JP2004222349A

JP2004222349A - 昇圧回路

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Publication number: JP2004222349A
Application number: JP2003003317A
Authority: JP
Inventors: Hirobumi Abe; 安部　　博文; Hirokazu Itakura; 板倉　　弘和; Hiroyuki Ban; 伴　　博行
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2003-01-09
Filing date: 2003-01-09
Publication date: 2004-08-05
Anticipated expiration: 2023-01-09
Also published as: JP4122978B2

Abstract

【課題】入力電圧の変動にかかわらず所定の昇圧電圧を得ることができ、ノイズフィルタを付加することなく発生ノイズを低減する。
【解決手段】電圧検出回路１２は、入力電圧（バッテリ電圧ＶＢ）を検出し、発振回路１０は、入力電圧が１０Ｖよりも低い場合には比較的高い周波数のゲート信号ｇ１を出力して駆動回路７の駆動能力を高め、入力電圧が１０Ｖ以上である場合にはゲート信号ｇ１の周波数を下げて駆動回路７の駆動能力が過大となるのを防止する。
【選択図】図１

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、チャージポンプ方式の昇圧回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】
チャージポンプ回路は、ダイオードを介して複数段に設けられたコンデンサの接続状態を、例えば１００ｋＨｚ程度の周波数でスイッチングすることにより、コンデンサへの電荷の充電と次段のコンデンサへの電荷の移送とを順次行って昇圧するようになっている。この昇圧動作時にコンデンサに流れる急峻な充放電電流は、チャージポンプ回路の電圧入力端子を通してノイズとなって外部に放出される。
【０００３】
このノイズを低減する一手段が特許文献１に開示されている。この昇圧回路は、充放電回路と補助充放電回路とを備え、昇圧回路の起動時には、充放電回路と補助充放電回路とを並列動作させ、駆動回路（ゲート回路）のドライブ能力を大きくして、コンデンサの充電時間を短縮し、他方、大きなドライブ能力を要求されない定常状態では、充放電回路を単独動作させることにより、起動時に比してドライブ能力を低下させて消費電力のロスやノイズを低減している。つまり、本手段は、起動能力を確保しつつノイズの低減を図ったものである。
【０００４】
【特許文献１】
特開２００１−６９７４７号公報
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、チャージポンプ回路が車載電子制御装置に用いられているような場合、チャージポンプ回路の入力電圧はバッテリ電圧に応じて大きく変動するという事情がある。この場合、チャージポンプ回路に所定の負荷が接続された状態で、バッテリ電圧が動作保証上の最小入力電圧（例えば４．５Ｖ）となった時であっても、チャージポンプ回路は所定の電圧値（例えば１２Ｖ）以上の昇圧電圧を出力しなければならない。
【０００６】
従来のチャージポンプ回路は、このような最も昇圧し辛い条件を想定して設計されているため、バッテリ電圧が標準的な範囲内（例えば１２Ｖ程度）にあると昇圧能力が過大となり、発生するノイズが増大する問題がある。特に、チャージポンプ回路が車載電子制御装置に用いられている場合、上記ノイズはＡＭ帯のラジオノイズとなるためより深刻な問題となる。
