JP2004222394A

JP2004222394A - Step-up circuit

Info

Publication number: JP2004222394A
Application number: JP2003005782A
Authority: JP
Inventors: Katsuichi Okuda; 勝一奥田; Kingo Ota; 欣吾太田
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2003-01-14
Filing date: 2003-01-14
Publication date: 2004-08-05

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To reduce noise without requiring any extra noise filter. <P>SOLUTION: A power supply line 7, i.e. a charging current passage to a step-up capacitor C1, is provided with a constant current circuit 12 in series with a diode D1. When power is turned on, the constant current circuit 12 regulates an inrush current flowing into the capacitors C1-C4 through the diodes D1-D4, and regulates a charging current flowing into the capacitor C1 from an input terminal 2 when transistors T1, T2, T4 and T5 constituting a drive circuit 4 are switched. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO&NCIPI

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、チャージポンプ方式の昇圧回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
チャージポンプ回路は、非特許文献１に示されているように、ダイオードを介して複数段に設けられたコンデンサの接続状態を、例えば１００ｋＨｚ程度の周波数でスイッチングすることにより、コンデンサへの電荷の充電と次段のコンデンサへの電荷の移送とを順次行って昇圧するようになっている。この昇圧動作時にコンデンサに流れる急峻な充放電電流は、チャージポンプ回路の電圧入力端子を通してノイズとなって外部に放出される。
【０００３】
【非特許文献１】
Ｊ．Ｆ．ディクソン（Ｊ．Ｆ．Ｄｉｃｋｓｏｎ）、「改良された昇圧技術を用いたＮＭＯＳ集積回路におけるチップ上での高圧の発生（Ｏｎ−ＣｈｉｐＨｉｇｈ−ＶｏｌｔａｇｅＧｅｎｅｒａｔｉｏｎｉｎＮＭＯＳＩｎｔｅｇｒａｔｅｄＣｉｒｃｕｉｔｓＵｓｉｎｇａｎＩｍｐｒｏｖｅｄＶｏｌｔａｇｅＭｕｌｔｉｐｌｉｅｒＴｅｃｈｎｉｑｕｅ）」、ＩＥＥＥジャーナル・オブ・ソリッドステート・サーキット（ＩＥＥＥＪＯＵＲＮＡＬＯＦＳＯＬＩＤ−ＳＴＡＴＥＣＩＲＣＵＩＴＳ）、１９７６年６月、ＳＣ−１１巻、第３号、ｐ．３７４−３７８
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
図９は、上記非特許文献１に開示された昇圧回路を具体化したチャージポンプ回路の電気的構成を示している。このチャージポンプ回路１は、例えば車載電子制御装置に用いられている。入力端子２、３間に入力電圧Ｖｉｎとしてバッテリ電圧ＶＢが印加された後、駆動回路４のトランジスタＴ１、Ｔ４がオフ、Ｔ２、Ｔ３がオンすると、コンデンサＣ１にはダイオードＤ１のインピーダンスをＲＤ１として、ほぼＶｉｎ／ＲＤ１で定まる大きな充電電流が流れる。続いて、駆動回路４のトランジスタＴ１、Ｔ４がオン、Ｔ２、Ｔ３がオフすると、コンデンサＣ１からＣ２に大きな充放電電流が流れる。この充放電電流によるノイズは、ＡＭ帯のラジオノイズとなるため深刻な問題となる。
【０００５】
そこで、従来は、チャージポンプ回路の入力電源ラインにリアクトルやコンデンサからなるフィルタを挿入することにより、ノイズの放出を抑制していた。しかし、ノイズを有効に遮断するためには大きなインダクタンスや静電容量が必要となるため、フィルタを構成する電子部品のサイズが大きくなり、実装上の問題が生じていた。
【０００６】
本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、その目的は、ノイズフィルタを付加することなく発生ノイズを低減できる昇圧回路を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
請求項１に記載した手段によれば、ダイオード同士の共通接続点に接続されたコンデンサの他端子にそれぞれ第１の電圧と第２の電圧とが交互に印加されることにより、各コンデンサへの電荷の充電と次段のコンデンサへの電荷の移送とが順次行われ、チャージポンプ方式による昇圧が行われる。この電圧の交互印加時（ポンピング時）にコンデンサに流れる充放電電流は、電流規制回路により規制されるため、その規制電流を超える電流は流れず、当該昇圧回路からのノイズ発生量を低減することができる。本手段は、発生したノイズを除去するのではなく、ノイズの発生自体を抑えるものであり、従来用いていたようなフィルタを付加する必要がない。
【０００８】
請求項２に記載した手段によれば、電流規制回路は電圧入力端子からダイオードへの電流経路に設けられているので、ダイオードを介したコンデンサへの充電電流を規制し、以てノイズの発生を低減することができる。
【０００９】
請求項３に記載した手段によれば、電流規制回路は電圧入力端子から駆動回路への電流供給経路に設けられているので、駆動回路を介したコンデンサへの充電電流が規制され、以てノイズの発生を低減することができる。
【００１０】
請求項４に記載した手段によれば、電流規制回路は直列接続されたダイオードのそれぞれに対し直列に設けられているので、前段のコンデンサからダイオードを介して次段のコンデンサに流れる充放電電流が規制され、以てノイズの発生を低減することができる。
【００１１】
請求項５に記載した手段によれば、電流規制回路は定電流電源回路の構成を備えているため、その定電流値（規制電流値に相当）を超える電流が流れない。
【００１２】
