal of the operational amplifier 512 and a non-inverting input terminal of the operational amplifier 513, and a non-inverting input terminal of the operational amplifier 513. One end is connected, and the other end is grounded.
[0056]
Similarly, the sample and hold circuit 640 outputs the output voltage of the operational amplifier 512 corresponding to the amount of change in the capacitance of the four signal detection capacitors C1 to C4 when the metal plate (movable electrode) 30 swings around the X axis. Is a circuit that samples and holds the change amount Y of the operational amplifier 514, a switch S14 connected between an output terminal of the operational amplifier 512 and a non-inverting input terminal of the operational amplifier 514, and a non-inverting input terminal of the operational amplifier 514. And a sample-and-hold capacitor C11 having one end connected to the other end and the other end grounded. In the operational amplifiers 513 and 514, the inverting input terminal and the output terminal are short-circuited and function as buffer amplifiers. The non-inverting input terminals of the operational amplifiers 510, 511, 512 are each set to a fixed potential (Vcc / 2).
[0057]
In this embodiment, the switches S1 to S14 are analog switches that are turned on when the timing signal supplied from the pulse signal generation circuit 500 is at a high level, and are turned off when the timing signal is at a low level.
[0058]
Next, the operation of the capacitance type sensor 100 according to the first embodiment of the present invention having the above configuration will be described with reference to the timing charts of FIGS. 3 shows the outputs of the operational amplifiers 510, 511 and 512 in FIG. 1. FIG. 3 (A) shows the output of the operational amplifier 510, FIG. 3 (B) shows the output of the operational amplifier 511, and FIG. 3 (C) shows the operational amplifier. Each of the outputs of 512 is shown. As shown in FIG. 2, the switches S1 to S4 for selectively outputting the detection signals of the signal detection capacitors C1 to C4 in a time-sharing manner include S1, S2, S3, S4, S3, S1, S4, S2, S1,. Are driven by timing signals D (A), D (B), D (C), and D (D) output from the pulse signal generation circuit 500 so as to be turned on in the order of S2, S3, S4,.
The drive signal D (DR) supplied to the signal detection capacitors C1 to C4 is set to a low level in the first half of the period during which the switches S1 to S4 are turned on, and to a high level in the second half. The low level and the high level are alternately repeated at an appropriate timing. However, before each of the switches S1 to S4 is turned off, the drive signal D (DR) becomes low level.
[0059]
At time t0, the signal D (A) output from the pulse signal generation circuit 500 rises, and the switch S1 is turned on during a period t0 ≦ T ≦ t1. Next, the drive signal D (DR) rises at time t12 before t1 (substantially between t0 and t1), becomes high level during the period t12 ≦ T <t1, and within this period (t13 ≦ T ≦ t14), The signals D (SAMP) and D (RST) go high, and the timing signal D (RS), which is a reset signal, goes low. Here, the timing signal D (RS) is at a high level during the period t10 ≦ T ≦ t11 (where t0 <t10 <t11 <t12).
[0060]
Therefore, after the switch S1 is turned on at the time t0, the switch S5 is turned on when the timing signal D (RS) goes high at the time t10, so that both ends of the integrating capacitor C5 of the integrator 600 are It is short-circuited, the charge of the integrating capacitor C5 is discharged, and reset to the initial state.
On the other hand, in the operational amplifier 510, the potential of the inverting input terminal is set to Vcc / 2 and the potential of the non-inverting input terminal is set to Vcc / 2 due to the imaginary short. Therefore, the potential of the output terminal of the operational amplifier 510 becomes time t10. To be Vcc / 2.
[0061]
Thereafter, the switch S5 is turned off at the time t11, and then the high level of the drive signal D (DR) is supplied to the signal detection capacitors C1 to C4 at the time t12. Thereafter, the switches S6 and S7 are turned on at the time t13. It becomes. Therefore, at time t12, a signal charge corresponding to the amount of change in the capacitance is supplied from the signal detection capacitor C1 to the integrator 600, and charging of the integration capacitor C5 is started. As a result, the potential of the output terminal of the operational amplifier 510 starts to fall at the time t12, and is settled at the time when the voltage (peak value A) according to the amount of change in capacitance is reached with the charging of the integrating capacitor C5. .
[0062]
On the other hand, since the switches S6 and S7 are turned on at time t13, the output terminal of the integrator 600 is connected to the capacitor C6 of the subtractor 610 via the switch S6. The voltage is applied to the capacitor C6 via the switch S6 in a state where the period T is settled to the peak value A at t13 ≦ T ≦ t14, and both ends of the capacitor C7 in the subtractor 610 are short-circuited, and Is discharged and initialized. At this time, the inverting input terminal and the output terminal of the operational amplifier 511 are short-circuited, and the potential of the output terminal of the operational amplifier 511 becomes the same potential Vcc / 2 as the potential set to the non-inverting input terminal due to the imaginary short.
[0063]
On the other hand, since the drive signal D (DR) changes from the high level to the low level at the time t14, the electric charge supplied to the integrating capacitor C5 of the integrator 600 via the signal detecting capacitor C1 decreases rapidly. Return to the state before charging.
Further, at time t15, the timing signal D (RS) changes from the low level to the high level, and the switch S5 is turned on, so that the accumulated charge in the integrating capacitor C5 is discharged and completely initialized, and the integrator 600 is initialized. Are short-circuited between the inverting input terminal and the output terminal of the operational amplifier 510. As a result, the potential at the output terminal of the operational amplifier 510 is the same as the potential set at the non-inverting input terminal because the potential at the inverting input terminal is the same as the non-inverting input terminal due to the imaginary short. become.