【０００７】
そこで、従来は、チャージポンプ回路の入力電源ラインにリアクトルやコンデンサからなるフィルタを挿入することにより、ノイズの放出を抑制していた。しかし、ノイズを有効に遮断するためには大きなインダクタンスや静電容量が必要となるため、フィルタを構成する電子部品のサイズが大きくなり、実装上の問題が生じていた。
【０００８】
本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、その目的は、入力電圧の変動にかかわらず所定の昇圧電圧を得ることができるとともに、ノイズフィルタを付加することなく発生ノイズを低減できる昇圧回路を提供することにある。
【０００９】
【課題を解決するための手段】
請求項１に記載した手段によれば、ダイオード同士の共通接続点に接続された各コンデンサの他端子に、第１の電圧と第２の電圧とが交互に印加されることにより、各コンデンサへの電荷の充電と次段のコンデンサへの電荷の移送とが順次行われ、チャージポンプ方式による昇圧が行われる。この場合、駆動回路は、電圧出力端子に所定の負荷が接続された状態で電圧入力端子の電圧が所定の最小入力電圧である場合であっても、所定電圧以上に昇圧可能な最大駆動能力を備えている。このため、入力電圧が変動する場合であっても、最小入力電圧までの低下であれば、所定の昇圧電圧を得ることができる。
【００１０】
そして、駆動能力調整手段は、電圧検出回路により検出された入力電圧が高いほど駆動回路の駆動能力を低下させるので、入力電圧が最小入力電圧よりも高い電圧となっても駆動回路の駆動能力が過大になることを防止でき、当該昇圧回路からのノイズ発生量を低減することができる。本手段は、発生したノイズを除去するのではなく、ノイズの発生自体を抑えるものであり、従来用いていたようなフィルタを付加する必要がない。
【００１１】
請求項２に記載した手段によれば、駆動能力調整手段は、検出電圧が高いほど、各コンデンサの他端子の接続状態を切り替える際のスイッチング周波数を下げる。スイッチング周波数が下がると、駆動回路の駆動能力が抑制されてノイズ量が低減することに加え、ノイズの高調波成分が全体的に低周波数側にシフトするため、ノイズの主要な周波数成分を例えばラジオのＡＭ帯からずらすことができ、車載電子制御装置などにおいてラジオノイズについて大きな低減効果が得られる。
【００１２】
請求項３に記載した手段によれば、駆動能力調整手段は、検出電圧が高くなるのに応じてスイッチング周波数を段階的に低下させるため、ディジタル回路として構成し易くなるなどの利点がある。
【００１３】
請求項４に記載した手段によれば、駆動能力調整手段は、検出した入力電圧が所定のしきい値以上であるかどうかに応じてスイッチング周波数を２段階に調整する。本手段によれば、駆動能力調整手段の回路構成が比較的簡単となり、従来の昇圧回路に対して追加的な適用が容易となる。
【００１４】
請求項５に記載した手段によれば、駆動能力調整手段は、検出電圧に応じてスイッチング周波数を連続的に調整するので、入力電圧にかかわらず常に駆動回路の駆動能力を必要最小限に調整することが可能となる。
【００１５】
請求項６に記載した手段によれば、一対のＦＥＴを介して各コンデンサの他端子に与えられる第１、第２の電圧はそれぞれ入力電圧、グランド電圧となる。この場合、ＦＥＴは同一導電型（例えばＮチャネル型）を用いているため、電圧入力端子側のＦＥＴがオンするには入力電圧よりもＦＥＴのしきい値電圧以上高いゲート電圧が必要となる。本手段では、このゲート電圧として当該昇圧回路自身が生成した昇圧電圧を用いているので、別に昇圧回路を設ける必要がなく、回路構成を簡単化できる。
【００１６】