請求項６に記載した手段によれば、電流規制回路は電流制限回路の構成を備えているため、その制限値（規制電流値に相当）を超える電流が流れない。
【００１３】
請求項７に記載した手段によれば、規制電流値Ｉｍは、（コンデンサの容量値Ｃ）×（コンデンサの充電電圧Ｖ）×（ポンピング周波数ｆ）以上の値となるように設定されているので、当該ポンピング周波数ｆにおいて昇圧能力が不足することがない。
【００１４】
【発明の実施の形態】
（第１の実施形態）
以下、本発明の第１の実施形態について図１ないし図３を参照しながら説明する。
図１は、チャージポンプ回路の電気的構成図で、図９と同一構成部分には同一符号を付して示している。このチャージポンプ回路１１（昇圧回路に相当）は、例えば車両に搭載された電子制御装置において、ハイサイドスイッチとして機能するＮチャネル型ＭＯＳトランジスタ（図示せず）のゲート電圧を生成するために用いられるものである。本実施形態では、チャージポンプ回路１１のうち後述するコンデンサＣ１〜Ｃ４を除く回路部分は制御用ＩＣ（図示せず）の一部として構成されているが、コンデンサＣ１〜Ｃ４を制御用ＩＣに内蔵した構成としても良い。
【００１５】
チャージポンプ回路１１の入力端子２（電圧入力端子に相当）、入力端子３には、図示しないバッテリの正極端子、負極端子からイグニッションスイッチなどを介してバッテリ電圧ＶＢ（例えば１２Ｖ）が印加されるようになっている。チャージポンプ回路１１は、入力電圧Ｖｉｎ＋８Ｖの昇圧電圧を生成する昇圧能力を有しており、それを出力端子５（電圧出力端子に相当）から出力電圧Ｖｏとして出力するようになっている。
【００１６】
入力端子２と出力端子５との間には、入力端子２側をアノードとしてダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４が直列に接続されている。そして、ダイオードＤ１とＤ２との共通接続点、ダイオードＤ２とＤ３との共通接続点、ダイオードＤ３とＤ４との共通接続点をそれぞれノードＮａ、Ｎｂ、Ｎｃとすれば、これらノードＮａ、Ｎｂ、ＮｃにはそれぞれコンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３の各一端子が接続されており、これらコンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３の各他端子には駆動回路４により相異なる２つの電圧Ｖｉｎと０Ｖが交互に与えられるようになっている。なお、出力端子５、６間には平滑用のコンデンサＣ４が接続されている。
【００１７】
駆動回路４は以下のように構成されている。すなわち、入力端子２に繋がる電源線７と入力端子３に繋がる電源線８（グランド線）との間には、Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタＴ１とＮチャネル型ＭＯＳトランジスタＴ２およびＰチャネル型ＭＯＳトランジスタＴ３とＮチャネル型ＭＯＳトランジスタＴ４がそれぞれ直列に接続されている。トランジスタＴ１のドレインとトランジスタＴ２のドレインとの共通接続点であるノードＮｄは、上記コンデンサＣ１、Ｃ３の各他端子に接続されており、トランジスタＴ３のドレインとトランジスタＴ４のドレインとの共通接続点であるノードＮｅは、上記コンデンサＣ２の他端子に接続されている。
【００１８】
トランジスタＴ１とＴ２の各ゲートは共通に接続されており、当該ゲートと電源線７、８との間には、それぞれ抵抗Ｒ１、ＮＰＮ形トランジスタＴ５が接続されている。同様に、トランジスタＴ３とＴ４の各ゲートは共通に接続されており、当該ゲートと電源線７、８との間には、それぞれ抵抗Ｒ２、ＮＰＮ形トランジスタＴ６が接続されている。
【００１９】
トランジスタＴ５のベースには、図示しない発振回路から方形波状のベース信号ｂ１が与えられるようになっており、トランジスタＴ６のベースには、ベース信号ｂ１をインバータ９により反転したベース信号ｂ２が与えられるようになっている。駆動回路４で用いられるトランジスタＴ１〜Ｔ４（スイッチング素子）は、高耐圧を有するパワーＭＯＳＦＥＴである。
【００２０】
入力端子７からダイオードＤ１に至る電源線７には、ダイオードＤ１に対して直列に定電流回路１２（電流規制回路に相当）が設けられている。すなわち、電源線７において、当該電源線７から駆動回路４への電流供給ノードとダイオードＤ１のアノードとの間にはＰＮＰ形トランジスタＴ７（第１のトランジスタに相当）のエミッタ・コレクタ間が接続されており、このトランジスタＴ７とカレントミラー回路を構成するＰＮＰ形トランジスタＴ８（第２のトランジスタに相当）のコレクタと電源線８との間には定電流回路１３が接続されている。
【００２１】
このチャージポンプ回路１１は出力電圧Ｖｏについてオープンループ制御であるため、入力電圧Ｖｉｎによっては出力電圧Ｖｏが過大になる虞がある。そこで、電源線７と出力端子５との間には、８ＶのツェナーダイオードＤ５とダイオードＤ６と抵抗Ｒ３との直列回路からなるクランプ回路１４が接続されている。
【００２２】
次に、本実施形態の作用について図２、図３も参照しながら説明する。
まず、チャージポンプ回路１１の動作について説明する。車両のイグニッションスイッチ（図示せず）がオンされるなどして入力端子２、３間にバッテリ電圧ＶＢが印加されると定電流回路１３、１２が機能する。このとき、入力端子２から定電流回路１２を介してダイオードＤ１に流れる充電電流は一定（５ｍＡ）となり、突入電流は発生しない。
【００２３】
駆動回路４において、ベース信号ｂ１に基づいて駆動されるトランジスタＴ１、Ｔ２、Ｔ５とベース信号ｂ２に基づいて駆動されるトランジスタＴ３、Ｔ４、Ｔ６とは相補的に動作する。また、トランジスタＴ５がオンするとトランジスタＴ１がオン、トランジスタＴ２がオフとなり、トランジスタＴ５がオフするとトランジスタＴ１がオフ、トランジスタＴ２がオンとなる。トランジスタＴ３、Ｔ４、Ｔ６の動作についても同様となる。つまり、トランジスタＴ１とＴ２およびトランジスタＴ３とＴ４はそれぞれ相補的に動作する。
【００２４】
ベース信号ｂ１が印加された後の動作は以下のようになる。なお、入力電圧Ｖｉｎ（バッテリ電圧ＶＢ）が本発明でいう第１の電圧に相当し、グランド電圧が本発明でいう第２の電圧に相当する。また、下記▲１▼と▲３▼の動作および下記▲２▼と▲４▼の動作はそれぞれ同時に進行する。
【００２５】
▲１▼ トランジスタＴ２，Ｔ３：オン、トランジスタＴ１，Ｔ４：オフ
入力端子２から電源線７、定電流回路１２、ダイオードＤ１、コンデンサＣ１、トランジスタＴ２、電源線８、入力端子３を介して充電電流が流れ、コンデンサＣ１が充電される。
【００２６】