[0064]
When the timing signals D (SAMP) and D (RST) become low level at time t14, the subtractor 610 supplies the capacitors C6 and C7 according to the voltage A output from the operational amplifier 510 at t13 ≦ T ≦ t14. Although the charge is accumulated, the output of the operational amplifier 511 forming the subtractor 610 does not change at Vcc / 2.
[0065]
Next, at time t1, the timing signal D (A) falls, so that the switch S1 is turned off. At the same time, the timing signal D (B) rises, and the switch S2 is turned on during the period t1 ≦ T ≦ t2. . Further, at time t14, the timing signals D (SAMP) and D (RST) change from high level to low level, and subsequently, the timing signal D (RS) changes from low level to high level at time t15.
[0066]
Therefore, the switches S6 and S7 are turned off at time t14, and the switch S5 is turned on at time t15. As a result, the connection between the integrator 600 (the operational amplifier 510) and the subtractor 610 is disconnected, the charge of the integrating capacitor C5 is discharged and reset to the initial state, and the terminal of the capacitor C6 on the switch S6 side is connected to the operational amplifier. It has a potential corresponding to the voltage A output from 510.
[0067]
Next, the drive signal D (DR) rises at time t17 before time t2, goes high during the period t17 ≦ T ≦ t19, and during this period (t18 ≦ T ≦ t19), the timing signals D (SAMP) and D (SAMP) (SUMIN) and D (HRS) are at the high level, and the timing signals D (RS) and D (SUMOUT) are at the low level. Further, the timing signal D (RST) is held at a low level. As a result, at t18 ≦ T ≦ t19, the switches S5, S9, and S10 are turned off, and the switches S6, S8, S11, and S12 are turned on. Further, the switch S7 is kept in the off state.
[0068]
At time t17, a signal charge corresponding to the amount of change in the capacitance is supplied from the signal detection capacitor C2 to the integrator 600, and charging of the integration capacitor C5 is started. As a result, the potential of the output terminal of the operational amplifier 510 starts falling at time t17, increases with the charging of the integrating capacitor C5, and reaches a voltage (peak value B) corresponding to the amount of change in capacitance. Settle.
[0069]
On the other hand, since the switch S6 is turned on at the time t18, the output terminal of the integrator 600 is connected to the capacitor C6 of the subtractor 610 via the switch S6, so that the output voltage of the operational amplifier 510 forming the integrator 600 becomes Is applied to the capacitor C6 via the switch S6 while the period T is settled at the peak value B at t18 ≦ T ≦ t19. At this time, the switch S7 remains off.
Further, since the potential of the terminal of the capacitor C6 connected to the inverting input terminal side of the operational amplifier 511 does not change at Vcc / 2 due to the imaginary short circuit in the operational amplifier 511, the potential of the terminal of the capacitor C6 connected to the switch S6 side is The difference between the potential A and the potential B, that is, (AB), is output from the output terminal of the operational amplifier 511 at a level of (AB) × C6 / C7 with reference to Vcc / 2 (FIG. 3). (B)). Incidentally, C6 / C7 is the gain of the operational amplifier 511.
[0070]
In addition, since the capacitance value of the signal detection capacitors C1 to C4 in the present embodiment is extremely small (0.1 PF or less), the gain (C6 / C7) of the operational amplifier 511 is preferably about 2 to 10, although it is appropriate. For the sake of simplicity, the following description will be made with the gain set to 1 for convenience. Further, in the present embodiment, since all voltage level references are based on Vcc / 2, the voltages (levels) in the following description are based on Vcc / 2 unless otherwise specified.
[0071]
Then, as described above, at t18 ≦ T ≦ t19, since the switches S8 and S11 are in the ON state, the output voltage (A−B) of the operational amplifier 511 is applied to the capacitor C8 of the adder 620, The capacitor C8 is charged according to the applied voltage (AB). At this time, since the switch S12 is on, the charge of the capacitor C9 is discharged, and the capacitor C9 is reset to the initial state.
Next, the timing signals D (HRS) and D (SUMIN) change from the high level to the low level at time t19, and the timing signal D (SUMOUT) changes from the low level to the high level immediately after time t20. As a result, the switches S12, S8, and S11 are turned off first, and immediately thereafter, S9 and S10 are turned on.
[0072]
Accordingly, when the capacitor C9 of the adder 620 becomes chargeable, the voltage (A−B) applied to the capacitor C8 is different from the time when the capacitor C8 is charged.
It is connected to the inverting input terminal of the operational amplifier 512 with the opposite polarity. That is, the voltage-(AB) is input to the inverting input terminal of the operational amplifier 512, and as a result, as shown in FIG. 3C, the voltage (AB) is output from the output terminal of the operational amplifier 512. At this time, a charge corresponding to the voltage (AB) is accumulated in the capacitor C9.
[0073]
Similarly, at time t21 in the period t2 <T <t3, a signal charge corresponding to the amount of change in the capacitance is supplied from the signal detection capacitor C3 to the integrator 600, and the signal charge between the output terminal of the operational amplifier 510 and the inverting input terminal , And the output voltage of the operational amplifier 510 is settled at the peak value C. Thereafter, the output voltage C of the operational amplifier 510 is applied to the capacitor C6 via the switch S6 at the time t22, and at the same time, both ends of the capacitor C7 are short-circuited, and the accumulated charge of the capacitor C7 is discharged and initialized.