請求項７に記載した手段によれば、電圧入力端子から各コンデンサに至る充電経路に介在するダイオードの数を実質的に減らすことができ、昇圧開始前に入力電圧により各コンデンサに充電される初期電圧を高めることができる。その結果、昇圧開始時において、電圧入力端子側のＦＥＴに対してより高いゲート電圧を与えることができるため、その分低い入力電圧からＦＥＴのオンオフ動作ひいては昇圧回路の昇圧動作を行うことができるようになる。
【００１７】
【発明の実施の形態】
（第１の実施形態）
以下、本発明の第１の実施形態について図１および図２を参照しながら説明する。
図１は、チャージポンプ回路の電気的構成を示している。このチャージポンプ回路１（昇圧回路に相当）は、例えば車両に搭載された電子制御装置において、ハイサイドスイッチとして機能するＮチャネル型ＭＯＳトランジスタＭ１のゲート電圧を生成するために用いられるものである。チャージポンプ回路１のうち後述するコンデンサＣ１〜Ｃ４を除く回路部分は、図示しない制御用ＩＣの一部として構成されている。
【００１８】
チャージポンプ回路１の入力端子２（電圧入力端子に相当）、入力端子３には、図示しないバッテリの正極端子、負極端子からイグニッションスイッチなどを介してバッテリ電圧ＶＢが印加されるようになっている。この入力電圧であるバッテリ電圧ＶＢの公称電圧は１２Ｖであるが、バッテリの使用期間、使用状態、車両の状態などにより大きく変化する。
【００１９】
チャージポンプ回路１の出力端子４（電圧出力端子に相当）には、上記トランジスタＭ１のゲートが接続されている。トランジスタＭ１のドレインにはバッテリ電圧ＶＢが印加されるようになっており、ソースと出力端子５との間にはソレノイド６が接続されるようになっている。なお、図１では、チャージポンプ回路１の負荷として１つのトランジスタＭ１のみを示しているが、実際には複数のＮチャネル型ＭＯＳトランジスタのゲートが接続されている。
【００２０】
このチャージポンプ回路１は、出力端子４に負荷としてのトランジスタＭ１等が接続された状態で、入力電圧（バッテリ電圧ＶＢ）が最小入力電圧である４．５Ｖにまで低下しても、所定電圧例えば（ＶＢ＋８Ｖ）に近い出力電圧（昇圧電圧Ｖｏ）を出力できるような最大能力を有している。
【００２１】
さて、入力端子２と出力端子４との間には、入力端子２側をアノードとしてダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４が直列に接続されている。そして、ダイオードＤ１とＤ２との共通接続点、ダイオードＤ２とＤ３との共通接続点、ダイオードＤ３とＤ４との共通接続点をそれぞれノードＮａ、Ｎｂ、Ｎｃとすれば、入力端子２とノードＮｂとの間、入力端子２とノードＮｃとの間に、それぞれ入力端子２側をアノードとしてダイオードＤ５、Ｄ６が接続されている。ノードＮａ、Ｎｂ、Ｎｃには、それぞれコンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３の各一端子が接続されており、これらコンデンサＣ１、Ｃ２、Ｃ３の各他端子には、駆動回路７により所定電圧が与えられるようになっている。なお、出力端子４、５間には平滑用のコンデンサＣ４が接続されている。
【００２２】
駆動回路７は以下のように構成されている。すなわち、入力端子２に繋がる電源線８と入力端子３に繋がる電源線９（グランド線）との間には、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタＭ２とＭ３およびＭ４とＭ５がそれぞれ直列に接続されている。トランジスタＭ２のソースとトランジスタＭ３のドレインとの共通接続点であるノードＮｄは、上記コンデンサＣ１、Ｃ３の各他端子に接続されており、トランジスタＭ４のソースとトランジスタＭ５のドレインとの共通接続点であるノードＮｅは、上記コンデンサＣ２の他端子に接続されている。
【００２３】