▲２▼ トランジスタＴ２，Ｔ３：オフ、トランジスタＴ１，Ｔ４：オン
入力端子２から電源線７、トランジスタＴ１、コンデンサＣ１、ダイオードＤ２、コンデンサＣ２、トランジスタＴ４、電源線８、入力端子３を介して充電電流が流れ、コンデンサＣ１の充電電荷がダイオードＤ２を通して次段のコンデンサＣ２に移される。この過程で昇圧が行われる。
【００２７】
▲３▼ トランジスタＴ２，Ｔ３：オン、トランジスタＴ１，Ｔ４：オフ
入力端子２から電源線７、トランジスタＴ３、コンデンサＣ２、ダイオードＤ３、コンデンサＣ３、トランジスタＴ２、電源線８、入力端子３を介して充電電流が流れ、コンデンサＣ２の充電電荷がダイオードＤ３を通して次段のコンデンサＣ３に移される。この過程でも昇圧が行われる。
【００２８】
▲４▼ トランジスタＴ２，Ｔ３：オフ、トランジスタＴ１，Ｔ４：オン
入力端子２から電源線７、トランジスタＴ１、コンデンサＣ３、ダイオードＤ４、コンデンサＣ４、電源線８、入力端子３を介して充電電流が流れ、コンデンサＣ３の充電電荷がダイオードＤ４を通して次段のコンデンサＣ４に移される。この過程でも昇圧が行われる。
【００２９】
チャージポンプ回路１の出力電圧Ｖｏは、出力電流をＩｏ、ベース信号ｂ１、ｂ２の周波数（ポンピング周波数）をｆ、コンデンサＣ１〜Ｃ４の容量をＣ、ダイオードの順方向電圧をＶｆとすれば、次の（１）式で示すようになる。
Ｖｏ＝２・（Ｖｉｎ−Ｖｆ）−２・Ｖｆ−（（２・Ｉｏ）／（Ｃ・ｆ））＋Ｖｉｎ …（１）
【００３０】
ここで、第１項と第４項は上述の▲２▼、▲３▼、▲４▼の昇圧動作によるもので、第２項はダイオードＤ１とＤ４の順方向電圧のロスで、第３項は出力電流Ｉｏによる電圧低下分を表している。この（１）式をさらに一般化すると、昇圧段数をＮ、一段あたりのスイング電圧をＶφとして次の（２）式のようになる。
Ｖｏ＝Ｎ・（Ｖφ−Ｖｆ）−２・Ｖｆ−（（Ｎ・Ｉｏ）／（Ｃ・ｆ））＋Ｖｉｎ …（２）
【００３１】
この場合、定電流回路１２の定電流値Ｉ１（規制電流値Ｉｍに相当）は、定常状態におけるコンデンサＣ１の充電電圧をＶ１（＝ＶＢ−Ｖｆ）とすれば、次の（３）式を満たすように設定されている。
Ｉ１≧Ｃ・Ｖ１・ｆ …（３）
このように定電流値Ｉ１を定めることにより、チャージポンプ回路１１は、たとえ昇圧開始時であっても十分な昇圧能力を持つことができる。
【００３２】
図２、図３は、昇圧開始時における出力電圧Ｖｏと入力電流Ｉｉｎのシミュレーション波形を示している。図２は、本実施形態のチャージポンプ回路１１に関するもので、図３は従来構成のチャージポンプ回路１（図９参照）に関するものである。これら図２、図３において、（ａ）は出力電圧Ｖｏ、（ｂ）は入力電流Ｉｉｎ、（ｃ）は（ｂ）に示す波形の時間軸を拡大した図である。シミュレーション条件は以下の通りである。
【００３３】
ポンピング周波数ｆ＝１２０ｋＨｚ
コンデンサＣ１〜Ｃ４の容量Ｃ＝０．１μＦ
入力電圧Ｖｉｎ（バッテリ電圧ＶＢ）＝６Ｖ
出力電流Ｉｏ＝０Ａ
【００３４】
図２と図３とを比較すると、従来構成のチャージポンプ回路１の場合には、最大で１０５ｍＡの急峻な入力電流Ｉｉｎが流れており、それがバッテリからの電圧供給線を通して流れることにより大きなノイズを発生させていることが分かる。一般に、チャージポンプ回路では昇圧用のコンデンサＣ１〜Ｃ３の両端子ともに電位が大きく変化するため、コンデンサの一端子がグランド電位に固定されている他の回路とは異なり大きなノイズが発生し易く、ノイズが深刻な問題となる。そして、ポンピング周波数ｆを１２０ｋＨｚ程度に設定すると、主要な高調波成分がラジオのＡＭ帯（５３０ｋＨｚ〜１６２０ｋＨｚ）と重なるため、ラジオノイズが増大してしまう。
【００３５】
これに対し、本実施形態のチャージポンプ回路１１の場合には、入力電流Ｉｉｎは常に５ｍＡに制限されているので、ノイズの発生量を大きく低減することができる。なお、図２（ａ）と図３（ａ）とを比較すると、定電流回路１２を用いたチャージポンプ回路１１の方が出力電圧Ｖｏの立ち上がりが若干遅くなる傾向が見られるが、実使用上の問題は生じないと考えられる。
【００３６】
以上説明したように、本実施形態のチャージポンプ回路１１は、昇圧用のコンデンサＣ１への充電電流経路である電源線７にダイオードＤ１と直列に定電流回路１２を設けたので、駆動回路４を構成するトランジスタＴ１、Ｔ２、Ｔ４、Ｔ５のスイッチングに伴って入力端子２からコンデンサＣ１に流れ込む充電電流の大きさを定電流値Ｉ１に規制することができる。また、電源投入時においてダイオードＤ１〜Ｄ４を通してコンデンサＣ１〜Ｃ４に流れる突入電流も規制できる。その結果、バッテリから入力端子２に繋がる電源供給線に流れる電流も規制され、当該チャージポンプ回路１１から外部に放出されるノイズ量を低減することができる。車載電子制御装置に用いた本実施形態では、ラジオノイズについて大きな改善効果を期待できる。
【００３７】
このチャージポンプ回路１１は、発生したノイズを除去するのではなく、ノイズの発生自体を抑えるものである。このため、従来用いていたようなリアクトルやコンデンサからなるフィルタを付加する必要がなくなり、小型化、低コスト化が図られる。また、フィルタ構成部品を削除することにより、チャージポンプ回路１１での電力損失を低減でき、従来よりも効率を高める効果も得られる。
【００３８】
さらに、定電流回路１２の定電流値Ｉ１は、上述の（３）式を満たすように設定されているので、昇圧開始時や負荷が増大した場合であっても、チャージポンプ回路１１は十分な昇圧能力を持つことができる。
【００３９】
（第２の実施形態）
次に、本発明の第２の実施形態について図４ないし図６を参照しながら説明する。
図４は、チャージポンプ回路の電気的構成図で、図１と同一構成部分には同一符号を付して示している。この図４に示すチャージポンプ回路１５は、図１に示すチャージポンプ回路１１に対し電流規制回路の構成を異にしている。すなわち、入力端子７からダイオードＤ１に至る電源線７には、ダイオードＤ１に対して直列に電流制限回路１６（電流規制回路に相当）が設けられている。この電流制限回路１６は、ちょうど図１に示すトランジスタＴ７の接続位置に接続されたＰＮＰ形トランジスタＴ９と、トランジスタＴ９のベースと電源線８との間に接続された抵抗Ｒ４とから構成されている。
【００４０】
電流制限回路１６による制限電流ＩＬＭＴは、トランジスタＴ９の直流電流増幅率をｈＦＥ（Ｔ９）とすれば、次の（４）式に示すようになる。この場合の制限電流ＩＬＭＴも（３）式と同様の関係式を満たすように設定されている。
ＩＬＭＴ＝ｈＦＥ（Ｔ９）・（Ｖｉｎ−Ｖｆ）／Ｒ４ …（４）
【００４１】