[0074]
At time t23, the switches S6 and S7 are turned off, and at time t24, the switch S5 is turned on. As a result, the connection between the integrator 600 (the operational amplifier 510) and the subtractor 610 is disconnected, the charge of the integrating capacitor C5 is discharged and reset to the initial state, and the terminal of the capacitor C6 on the switch S6 side is connected to the operational amplifier. It is held at a potential corresponding to the voltage C output from 510.
[0075]
Further, at time t25 (t3 <t25 <t4), a signal charge corresponding to the amount of change in the capacitance is supplied from the signal detecting capacitor C4 to the integrator 600, and the output voltage of the operational amplifier 510 is settled to the peak value D. Next, since the switch S6 is turned on at time t26, the output terminal of the integrator 600 is connected to the capacitor C6 of the subtractor 610 via the switch S6, so that the output voltage of the operational amplifier 510 forming the integrator 600 becomes Is applied to the capacitor C6 via the switch S6 while the period T is settled at the peak value D at t26 ≦ T ≦ t27. At this time, the switch S7 remains off.
[0076]
Further, since the potential of the terminal of the capacitor C6 connected to the inverting input terminal side of the operational amplifier 511 does not change at Vcc / 2 due to the imaginary short circuit in the operational amplifier 511, the potential of the terminal of the capacitor C6 connected to the switch S6 side is The difference between the potentials C and D, that is, (C−D), is output from the output terminal of the operational amplifier 511, and a voltage of (C−D) × C6 / C7 is output (see FIG. 3B). Since C6 / C7 is set to 1 for convenience, the potential based on Vcc / 2 output from the operational amplifier 511 is (CD).
[0077]
Further, at t26 ≦ T ≦ t27, since the switches S8 and S11 are in the ON state, the output voltage (CD) of the operational amplifier 511 is applied to the capacitor C8 of the adder 620, and the applied voltage of the capacitor C8 is It is charged according to (CD). At this time, since the switch S12 is in the off state, a charge corresponding to the voltage (AB) is accumulated in the capacitor C9.
Next, since the switches S9 and S10 are turned on at the rise of the timing signal D (SUMOUT) (time t28 immediately after time t4), the charge corresponding to the voltage (CD) is additionally charged in the capacitor C9. Is done. As a result, as shown in FIG. 3C, a voltage {(AB) + (CD)} is output from the output terminal of the operational amplifier 512.
[0078]
Next, when the timing signal D (HOLDX) rises at time t29 (t28 <t29 <t5), the switch S13 of the sample hold circuit 630 is turned on, and the voltage ｛(AB) + (C) is applied to the sample hold capacitor C10. −D)} is held, and a voltage {(AB) + (CD)} is output from the output terminal 700 via the operational amplifier 513 when the metal plate (movable electrode) 30 swings around the Y axis. It is output as a voltage variation X according to the capacitance.
[0079]
Similarly, at time t30 when the timing signal D (SUMOUT) rises during the period t6 <T ≦ t7, a charge corresponding to the voltage (CA) is accumulated in the capacitor C9 of the adder 620, and further, at t8 <T ≦ t9. At a rise time t31 of the timing signal D (SUMOUT), the capacitor C9 of the adder 620 is additionally charged with a signal charge corresponding to the signal voltage (DB). As a result, voltage {(CA) + (DB)} is output from the output terminal of operational amplifier 512.
[0080]
Next, when the timing signal D (HOLDY) rises at time t32 (t31 <t32 <t9), the switch S14 of the sample-and-hold circuit 640 is turned on, and the signal voltage − (CA) + ( DB), the signal voltage {(CA) + (DB)} is output from the output terminal 701 via the operational amplifier 514, and the metal plate (movable electrode) 30 swings around the X axis. Is output as a voltage change amount Y corresponding to the capacitance at that time. Here, in the present embodiment, since the example is described in which the sensor is tilted in the X-axis direction, the voltages A, B, C, and D are A = C and B = D. Therefore, the change amount Y = 0, that is, only the reference voltage Vcc / 2 is output from the output terminal 701.
The above operation is periodically repeated and performed.
[0081]
In the present embodiment, the change amounts X and Y are obtained and output as the output of the capacitance type sensor 100. However, the polarity (increase / decrease direction) of this output is inverted to change -X and -Y. Switching to output can be easily performed by changing the switching timing of the switches S1 to S4 for selecting the signal voltages obtained from the signal detecting capacitors C1 to C4 in a time-division manner. That is, the pulse signal generation circuit 500 outputs two types of signals for the timing signals D (A) to D (D) so as to obtain two types of outputs (X, Y) and (−X, −Y). It may be.
[0082]
Further, pulse signals are generated so as to obtain four types of outputs (X, Y), (−X, −Y), (X, −Y), and (−X, Y) as outputs of the capacitance type sensor 100. The circuit 500 may output four types of signals for the timing signals D (A) to D (D).
In the present embodiment, the outputs X and Y are
X = (A−B) + (C−D) and Y = (C−A) + (D−B). For example, for output X, (C−D) is calculated as (C−D). The calculation may be performed before AB). By changing the calculation order, there are eight types of patterns for X (including -X) and Y (including -Y), and there are 64 combinations of X and Y (8 × 8 = 64).
[0083]
Incidentally, X is as follows.
X = (AB) + (CD) = (CD) + (AB) (when adjacent capacitance elements form a pair)
= (A−D) + (C−B) = (C−B) + (A−D) (when capacitive elements located on diagonal lines form a pair)
-X = (BA) + (DC) = (DC) + (BA) (when adjacent capacitance elements form a pair)
= (B−C) + (D−A) = (D−A) + (B−C) (when capacitive elements located on diagonal lines form a pair)
[0084]
Y is
Y = (CA) + (DB) = (DB) + (CA) (when adjacent capacitance elements form a pair)
= (CB) + (DA) = (DA) + (CB) (when capacitive elements located on diagonal lines form a pair)
-Y = (AC) + (BD) = (BD) + (AC) (when adjacent capacitive elements form a pair)
= (A−D) + (B−C) = (B−C) + (A−D) (when capacitive elements located on diagonal lines form a pair)
It becomes.