トランジスタＭ２のゲートと電源線９との間には、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタＭ６が接続されており、さらにトランジスタＭ２のゲートは抵抗Ｒ１を介して上記ノードＮｂに接続されている。同様に、トランジスタＭ４のゲートと電源線９との間には、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタＭ７が接続されており、さらにトランジスタＭ４のゲートは抵抗Ｒ２を介して上記ノードＮｃに接続されている。ここで、トランジスタＭ２、Ｍ３、Ｍ６および抵抗Ｒ１により駆動回路７ａが構成され、トランジスタＭ４、Ｍ５、Ｍ７および抵抗Ｒ２により駆動回路７ｂが構成される。
【００２４】
トランジスタＭ３とＭ６のゲートは共通に接続されており、後述する発振回路１０からゲート信号ｇ１が与えられるようになっている。同様に、トランジスタＭ５とＭ７のゲートも共通に接続されており、ゲート信号ｇ１をインバータ１１により反転したゲート信号ｇ２が与えられるようになっている。駆動回路７で用いられるトランジスタＭ２〜Ｍ７（スイッチング素子に相当）は、高耐圧を有するパワーＭＯＳＦＥＴである。
【００２５】
電圧検出回路１２は、入力端子２、３間の入力電圧（バッテリ電圧ＶＢ）を分圧した検出電圧Ｖｂを出力する回路である。発振回路１０（駆動能力調整手段に相当）は、検出電圧Ｖｂに基づいてゲート信号ｇ１の周波数を２段階に切り替えるもので、具体的には図２に示す電気的構成となっている。すなわち、コンパレータ１３は、基準電圧Ｖｒｅｆを抵抗Ｒ３、Ｒ４で分圧して得た切替基準電圧Ｖａ（しきい値に相当）と上記検出電圧Ｖｂとを比較するようになっており、分周回路１５は、ＣＲ発振回路１４から出力されるクロックをコンパレータ１３の出力電圧レベルに応じて分周したゲート信号ｇ１を出力するようになっている。
【００２６】
このチャージポンプ回路１は昇圧電圧Ｖｏについてオープンループ制御であるため、昇圧電圧Ｖｏが過大になる虞がある。そこで、電源線８と出力端子４との間には、８ＶのツェナーダイオードＤ７とダイオードＤ８と抵抗Ｒ５との直列回路からなるクランプ回路１６が接続されている。
【００２７】
次に、本実施形態の作用について説明する。
まず、チャージポンプ回路１の基本動作について説明する。車両のイグニッションスイッチ（図示せず）がオンされるなどして入力端子２、３間にバッテリ電圧ＶＢが印加されると、コンデンサＣ１〜Ｃ４に初期電荷が充電される。このとき、コンデンサＣ１へはダイオードＤ１を介して充電され、コンデンサＣ２へはダイオードＤ５を介して充電され、コンデンサＣ３へはダイオードＤ６を介して充電される。すなわち、ダイオードＤ５、Ｄ６を設けたことにより、コンデンサＣ２の電圧（ノードＮｂの電圧）およびコンデンサＣ３の電圧（ノードＮｃの電圧）はともにＶＢ−Ｖｆ（Ｖｆ：ダイオードの順方向電圧）となり、ダイオードＤ５、Ｄ６を設けない従来構成に比べＶｆまたは２・Ｖｆだけ高い初期電圧を得ることができる。
【００２８】
これは、本実施形態ではノードＮｂ、Ｎｃの電圧をそれぞれトランジスタＭ２、Ｍ４のゲート電圧として用いているため、昇圧開始時においてより高いゲート電圧を確保して、バッテリ電圧ＶＢが最小入力電圧（４．５Ｖ）であってもトランジスタＭ２、Ｍ４を確実にオン駆動できるように工夫したものである。
【００２９】
駆動回路７において、ゲート信号ｇ１により駆動されるトランジスタＭ２、Ｍ３、Ｍ６とゲート信号ｇ２により駆動されるトランジスタＭ４、Ｍ５、Ｍ７とは相補的に動作する。また、トランジスタＭ３とＭ６がオンするとトランジスタＭ２がオフとなり、同様にトランジスタＭ５とＭ７がオンするとトランジスタＭ４がオフとなる。つまり、トランジスタＭ２とＭ３およびトランジスタＭ４とＭ５はそれぞれ相補的に動作する。発振回路１０内のＣＲ発振回路１４がクロックの発振を開始して、ゲート信号ｇ１の出力を開始した後の動作は以下のようになる。なお、入力電圧（バッテリ電圧ＶＢ）が本発明でいう第１の電圧に相当し、グランド電圧が本発明でいう第２の電圧に相当する。
【００３０】
▲１▼ トランジスタＭ３、Ｍ４：オン、トランジスタＭ２、Ｍ５：オフ
入力端子２から電源線８、ダイオードＤ１、コンデンサＣ１、トランジスタＭ３、電源線９、入力端子３を介して充電電流が流れ、コンデンサＣ１が充電される。
【００３１】
▲２▼ トランジスタＭ３、Ｍ４：オフ、トランジスタＭ２、Ｍ５：オン
入力端子２から電源線８、トランジスタＭ２、コンデンサＣ１、ダイオードＤ２、コンデンサＣ２、トランジスタＭ５、電源線９、入力端子３を介して充電電流が流れ、コンデンサＣ１の充電電荷がダイオードＤ２を通して次段のコンデンサＣ２に移される。この過程で昇圧が行われる。
【００３２】
▲３▼ トランジスタＭ３、Ｍ４：オン、トランジスタＭ２、Ｍ５：オフ
入力端子２から電源線８、トランジスタＭ４、コンデンサＣ２、ダイオードＤ３、コンデンサＣ３、トランジスタＭ３、電源線９、入力端子３を介して充電電流が流れ、コンデンサＣ２の充電電荷がダイオードＤ３を通して次段のコンデンサＣ３に移される。この過程でも昇圧が行われる。
【００３３】
すなわち、チャージポンプ回路１の昇圧電圧Ｖｏは、出力電流をＩｏｕｔ、ゲート信号ｇ１、ｇ２の周波数（スイッチング周波数に相当）をｆ、コンデンサＣ１〜Ｃ４の容量をＣとすれば、次の（１）式で示すようになる。

【００３４】
ここで、第１項は上述の▲２▼、▲３▼の昇圧動作によるもので、第２項はダイオードＤ１の順方向電圧のロスで、第３項は出力電流Ｉｏｕｔによる電圧低下分を表している。この（１）式をさらに一般化すると、昇圧段数をＮ、一段あたりのスイング電圧をＶφとして次の（２）式のようになる。スイング電圧Ｖφとは、本発明でいう第１の電圧と第２の電圧との差電圧である。

【００３５】
これら（１）式、（２）式によれば、昇圧電圧Ｖｏは、昇圧段数Ｎおよびバッテリ電圧ＶＢ（スイング電圧Ｖφ）に比例して増加し、出力電流Ｉｏｕｔが増加し周波数ｆが下がるほど低下することが分かる。
【００３６】
さて、発振回路１０内のコンパレータ１３は、検出電圧Ｖｂと切替基準電圧Ｖａとを常時比較している。切替基準電圧Ｖａは、バッテリ電圧ＶＢの１０Ｖに相当する電圧に設定されており、コンパレータ１３は、バッテリ電圧ＶＢが１０Ｖよりも低下するとＬレベルを出力し、バッテリ電圧ＶＢが１０Ｖ以上になるとＨレベルを出力する。
【００３７】
分周回路１５は、コンパレータ１３の出力レベルがＬレベルになると、分周比を小さく設定して比較的高い周波数ｆ１（第１の周波数に相当、一例として１００ｋＨｚ）のゲート信号ｇ１を出力する。周波数ｆ１は、バッテリ電圧ＶＢが最小入力電圧である４．５Ｖにまで低下しても、１２Ｖの昇圧電圧Ｖｏを出力できる最大能力が得られるような周波数である。この場合、コンデンサＣ１〜Ｃ４に流れる急峻な充放電電流が大きくなるとともに周波数ｆ１の主要な高調波成分がラジオのＡＭ帯（５３０ｋＨｚ〜１６２０ｋＨｚ）と重なるため、ラジオノイズは低減されない。しかしながら、バッテリ電圧ＶＢが１０Ｖよりも低下した状態は、通常の車両使用時にはほとんど生じないため、ラジオノイズが増加したとしても車両の利用者に与える影響は小さい。
【００３８】
これに対し、分周回路１５は、コンパレータ１３の出力レベルがＨレベルになると、分周比を大きく設定して比較的低い周波数ｆ２（第２の周波数に相当、一例として数十ｋＨｚ）のゲート信号ｇ１を出力する。周波数ｆ２は、バッテリ電圧ＶＢが１０Ｖの時に、所定電圧であるＶＢ＋８Ｖ＝１８Ｖの昇圧電圧Ｖｏを出力できる能力が得られるような周波数である。この場合、コンデンサＣ１〜Ｃ４に流れる急峻な充放電電流は小さくなるとともに、周波数ｆ２の主要な高調波成分がラジオのＡＭ帯から低周波数側にずれるため、ラジオノイズは減少する。通常の車両使用時においては、バッテリ電圧ＶＢは１０Ｖよりも高いため、利用者はクリアな音でラジオの音声を聞くことができるようになる。
【００３９】
なお、バッテリ電圧ＶＢが高くなるに従って昇圧電圧ＶｏはＶＢ＋８Ｖを超えてさらに上昇する。しかし、昇圧電圧ＶｏがほぼＶＢ＋９Ｖに達するとクランプ回路１６に電流が流れてそれ以上の電圧上昇が抑えられるので、チャージポンプ回路１の構成部品および出力端子４に繋がるトランジスタＭ１等の耐圧を超える昇圧電圧Ｖｏが生成されることはない。
【００４０】
以上説明したように、本実施形態のチャージポンプ回路１は、入力電圧（バッテリ電圧ＶＢ）を検出し、その入力電圧の大きさが所定のしきい値である１０Ｖ以上になるとトランジスタＭ２〜Ｍ７のスイッチング周波数を下げて駆動回路７の駆動能力を低下させるので、チャージポンプ回路１から外部に放出されるノイズ量を低減できる。また、ノイズの周波数帯が低周波側にシフトするため、ノイズの主要な周波数成分をラジオのＡＭ帯からずらすことができ、ラジオノイズについても大きな低減効果が得られる。
【００４１】
このチャージポンプ回路１は、発生したノイズを除去するのではなく、ノイズの発生自体を抑えるものである。このため、従来用いていたようなリアクトルやコンデンサからなるフィルタを付加する必要がなくなり、小型化、低コスト化が図られる。また、入力電圧が１０Ｖ未満になって昇圧能力が不足する場合には、トランジスタＭ２〜Ｍ７のスイッチング周波数を上げるため、所定電圧であるＶＢ＋８Ｖの昇圧電圧Ｖｏを出力することができる。
【００４２】
さらに、上述したように駆動回路７の駆動能力を２段階に調整しあるいはフィルタ構成部品を削除することにより、チャージポンプ回路１での電力損失を低減でき、従来よりも効率を高める効果も得られる。また、従来構成に対し新たに追加する電圧検出回路１２および発振回路１０内のコンパレータ１３や分周回路１５は、回路規模が小さくＩＣ化またはディスクリートでの付加が容易であるため、従来構成からの回路変更が容易となる。
【００４３】
本実施形態で用いた駆動回路７においては、全てＮチャネル型のＭＯＳトランジスタを用いているので、チップ面積およびオン抵抗の面で有利である。また、自ら昇圧した電圧をゲート電圧として利用しているので、別に昇圧回路を設ける必要がなく回路構成を簡単化できる。
【００４４】
（第２の実施形態）
次に、本発明の第２の実施形態について図３および図４を参照しながら説明する。
図３は、チャージポンプ回路の電気的構成を示すもので、図１と同一構成部分には同一符号を付して示している。このチャージポンプ回路１７の駆動回路１８は、コンデンサＣ１、Ｃ３の他端子を駆動するための駆動回路１８ａ１、１８ａ２と、コンデンサＣ２の他端子を駆動するための駆動回路１８ｂ１、１８ｂ２とを有している。ここで、駆動回路１８ａ１、１８ｂ１は、それぞれ図１に示す駆動回路７ａ、７ｂと同一回路であって、便宜上符号を付け替えたものである。
【００４５】
駆動回路１８ａ２は、駆動回路１８ａ１と同様の回路形態を持ち、電源線８、９間に直列接続されたトランジスタＭ８、Ｍ９、トランジスタＭ８のゲートと電源線９との間に接続されたトランジスタＭ１２、およびトランジスタＭ８のゲートとノードＮｂとの間に接続された抵抗Ｒ６から構成されている。駆動回路１８ｂ２も、同様にして電源線８、９間に直列接続されたトランジスタＭ１０、Ｍ１１、トランジスタＭ１０のゲートと電源線９との間に接続されたトランジスタＭ１３、およびトランジスタＭ１０のゲートとノードＮｃとの間に接続された抵抗Ｒ７から構成されている。
【００４６】
駆動制御回路１９ａ（駆動能力調整手段に相当）は、後述する電圧検出回路２０からの切替信号ＳｃがＬレベルの場合にあっては、ゲート信号ｇ１をゲート信号ｇ３、ｇ４としてトランジスタＭ９、Ｍ１２に対し出力し、切替信号ＳｃがＨレベルの場合にあっては、ゲート信号ｇ３をＬレベル、ゲート信号ｇ４をＨレベルとする。一方、駆動制御回路１９ｂ（駆動能力調整手段に相当）も、切替信号ＳｃがＬレベルの場合にあっては、ゲート信号ｇ２をゲート信号ｇ５、ｇ６としてトランジスタＭ１１、Ｍ１３に対し出力し、切替信号ＳｃがＨレベルの場合にあっては、ゲート信号ｇ５をＬレベル、ゲート信号ｇ６をＨレベルとする。
【００４７】
発振回路２１は、ＣＲ発振回路を備えており、その発振周波数は一定（例えば１００ｋＨｚ）である。電圧検出回路２０は、図４に示すように、入力端子２、３間の電圧を分圧して検出する抵抗Ｒ８、Ｒ９と、切替基準電圧Ｖａを生成するための抵抗Ｒ１０、Ｒ１１と、検出電圧と切替基準電圧Ｖａとを比較するコンパレータ２２とから構成されている。
【００４８】
本実施形態におけるスイッチング周波数、トランジスタＭ２〜Ｍ１３のトランジスタサイズ等は、後述する駆動能力（昇圧特性）を満足するような値に設定されている。例えばトランジスタサイズを調整することにより、駆動回路１８ａ１、１８ａ２、１８ｂ１、１８ｂ２の各駆動能力、ひいては駆動回路１８ａ１と１８ａ２との能力比、駆動回路１８ｂ１と１８ｂ２との能力比を所望する値に設定することができる。
【００４９】
次に、本実施形態の作用について説明する。
入力電圧であるバッテリ電圧ＶＢが１０Ｖよりも低下すると、電圧検出回路２０はＬレベルの切替信号Ｓｃを出力する。この場合、トランジスタＭ３、Ｍ６、Ｍ９、Ｍ１２にはゲート信号ｇ１が与えられ、トランジスタＭ５、Ｍ７、Ｍ１１、Ｍ１３にはゲート信号ｇ２が与えられる。このため、駆動回路１８ａ１と１８ａ２および駆動回路１８ｂ１と１８ｂ２はそれぞれ並列動作を行い、最大駆動能力によりコンデンサＣ１〜Ｃ３の充放電動作を行う。その結果、より大きな充放電電流を流すことが可能となり、バッテリ電圧ＶＢが最小入力電圧である４．５Ｖにまで低下しても、１２Ｖの昇圧電圧Ｖｏを出力できるようになる。
【００５０】
これに対し、バッテリ電圧ＶＢが１０Ｖ以上になると、電圧検出回路２０はＨレベルの切替信号Ｓｃを出力する。この場合、トランジスタＭ８、Ｍ９、Ｍ１０、Ｍ１１がオフとなり、駆動回路１８ａ２と１８ｂ２は駆動動作を停止する。このため、駆動回路１８ａ１と１８ｂ１のみがそれぞれ単独で駆動動作を行い、上記最大駆動能力に比べて低い駆動能力によりコンデンサＣ１〜Ｃ３の充放電動作を行う。この駆動能力は、バッテリ電圧ＶＢが１０Ｖの時に、所定電圧であるＶＢ＋８Ｖ＝１８Ｖの昇圧電圧Ｖｏを出力できるような駆動能力である。
【００５１】
本実施形態によれば、駆動回路１８ａ１と１８ａ２および駆動回路１８ｂ１と１８ｂ２をそれぞれ並列動作させるモードと駆動回路１８ａ１および１８ｂ１を単独動作させるモードとを備え、入力されたバッテリ電圧ＶＢに応じて両動作モードを切り替えることにより、駆動回路１８の駆動能力を調整するようになっている。従って、バッテリ電圧ＶＢが最小入力電圧（４．５Ｖ）以上であればほぼＶＢ＋８Ｖの所定の昇圧電圧Ｖｏを出力できるとともに、バッテリ電圧ＶＢが上昇した場合にはコンデンサＣ１〜Ｃ３の充放電電流を抑制して、発生するノイズ量を低減することができる。その結果、第１の実施形態と同様に、小型化、低コスト化、高効率化などが図られる。
【００５２】
（その他の実施形態）
なお、本発明は上記し且つ図面に示す各実施形態に限定されるものではなく、例えば以下のように変形または拡張が可能である。
チャージポンプ回路１、１７は、車載電子制御装置に限られず、昇圧電圧を必要とする他の装置にも適用可能である。
各コンデンサの他端子に与える第１の電圧と第２の電圧は、入力電圧（バッテリ電圧ＶＢ）とグランド電圧に限られない。
スイッチング素子は、ＦＥＴに限らずバイポーラトランジスタやＩＧＢＴであっても良い。
【００５３】
第１の実施形態で示したスイッチング周波数を可変する手段と、第２の実施形態で示した駆動装置の動作モードを切り替える手段とを組み合わせても良い。また、第１の実施形態において、入力電圧に応じてスイッチング周波数ｆを３段階以上に切り替えるように構成しても良い。また、入力電圧に応じてスイッチング周波数ｆを連続的に変化させるように構成しても良い。切り替える段階数を増やしあるいは連続的に変化させることにより、駆動回路の駆動能力を必要最小限の値に近づけることができ、発生ノイズを一層低減することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施形態を示すチャージポンプ回路の電気的構成図
【図２】発振回路の電気的構成図
【図３】本発明の第２の実施形態を示す図１相当図
【図４】電圧検出回路の電気的構成図
【符号の説明】
１、１７はチャージポンプ回路（昇圧回路）、２は入力端子（電圧入力端子）、４は出力端子（電圧出力端子）、７、７ａ、７ｂ、１８、１８ａ１、１８ａ２、１８ｂ１、１８ｂ２は駆動回路、１０は発振回路（駆動能力調整手段）、１２、２０は電圧検出回路、１９ａ、１９ｂは駆動制御回路（駆動能力調整手段）、Ｍ２〜Ｍ１３はＭＯＳトランジスタ（ＦＥＴ、スイッチング素子）、Ｄ１〜Ｄ６はダイオード、Ｃ１〜Ｃ４はコンデンサである。

Claims

電圧入力端子と電圧出力端子との間に同一の極性で直列に接続された複数のダイオードと、
前記ダイオード同士が接続された各接続点に対し各一端子が接続された複数のコンデンサと、
前記各コンデンサの他端子に第１の電圧と第２の電圧とを交互に印加するものであって、前記電圧出力端子に所定の負荷が接続された状態で前記電圧入力端子の電圧が所定の最小入力電圧である場合に、前記電圧出力端子の電圧が所定電圧以上となるような最大駆動能力を備えた駆動回路と、
前記電圧入力端子の電圧を検出する電圧検出回路と、
前記検出電圧が高いほど前記駆動回路の駆動能力を低下させる駆動能力調整手段とを備えていることを特徴とする昇圧回路。
前記駆動回路は、前記各コンデンサの他端子の接続状態を切り替えるスイッチング素子を備えて構成され、
前記駆動能力調整手段は、前記検出電圧が高いほど前記スイッチング素子のスイッチング周波数を下げるように構成されていることを特徴とする請求項１記載の昇圧回路。
前記駆動能力調整手段は、前記検出電圧に応じて前記スイッチング周波数を段階的に調整するように構成されていることを特徴とする請求項２記載の昇圧回路。
前記駆動能力調整手段は、前記検出電圧が所定のしきい値未満である場合にあっては、前記駆動回路が前記最大駆動能力を有するように前記スイッチング周波数を第１の周波数に設定し、前記検出電圧が所定のしきい値以上である場合にあっては、前記スイッチング周波数を前記第１の周波数よりも低い第２の周波数に設定するように構成されていることを特徴とする請求項３記載の昇圧回路。
前記駆動能力調整手段は、前記検出電圧に応じて前記スイッチング周波数を連続的に調整するように構成されていることを特徴とする請求項２記載の昇圧回路。
前記駆動回路は、互いに相補動作を行う同一導電型のＦＥＴが前記電圧入力端子とグランド端子との間に前記各コンデンサの他端子を挟んで直列に接続された形態を有し、前記電圧入力端子側のＦＥＴは自ら昇圧した電圧をゲート電圧として動作するように構成されていることを特徴とする請求項１ないし５の何れかに記載の昇圧回路。
前記電圧入力端子と前記ダイオード同士の共通接続点との間に、前記ダイオードと同一極性となるように更にダイオードが接続されていることを特徴とする請求項６記載の昇圧回路。