図５、図６は、昇圧開始時における出力電圧Ｖｏと入力電流Ｉｉｎのシミュレーション波形を示している。図５は、トランジスタＴ９を単一のトランジスタセルで構成した場合であり、図６は、トランジスタＴ９を並列接続された２つのトランジスタセルで構成した場合である。（ａ）、（ｂ）、（ｃ）の各波形およびシミュレーション条件は、第１の実施形態で示した図２、図３の場合と同様である。これら図５、図６から明らかとなるように、それぞれ入力電流Ｉｉｎが１０ｍＡ以下、１５ｍＡ以下に制限されているので、従来のチャージポンプ回路１（図９参照）に比べノイズの発生量を大きく低減することができる。なお、制限電流ＩＬＭＴの値は、トランジスタＴ９を２つのトランジスタセルで構成した場合の方が大きくなるため、出力電圧Ｖｏの立ち上がり時間が若干短くなっている。
【００４２】
以上説明したように、本実施形態のチャージポンプ回路１５は、昇圧用のコンデンサＣ１への充電電流経路である電源線７にダイオードＤ１と直列に電流制限回路１６を設けたので、第１の実施形態と同様に入力端子２からコンデンサＣ１に流れ込む充電電流の大きさを制限電流ＩＬＭＴに規制することができ、第１の実施形態と同様の効果を得ることができる。また、電流制限回路１６は、トランジスタＴ９と抵抗Ｒ４とから構成できるので、回路構成を簡単化できるという利点もある。
【００４３】
（第３の実施形態）
次に、本発明の第３の実施形態について、チャージポンプ回路の電気的構成を示す図７を参照しながら説明する。図７において図１と同一構成部分には同一符号を付して示している。
【００４４】
図７に示すチャージポンプ回路１７は、ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４に対しそれぞれ定電流回路１２、１８、１９、２０（電流規制回路に相当）が直列に接続されている点に特徴を有している。定電流回路１８、１９、２０は定電流回路１２と同様の構成を備えているが、それぞれの定電流値Ｉ２、Ｉ３、Ｉ４は互いに同じでも異なっていても良い。これら定電流値Ｉ１、Ｉ２、Ｉ３、Ｉ４は、各段において十分な昇圧能力を持つ範囲内においてなるべく小さい値に設定することが好ましい。
【００４５】
このように各段ごとに定電流回路を設けた構成とすると、第１の実施形態で説明した動作のうち▲１▼の場合には定電流回路１２によりコンデンサＣ１の充電電流が規制され、▲２▼の場合には定電流回路１８によりコンデンサＣ１、Ｃ２の充放電電流が規制され、▲３▼の場合には定電流回路１９によりコンデンサＣ２、Ｃ３の充放電電流が規制され、▲４▼の場合には定電流回路２０によりコンデンサＣ３、Ｃ４の充放電電流が規制される。
【００４６】
本実施形態のチャージポンプ回路１７によれば、コンデンサＣ１〜Ｃ４に流れる各電流を個別的に規制できるため、制御用ＩＣに対し外付けとされているコンデンサＣ１〜Ｃ４のリード部などから放射される電磁波ノイズも抑制することができる。
【００４７】
（第４の実施形態）
次に、本発明の第４の実施形態について、チャージポンプ回路の電気的構成を示す図８を参照しながら説明する。図８において図１と同一構成部分には同一符号を付して示している。
【００４８】
図８に示すチャージポンプ回路２１は、図１に示すチャージポンプ回路１１に対し定電流回路１２の接続位置が異なっている。すなわち、定電流回路１２は、電源線７において、入力端子２から駆動回路４およびダイオードＤ１への電流経路となる部分に設けられている。この場合の定電流値Ｉ１は、ダイオードＤ１を介してコンデンサＣ１に流れる充電電流のみならず、駆動回路４を介してコンデンサＣ１〜Ｃ４に流れる充電電流も考慮して、チャージポンプ回路２１が十分な昇圧能力を持つように設定されている。この構成によれば、第１の実施形態で説明した動作のうち▲１▼〜▲４▼の全ての場合について、入力端子２からコンデンサＣ１〜Ｃ４への充電電流を定電流回路１２によって規制でき、より確実にノイズを低減できるようになる。
【００４９】
（その他の実施形態）
なお、本発明は上記し且つ図面に示す各実施形態に限定されるものではなく、例えば以下のように変形または拡張が可能である。
第２の実施形態で説明した電流制限回路１６をダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４のそれぞれに対し直列に接続しても良い。この場合、それぞれの制限電流ＩＬＭＴは互いに同じでも異なっていても良い。また、電流制限回路１６を、入力端子２から駆動回路４およびダイオードＤ１への電流経路となる部分に設けても良い。
【００５０】
定電流回路１２または電流制限回路１６を、ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４の少なくとも一つに対し直列に設ける構成としても良い。例えば、第３の実施形態（図７参照）において、定電流回路１８のみ、定電流回路１９のみ、定電流回路２０のみ、定電流回路１２と１８のみ、定電流回路１２と１９のみ、定電流回路１２と２０のみ、定電流回路１８と１９のみ、定電流回路１８と２０のみ、定電流回路１９と２０のみ、または定電流回路１２と１８と１９のみ、定電流回路１８と１９と２０のみを設けた構成としても良い。
【００５１】
チャージポンプ回路１１、１５、１７、２１は、車載電子制御装置に限られず、昇圧電圧を必要とする他の装置にも適用可能である。
各コンデンサの他端子に与える第１の電圧と第２の電圧は、入力電圧Ｖｉｎ（バッテリ電圧ＶＢ）とグランド電圧に限られない。
スイッチング素子は、ＦＥＴ、バイポーラトランジスタ、ＩＧＢＴの何れであっても良い。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態を示すチャージポンプ回路の電気的構成図
【図２】昇圧開始時における出力電圧Ｖｏと入力電流Ｉｉｎのシミュレーション波形を示す図
【図３】図２と比較するために計算した従来構成についてのシミュレーション波形を示す図
【図４】本発明の第２の実施形態を示す図１相当図
【図５】図２相当図
【図６】図３相当図
【図７】本発明の第３の実施形態を示す図１相当図
【図８】本発明の第４の実施形態を示す図１相当図
【図９】従来構成を示す図１相当図
【符号の説明】
２は入力端子（電圧入力端子）、４は駆動回路、５は出力端子（電圧出力端子）、１１、１５、１７、２１はチャージポンプ回路（昇圧回路）、１２、１８、１９、２０は定電流回路（電流規制回路）、１３は定電流回路、１６は電流制限回路（電流規制回路）、Ｔ７はトランジスタ（第１のトランジスタ）、Ｔ８はトランジスタ（第２のトランジスタ）、Ｄ１〜Ｄ４はダイオード、Ｃ１〜Ｃ４はコンデンサである。[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a charge pump type booster circuit.