[0085]
The signs “+” and “−” in the signs of the outputs X and Y of the capacitance type sensor 100 indicate that the sensor 100 is tilted in a certain direction (or when acceleration in a certain direction is applied). , The output voltage of the sensor 100 increases or decreases from the midpoint (Vcc / 2: Vcc is the power supply voltage).
[0086]
4 to 8 show the case where the calculation order of the outputs X (including -X) and Y (including -Y) of the capacitive sensor 100 is different from the case shown in FIG. 100 shows the operation state of each unit. FIG. 4 shows the signals X and Y output from the output terminals 700 and 701 when X = (AD) + (CB) and Y = (CB) + (DA). 6 is a timing chart showing an operation state.
[0087]
FIG. 4 is different from the timing chart shown in FIG. 2 in that timing signals D (A) to stipulate switching timings of switches S1 to S4 for selecting a signal voltage obtained from signal detection capacitors C1 to C4 in a time division manner. The output order in which D (D) becomes high level is such that the signals detected from the signal detection capacitors C1 to C4 can be selected in the order of A, D, C, B, C, B, D, A,. The point is that the timing signals D (A) to D (D) are output from the pulse signal generation circuit 500 so as to change in a sequential manner.
[0088]
That is, the high level signals are pulse signals in the order of D (A), D (D), D (C), D (B), D (C), D (B), D (D), D (A). It is output from the generation circuit 500. The other signal timings are the same as in FIG.
By switching the switches S1 to S4 with the timing signals D (A) to D (D) output at the above-described timings, the current (charge) from the capacitors C1 to C4 to the integrating capacitor C5 of the integrator 600 is A, D. , C, B, C, B, D, A,..., And the operation of the outputs X and Y of the capacitance type sensor 100 by the above-described operation is X = (A−D) + (C −B), Y = (CB) + (DA).
[0089]
FIG. 5 shows the signals -X and -Y output from the output terminals 700 and 701 as -X = (BA) + (DC) and -Y = (AC) + (BD). 6 is a timing chart showing the operation state of each unit when “1” is set. 5 is different from the timing chart shown in FIG. 2 in that the output order in which the timing signals D (A) to D (D) defining the switching timings of the switches S1 to S4 become high level is the signal detection capacitor C1. .. C4 in order of B, A, D, C, A, C, B, D,... That is, high-level signals are output in the order of D (B), D (A), D (D), D (C), D (A), D (C), D (B), and D (D). You. The other signal timings are the same as in FIG.
[0090]
By switching the switches S1 to S4 with the timing signals D (A) to D (D) output at the above-described timing, the currents from the capacitors C1 to C4 are transferred to the integrating capacitor C5 of the integrator 600 from the capacitors C1 to C4. Are output in the order of C, A, C, B, D,..., And the operation of the outputs -X, -Y of the capacitance type sensor 100 by the operation described above is -X = (BA) + (D −C), −Y = (AC) + (BD).
[0091]
FIG. 6 shows the signals -X and -Y output from the output terminals 700 and 701 as -X = (BC) + (DA) and -Y = (AD) + (BC). 6 is a timing chart showing the operation state of each unit when “1” is set. FIG. 6 is different from the timing chart shown in FIG. 2 in that the output order in which the timing signals D (A) to D (D) defining the switching timings of the switches S1 to S4 become high level is the signal detection capacitor C1. .. C4 in order of B, C, D, A, A, D, B, C,... That is, high-level signals are output in the order of D (B), D (C), D (D), D (A), D (A), D (D), D (B), D (C). You. The other signal timings are the same as in FIG.
[0092]
By switching the switches S1 to S4 with the timing signals D (A) to D (D) output at the above-described timings, the currents from the capacitors C1 to C4 are transferred to the integrating capacitor C5 of the integrator 600 from the capacitors C1 to C4. Are output in the order of A, A, D, B, C,..., And the calculation of the outputs −X, −Y of the capacitance type sensor 100 by the above-described operation is performed by −X = (B−C) + (D −A), −Y = (A−D) + (B−C).
[0093]
FIG. 7 shows signals X and -Y output from output terminals 700 and 701 as X = (AB) + (CD) and -Y = (AD) + (BC). 6 is a timing chart showing the operation state of each unit at the time. FIG. 7 is different from the timing chart shown in FIG. 2 in that the output order in which the timing signals D (A) to D (D) defining the switching timings of the switches S1 to S4 become high level is the signal detection capacitor C1. .. C4 in order of A, B, C, D, A, D, B, C,... That is, high-level signals are output in the order of D (A), D (B), D (C), D (D), D (A), D (D), D (B), and D (C). You. The other signal timings are the same as in FIG.
[0094]
By switching the switches S1 to S4 with the timing signals D (A) to D (D) output at the above-described timing, the currents from the capacitors C1 to C4 are supplied to the integrating capacitor C5 of the integrator 600 by A, B, C, Are output in the order of D, A, D, B, C,..., And the calculation of the outputs X and −Y of the capacitance type sensor 100 by the above-described operation is X = (A−B) + (C−D). ), −Y = (A−D) + (B−C).