[0002]
[Prior art]
As described in Non-Patent Document 1, a charge pump circuit switches the connection state of capacitors provided in a plurality of stages via diodes at a frequency of, for example, about 100 kHz to charge the capacitors. And the transfer of the charge to the next-stage capacitor is sequentially performed to boost the voltage. The steep charge / discharge current flowing through the capacitor during this step-up operation is emitted to the outside as noise through the voltage input terminal of the charge pump circuit.
[0003]
[Non-patent document 1]
J. F. Dickson, J. F. Dickson, "On-Chip High-Voltage Generation in NMOS Integrated Circuits Using an Improved Voltage Technology," On-Chip High-Voltage Generation in NMOS Integrated Circuits Journal of Solid State Circuit (IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS), June 1976, SC-11, No. 3, p. 374-378
[0004]
[Problems to be solved by the invention]
FIG. 9 shows an electrical configuration of a charge pump circuit that embodies the booster circuit disclosed in Non-Patent Document 1. The charge pump circuit 1 is used, for example, in a vehicle-mounted electronic control device. After the battery voltage VB is applied between the input terminals 2 and 3 as the input voltage Vin, the transistors T1 and T4 of the drive circuit 4 are turned off and T2 and T3 are turned on. When the impedance of the diode D1 is set to RD1 for the capacitor C1, A large charging current determined substantially by Vin / RD1 flows. Subsequently, when the transistors T1 and T4 of the drive circuit 4 are turned on and T2 and T3 are turned off, a large charge / discharge current flows from the capacitors C1 to C2. The noise due to the charging / discharging current becomes a radio noise in the AM band, and is a serious problem.
[0005]
Therefore, conventionally, noise emission has been suppressed by inserting a filter including a reactor and a capacitor into the input power supply line of the charge pump circuit. However, in order to effectively block noise, a large inductance and a large capacitance are required, so that the size of electronic components constituting the filter is increased, which causes a mounting problem.
[0006]
The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object of the present invention is to provide a booster circuit capable of reducing generated noise without adding a noise filter.
[0007]
[Means for Solving the Problems]
According to the first aspect of the present invention, the first voltage and the second voltage are alternately applied to the other terminals of the capacitors connected to the common connection point of the diodes, respectively. The charging of the charge and the transfer of the charge to the next-stage capacitor are sequentially performed, and the boosting is performed by the charge pump method. The charge / discharge current flowing through the capacitor when this voltage is alternately applied (during pumping) is regulated by the current regulating circuit, so that no current exceeding the regulated current flows and the amount of noise generated from the booster circuit is reduced. Can be. This means does not remove the generated noise but suppresses the generation of the noise itself, and does not require the addition of a filter as conventionally used.
[0008]
According to the means described in claim 2, since the current regulating circuit is provided in the current path from the voltage input terminal to the diode, the current regulating circuit regulates the charging current to the capacitor via the diode, thereby reducing the generation of noise. Can be reduced.
[0009]
According to the means described in claim 3, the current regulating circuit is provided in the current supply path from the voltage input terminal to the drive circuit, so that the charging current to the capacitor via the drive circuit is regulated, thereby reducing noise. Can be reduced.
[0010]
According to the means described in claim 4, since the current regulating circuit is provided in series with each of the diodes connected in series, the charging / discharging current flowing from the preceding capacitor to the next capacitor via the diode is reduced. As a result, the generation of noise can be reduced.
[0011]
According to the means described in claim 5, since the current regulating circuit has the configuration of the constant current power supply circuit, no current exceeding the constant current value (corresponding to the regulated current value) flows.
[0012]
According to the means described in claim 6, since the current regulating circuit has the configuration of the current limiting circuit, no current exceeding the limit value (corresponding to the regulated current value) flows.
[0013]
According to the means described in claim 7, the regulated current value Im is set to be equal to or more than (capacitance value C of capacitor) × (charge voltage V of capacitor) × (pumping frequency f). In addition, there is no shortage of the boosting capability at the pumping frequency f.
[0014]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
(1st Embodiment)
Hereinafter, a first embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS.
FIG. 1 is an electrical configuration diagram of a charge pump circuit, and the same components as those in FIG. 9 are denoted by the same reference numerals. The charge pump circuit 11 (corresponding to a booster circuit) is used for generating a gate voltage of an N-channel MOS transistor (not shown) functioning as a high-side switch in, for example, an electronic control device mounted on a vehicle. Things. In the present embodiment, the circuit portion of the charge pump circuit 11 excluding capacitors C1 to C4 described later is configured as a part of a control IC (not shown), but the capacitors C1 to C4 are built in the control IC. It is good also as composition which did.
[0015]
A battery voltage VB (for example, 12 V) is applied to an input terminal 2 (corresponding to a voltage input terminal) and an input terminal 3 of the charge pump circuit 11 from a positive terminal and a negative terminal of a battery (not shown) via an ignition switch or the like. It has become. The charge pump circuit 11 has a boosting capability of generating a boosted voltage of the input voltage Vin + 8V, and outputs the boosted voltage from the output terminal 5 (corresponding to a voltage output terminal) as an output voltage Vo.
[0016]
Diodes D1, D2, D3, and D4 are connected in series between the input terminal 2 and the output terminal 5 with the input terminal 2 side as an anode. If the common connection point between the diodes D1 and D2, the common connection point between the diodes D2 and D3, and the common connection point between the diodes D3 and D4 are nodes Na, Nb and Nc, respectively, these nodes Na, Nb and Nc Is connected to one terminal of each of capacitors C1, C2, and C3, and two different voltages Vin and 0V that are different from each other are alternately applied to the other terminals of these capacitors C1, C2, and C3 by the drive circuit 4. It has become. Note that a smoothing capacitor C4 is connected between the output terminals 5 and 6.