[0095]
FIG. 8 shows signals X and -Y output from output terminals 700 and 701 as X = (CD) + (AB) and -Y = (BC) + (AD). 6 is a timing chart showing the operation state of each unit at the time. FIG. 8 is different from the timing chart shown in FIG. 2 in that the output order in which the timing signals D (A) to D (D) defining the switching timings of the switches S1 to S4 become high level is the signal detection capacitor C1. .. C4 in order of C, D, A, B, B, C, A, D,... That is, high-level signals are output in the order of D (C), D (D), D (A), D (B), D (B), D (C), D (A), and D (D). You. The other signal timings are the same as in FIG.
[0096]
By switching the switches S1 to S4 with the timing signals D (A) to D (D) output at the above-described timing, the currents from the capacitors C1 to C4 are supplied to the integrating capacitor C5 of the integrator 600 from the capacitors C1 to C4. Are output in the order of B, B, C, A, D,..., And the calculation of the outputs X and −Y of the capacitance type sensor 100 by the above-described operation is X = (C−D) + (A−B) ), -Y = (BC) + (AD).
[0097]
As described above, since the signal paths of the output signals of the plurality of signal detection capacitors C1 to C4 are the same, the output signals of these signal detection capacitors are output from the timing signal D output from the pulse signal generation circuit 500. The polarity (the direction of increase or decrease in output) of the signals X and Y output from the calculation means (subtractor 610 and adder 620) and the calculation order are changed without changing the characteristics due to the switching by (A) to D (D). can do.
[0098]
Next, FIG. 9 shows an electrical configuration of a capacitance type sensor according to a second embodiment of the present invention. Note that the mechanism described above with reference to FIGS. 10 to 14 is the same as that of the present embodiment, and a description thereof will be omitted. The operations described with reference to FIGS. 2 to 8 are the same as those in the first embodiment, and a description thereof will be omitted.
Further, the capacitance type sensor according to the second embodiment is different from the capacitance type sensor according to the first embodiment in configuration in terms of signals (currents) obtained from the signal detection capacitors C1 to C4. Is provided with a parasitic capacitance canceling means for canceling the effect of the parasitic capacitance associated with the switches S1 to S4, which are analog switches that select time-divisionally. The other configuration is the capacitance type sensor according to the first embodiment. Therefore, a duplicate description will be omitted.
[0099]
In FIG. 9, one end of each of the switches S1 to S4 that are not connected to each other is connected to one end of each of the analog switches S20 to S23, and the other end of each of the analog switches S20 to S23 has a constant potential Vcc / 2. Each is connected to the set terminal.
Further, the timing signal D (A) of the timing signals D (A) to D (D) defining the switching timing of the switches S1 to S4 is supplied to the switch S1 and sent to the analog switch S20 via the inverter 520. Is supplied.
[0100]
The timing signal D (B) is supplied to the switch S2 and also supplied to the analog switch S21 via the inverter 521. The timing signal D (C) is supplied to the switch S3 and to the analog switch S22 via the inverter 522. Further, the timing signal D (D) is supplied to the switch S4 and also to the analog switch S23 via the inverter 523.
[0101]
Capacitors Cs1 to Cs4 connected between both ends of switches S1 to S4 are parasitic capacitances associated with switches S1 to S4, and capacitors Cs20 to Cs23 connected between both ends of analog switches S20 to S23. Is a parasitic capacitance associated with the analog switches S20 to S23.
The analog switches S20 to S23 correspond to the cancel switch of the present invention, the pulse signal generation circuit 500 and the inverters 520 to 523 correspond to the switch control means of the present invention, and the operational amplifier 510 corresponds to the potential setting means of the present invention. I do.
[0102]
In the above configuration, for example, it is assumed that the switch S1 is selected by the timing signal D (A) and the other switches S2 to S4 are not selected. At this time, the switch S1 is turned on, and the switches S2 to S4 are turned off.
On the other hand, the analog switch S20 is turned off since the timing signal D (A) (high-level signal) is inverted by the inverter 520, and the other analog switches S21 to S23 are the timing signals D (B) to D23, respectively. Since D (D) (low-level signal) is inverted by the inverters 521 to 523, it is turned on.
[0103]
On the other hand, the potential of the non-inverting input terminal of the operational amplifier 510 is set to the constant potential Vcc / 2, and the connection between the inverting input terminal and the output terminal is connected via the capacitor C5 so as to be negatively fed back. Due to the imaginary short, the potential of the inverting input terminal of the operational amplifier 510 is fixed to a constant potential Vcc / 2. Therefore, the potential of the commonly connected one end of the switches S1 to S4 becomes a constant potential Vcc / 2 because it is connected to the inverting input terminal of the operational amplifier 510, and the parasitic capacitance Cs1 associated with the switch S1 turns on the switch S1. Therefore, both ends of the analog switch S20 are at a constant potential Vcc / 2, so that both ends of the parasitic capacitance Cs20 attached to the analog switch S20 have the same potential, and no current flows through the parasitic capacitances Cs1 and Cs20. .
[0104]
Further, the current flowing from the signal detection capacitors C2 to C4 through the parasitic capacitances Cs2 to Cs4 associated with the unselected switches S2 to S4 is generated when the analog switches S21 to S23 are turned on, so that both ends of the parasitic capacitances Cs2 to Cs4 Are short-circuited at a constant potential Vcc / 2, and both ends of each of the parasitic capacitances Cs21 to Cs23 associated with the analog switches S21 to S23 are short-circuited, so that the terminals are bypassed to the terminal set at the constant potential Vcc / 2. You.
The same operation is performed when the other switches S2 to S4 are selected and turned on. Therefore, the influence of the parasitic capacitance associated with the switches S1 to S4 can be canceled.
[0105]
As described above, according to the capacitance type sensor according to the present embodiment, unlike the conventional capacitance type sensor, the capacitance is not detected by using the CR delay circuit, so The swing operation of the movable electrode can be accurately detected based on the capacitance without being affected by the temperature change of the element or the wiring resistance.
In addition, the output signals of a plurality of capacitive elements for detecting the oscillating operation are selectively input in a time-division manner, and the oscillating operation is obtained by calculation. The circuit configuration after the input can be simplified.
[0106]
Circuits after the output signals of a plurality of capacitive elements (capacitors for signal detection) are input in a time-sharing manner are used in common for the output signals of the respective capacitive elements. As a result, there is an effect that it is not affected by the variation in the constant of the circuit element.
Further, according to the capacitance-type sensor according to the present embodiment, in order to calculate the amount of change in the signal corresponding to the capacitance of the capacitance element, the subtraction, that is, the differential is performed before performing the addition operation. Therefore, the dynamic range of the calculation can be widened.
[0107]
Further, according to the capacitance type sensor according to the present embodiment, the calculating means including the subtractor 610 and the adder 620 calculates the first change amount indicating the amount of change in the capacitance of the capacitance element caused by the swing in the X-axis direction. Output signal (X) and a second output signal (Y) indicating the amount of change in capacitance of the capacitance element caused by the swing in the Y-axis direction, and a pulse signal generation circuit as timing signal generation means. Reference numeral 500 denotes the polarity of either one of the first and second output signals of the arithmetic means, that is, the direction of increase or decrease of the first or second output signal can be changed in the opposite direction, for example, (X, -Y). Thus, two types of switching timing signals are generated for differentiating the switching timing of the switch means for selecting signals obtained from the signal detecting capacitors (capacitance elements) C1 to C4 in a time-division manner.
[0108]
Therefore, since the signal paths of the output signals (signal voltages) of the plurality of capacitance elements are the same, the characteristics output by the switching of the plurality of capacitance elements are not changed, and the output from the arithmetic means is not changed. The polarity of either one of the first and second output signals can be changed.
Therefore, when mounting on a device using a capacitance sensor, even if the sensor is mounted upside down, the direction of increase or decrease of the output signal with respect to the inclination direction of the sensor can be made the same, and the degree of freedom of mounting arrangement increases. The effect is obtained.
[0109]
Further, according to the capacitance type sensor according to the present embodiment, the calculating means including the subtractor 610 and the adder 620 calculates the first change amount indicating the amount of change in the capacitance of the capacitance element caused by the swing in the X-axis direction. Output signal (X) and a second output signal (Y) indicating the amount of change in capacitance of the capacitance element caused by the swing in the Y-axis direction, and a pulse signal generation circuit as timing signal generation means. Reference numeral 500 denotes switching of the switch means so that the polarities of the first and second output signals of the arithmetic means can be changed to (-X, -Y), (X, -Y), (-X, Y). Four types of switching timing signals for different timings are generated.
[0110]
Therefore, since the signal paths of the output signals (signal voltages) of the plurality of capacitance elements are the same, the characteristics output by the switching of the plurality of capacitance elements are not changed, and the output from the arithmetic means is not changed. First, the polarity of the second output signal can be changed up to four types.
Therefore, the effect of being able to further increase the degree of freedom of the mounting arrangement when mounting on a device using the capacitance sensor is obtained.
[0111]
According to the capacitance type sensor according to the present embodiment, the switch means for selecting the signals obtained from the signal detection capacitors C1 to C4 in a time-division manner has one end connected to each of the four capacitance elements, The other end is composed of four switches S1 to S4 connected in common and connected to the operation means side, and further includes a parasitic capacitance canceling means for canceling the influence of the parasitic capacitance attached to each switch of the switching means. It is possible to cancel the influence of the parasitic capacitance of each switch that constitutes the switch means that has the largest effect of the parasitic capacitance on the plurality of capacitance elements that are the capacitance detection units.
[0112]
That is, the capacitance of the plurality of capacitance elements is very small, and the influence of the parasitic capacitance associated with each switch of the switch means that constitutes the input unit that captures the output signals of the plurality of capacitance elements is large. As a result, the parasitic capacitance of the other switches that are not selected are combined with the selected capacitive element, and the sensitivity of the sensor is reduced and the offset of the sensor output fluctuates. Further, since the parasitic capacitance value varies and the temperature varies, the sensor output varies depending on the temperature. However, these effects can be eliminated.
[0113]
【The invention's effect】
According to the present invention, a fixed electrode formed on a fixed substrate, a movable electrode that is supported so as to be able to swing and is disposed to face the fixed electrode, and a distance from the fixed electrode is displaced by the swing operation. A capacitance sensor configured to detect the swinging operation based on a capacitance of a capacitance element including the fixed electrode and the movable electrode, wherein at least one of the fixed electrode and the movable electrode Are divided, a plurality of capacitance elements are formed by the fixed electrode and the movable electrode, connected to one of the fixed electrode and the movable electrode, and the electrode is alternately changed to a low level and a high level. A drive signal supply unit for applying a changing drive signal to the plurality of capacitance elements; and a signal output from the plurality of capacitance elements corresponding to the capacitance of each capacitance element selected in a time-division manner based on the control signal. You A switch unit; an arithmetic unit for obtaining the swing operation based on an output of the switch unit when the drive signal is at a low level and a high level; and a switching timing of the switch unit and an arithmetic processing timing of the arithmetic unit. And a timing signal generating means for generating a timing signal and supplying the timing signal to the switch means and the arithmetic means.