[0017]
The drive circuit 4 is configured as follows. That is, between the power supply line 7 connected to the input terminal 2 and the power supply line 8 (ground line) connected to the input terminal 3, a P-channel MOS transistor T1, an N-channel MOS transistor T2, and a P-channel MOS transistor T3 are connected. N-channel MOS transistors T4 are connected in series. A node Nd, which is a common connection point between the drain of the transistor T1 and the drain of the transistor T2, is connected to each of the other terminals of the capacitors C1 and C3, and is a common connection point between the drain of the transistor T3 and the drain of the transistor T4. A certain node Ne is connected to the other terminal of the capacitor C2.
[0018]
The gates of the transistors T1 and T2 are commonly connected, and a resistor R1 and an NPN transistor T5 are connected between the gates and the power supply lines 7 and 8, respectively. Similarly, the gates of the transistors T3 and T4 are commonly connected, and a resistor R2 and an NPN transistor T6 are connected between the gates and the power lines 7 and 8, respectively.
[0019]
The base of the transistor T5 is supplied with a square wave base signal b1 from an oscillation circuit (not shown), and the base of the transistor T6 is supplied with a base signal b2 obtained by inverting the base signal b1 by the inverter 9. It has become. The transistors T1 to T4 (switching elements) used in the drive circuit 4 are power MOSFETs having a high withstand voltage.
[0020]
The power supply line 7 from the input terminal 7 to the diode D1 is provided with a constant current circuit 12 (corresponding to a current regulating circuit) in series with the diode D1. That is, in the power supply line 7, the emitter-collector connection of the PNP transistor T7 (corresponding to the first transistor) is connected between the current supply node from the power supply line 7 to the drive circuit 4 and the anode of the diode D1. A constant current circuit 13 is connected between the power supply line 8 and the collector of a PNP transistor T8 (corresponding to a second transistor) that forms a current mirror circuit with the transistor T7.
[0021]
Since the charge pump circuit 11 performs open loop control on the output voltage Vo, the output voltage Vo may be excessive depending on the input voltage Vin. Therefore, between the power supply line 7 and the output terminal 5, a clamp circuit 14 composed of a series circuit of an 8V Zener diode D5, a diode D6 and a resistor R3 is connected.
[0022]
Next, the operation of the present embodiment will be described with reference to FIGS.
First, the operation of the charge pump circuit 11 will be described. When a battery voltage VB is applied between the input terminals 2 and 3 by turning on an ignition switch (not shown) of the vehicle, the constant current circuits 13 and 12 function. At this time, the charging current flowing from the input terminal 2 to the diode D1 via the constant current circuit 12 is constant (5 mA), and no inrush current occurs.
[0023]
In the drive circuit 4, the transistors T1, T2, T5 driven based on the base signal b1 and the transistors T3, T4, T6 driven based on the base signal b2 operate complementarily. When the transistor T5 turns on, the transistor T1 turns on and the transistor T2 turns off. When the transistor T5 turns off, the transistor T1 turns off and the transistor T2 turns on. The same applies to the operation of the transistors T3, T4, T6. That is, the transistors T1 and T2 and the transistors T3 and T4 operate complementarily.
[0024]
The operation after the application of the base signal b1 is as follows. The input voltage Vin (battery voltage VB) corresponds to the first voltage according to the present invention, and the ground voltage corresponds to the second voltage according to the present invention. In addition, the following operations (1) and (3) and the following operations (2) and (4) simultaneously proceed.
[0025]
(1) Transistors T2 and T3: ON, Transistors T1 and T4: OFF Charging current from input terminal 2 via power supply line 7, constant current circuit 12, diode D1, capacitor C1, transistor T2, power supply line 8, and input terminal 3. Flows, and the capacitor C1 is charged.
[0026]
{Circle around (2)} Transistors T2, T3: OFF, Transistors T1, T4: ON Charge from input terminal 2 through power supply line 7, transistor T1, capacitor C1, diode D2, capacitor C2, transistor T4, power supply line 8, input terminal 3. A current flows, and the charge of the capacitor C1 is transferred to the next-stage capacitor C2 through the diode D2. In this process, the pressure is increased.
[0027]
{Circle around (3)} Transistors T2, T3: ON, Transistors T1, T4: OFF Charge from input terminal 2 via power supply line 7, transistor T3, capacitor C2, diode D3, capacitor C3, transistor T2, power supply line 8, input terminal 3. A current flows, and the charge of the capacitor C2 is transferred to the next-stage capacitor C3 through the diode D3. In this process, the pressure is increased.
[0028]
(4) Transistors T2, T3: OFF, Transistors T1, T4: ON A charging current flows from input terminal 2 via power supply line 7, transistor T1, capacitor C3, diode D4, capacitor C4, power supply line 8, and input terminal 3. , The charge of the capacitor C3 is transferred to the next-stage capacitor C4 through the diode D4. In this process, the pressure is increased.
[0029]
The output voltage Vo of the charge pump circuit 1 is as follows, assuming that the output current is Io, the frequency of the base signals b1 and b2 (pumping frequency) is f, the capacitance of the capacitors C1 to C4 is C, and the forward voltage of the diode is Vf. Equation (1) is obtained.
Vo = 2 · (Vin−Vf) −2 · Vf − ((2 · Io) / (C · f)) + Vin (1)
[0030]
Here, the first and fourth terms are due to the boosting operations of (2), (3) and (4) described above, and the second term is the loss of the forward voltage of the diodes D1 and D4. Represents a voltage drop due to the output current Io. When the equation (1) is further generalized, the following equation (2) is obtained, where N is the number of boosting stages and V is the swing voltage per stage.
Vo = N · (Vφ−Vf) −2 · Vf − ((N · Io) / (C · f)) + Vin (2)
[0031]
In this case, the constant current value I1 of the constant current circuit 12 (corresponding to the regulation current value Im) satisfies the following equation (3) if the charging voltage of the capacitor C1 in the steady state is V1 (= VB-Vf). It is set as follows.
I1 ≧ C · V1 · f (3)
By determining the constant current value I1 in this manner, the charge pump circuit 11 can have a sufficient boosting capability even at the start of boosting.
[0032]
2 and 3 show simulation waveforms of the output voltage Vo and the input current Iin at the start of boosting. FIG. 2 relates to the charge pump circuit 11 of the present embodiment, and FIG. 3 relates to the charge pump circuit 1 of a conventional configuration (see FIG. 9). 2 and 3, (a) is an output voltage Vo, (b) is an input current Iin, and (c) is an enlarged view of the time axis of the waveform shown in (b). The simulation conditions are as follows.
[0033]
Pumping frequency f = 120kHz
Capacitance C of capacitors C1 to C4 = 0.1 μF
Input voltage Vin (battery voltage VB) = 6V
Output current Io = 0A
[0034]
Comparing FIG. 2 with FIG. 3, in the case of the charge pump circuit 1 having the conventional configuration, a steep input current Iin of 105 mA at the maximum flows, and a large noise is caused by flowing through the voltage supply line from the battery. Is generated. Generally, in the charge pump circuit, since both terminals of the boosting capacitors C1 to C3 greatly change in potential, large noise is easily generated unlike other circuits in which one terminal of the capacitor is fixed to the ground potential. Is a serious problem. If the pumping frequency f is set to about 120 kHz, the main harmonic component overlaps the AM band (530 kHz to 1620 kHz) of the radio, and radio noise increases.
[0035]
On the other hand, in the case of the charge pump circuit 11 of the present embodiment, the input current Iin is always limited to 5 mA, so that the amount of noise generated can be greatly reduced. When comparing FIG. 2A with FIG. 3A, the charge pump circuit 11 using the constant current circuit 12 has a tendency that the rise of the output voltage Vo is slightly delayed. It is not considered that the problem described above will occur.
[0036]
As described above, in the charge pump circuit 11 of the present embodiment, the constant current circuit 12 is provided in series with the diode D1 on the power supply line 7, which is a charging current path to the boosting capacitor C1, so that the drive circuit 4 The magnitude of the charging current flowing into the capacitor C1 from the input terminal 2 with the switching of the transistors T1, T2, T4, and T5 can be regulated to a constant current value I1. Also, when the power is turned on, an inrush current flowing to the capacitors C1 to C4 through the diodes D1 to D4 can be regulated. As a result, the current flowing from the battery to the power supply line connected to the input terminal 2 is also regulated, and the amount of noise emitted from the charge pump circuit 11 to the outside can be reduced. In the present embodiment used in the on-vehicle electronic control device, a great improvement effect on radio noise can be expected.
[0037]
The charge pump circuit 11 does not remove the generated noise, but suppresses the generation of the noise itself. For this reason, it is not necessary to add a filter composed of a reactor or a capacitor as conventionally used, and the size and cost can be reduced. Further, by eliminating the filter components, the power loss in the charge pump circuit 11 can be reduced, and the effect of increasing the efficiency as compared with the related art can be obtained.
[0038]
Further, since the constant current value I1 of the constant current circuit 12 is set so as to satisfy the above-mentioned expression (3), even when the boosting is started or when the load increases, the charge pump circuit 11 can have a sufficient capacity. Can have boost capability.
[0039]
(Second embodiment)
Next, a second embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS.
FIG. 4 is an electrical configuration diagram of the charge pump circuit, and the same components as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals. The charge pump circuit 15 shown in FIG. 4 differs from the charge pump circuit 11 shown in FIG. 1 in the configuration of the current regulating circuit. That is, the power supply line 7 from the input terminal 7 to the diode D1 is provided with a current limiting circuit 16 (corresponding to a current limiting circuit) in series with the diode D1. This current limiting circuit 16 includes a PNP transistor T9 connected to the connection position of the transistor T7 shown in FIG. 1, and a resistor R4 connected between the base of the transistor T9 and the power supply line 8. .
[0040]
The limiting current ILMT by the current limiting circuit 16 is expressed by the following equation (4), where the DC current gain of the transistor T9 is hFE (T9). The limiting current ILMT in this case is also set so as to satisfy the same relational expression as Expression (3).
ILMT = hFE (T9) · (Vin−Vf) / R4 (4)
[0041]
5 and 6 show simulation waveforms of the output voltage Vo and the input current Iin at the start of boosting. FIG. 5 shows a case where the transistor T9 is constituted by a single transistor cell, and FIG. 6 shows a case where the transistor T9 is constituted by two transistor cells connected in parallel. The waveforms (a), (b), and (c) and the simulation conditions are the same as those in FIGS. 2 and 3 shown in the first embodiment. As apparent from FIGS. 5 and 6, since the input current Iin is limited to 10 mA or less and 15 mA or less, the amount of noise generation is significantly reduced as compared with the conventional charge pump circuit 1 (see FIG. 9). can do. Since the value of the limiting current ILMT is larger when the transistor T9 is configured by two transistor cells, the rise time of the output voltage Vo is slightly shorter.
[0042]
As described above, in the charge pump circuit 15 of the present embodiment, the current limiting circuit 16 is provided in series with the diode D1 on the power supply line 7, which is a charging current path to the boosting capacitor C1, so that the first embodiment As in the embodiment, the magnitude of the charging current flowing into the capacitor C1 from the input terminal 2 can be regulated to the limiting current ILMT, and the same effect as in the first embodiment can be obtained. Further, since the current limiting circuit 16 can be composed of the transistor T9 and the resistor R4, there is an advantage that the circuit configuration can be simplified.
[0043]
(Third embodiment)
Next, a third embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. 7 showing an electric configuration of a charge pump circuit. 7, the same components as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals.
[0044]
The charge pump circuit 17 shown in FIG. 7 is characterized in that constant current circuits 12, 18, 19, and 20 (corresponding to a current regulating circuit) are connected in series to diodes D1, D2, D3, and D4, respectively. are doing. The constant current circuits 18, 19, and 20 have the same configuration as the constant current circuit 12, but their constant current values I2, I3, and I4 may be the same or different. It is preferable that the constant current values I1, I2, I3, and I4 are set as small as possible within a range having a sufficient boosting capability in each stage.
[0045]
If the constant current circuit is provided for each stage as described above, the charging current of the capacitor C1 is regulated by the constant current circuit 12 in the case of (1) among the operations described in the first embodiment, and In the case of 2), the charging and discharging currents of the capacitors C1 and C2 are regulated by the constant current circuit 18, and in the case of 3), the charging and discharging currents of the capacitors C2 and C3 are regulated by the constant current circuit 19. In this case, the constant current circuit 20 regulates the charging and discharging currents of the capacitors C3 and C4.
[0046]
According to the charge pump circuit 17 of the present embodiment, since each current flowing through the capacitors C1 to C4 can be individually regulated, the current is radiated from the leads of the capacitors C1 to C4 external to the control IC. Electromagnetic noise can be suppressed.
[0047]
(Fourth embodiment)
Next, a fourth embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. 8 showing an electric configuration of a charge pump circuit. 8, the same components as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals.
[0048]
The charge pump circuit 21 shown in FIG. 8 differs from the charge pump circuit 11 shown in FIG. 1 in the connection position of the constant current circuit 12. That is, the constant current circuit 12 is provided in a portion of the power supply line 7 that serves as a current path from the input terminal 2 to the drive circuit 4 and the diode D1. In this case, the constant current value I1 is sufficient for the charge pump circuit 21 in consideration of not only the charging current flowing to the capacitor C1 via the diode D1 but also the charging current flowing to the capacitors C1 to C4 via the driving circuit 4. It is set to have a boost capability. According to this configuration, the charging current from the input terminal 2 to the capacitors C1 to C4 can be regulated by the constant current circuit 12 in all of the operations (1) to (4) among the operations described in the first embodiment. Thus, noise can be more reliably reduced.
[0049]
(Other embodiments)
The present invention is not limited to the embodiments described above and shown in the drawings. For example, the present invention can be modified or expanded as follows.
The current limiting circuit 16 described in the second embodiment may be connected in series to each of the diodes D1, D2, D3, and D4. In this case, the respective limiting currents ILMT may be the same or different. Further, the current limiting circuit 16 may be provided in a portion serving as a current path from the input terminal 2 to the drive circuit 4 and the diode D1.
[0050]
The constant current circuit 12 or the current limiting circuit 16 may be provided in series with at least one of the diodes D1, D2, D3, and D4. For example, in the third embodiment (see FIG. 7), only the constant current circuit 18, only the constant current circuit 19, only the constant current circuit 20, only the constant current circuits 12 and 18, only the constant current circuits 12 and 19, and the constant current Only the circuits 12 and 20, only the constant current circuits 18 and 19, only the constant current circuits 18 and 20, only the constant current circuits 19 and 20, or only the constant current circuits 12, 18 and 19, and only the constant current circuits 18, 19 and 20 May be provided.
[0051]
The charge pump circuits 11, 15, 17, and 21 are not limited to the in-vehicle electronic control device, and can be applied to other devices that require a boosted voltage.
The first voltage and the second voltage applied to the other terminals of each capacitor are not limited to the input voltage Vin (battery voltage VB) and the ground voltage.
The switching element may be any of an FET, a bipolar transistor, and an IGBT.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is an electrical configuration diagram of a charge pump circuit according to a first embodiment of the present invention; FIG. 2 is a diagram showing simulation waveforms of an output voltage Vo and an input current Iin at the start of boosting; FIG. FIG. 4 is a diagram showing simulation waveforms of a conventional configuration calculated for comparison; FIG. 4 is a diagram corresponding to FIG. 1 showing a second embodiment of the present invention; FIG. 5 is a diagram corresponding to FIG. 2; FIG. 7 is a diagram corresponding to FIG. 1 showing a third embodiment of the present invention. FIG. 8 is a diagram corresponding to FIG. 1 showing a fourth embodiment of the present invention. FIG. 9 is a diagram corresponding to FIG. Description】
2 is an input terminal (voltage input terminal), 4 is a drive circuit, 5 is an output terminal (voltage output terminal), 11, 15, 17, and 21 are charge pump circuits (boost circuits), and 12, 18, 19, and 20 are constant. Current circuit (current regulating circuit), 13 is a constant current circuit, 16 is a current limiting circuit (current regulating circuit), T7 is a transistor (first transistor), T8 is a transistor (second transistor), and D1 to D4 are diodes. , C1 to C4 are capacitors.

Claims

電圧入力端子と電圧出力端子との間に同一の極性で直列に接続された複数のダイオードと、
前記ダイオード同士が接続された各接続点に対し各一端子が接続された複数のコンデンサと、
これらコンデンサの他端子にそれぞれ第１の電圧と第２の電圧とを交互に印加する駆動回路と、
前記コンデンサの充放電電流が流れる経路に介在する電流規制回路とを備えていることを特徴とする昇圧回路。A plurality of diodes connected in series with the same polarity between the voltage input terminal and the voltage output terminal,
A plurality of capacitors each one terminal of which is connected to each connection point where the diodes are connected,
A drive circuit for alternately applying a first voltage and a second voltage to the other terminals of these capacitors, respectively;
And a current regulating circuit interposed in a path through which the charge / discharge current of the capacitor flows.

前記電流規制回路は、前記電圧入力端子から前記ダイオードへの電流経路に設けられていることを特徴とする請求項１記載の昇圧回路。The booster circuit according to claim 1, wherein the current regulating circuit is provided in a current path from the voltage input terminal to the diode.

前記駆動回路は、前記電圧入力端子を通して電流の供給を受けるように構成されており、
前記電流規制回路は、前記電圧入力端子から前記駆動回路への電流供給経路に設けられていることを特徴とする請求項１または２記載の昇圧回路。The drive circuit is configured to receive supply of current through the voltage input terminal,
3. The booster circuit according to claim 1, wherein the current regulating circuit is provided in a current supply path from the voltage input terminal to the drive circuit.

前記電流規制回路は、前記直列接続されたダイオードのそれぞれに対し直列に設けられていることを特徴とする請求項１記載の昇圧回路。The booster circuit according to claim 1, wherein the current regulating circuit is provided in series with each of the diodes connected in series.

前記電流規制回路は、
前記コンデンサの充放電電流が流れる経路に介在する第１のトランジスタと、
この第１のトランジスタとともにカレントミラー回路を構成する第２のトランジスタと、
この第２のトランジスタに定電流を供給する定電流回路とから構成されていることを特徴とする請求項１ないし４の何れかに記載の昇圧回路。The current regulating circuit,
A first transistor interposed in a path through which a charge / discharge current of the capacitor flows;
A second transistor forming a current mirror circuit together with the first transistor;
5. The booster circuit according to claim 1, further comprising a constant current circuit for supplying a constant current to the second transistor.

前記電流規制回路は、
前記コンデンサの充放電電流が流れる経路に介在するトランジスタと、
このトランジスタのベースと基準電位線との間に介在する抵抗とから構成されていることを特徴とする請求項１ないし４の何れかに記載の昇圧回路。The current regulating circuit,
A transistor interposed in a path through which the charge / discharge current of the capacitor flows;
5. The booster circuit according to claim 1, comprising a resistor interposed between a base of the transistor and a reference potential line.

前記電流規制回路による規制電流値Ｉｍは、前記コンデンサの充電電圧をＶ、前記駆動回路が第１の電圧と第２の電圧とを切り替えるポンピング周波数をｆ、前記コンデンサの容量をＣとすれば、
Ｉｍ≧Ｃ・Ｖ・ｆ
なる条件式を満たすように決められていることを特徴とする請求項１ないし６の何れかに記載の昇圧回路。The regulated current value Im by the current regulating circuit is as follows: V is the charging voltage of the capacitor, f is the pumping frequency at which the drive circuit switches between the first voltage and the second voltage, and C is the capacitance of the capacitor.
Im ≧ C ・ V ・ f
7. The booster circuit according to claim 1, wherein the booster circuit is determined so as to satisfy the following conditional expression.