[0114]
Therefore, unlike the conventional capacitance type sensor, the capacitance is not detected using the CR delay circuit, so that the capacitance is not affected by the temperature change of the resistance element and the wiring resistance, and the capacitance is accurately detected. The swinging operation of the movable electrode can be detected based on the detection. Therefore, the inclination state, acceleration, and the like can be accurately detected.
In addition, the output signals of a plurality of capacitive elements for detecting the oscillating operation are selectively input in a time-division manner, and the oscillating operation is obtained by calculation. The circuit configuration after the input can be simplified.
In addition, since the circuits after the output signals of the plurality of signal detecting capacitive elements are input in a time-sharing manner are commonly used for the output signals of the respective capacitive elements, compared to a case where the arithmetic processing is not performed in the time-sharing manner, This has the effect of not being affected by variations in the constants of the circuit elements.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing an electrical configuration of a capacitance type sensor according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a timing chart showing an example of the operation of the capacitive sensor according to the embodiment of the present invention shown in FIG.
FIG. 3 is a waveform chart showing signal waveforms at main parts of the capacitance type sensor according to the embodiment of the present invention shown in FIG.
FIG. 4 is a timing chart showing another example of the operation of the capacitance type sensor according to the embodiment of the present invention shown in FIG.
FIG. 5 is a timing chart showing another example of the operation of the capacitance type sensor according to the embodiment of the present invention shown in FIG.
FIG. 6 is a timing chart showing another example of the operation of the capacitive sensor according to the embodiment of the present invention shown in FIG.
FIG. 7 is a timing chart showing another example of the operation of the capacitive sensor according to the embodiment of the present invention shown in FIG.
FIG. 8 is a timing chart showing another example of the operation of the capacitance type sensor according to the embodiment of the present invention shown in FIG.
FIG. 9 is a block diagram showing an electrical configuration of a capacitance type sensor according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 10 is a schematic cross-sectional view showing the entire configuration of a capacitance type sensor according to an embodiment of the present invention.
FIG. 11 is an exploded perspective view showing the entire configuration of the capacitance sensor according to the embodiment of the present invention.
FIG. 12 is a plan view of a substrate in the capacitive sensor according to the embodiment of the present invention shown in FIG. 10;
FIG. 13 is a plan view showing an example of a metal plate (movable electrode) provided to face the substrate in the capacitive sensor according to the embodiment of the present invention shown in FIG.
FIG. 14 is a plan view showing another example of the metal plate (movable electrode) provided to face the substrate in the capacitive sensor according to the embodiment of the present invention shown in FIG.
FIG. 15 is a circuit diagram showing a configuration of a processing circuit of a conventional capacitive sensor.
16 is a diagram showing signal waveforms at respective points of the processing circuit shown in FIG.
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 ... board | substrate, 11a ... fixed electrode, 12 ... support protrusion, 20 ... spacer, 30 ... movable electrode, 40 ... weight, 50 ... packing, 60 ... cover, 100 ... capacitive sensor, 200 ... detection part, 300 ... Circuit element, 300C ... Circuit part (diffusion part), 500 ... Pulse signal generation circuit, C1 to C4 ... Signal detection capacitor (capacitance element), 510 to 514 ... Op amp, 520 to 523 ... Inverter, S1 to S14 ... Switch , S20 to S23: analog switch (cancel switch), C5 to C11: capacitor, Cs1 to Cs4, Cs20 to Cs23: parasitic capacitance, 600: integrator, 610: subtractor, 620: adder, 630, 640: sample Hold circuit

Claims

固定基板に形成された固定電極と、揺動動作可能に支持されるとともに前記固定電極に対向配置され、該固定電極との距離が前記揺動動作により変位する可動電極とを有し、前記固定電極と可動電極とで構成される容量素子の静電容量に基づいて前記揺動動作を検出する静電容量式センサにおいて、
前記固定電極と可動電極のうち少なくとも一方の電極が分割されており、前記固定電極と可動電極とで複数の容量素子が形成され、
前記固定電極と可動電極のうちいずれか一方の電極に接続され、該電極にロウレベルとハイレベルとに交互に変化する駆動信号を前記複数の容量素子に印加する駆動信号供給手段と、
前記複数の容量素子から各容量素子の静電容量に対応して出力された信号を制御信号に基づいて時分割で選択するスイッチ手段と、
前記駆動信号がロウレベル時とハイレベル時における前記スイッチ手段の出力に基づいて前記揺動動作を求める演算手段と、
前記スイッチ手段の切換タイミング及び前記演算手段の演算処理タイミングを規定するタイミング信号を生成し、前記スイッチ手段及び演算手段に供給するタイミング信号生成手段と、
を有することを特徴とする静電容量式センサ。A fixed electrode formed on a fixed substrate, and a movable electrode supported so as to be capable of swinging operation and disposed to face the fixed electrode, and having a distance from the fixed electrode displaced by the swinging operation; In a capacitive sensor that detects the swing operation based on the capacitance of a capacitive element formed of an electrode and a movable electrode,
At least one of the fixed electrode and the movable electrode is divided, and a plurality of capacitance elements are formed by the fixed electrode and the movable electrode,
A drive signal supply unit connected to any one of the fixed electrode and the movable electrode, and applying a drive signal that alternately changes between a low level and a high level to the plurality of capacitance elements to the electrodes,
Switch means for selecting a signal output from the plurality of capacitive elements corresponding to the capacitance of each capacitive element in a time-division manner based on a control signal,
Calculating means for determining the swing operation based on the output of the switch means when the drive signal is at a low level and at a high level;
A timing signal generating unit that generates a timing signal that defines a switching timing of the switch unit and an arithmetic processing timing of the arithmetic unit, and supplies the timing signal to the switch unit and the arithmetic unit;
A capacitance type sensor comprising:

前記可動電極は、直交するＸ−Ｙ座標面に対して２軸に揺動可能であり、かつ前記複数の容量素子は、前記Ｘ−Ｙ座標面の第１〜第４象限に対応して４つ有り、
前記演算手段は、
前記４つの容量素子は、前記揺動動作に伴って、容量が増加する第１の容量素子と、容量が減少する第２の容量素子の、２対の容量素子からなり、
これら対をなす２つの容量素子における静電容量に対応した信号の差をそれぞれ、算出する減算器と、
前記減算器により算出された２組の減算結果を加算する加算器と、
を有することを特徴とする請求項１に記載の静電容量式センサ。The movable electrode is capable of swinging in two axes with respect to an orthogonal XY coordinate plane, and the plurality of capacitive elements correspond to four to four quadrants of the XY coordinate plane. There is one
The calculating means includes:
The four capacitive elements include two pairs of capacitive elements, a first capacitive element whose capacitance increases with the swing operation and a second capacitive element whose capacitance decreases,
A subtractor for calculating a difference between signals corresponding to capacitances of the two capacitive elements forming the pair,
An adder for adding the two sets of subtraction results calculated by the subtractor;
The capacitance-type sensor according to claim 1, comprising:

前記可動電極は、前記４つの容量素子の共通電極となるように形成され、前記固定電極が４つに分割されていることを特徴とする請求項２に記載の静電容量式センサ。The capacitance type sensor according to claim 2, wherein the movable electrode is formed to be a common electrode of the four capacitive elements, and the fixed electrode is divided into four.

前記演算手段は、Ｘ軸方向の揺動により増減する第１の出力信号（Ｘ）と、Ｙ軸方向の揺動により増減する第２の出力信号（Ｙ）とを出力し、
前記タイミング信号生成手段は、前記演算手段の第１、第２の出力信号のいずれか一方の増減方向を逆向きに変更可能にするように前記スイッチ手段の切り換えタイミングを異ならしめるための少なくとも２種類の切換タイミング信号を生成することを特徴とする請求項２または３のいずれかに記載の静電容量式センサ。The arithmetic means outputs a first output signal (X) which increases / decreases by swinging in the X-axis direction and a second output signal (Y) which increases / decreases by swinging in the Y-axis direction,
The timing signal generating means includes at least two types of switches for changing the switching timing of the switch means so that the increasing or decreasing direction of one of the first and second output signals of the arithmetic means can be changed in the opposite direction. 4. The capacitive sensor according to claim 2, wherein the switching timing signal is generated.

前記演算手段は、Ｘ軸方向の揺動により増減する第１の出力信号（Ｘ）と、Ｙ軸方向の揺動により増減する第２の出力信号（Ｙ）とを出力し、
前記タイミング信号生成手段は、前記演算手段の第１、第２の出力信号のいずれか一方あるいは双方の増減方向を逆向きに変更可能にするように前記スイッチ手段の切り換えタイミングを異ならしめるための少なくとも４種類の切換タイミング信号を生成することを特徴とする請求項２または３のいずれかに記載の静電容量式センサ。The arithmetic means outputs a first output signal (X) which increases / decreases by swinging in the X-axis direction and a second output signal (Y) which increases / decreases by swinging in the Y-axis direction,
The timing signal generating means includes at least a signal for changing the switching timing of the switch means so that one or both of the first and second output signals of the arithmetic means can be changed in the opposite direction. 4. The capacitance type sensor according to claim 2, wherein four types of switching timing signals are generated.

前記スイッチ手段は、前記複数の容量素子の各々に、一端が接続され、他端が共通接続されて前記演算手段側に接続される複数のスイッチからなり、
さらに、前記スイッチ手段の各スイッチに付随する寄生容量の影響を打ち消す寄生容量キャンセル手段を有することを特徴とする請求項１乃至５のいずれかに記載の静電容量式センサ。The switch means includes a plurality of switches each having one end connected to each of the plurality of capacitance elements and having the other end connected in common and connected to the arithmetic unit,
The capacitance type sensor according to any one of claims 1 to 5, further comprising a parasitic capacitance canceling unit for canceling an influence of a parasitic capacitance attached to each switch of the switch unit.

前記寄生容量キャンセル手段は、
前記スイッチ手段の各スイッチの前記一端に一端が接続され、他端が所定の電位に保持されるように設定された複数のキャンセル用スイッチと、
前記スイッチ手段を構成する複数のスイッチが共通接続された接続点の電位を前記所定の電位に設定するオペアンプにより構成された電位設定手段と、
少なくとも前記スイッチ手段のいずれかのスイッチを介して該スイッチに対応する容量素子から静電容量と対応した信号が出力される際に、該スイッチ以外の他のすべてのスイッチの前記一端に一端が接続された前記キャンセル用スイッチをオン状態にするスイッチ制御手段と、
を有することを特徴とする請求項６に記載の静電容量式センサ。The parasitic capacitance canceling means includes:
One end is connected to the one end of each switch of the switch means, and a plurality of canceling switches set so that the other end is maintained at a predetermined potential;
Potential setting means configured by an operational amplifier that sets the potential of a connection point where a plurality of switches constituting the switch means are commonly connected to the predetermined potential;
When a signal corresponding to the capacitance is output from at least one of the switch means via a switch corresponding to the switch, one end is connected to the one end of all other switches except the switch. Switch control means for turning on the canceled switch,
The capacitance-type sensor according to claim 6, comprising: