JP2004178770A - 光ディスク装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】ＳＮ比が小さく、振幅変動を有するウォブル信号からアドレスを高精度に検出すること。
【解決手段】一定の周波数で蛇行し、かつアドレスが局所的に変調されているグルーブを有する光ディスクに、光スポットを位置付ける光ディスク装置であって、光ディスク上に光スポットを照射し、反射光からウォブル信号を検出する光ヘッドと、ウォブル信号の少なくとも２倍の周波数でウォブル信号をデジタル値に変換するＡＤ変換器と、デジタル値にＦＩＲ演算を行い、ＦＩＲ演算された信号を２値化し、ウォブル信号の１／Ｎ倍の周波数で２値化された信号を更新して出力する位相検波演算器と、位相検波演算器の出力信号からアドレスを識別するデコード回路とを備える。また、４タップのＦＩＲ演算を行い、ＦＩＲフィルタとしてのカットオフ周波数を下げる。さらに、１部の係数を０としたＦＩＲ演算を行い、振幅変動が発生しているデジタル値の影響を受けにくくする。
【選択図】 図１
【解決手段】一定の周波数で蛇行し、かつアドレスが局所的に変調されているグルーブを有する光ディスクに、光スポットを位置付ける光ディスク装置であって、光ディスク上に光スポットを照射し、反射光からウォブル信号を検出する光ヘッドと、ウォブル信号の少なくとも２倍の周波数でウォブル信号をデジタル値に変換するＡＤ変換器と、デジタル値にＦＩＲ演算を行い、ＦＩＲ演算された信号を２値化し、ウォブル信号の１／Ｎ倍の周波数で２値化された信号を更新して出力する位相検波演算器と、位相検波演算器の出力信号からアドレスを識別するデコード回路とを備える。また、４タップのＦＩＲ演算を行い、ＦＩＲフィルタとしてのカットオフ周波数を下げる。さらに、１部の係数を０としたＦＩＲ演算を行い、振幅変動が発生しているデジタル値の影響を受けにくくする。
【選択図】 図１
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、アドレスが局所的に変調されているグルーブを有する光ディスクに光スポットを位置決めして情報の記録再生を行う光ディスク装置に係り、特に、アドレスの検出精度を高めることが可能な光ディスク装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、光ディスク装置では、光スポットを目標のトラックに位置付けするために、あるいは光ディスク上の所定の位置に情報を記録するために、光ディスク上に設けられたアドレスを用いている。近年、アドレス方式としてグルーブを位相変調した光ディスクが製品化されている。この製品はグルーブが一定の周波数で蛇行し、それにアドレスが位相変調されている（例えば、非特許文献１参照）。上記光ディスク上に光スポットを照射し、その反射光から検出されるウォブル信号を図１０に示す。
【０００３】
図１０は従来の光ディスクに設けられたウォブルからのウォブル信号の波形図であり、図１０（ａ）はウォブル信号を、図１０（ｂ）は「ＳＹＮＣ」ウォブル信号を、図１０（ｃ）は「１」ウォブル信号を、図１０（ｄ）は「０」のウォブル信号を示す。
一般にウォブル信号はディスクからの反射光を２分割ディテクタで受光して、ディテクタのそれぞれの信号を減算することにより生成される。１周期の正弦波はウォブルと呼ばれている。先頭の８個のウォブルが位相変調部分２となっており、残りの８５個のウォブル４は位相が一定の正弦波である。９３個のウォブルで１ビットが構成されている。位相変調部分２は３種類あり、「ＳＹＮＣ」、「１」および「０」が割り当てられている。５１ビットでアドレスが構成されている。
また、上記光ディスクに情報を記録する際には、アドレスと一対一の相対関係をもつＩＤ（Ｉｄｅｎｔｉｆｉｃａｔｉｏｎ Ｄａｔａ）が１セクタ毎に記録される。そのため、記録された光ディスクでは、位相変調されたアドレスか、ＩＤで光スポットの位置を認識することが可能である。
【０００４】
一方、通信工学の技術では、位相変調方式してＰＳＫ（Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）方式が広く知られている。上記光ディスクはＰＳＫ方式である。ＰＳＫ方式の復調には位相検波回路を用いた同期検波方式が一般的に用いられている（非特許文献２参照）。図１１を用いて同期検波方式を説明する。
図１１は従来のＰＳＫ復調回路のブロック図である。図において、端子１１にＰＳＫ変調信号受信１０が入力される。搬送波再生回路１２は変調成分が取り除かれた搬送波１４を生成する。位相検波回路１６はＰＳＫ変調信号受信１０と搬送波１４からベースバンド信号２２を生成する。位相検波回路１６は変調信号受信入力１０と搬送波１４を、乗算器１８により乗算を行い、乗算された信号を、ＬＰＦ回路２０を通して出力する。ベースバンド信号２２は識別再生回路２４で２値化され、受信デジタル信号２６を生成する。
【０００５】
【非特許文献１】
株式会社トリケップス発行、「ＷＨＩＴＥ ＳＥＲＩＥＳ Ｎｏ ２１８ ＤＶＤ＋Ｒ／ＲＷ」（初版発行日：２００２年１月２２日）
【非特許文献２】
株式会社オーム社発行、「デジタル変復調の基礎」（初版発行日 ２００１年９月２５日）
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
上述した位相変調を光ディスクのアドレスに適用した場合、光ディスク特有の課題が発生する。
第１の課題は、記録されていない光ディスクではウォブル信号のＳＮ比が大きいが、記録された光ディスクではウォブル信号のＳＮ比が極めて小さいことである。ＳＮ比が小さいウォブル信号からアドレスを再生することはもちろんであるが、記録されていない光ディスクから極めて簡単な方法でアドレスを再生可能であれば、用途に応じて、それぞれに適したアドレス再生を行うこができる。
第２の課題は、位相変調されていないウォブルと位相変調されたウォブルの境界で、ウォブル信号の振幅が変動することである。主な要因は３つあり、第１の要因は、隣接するグルーブとの距離の変動によるものである。これは光ディスクからの反射光の回折特性に起因している。第２の要因は、ディスクの汚れ、トラッキングサーボ系の追従誤差を取り除くＨＰＦによるものである。これはＰＳＫ方式の信号帯域を制限することに起因している。第３の要因は、光ディスクの製造プロセスによるものである。
第３の課題は、複雑な機能を有するアドレス再生回路を、簡易で安価な回路で実現することである。
【０００７】
従って、本発明の目的は、アドレスが変調されているグルーブを有する光ディスクに対して、簡易で安価な回路でアドレスの検出精度を高めること可能な光ディスク装置を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するためには、複雑な演算を行う必要があり、簡易な回路で実現するためにはデジタル処理を行うことが不可欠である。特に位相変調されていないウォブルと位相変調されたウォブルの境界での、ウォブル信号の振幅が変動する課題に対しては、デジタル処理を行うことが不可欠である。一方、一般的にＡＤ変換器は変換する周波数が低いほど安価である。したがってＡＤ変換器の変換する周波数は、必要最低限の周波数とすることが望ましい。
【０００９】
そこで、まず、デジタル処理を行うために、ウォブル信号の少なくとも２倍の周波数でウォブル信号をデジタル値に変換するＡＤ変換器を設ける。２倍の周波数で変換する場合には、変換するタイミングは、ウォブル信号の振幅が最大となる位置とする。２倍より高い周波数で変換する場合には、少なくともウォブル信号の振幅が最大となる位置で変換する。４倍の周波数で変換する場合には、変換するタイミングは、ウォブル信号の振幅が最大となる位置とウォブル信号の振幅が０となる位置とする。
【００１０】
次にウォブル信号の振幅が最大となる位置で変換されたデジタル値に、ＦＩＲ演算を行い、ＦＩＲ演算された信号を２値化し、ウォブル信号の１／Ｎ倍の周波数で２値化された信号を更新して出力する位相検波演算器を設ける。ｎ番目のウォブル信号のＡＤ変換された２つのデジタル値を、変換した順にＸ２ｎ、Ｘ１ｎとし、ｎ−１番目のウォブル信号のＡＤ変換された２つのデジタル値を、変換した順にＸ２ｎ−１、Ｘ１ｎ−１とし、ＦＩＲ演算の演算結果をＹｎとする。ＦＩＲ演算には無限個の方式があるが、簡易な方式の数は限られる。以下に簡易な方式を示す。これらは用途によって使い分けられる。
第１の用途として使用されるＦＩＲ演算は、ｎ番目のウォブル信号から得られるデジタル値を用いた２タップのＦＩＲ演算であり、
Ｙｎ＝（Ｘ１ｎ）−（Ｘ２ｎ）
である。右辺第２項の負の係数は、右辺第１項と極性を同じにするものであり、従来の技術で示した搬送波を乗算する乗算器に相当する。すなわち、このＦＩＲ演算は乗算器と２つのデジタル値の平均演算を意味する。平均演算を行うＦＩＲフィルタとしての特性はＬＰＦである。ＦＩＲ演算の式からわかる通り、ＦＩＲ演算はウォブル信号の１倍の周波数で行うことができる。位相検波演算器はＦＩＲ演算された信号を、例えば０をスライスレベルとして２値化し、ウォブル信号の１倍の周波数で２値化された信号を更新して出力する。更新するタイミングは、ＦＩＲ演算するタイミングと同一でよい。
第２の用途として使用されるＦＩＲ演算は、ｎ番目とｎ−１番目のウォブル信号から得られるデジタル値を用いた４タップのＦＩＲ演算であり、
Ｙｎ＝ａ×（Ｘ１ｎ）−ｂ×（Ｘ２ｎ）＋ｃ×（Ｘ１ｎ−１）−ｄ×（Ｘ２ｎ−１）
である。ここで、ａ、ｂ、ｃ、ｄは０あるいは正の定数である。ａ、ｂ、ｃ、ｄの組み合わせも無限にあるが、ＬＰＦの特性を実現する上ではその特性に大差はない。４タップのＦＩＲ演算の中でも最も簡単なＦＩＲ演算は、
Ｙｎ＝（Ｘ１ｎ）−（Ｘ２ｎ）＋（Ｘ１ｎ−１）−（Ｘ２ｎ−１）
である。右辺第２および第４項の負の係数は、右辺第１および第３項と極性を同じにするものであり、従来の技術で示した搬送波を乗算する乗算器に相当する。すなわち、このＦＩＲ演算は乗算器と４つのデジタル値の平均演算を意味する。平均演算を行うＦＩＲフィルタとしての特性はＬＰＦであり、２つのデジタル値の平均演算を行う２タップのＦＩＲフィルタに比べて信号通過帯域は約半分である。そのため、４タップのＦＩＲ演算はノイズを低減する効果が優れており、ウォブル信号のＳＮ比が小さい記録された光ディスクのアドレス再生に適している。ＦＩＲ演算の式からわかる通り、ＦＩＲ演算はウォブル信号の１倍の周波数で行うことができる。しかしながら、ｎ番目とｎ−１番目のウォブル信号から得られるデジタル値を用いて平均演算を行うため、ｎ番目とｎ−１番目のウォブルの位相が反転していた場合、ＦＩＲ演算された信号が約０となる。ＦＩＲ演算された信号は、例えば０をスライスレベルとして２値化されるので、条件によって２値化された信号が０にも１にもなり誤動作を引き起こす。この不具合は、ｎ番目とｎ−１番目のウォブルの位相が反転していた場合、２値化された信号を更新しないことにより回避できる。すなわち、２値化された信号を更新して出力するタイミングをウォブル信号の１／２倍の周波数とし、さらにこの更新するタイミングではウォブルの位相が反転しないように、更新するタイミングを調整する必要がある。ただし、このＦＩＲ演算が単純に適用されるためには、位相が同じウォブルが偶数個連続している必要がある。
【００１１】
従来の光ディスクでは、位相の反転したウォブルが「ＳＹＮＣ」は４個連続しており、「１」および「０」は２個連続しているため、上述した２タップおよび４タップのＦＩＲ演算がともに適用可能である。ただし、４タップのＦＩＲ演算では位相変調部分の先頭にある１個のウォブルの反転部分は検出できない。そもそもこれは検出する必要がない。一方、奇数である９３個のウォブル毎に位相変調部分が設けられている。この場合、４タップのＦＩＲ演算を単純に適用することはできない。位相変調部分毎に、２値化された信号を更新するタイミングがウォブル１周期ずれてしまうためである。この不具合は、更新するタイミングを９３ウォブル毎にウォブル信号の１周期に相当する時間ずらす手段を設けることにより回避できる。
２タップのＦＩＲ演算では、２値化された信号を更新して出力するタイミングを調整する必要もなく、９３ウォブル毎にずらす必要もない。従って、検出精度の観点では４タップのＦＩＲ演算が２タップのＦＩＲ演算より優れ、簡易性の観点では２タップのＦＩＲ演算が４タップのＦＩＲ演算より優れている。この特長を踏まえ、記録処理を開始する前のアドレス再生には記録されているか否かに限らず検出精度の高い４タップのＦＩＲ演算を用い、シーク処理を行うためのアドレス再生には記録されたＩＤの再生、あるいは２タップのＦＩＲ演算を用いる使用方法が最適な使い方である。
上述した位相検波演算器の出力信号からアドレスを識別するデコード回路を設けることにより、アドレスを再生することが可能である。
【００１２】
位相変調されていないウォブルと位相変調されたウォブルの境界での、ウォブル信号の振幅変動を考慮したＦＩＲ演算は３方式ある。振幅変動が発生しているデジタル値をＦＩＲ演算に用いないことで課題を解決することが可能である。
ウォブルの位相が反転した直後のデジタル値を省いた場合のＦＩＲ演算は、
Ｙｎ＝（Ｘ１ｎ）−（Ｘ２ｎ）＋（Ｘ１ｎ−１）
である。
ウォブルの位相が反転する直前のデジタル値を省いた場合のＦＩＲ演算は、
Ｙｎ＝−（Ｘ２ｎ）＋（Ｘ１ｎ−１）−（Ｘ２ｎ−１）
である。
ウォブルの位相が反転した直後のデジタル値、およびウォブルの位相が反転する直前のデジタル値を省いた場合のＦＩＲ演算は、
Ｙｎ＝−（Ｘ２ｎ）＋（Ｘ１ｎ−１）
である。
【００１３】
ＦＩＲ演算された信号の振幅と極性を用いて、ＡＤ変換するタイミングを決定することが可能である。ウォブル信号の２倍の周波数でウォブル信号をデジタル値に変換するＡＤ変換器では、本来のＡＤ変換するタイミングではＦＩＲ演算された信号が０でない。本来のＡＤ変換するタイミングから、ＡＤ変換するタイミングをウォブル信号の１／４周期に相当する時間ずらした場合、ＦＩＲ演算された信号は０となる。この特性を利用し、ＦＩＲ演算された信号が０となるＡＤ変換タイミングを求める。それに対しウォブル信号の１／４周期に相当する時間ずらしたＡＤ変換タイミングが、求めるＡＤ変換タイミングである。また、ウォブル信号の４倍の周波数でウォブル信号をデジタル値に変換するＡＤ変換器では、本来のＡＤ変換するタイミングからウォブル信号の１／４周期に相当する時間ずれたタイミングでＡＤ変換を行っていることとなる。そのため、位相検波演算器が使用しないデジタル値を用いて、位相検波演算器と同様のＦＩＲ演算を行えば、ＦＩＲ演算された信号が０となるＡＤ変換タイミングが、求めるＡＤ変換タイミングである。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を、実施例を用い、図を参照して説明する。
まず、図１を用いて本発明である光ディスク装置の構成を説明する。
図１は本発明による光ディスク装置の一実施例を示すブロック図であり、本実施例を用いて光ディスクのアドレスを再生する場合について説明する。図２は２タップのＦＩＲ演算を行う際の各信号の波形図である。なお、ＦＩＲ演算とは、Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ演算の略称である。
図２では、検出原理を理解しやすくするために、図１に示すフィルタ回路５４の伝達特性は１に近い特性として示している。さらには、外乱のない理想的なウォブル信号３４が得られたものとして示している。
【００１５】
図１において、光ヘッド３０は光ディスク３２上に光スポットを照射し、反射光からウォブル信号３４を検出する。ウォブル信号３４はＢＰＦ回路３６を通してＰＬＬ回路３８に入力される。ＢＰＦ回路はウォブル信号のノイズを除去するものであり、ウォブル信号の周波数を通過させる特性であればよい。ＢＰＦ回路３６の出力には、主に８５個のウォブル信号である位相が一定な正弦波が得られる。ＰＬＬ回路３８は、ウォブル信号と同期して同じ周波数のＷＯＢ信号４０と、ＷＯＢ信号をてい倍したＷＯＢＣＬＫ信号４２を生成する。遅延回路４４はマイコン（図示せず）からの指令によって、ＷＯＢ信号４０を所定量遅延させたＷＯＢＤ信号４６を生成する。遅延量はＷＯＢＣＬＫ信号４２の周期を単位として設定される。遅延量はＡＤ変換のタイミングを決定するものであり、設定方法は後述する。タイミング信号生成回路４８は、ＷＯＢＤ信号４６を用いてＡＤ変換タイミング信号５０とラッチ信号５２を生成する。
【００１６】
一方、ウォブル信号３４はフィルタ回路５４を通してＡＤ変換器５６に入力される。フィルタ回路５５は、ＨＰＦとＬＰＦからなる。ＨＰＦはディスクの汚れ、トラッキングサーボ系の追従誤差を取り除くものであり、ＬＰＦはウォブル信号のノイズを除去するものである。ＡＤ変換するタイミングはＡＤ変換タイミング信号５０により決定する。図２に示すように、ＡＤ変換器５６はウォブル信号の２倍の周波数でウォブル信号をデジタル値５８に変換する。変換するタイミングは、ウォブル信号の振幅が最大となる位置である。図２を参照して説明すると、図２（ａ）はＡＤ変換器５６の入力信号５５の波形を示し、図２（ｂ）はＡＤ変換器５６に入力されるＡＤ変換タイミング信号５０を示す。ＡＤ変換器５６ではＡＤ変換タイミング信号５０のタイミングで入力信号５５の振幅（略最大振幅）を検出し、その出力に、図２（ｃ）に示すデジタル値５８を出力する。このデジタル値５８はＡＤ変換器入力信号５５の振幅値を示す。
【００１７】
位相検波演算器６０はデジタル値５８に位相検波演算を行い、位相検波信号７２を生成する。位相検波演算器６０は第１のＦＩＲ演算器６２、２値化回路６６およびラッチ回路７０から構成される。第１のＦＩＲ演算器６２はデジタル値５８を用いてＦＩＲ演算を行う。ＦＩＲ演算は、図２（ｄ）に示すＷＯＢＤ信号４６に従い実行される。ここで、ＷＯＢＤ信号４６はＡＤ変換タイミング信号５０よりＡＤ変換器５６での処理開始から第１のＦＩＲ演算器６２での演算開始時間分だけ遅延されるため、図２（ｄ）は図２（ｂ）より若干遅延されて示されている。図２（ｅ）は第１のＦＩＲ演算器出力信号６４を示す。ＦＩＲ演算によって、この第１のＦＩＲ演算器出力信号６４の生成方法については別途説明する。２値化回路６６はＦＩＲ演算された結果である第１のＦＩＲ演算器出力信号６４を、例えば０をスライスレベルとして２値化する。図２（ｆ）は２値化回路６６の出力信号である２値化回路出力信号６８を示す。図２（ｆ）に示すように、０をスライスレベルとして２値化した場合、２値化回路出力信号６８は図２（ｅ）の第１のＦＩＲ演算器出力信号６４の内、ゼロより大きい信号のみを取り出した波形となる。
【００１８】
ラッチ回路７０は、ウォブル信号３４の１／Ｎ倍の周波数で２値化された信号６８を更新して出力する。図２では、ウォブル信号の１倍の周波数を持つ図２（ｇ）のラッチ信号５２で２値化された信号６８を更新して図２（ｈ）に示す位相検波信号７２を出力している。デコード回路７４は位相検波信号７２からアドレス７６を生成する。光ディスク装置はこのアドレスを用いて、光スポットを目標のトラックに位置付けることが可能である。また、光ディスク３２上の所定の位置に情報を記録することが可能である。
【００１９】
次にＦＩＲ演算を説明する。まず、図３を用いて信号の説明をする。
図３はＦＩＲ演算を説明するための波形図である。図３（ａ）はＡＤ変換器入力信号５５であり、図３（ｂ）に示すデジタル値５８は、そのＡＤ変換器入力信号５５の略最大振幅の値を示す。今、ｎ番目のＡＤ変換器入力信号５５のＡＤ変換された２つのデジタル値を、変換した順にＸ２ｎ、Ｘ１ｎとし、ｎ−１番目のウォブル信号のＡＤ変換された２つのデジタル値を、変換した順にＸ２ｎ−１、Ｘ１ｎ−１とし、ＦＩＲ演算の演算結果である第１のＦＩＲ演算器出力信号６４をＹｎとする。ＷＯＢＤ信号４６をもとに、ＡＤ変換タイミング信号が生成されるため、上述したようなウォブルとデジタル値の関係は容易に実現する。ＦＩＲ演算には無限個の方式があるが、簡易な方式の数は限られる。以下に簡易な方式を示す。これらは用途によって使い分けられる。以下、数式を示すに当り、例えば、デジタル値Ｘ１ｎ−１はＸ１ｎから１を引くと誤解されることを防ぐために、デジタル値については括弧で示した。即ち、デジタル値Ｘ１ｎ−１を（Ｘ１ｎ−１）で示した。
【００２０】
第１の用途として使用されるＦＩＲ演算は、ｎ番目のウォブル信号から得られるデジタル値を用いた２タップのＦＩＲ演算であり、
Ｙｎ＝（Ｘ１ｎ）−（Ｘ２ｎ）………（数１）
である。図２に示した信号はこのＦＩＲ演算を行っている。（数１）において、右辺第２項の負の係数は、右辺第１項と極性を同じにするものであり、従来の技術で示した搬送波を乗算する乗算器に相当する。すなわち、このＦＩＲ演算は乗算器と２つのデジタル値の平均演算を意味する。平均演算を行うＦＩＲフィルタとしての特性はＬＰＦである。ＦＩＲ演算の式からわかる通り、ＦＩＲ演算はウォブル信号の１倍の周波数で行うことができる。ラッチ回路７０の更新タイミングであるラッチ信号７２は、ＦＩＲ演算するタイミングと同一である。
【００２１】
第２の用途として使用されるＦＩＲ演算は、ｎ番目とｎ−１番目のウォブル信号から得られるデジタル値を用いた４タップのＦＩＲ演算であり、
Ｙｎ＝ａ×（Ｘ１ｎ）−ｂ×（Ｘ２ｎ）＋ｃ×（Ｘ１ｎ−１）−ｄ×（Ｘ２ｎ−１）……（数２）
で示される。ここで、ａ、ｂ、ｃ、ｄは０あるいは正の定数である。ａ、ｂ、ｃ、ｄの組み合わせも無限にあるが、ＬＰＦの特性を実現する上ではその特性に大差はない。４タップのＦＩＲ演算の中でも最も簡単なＦＩＲ演算は、
Ｙｎ＝（Ｘ１ｎ）−（Ｘ２ｎ）＋（Ｘ１ｎ−１）−（Ｘ２ｎ−１）……（数３）
である。
このＦＩＲ演算の信号を図４に示す。
図４は４タップのＦＩＲ演算を行なう際の各信号の波形図であり、正常に動作した場合の波形図を示す。図において、図４（ａ）〜図４（ｄ）は図２（ａ）〜図２（ｄ）と同じ信号であるため、その説明を省略する。図４（ｅ）に示す第１のＦＩＲ演算器６２の出力信号６４は（数３）に従って演算することによって、４回反転しているので、黒点で示すゼロの部分が４個発生する。第１のＦＩＲ演算器６２の出力信号６４を２値化回路６６で２値化すると図４（ｆ）に示す２値化回路６６の出力信号６８が得られるので、この出力信号６８を図４（ｇ）に示すラッチ信号５２を用いてラッチ回路７０で処理すると、図４（ｈ）に示す位相検波信号７２が得られる。
【００２２】
（数３）において、右辺第２および第４項の負の係数は、右辺第１および第３項と極性を同じにするものであり、従来の技術で示した搬送波を乗算する乗算器に相当する。すなわち、このＦＩＲ演算は乗算器と４つのデジタル値の平均演算を意味する。平均演算を行うＦＩＲフィルタとしての特性はＬＰＦであり、２つのデジタル値の平均演算を行う２タップのＦＩＲフィルタに比べて信号通過帯域は約半分である。そのため、４タップのＦＩＲ演算はノイズを低減する効果が優れており、ウォブル信号のＳＮ比が小さい記録された光ディスクのアドレス再生に適している。
ＦＩＲ演算の式からわかる通り、ＦＩＲ演算はウォブル信号の１倍の周波数で行うことができる。しかしながら、ｎ番目とｎ−１番目のウォブル信号から得られるデジタル値を用いて平均演算を行うため、ｎ番目とｎ−１番目のウォブルの位相が反転していた場合、ＦＩＲ演算された信号が約０となる。図４（ｅ）ではウォブルの反転が４回行われているため、第１のＦＩＲ演算器出力信号は４回０となっている。ＦＩＲ演算された信号は、例えば０をスライスレベルとして２値化されるので、条件によって２値化された信号が０にも１にもなり誤動作を引き起こす。この不具合は、ｎ番目とｎ−１番目のウォブルの位相が反転していた場合、２値化された信号を更新しないことにより回避できる。すなわち、ラッチ信号をウォブル信号の１／２倍の周波数とし、さらにラッチするタイミングではウォブルの位相が反転しないように、ラッチ信号を調整する必要がある。ウォブル信号の１／２倍の周波数のラッチ信号はＷＯＢＤ信号を分周して作成される。
【００２３】
もし、図４（ｇ）のラッチ信号が、１ウォブル周期ずれていたら、位相検波信号は出力されない。その状態を図５に示す。
図５は４タップのＦＩＲ演算を行う際の各信号の波形図であり、正常に動作しない場合の波形図を示す。図５において、図５（ａ）〜図５（ｆ）は図４（ａ）〜図４（ｆ）と同じであるため、その説明を省略する。図５（ｇ）のラッチ信号５２では、図５（ｆ）の２値化回路の出力信号６８が発生された場所に信号がないので、図５（ｈ）に示すように、位相検波信号７２は得られない。これは、ラッチ信号５２のタイミングミスであり、確立は１／２である。従って、この場合、ラッチ信号の位相をウォブル周期で調整する必要がある。すなわち、図４の状態か図５の状態かを選択することである。
この調整方法は種々ある。アドレスが再生可能な方を選択してもよいし、２値化回路のスライスレベルを正の値として、ラッチ信号の有無を判定基準としてもよい。この処理は、タイミング信号生成回路４８で実施される。ただし、このＦＩＲ演算が単純に適用されるためには、位相が同じウォブルが偶数個連続している必要がある。
【００２４】
図１０に示した従来の光ディスクでは、位相の反転したウォブルが「ＳＹＮＣ」では４個連続しており、「１」および「０」では２個連続しているため、上述した２タップおよび４タップのＦＩＲ演算がともに適用可能である。ただし、４タップのＦＩＲ演算では位相変調部分の先頭にある１個のウォブルの反転部分は検出できない。そもそもこれは検出する必要がない。図４（ｅ）で最初に第１のＦＩＲ演算器出力信号が０となるウォブルである。一方、奇数である９３個のウォブル毎に位相変調部分が設けられている。この場合、４タップのＦＩＲ演算を単純に適用することはできない。位相変調部分毎に、２値化された信号を更新するタイミングがウォブル１周期ずれてしまうためである。言い換えれば、位相変調部分毎に、図４と図５の状態が交互に発生する。この不具合は、更新するタイミングを９３ウォブル毎にウォブル信号の１周期に相当する時間ずらすことにより回避できる。
【００２５】
図６は４タップにおけるラッチ信号のタイミングの補正を説明するための波形図である。図６（ａ）はウォブルの位相変調部分２及び８５個の位相が一定な正弦波であるウォブル４を有するウォブル信号である。図６（ｂ）はウォブル４を示す。図６（ｃ）では、ラッチ信号５２を位相変調部分２と位相変調部分２の間で、ウォブル信号の１周期に相当する時間ずらしている。この処理は、タイミング信号生成回路４８で実施される。
【００２６】
２タップのＦＩＲ演算では、２値化された信号を更新して出力するタイミングを調整する必要もなく、９３ウォブル毎にずらす必要もない。従って、検出精度の観点では４タップのＦＩＲ演算が２タップのＦＩＲ演算より優れ、簡易性の観点では２タップのＦＩＲ演算が４タップのＦＩＲ演算より優れている。この特長を踏まえ、記録処理を開始する前のアドレス再生には記録されているか否かに限らず検出精度の高い４タップのＦＩＲ演算を用い、シーク処理を行うためのアドレス再生には記録されたＩＤの再生、あるいは２タップのＦＩＲ演算を用いる使用方法が最適な使い方である。使い方に応じて、第１のＦＩＲ演算器６２とタイミング生成回路４８をそれぞれの設定に切り替えればよい。ただし、図２と図４からわかる通り、位相検波信号７２の出力されるタイミングが１ウォブル周期ずれている。これは、２タップと４タップのＦＩＲ演算でアドレスが再生されるタイミングが１ウォブル周期異なることを意味している。これはアドレスが再生されるタイミングが異なることになるので、それを加味して再生すればよい。
【００２７】
これまで、冒頭で述べたように，検出原理の説明に重点をおいてきた。位相変調を光ディスクのアドレスに適用した場合、光ディスク特有の課題が発生する。それは、位相変調されていないウォブルと位相変調されたウォブルの境界で、ウォブル信号の振幅が変動することである。
主な要因は３つある。以下、主な要因について、図７を用いて説明する。
図７はウォブル信号の振幅の変動の要因を説明するための波形図であり、図７（ａ）は第１のウォブル信号を、図７（ｂ）はＡＤ変換器入力信号を、図７（ｃ）は第２のウォブル信号を示す。
第１の要因は、隣接するグルーブとの距離の変動によるものである。これは光ディスクからの反射光の回折特性に起因している。この場合のウォブル信号を第１のウォブル信号３４ａとして図７（ａ）に示す。図では、切替直後のウォブル３４ａａの振幅とそれから１周期経過した後のウォブル３４ａｂの振幅が小さくなっている。第２の要因は、ディスクの汚れ、トラッキングサーボ系の追従誤差を取り除くＨＰＦによるものである。これはＰＳＫ方式の信号帯域を制限することに起因している。この場合のＡＤ変換器の入力信号５５を図７（ｂ）に示す。図では、切替直後におけるＡＤ変換器の入力信号５５ａの振幅が小さくなっている。第３の要因は、光ディスクの製造プロセスによるものである。グルーブが欠けた場合のウォブル信号を図７（ｃ）に示す。図では、第２のウォブル信号３４ｂの３４ｂａ、３４ｂｂで示す部分で反転されるべきであるが反転されておらず、振幅も変化している。この要因では、特にＨＰＦの影響が顕著で、他の２要因の振幅変動を強調してしまう。
【００２８】
位相変調されていないウォブルと位相変調されたウォブルの境界での、ウォブル信号の振幅変動を考慮したＦＩＲ演算は３方式ある。振幅変動が発生しているデジタル値をＦＩＲ演算に用いないことで課題を解決することが可能である。
ウォブルの位相が反転した直後のデジタル値を省いた場合のＦＩＲ演算は、
Ｙｎ＝（Ｘ１ｎ）−（Ｘ２ｎ）＋（Ｘ１ｎ−１）……（数４）
で表される。
ウォブルの位相が反転する直前のデジタル値を省いた場合のＦＩＲ演算は、
Ｙｎ＝−（Ｘ２ｎ）＋（Ｘ１ｎ−１）−（Ｘ２ｎ−１）……（数５）
で表される。
ウォブルの位相が反転した直後のデジタル値、およびウォブルの位相が反転する直前のデジタル値を省いた場合のＦＩＲ演算は、
Ｙｎ＝−（Ｘ２ｎ）＋（Ｘ１ｎ−１）……（数６）
で表される。
【００２９】
最後に、ＡＤ変換するタイミングの決定方法について説明する。図１に示す遅延回路４４はＷＯＢ信号４０を所定量遅延させたＷＯＢＤ信号４６を生成する。ＡＤ変換タイミング信号５０はＷＯＢＤ信号から生成されるため、ＡＤ変換するタイミングは遅延回路４４の遅延量により決定される。ＡＤ変換するタイミングの指標に、ＦＩＲ演算された信号の振幅と極性を用いる。
図８はＡＤ変換タイミングとＦＩＲ演算された信号の平均値の関係を示す特性図であり、横軸にＡＤ変換タイミングを示し、縦軸に第１のＦＩＲ演算器の出力信号の平均値を示す。図の特性線９１ではＡＤ変換するタイミングが０の位置が、本来のＡＤ変換するタイミングである。ウォブル信号の２倍の周波数でウォブル信号をデジタル値に変換するＡＤ変換器では、本来のＡＤ変換するタイミングではＦＩＲ演算された信号が０でない。本来のＡＤ変換するタイミングから、ＡＤ変換するタイミングをウォブル信号の１／４周期に相当する時間ずらした場合、ＦＩＲ演算された信号は０となる。この特性を利用し、ＦＩＲ演算された信号が０となるＡＤ変換タイミングを求める。それに対しウォブル信号の１／４周期に相当する時間ずらしたＡＤ変換タイミングが、求めるＡＤ変換タイミングである。
【００３０】
また、ウォブル信号の４倍の周波数でウォブル信号をデジタル値に変換するＡＤ変換器では、本来のＡＤ変換するタイミングからウォブル信号の１／４周期に相当する時間ずれたタイミングでＡＤ変換を行っていることとなる。そのため、位相検波演算器６０が使用しないデジタル値を用いて、図１の第２のＦＩＲ演算器７８で、位相検波演算器６０と同様のＦＩＲ演算を行うと、ＦＩＲ演算された信号が０となるＡＤ変換タイミングが、求めるＡＤ変換タイミングとなる。
図９はＡＤ変換タイミングと第１のＦＩＲ演算器および第２のＦＩＲ演算器がＦＩＲ演算した信号の平均値の関係を示す特性図であり、横軸にＡＤ変換タイミングを、縦軸はＦＩＲ演算器の出力信号の平均値をしめす。図において、
特性線９２は第１のＦＩＲ演算器６２の出力信号の平均値であり、特性線９５は第２のＦＩＲ演算器７８の出力信号の平均値であり、特性線９５の位相は特性線９５の位相に比べπ／４だけずれているので、第２のＦＩＲ演算器７８の出力を利用してＡＤ変換タイミングを求めることができる。
【００３１】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明によれば、ウォブル信号に含まれるノイズを低減できるとともに、ウォブル信号の振幅変動の影響を回避できるため、ウォブル信号からアドレスを高精度に検出することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による光ディスク装置の一実施例を示すブロック図である。
【図２】２タップのＦＩＲ演算を行う際の各信号の波形図である。
【図３】ＦＩＲ演算を説明するための波形図である。
【図４】４タップのＦＩＲ演算を行なう際の各信号の波形図である。
【図５】４タップのＦＩＲ演算を行う際の各信号の波形図である。
【図６】４タップにおけるラッチ信号のタイミングの補正を説明するための波形図である。
【図７】ウォブル信号の振幅の変動の要因を説明するための波形図である。
【図８】ＡＤ変換タイミングとＦＩＲ演算された信号の平均値の関係を示す特性図である。
【図９】ＡＤ変換タイミングと第１のＦＩＲ演算器および第２のＦＩＲ演算器がＦＩＲ演算した信号の平均値の関係を示す特性図である。
【図１０】従来の光ディスクに設けられたウォブルからのウォブル信号の波形図である。
【図１１】従来のＰＳＫ復調回路のブロック図である。
【符号の説明】
２…位相変調部分、４…位相が一定の正弦波、１０…ＰＳＫ変調信号受信、１２…搬送波再生回路、１４…搬送波、１６…位相検波回路、１８…乗算器、２０…ＬＰＦ回路、２２…ベースバンド信号、２４…識別再生回路、２６…受信デジタル信号、３０…光ヘッド、３２…光ディスク、３４…ウォブル信号、３６…ＢＰＦ回路、３８…ＰＬＬ回路、４０…ＷＯＢ信号、４２…ＷＯＢＣＬＫ信号、４４…遅延回路、４６…ＷＯＢＤ信号、４８…タイミング信号生成回路、５０…ＡＤ変換タイミング信号、５２…ラッチ信号、５４…フィルタ回路、５６…ＡＤ変換器、５８…デジタル値、６０…位相検波演算器、６２…第１のＦＩＲ演算器、６４…第１のＦＩＲ演算器の出力信号、６６…２値化回路、６８…、７０…ラッチ回路、７２…位相検波信号、７４…デコード回路、７６…アドレス、７８…第２のＦＩＲ演算器、８０…第２のＦＩＲ演算器の出力信号。
【発明の属する技術分野】
本発明は、アドレスが局所的に変調されているグルーブを有する光ディスクに光スポットを位置決めして情報の記録再生を行う光ディスク装置に係り、特に、アドレスの検出精度を高めることが可能な光ディスク装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
従来、光ディスク装置では、光スポットを目標のトラックに位置付けするために、あるいは光ディスク上の所定の位置に情報を記録するために、光ディスク上に設けられたアドレスを用いている。近年、アドレス方式としてグルーブを位相変調した光ディスクが製品化されている。この製品はグルーブが一定の周波数で蛇行し、それにアドレスが位相変調されている（例えば、非特許文献１参照）。上記光ディスク上に光スポットを照射し、その反射光から検出されるウォブル信号を図１０に示す。
【０００３】
図１０は従来の光ディスクに設けられたウォブルからのウォブル信号の波形図であり、図１０（ａ）はウォブル信号を、図１０（ｂ）は「ＳＹＮＣ」ウォブル信号を、図１０（ｃ）は「１」ウォブル信号を、図１０（ｄ）は「０」のウォブル信号を示す。
一般にウォブル信号はディスクからの反射光を２分割ディテクタで受光して、ディテクタのそれぞれの信号を減算することにより生成される。１周期の正弦波はウォブルと呼ばれている。先頭の８個のウォブルが位相変調部分２となっており、残りの８５個のウォブル４は位相が一定の正弦波である。９３個のウォブルで１ビットが構成されている。位相変調部分２は３種類あり、「ＳＹＮＣ」、「１」および「０」が割り当てられている。５１ビットでアドレスが構成されている。
また、上記光ディスクに情報を記録する際には、アドレスと一対一の相対関係をもつＩＤ（Ｉｄｅｎｔｉｆｉｃａｔｉｏｎ Ｄａｔａ）が１セクタ毎に記録される。そのため、記録された光ディスクでは、位相変調されたアドレスか、ＩＤで光スポットの位置を認識することが可能である。
【０００４】
一方、通信工学の技術では、位相変調方式してＰＳＫ（Ｐｈａｓｅ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）方式が広く知られている。上記光ディスクはＰＳＫ方式である。ＰＳＫ方式の復調には位相検波回路を用いた同期検波方式が一般的に用いられている（非特許文献２参照）。図１１を用いて同期検波方式を説明する。
図１１は従来のＰＳＫ復調回路のブロック図である。図において、端子１１にＰＳＫ変調信号受信１０が入力される。搬送波再生回路１２は変調成分が取り除かれた搬送波１４を生成する。位相検波回路１６はＰＳＫ変調信号受信１０と搬送波１４からベースバンド信号２２を生成する。位相検波回路１６は変調信号受信入力１０と搬送波１４を、乗算器１８により乗算を行い、乗算された信号を、ＬＰＦ回路２０を通して出力する。ベースバンド信号２２は識別再生回路２４で２値化され、受信デジタル信号２６を生成する。
【０００５】
【非特許文献１】
株式会社トリケップス発行、「ＷＨＩＴＥ ＳＥＲＩＥＳ Ｎｏ ２１８ ＤＶＤ＋Ｒ／ＲＷ」（初版発行日：２００２年１月２２日）
【非特許文献２】
株式会社オーム社発行、「デジタル変復調の基礎」（初版発行日 ２００１年９月２５日）
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
上述した位相変調を光ディスクのアドレスに適用した場合、光ディスク特有の課題が発生する。
第１の課題は、記録されていない光ディスクではウォブル信号のＳＮ比が大きいが、記録された光ディスクではウォブル信号のＳＮ比が極めて小さいことである。ＳＮ比が小さいウォブル信号からアドレスを再生することはもちろんであるが、記録されていない光ディスクから極めて簡単な方法でアドレスを再生可能であれば、用途に応じて、それぞれに適したアドレス再生を行うこができる。
第２の課題は、位相変調されていないウォブルと位相変調されたウォブルの境界で、ウォブル信号の振幅が変動することである。主な要因は３つあり、第１の要因は、隣接するグルーブとの距離の変動によるものである。これは光ディスクからの反射光の回折特性に起因している。第２の要因は、ディスクの汚れ、トラッキングサーボ系の追従誤差を取り除くＨＰＦによるものである。これはＰＳＫ方式の信号帯域を制限することに起因している。第３の要因は、光ディスクの製造プロセスによるものである。
第３の課題は、複雑な機能を有するアドレス再生回路を、簡易で安価な回路で実現することである。
【０００７】
従って、本発明の目的は、アドレスが変調されているグルーブを有する光ディスクに対して、簡易で安価な回路でアドレスの検出精度を高めること可能な光ディスク装置を提供することにある。
【０００８】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するためには、複雑な演算を行う必要があり、簡易な回路で実現するためにはデジタル処理を行うことが不可欠である。特に位相変調されていないウォブルと位相変調されたウォブルの境界での、ウォブル信号の振幅が変動する課題に対しては、デジタル処理を行うことが不可欠である。一方、一般的にＡＤ変換器は変換する周波数が低いほど安価である。したがってＡＤ変換器の変換する周波数は、必要最低限の周波数とすることが望ましい。
【０００９】
そこで、まず、デジタル処理を行うために、ウォブル信号の少なくとも２倍の周波数でウォブル信号をデジタル値に変換するＡＤ変換器を設ける。２倍の周波数で変換する場合には、変換するタイミングは、ウォブル信号の振幅が最大となる位置とする。２倍より高い周波数で変換する場合には、少なくともウォブル信号の振幅が最大となる位置で変換する。４倍の周波数で変換する場合には、変換するタイミングは、ウォブル信号の振幅が最大となる位置とウォブル信号の振幅が０となる位置とする。
【００１０】
次にウォブル信号の振幅が最大となる位置で変換されたデジタル値に、ＦＩＲ演算を行い、ＦＩＲ演算された信号を２値化し、ウォブル信号の１／Ｎ倍の周波数で２値化された信号を更新して出力する位相検波演算器を設ける。ｎ番目のウォブル信号のＡＤ変換された２つのデジタル値を、変換した順にＸ２ｎ、Ｘ１ｎとし、ｎ−１番目のウォブル信号のＡＤ変換された２つのデジタル値を、変換した順にＸ２ｎ−１、Ｘ１ｎ−１とし、ＦＩＲ演算の演算結果をＹｎとする。ＦＩＲ演算には無限個の方式があるが、簡易な方式の数は限られる。以下に簡易な方式を示す。これらは用途によって使い分けられる。
第１の用途として使用されるＦＩＲ演算は、ｎ番目のウォブル信号から得られるデジタル値を用いた２タップのＦＩＲ演算であり、
Ｙｎ＝（Ｘ１ｎ）−（Ｘ２ｎ）
である。右辺第２項の負の係数は、右辺第１項と極性を同じにするものであり、従来の技術で示した搬送波を乗算する乗算器に相当する。すなわち、このＦＩＲ演算は乗算器と２つのデジタル値の平均演算を意味する。平均演算を行うＦＩＲフィルタとしての特性はＬＰＦである。ＦＩＲ演算の式からわかる通り、ＦＩＲ演算はウォブル信号の１倍の周波数で行うことができる。位相検波演算器はＦＩＲ演算された信号を、例えば０をスライスレベルとして２値化し、ウォブル信号の１倍の周波数で２値化された信号を更新して出力する。更新するタイミングは、ＦＩＲ演算するタイミングと同一でよい。
第２の用途として使用されるＦＩＲ演算は、ｎ番目とｎ−１番目のウォブル信号から得られるデジタル値を用いた４タップのＦＩＲ演算であり、
Ｙｎ＝ａ×（Ｘ１ｎ）−ｂ×（Ｘ２ｎ）＋ｃ×（Ｘ１ｎ−１）−ｄ×（Ｘ２ｎ−１）
である。ここで、ａ、ｂ、ｃ、ｄは０あるいは正の定数である。ａ、ｂ、ｃ、ｄの組み合わせも無限にあるが、ＬＰＦの特性を実現する上ではその特性に大差はない。４タップのＦＩＲ演算の中でも最も簡単なＦＩＲ演算は、
Ｙｎ＝（Ｘ１ｎ）−（Ｘ２ｎ）＋（Ｘ１ｎ−１）−（Ｘ２ｎ−１）
である。右辺第２および第４項の負の係数は、右辺第１および第３項と極性を同じにするものであり、従来の技術で示した搬送波を乗算する乗算器に相当する。すなわち、このＦＩＲ演算は乗算器と４つのデジタル値の平均演算を意味する。平均演算を行うＦＩＲフィルタとしての特性はＬＰＦであり、２つのデジタル値の平均演算を行う２タップのＦＩＲフィルタに比べて信号通過帯域は約半分である。そのため、４タップのＦＩＲ演算はノイズを低減する効果が優れており、ウォブル信号のＳＮ比が小さい記録された光ディスクのアドレス再生に適している。ＦＩＲ演算の式からわかる通り、ＦＩＲ演算はウォブル信号の１倍の周波数で行うことができる。しかしながら、ｎ番目とｎ−１番目のウォブル信号から得られるデジタル値を用いて平均演算を行うため、ｎ番目とｎ−１番目のウォブルの位相が反転していた場合、ＦＩＲ演算された信号が約０となる。ＦＩＲ演算された信号は、例えば０をスライスレベルとして２値化されるので、条件によって２値化された信号が０にも１にもなり誤動作を引き起こす。この不具合は、ｎ番目とｎ−１番目のウォブルの位相が反転していた場合、２値化された信号を更新しないことにより回避できる。すなわち、２値化された信号を更新して出力するタイミングをウォブル信号の１／２倍の周波数とし、さらにこの更新するタイミングではウォブルの位相が反転しないように、更新するタイミングを調整する必要がある。ただし、このＦＩＲ演算が単純に適用されるためには、位相が同じウォブルが偶数個連続している必要がある。
【００１１】
従来の光ディスクでは、位相の反転したウォブルが「ＳＹＮＣ」は４個連続しており、「１」および「０」は２個連続しているため、上述した２タップおよび４タップのＦＩＲ演算がともに適用可能である。ただし、４タップのＦＩＲ演算では位相変調部分の先頭にある１個のウォブルの反転部分は検出できない。そもそもこれは検出する必要がない。一方、奇数である９３個のウォブル毎に位相変調部分が設けられている。この場合、４タップのＦＩＲ演算を単純に適用することはできない。位相変調部分毎に、２値化された信号を更新するタイミングがウォブル１周期ずれてしまうためである。この不具合は、更新するタイミングを９３ウォブル毎にウォブル信号の１周期に相当する時間ずらす手段を設けることにより回避できる。
２タップのＦＩＲ演算では、２値化された信号を更新して出力するタイミングを調整する必要もなく、９３ウォブル毎にずらす必要もない。従って、検出精度の観点では４タップのＦＩＲ演算が２タップのＦＩＲ演算より優れ、簡易性の観点では２タップのＦＩＲ演算が４タップのＦＩＲ演算より優れている。この特長を踏まえ、記録処理を開始する前のアドレス再生には記録されているか否かに限らず検出精度の高い４タップのＦＩＲ演算を用い、シーク処理を行うためのアドレス再生には記録されたＩＤの再生、あるいは２タップのＦＩＲ演算を用いる使用方法が最適な使い方である。
上述した位相検波演算器の出力信号からアドレスを識別するデコード回路を設けることにより、アドレスを再生することが可能である。
【００１２】
位相変調されていないウォブルと位相変調されたウォブルの境界での、ウォブル信号の振幅変動を考慮したＦＩＲ演算は３方式ある。振幅変動が発生しているデジタル値をＦＩＲ演算に用いないことで課題を解決することが可能である。
ウォブルの位相が反転した直後のデジタル値を省いた場合のＦＩＲ演算は、
Ｙｎ＝（Ｘ１ｎ）−（Ｘ２ｎ）＋（Ｘ１ｎ−１）
である。
ウォブルの位相が反転する直前のデジタル値を省いた場合のＦＩＲ演算は、
Ｙｎ＝−（Ｘ２ｎ）＋（Ｘ１ｎ−１）−（Ｘ２ｎ−１）
である。
ウォブルの位相が反転した直後のデジタル値、およびウォブルの位相が反転する直前のデジタル値を省いた場合のＦＩＲ演算は、
Ｙｎ＝−（Ｘ２ｎ）＋（Ｘ１ｎ−１）
である。
【００１３】
ＦＩＲ演算された信号の振幅と極性を用いて、ＡＤ変換するタイミングを決定することが可能である。ウォブル信号の２倍の周波数でウォブル信号をデジタル値に変換するＡＤ変換器では、本来のＡＤ変換するタイミングではＦＩＲ演算された信号が０でない。本来のＡＤ変換するタイミングから、ＡＤ変換するタイミングをウォブル信号の１／４周期に相当する時間ずらした場合、ＦＩＲ演算された信号は０となる。この特性を利用し、ＦＩＲ演算された信号が０となるＡＤ変換タイミングを求める。それに対しウォブル信号の１／４周期に相当する時間ずらしたＡＤ変換タイミングが、求めるＡＤ変換タイミングである。また、ウォブル信号の４倍の周波数でウォブル信号をデジタル値に変換するＡＤ変換器では、本来のＡＤ変換するタイミングからウォブル信号の１／４周期に相当する時間ずれたタイミングでＡＤ変換を行っていることとなる。そのため、位相検波演算器が使用しないデジタル値を用いて、位相検波演算器と同様のＦＩＲ演算を行えば、ＦＩＲ演算された信号が０となるＡＤ変換タイミングが、求めるＡＤ変換タイミングである。
【００１４】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を、実施例を用い、図を参照して説明する。
まず、図１を用いて本発明である光ディスク装置の構成を説明する。
図１は本発明による光ディスク装置の一実施例を示すブロック図であり、本実施例を用いて光ディスクのアドレスを再生する場合について説明する。図２は２タップのＦＩＲ演算を行う際の各信号の波形図である。なお、ＦＩＲ演算とは、Ｆｉｎｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓｅ Ｒｅｓｐｏｎｓｅ演算の略称である。
図２では、検出原理を理解しやすくするために、図１に示すフィルタ回路５４の伝達特性は１に近い特性として示している。さらには、外乱のない理想的なウォブル信号３４が得られたものとして示している。
【００１５】
図１において、光ヘッド３０は光ディスク３２上に光スポットを照射し、反射光からウォブル信号３４を検出する。ウォブル信号３４はＢＰＦ回路３６を通してＰＬＬ回路３８に入力される。ＢＰＦ回路はウォブル信号のノイズを除去するものであり、ウォブル信号の周波数を通過させる特性であればよい。ＢＰＦ回路３６の出力には、主に８５個のウォブル信号である位相が一定な正弦波が得られる。ＰＬＬ回路３８は、ウォブル信号と同期して同じ周波数のＷＯＢ信号４０と、ＷＯＢ信号をてい倍したＷＯＢＣＬＫ信号４２を生成する。遅延回路４４はマイコン（図示せず）からの指令によって、ＷＯＢ信号４０を所定量遅延させたＷＯＢＤ信号４６を生成する。遅延量はＷＯＢＣＬＫ信号４２の周期を単位として設定される。遅延量はＡＤ変換のタイミングを決定するものであり、設定方法は後述する。タイミング信号生成回路４８は、ＷＯＢＤ信号４６を用いてＡＤ変換タイミング信号５０とラッチ信号５２を生成する。
【００１６】
一方、ウォブル信号３４はフィルタ回路５４を通してＡＤ変換器５６に入力される。フィルタ回路５５は、ＨＰＦとＬＰＦからなる。ＨＰＦはディスクの汚れ、トラッキングサーボ系の追従誤差を取り除くものであり、ＬＰＦはウォブル信号のノイズを除去するものである。ＡＤ変換するタイミングはＡＤ変換タイミング信号５０により決定する。図２に示すように、ＡＤ変換器５６はウォブル信号の２倍の周波数でウォブル信号をデジタル値５８に変換する。変換するタイミングは、ウォブル信号の振幅が最大となる位置である。図２を参照して説明すると、図２（ａ）はＡＤ変換器５６の入力信号５５の波形を示し、図２（ｂ）はＡＤ変換器５６に入力されるＡＤ変換タイミング信号５０を示す。ＡＤ変換器５６ではＡＤ変換タイミング信号５０のタイミングで入力信号５５の振幅（略最大振幅）を検出し、その出力に、図２（ｃ）に示すデジタル値５８を出力する。このデジタル値５８はＡＤ変換器入力信号５５の振幅値を示す。
【００１７】
位相検波演算器６０はデジタル値５８に位相検波演算を行い、位相検波信号７２を生成する。位相検波演算器６０は第１のＦＩＲ演算器６２、２値化回路６６およびラッチ回路７０から構成される。第１のＦＩＲ演算器６２はデジタル値５８を用いてＦＩＲ演算を行う。ＦＩＲ演算は、図２（ｄ）に示すＷＯＢＤ信号４６に従い実行される。ここで、ＷＯＢＤ信号４６はＡＤ変換タイミング信号５０よりＡＤ変換器５６での処理開始から第１のＦＩＲ演算器６２での演算開始時間分だけ遅延されるため、図２（ｄ）は図２（ｂ）より若干遅延されて示されている。図２（ｅ）は第１のＦＩＲ演算器出力信号６４を示す。ＦＩＲ演算によって、この第１のＦＩＲ演算器出力信号６４の生成方法については別途説明する。２値化回路６６はＦＩＲ演算された結果である第１のＦＩＲ演算器出力信号６４を、例えば０をスライスレベルとして２値化する。図２（ｆ）は２値化回路６６の出力信号である２値化回路出力信号６８を示す。図２（ｆ）に示すように、０をスライスレベルとして２値化した場合、２値化回路出力信号６８は図２（ｅ）の第１のＦＩＲ演算器出力信号６４の内、ゼロより大きい信号のみを取り出した波形となる。
【００１８】
ラッチ回路７０は、ウォブル信号３４の１／Ｎ倍の周波数で２値化された信号６８を更新して出力する。図２では、ウォブル信号の１倍の周波数を持つ図２（ｇ）のラッチ信号５２で２値化された信号６８を更新して図２（ｈ）に示す位相検波信号７２を出力している。デコード回路７４は位相検波信号７２からアドレス７６を生成する。光ディスク装置はこのアドレスを用いて、光スポットを目標のトラックに位置付けることが可能である。また、光ディスク３２上の所定の位置に情報を記録することが可能である。
【００１９】
次にＦＩＲ演算を説明する。まず、図３を用いて信号の説明をする。
図３はＦＩＲ演算を説明するための波形図である。図３（ａ）はＡＤ変換器入力信号５５であり、図３（ｂ）に示すデジタル値５８は、そのＡＤ変換器入力信号５５の略最大振幅の値を示す。今、ｎ番目のＡＤ変換器入力信号５５のＡＤ変換された２つのデジタル値を、変換した順にＸ２ｎ、Ｘ１ｎとし、ｎ−１番目のウォブル信号のＡＤ変換された２つのデジタル値を、変換した順にＸ２ｎ−１、Ｘ１ｎ−１とし、ＦＩＲ演算の演算結果である第１のＦＩＲ演算器出力信号６４をＹｎとする。ＷＯＢＤ信号４６をもとに、ＡＤ変換タイミング信号が生成されるため、上述したようなウォブルとデジタル値の関係は容易に実現する。ＦＩＲ演算には無限個の方式があるが、簡易な方式の数は限られる。以下に簡易な方式を示す。これらは用途によって使い分けられる。以下、数式を示すに当り、例えば、デジタル値Ｘ１ｎ−１はＸ１ｎから１を引くと誤解されることを防ぐために、デジタル値については括弧で示した。即ち、デジタル値Ｘ１ｎ−１を（Ｘ１ｎ−１）で示した。
【００２０】
第１の用途として使用されるＦＩＲ演算は、ｎ番目のウォブル信号から得られるデジタル値を用いた２タップのＦＩＲ演算であり、
Ｙｎ＝（Ｘ１ｎ）−（Ｘ２ｎ）………（数１）
である。図２に示した信号はこのＦＩＲ演算を行っている。（数１）において、右辺第２項の負の係数は、右辺第１項と極性を同じにするものであり、従来の技術で示した搬送波を乗算する乗算器に相当する。すなわち、このＦＩＲ演算は乗算器と２つのデジタル値の平均演算を意味する。平均演算を行うＦＩＲフィルタとしての特性はＬＰＦである。ＦＩＲ演算の式からわかる通り、ＦＩＲ演算はウォブル信号の１倍の周波数で行うことができる。ラッチ回路７０の更新タイミングであるラッチ信号７２は、ＦＩＲ演算するタイミングと同一である。
【００２１】
第２の用途として使用されるＦＩＲ演算は、ｎ番目とｎ−１番目のウォブル信号から得られるデジタル値を用いた４タップのＦＩＲ演算であり、
Ｙｎ＝ａ×（Ｘ１ｎ）−ｂ×（Ｘ２ｎ）＋ｃ×（Ｘ１ｎ−１）−ｄ×（Ｘ２ｎ−１）……（数２）
で示される。ここで、ａ、ｂ、ｃ、ｄは０あるいは正の定数である。ａ、ｂ、ｃ、ｄの組み合わせも無限にあるが、ＬＰＦの特性を実現する上ではその特性に大差はない。４タップのＦＩＲ演算の中でも最も簡単なＦＩＲ演算は、
Ｙｎ＝（Ｘ１ｎ）−（Ｘ２ｎ）＋（Ｘ１ｎ−１）−（Ｘ２ｎ−１）……（数３）
である。
このＦＩＲ演算の信号を図４に示す。
図４は４タップのＦＩＲ演算を行なう際の各信号の波形図であり、正常に動作した場合の波形図を示す。図において、図４（ａ）〜図４（ｄ）は図２（ａ）〜図２（ｄ）と同じ信号であるため、その説明を省略する。図４（ｅ）に示す第１のＦＩＲ演算器６２の出力信号６４は（数３）に従って演算することによって、４回反転しているので、黒点で示すゼロの部分が４個発生する。第１のＦＩＲ演算器６２の出力信号６４を２値化回路６６で２値化すると図４（ｆ）に示す２値化回路６６の出力信号６８が得られるので、この出力信号６８を図４（ｇ）に示すラッチ信号５２を用いてラッチ回路７０で処理すると、図４（ｈ）に示す位相検波信号７２が得られる。
【００２２】
（数３）において、右辺第２および第４項の負の係数は、右辺第１および第３項と極性を同じにするものであり、従来の技術で示した搬送波を乗算する乗算器に相当する。すなわち、このＦＩＲ演算は乗算器と４つのデジタル値の平均演算を意味する。平均演算を行うＦＩＲフィルタとしての特性はＬＰＦであり、２つのデジタル値の平均演算を行う２タップのＦＩＲフィルタに比べて信号通過帯域は約半分である。そのため、４タップのＦＩＲ演算はノイズを低減する効果が優れており、ウォブル信号のＳＮ比が小さい記録された光ディスクのアドレス再生に適している。
ＦＩＲ演算の式からわかる通り、ＦＩＲ演算はウォブル信号の１倍の周波数で行うことができる。しかしながら、ｎ番目とｎ−１番目のウォブル信号から得られるデジタル値を用いて平均演算を行うため、ｎ番目とｎ−１番目のウォブルの位相が反転していた場合、ＦＩＲ演算された信号が約０となる。図４（ｅ）ではウォブルの反転が４回行われているため、第１のＦＩＲ演算器出力信号は４回０となっている。ＦＩＲ演算された信号は、例えば０をスライスレベルとして２値化されるので、条件によって２値化された信号が０にも１にもなり誤動作を引き起こす。この不具合は、ｎ番目とｎ−１番目のウォブルの位相が反転していた場合、２値化された信号を更新しないことにより回避できる。すなわち、ラッチ信号をウォブル信号の１／２倍の周波数とし、さらにラッチするタイミングではウォブルの位相が反転しないように、ラッチ信号を調整する必要がある。ウォブル信号の１／２倍の周波数のラッチ信号はＷＯＢＤ信号を分周して作成される。
【００２３】
もし、図４（ｇ）のラッチ信号が、１ウォブル周期ずれていたら、位相検波信号は出力されない。その状態を図５に示す。
図５は４タップのＦＩＲ演算を行う際の各信号の波形図であり、正常に動作しない場合の波形図を示す。図５において、図５（ａ）〜図５（ｆ）は図４（ａ）〜図４（ｆ）と同じであるため、その説明を省略する。図５（ｇ）のラッチ信号５２では、図５（ｆ）の２値化回路の出力信号６８が発生された場所に信号がないので、図５（ｈ）に示すように、位相検波信号７２は得られない。これは、ラッチ信号５２のタイミングミスであり、確立は１／２である。従って、この場合、ラッチ信号の位相をウォブル周期で調整する必要がある。すなわち、図４の状態か図５の状態かを選択することである。
この調整方法は種々ある。アドレスが再生可能な方を選択してもよいし、２値化回路のスライスレベルを正の値として、ラッチ信号の有無を判定基準としてもよい。この処理は、タイミング信号生成回路４８で実施される。ただし、このＦＩＲ演算が単純に適用されるためには、位相が同じウォブルが偶数個連続している必要がある。
【００２４】
図１０に示した従来の光ディスクでは、位相の反転したウォブルが「ＳＹＮＣ」では４個連続しており、「１」および「０」では２個連続しているため、上述した２タップおよび４タップのＦＩＲ演算がともに適用可能である。ただし、４タップのＦＩＲ演算では位相変調部分の先頭にある１個のウォブルの反転部分は検出できない。そもそもこれは検出する必要がない。図４（ｅ）で最初に第１のＦＩＲ演算器出力信号が０となるウォブルである。一方、奇数である９３個のウォブル毎に位相変調部分が設けられている。この場合、４タップのＦＩＲ演算を単純に適用することはできない。位相変調部分毎に、２値化された信号を更新するタイミングがウォブル１周期ずれてしまうためである。言い換えれば、位相変調部分毎に、図４と図５の状態が交互に発生する。この不具合は、更新するタイミングを９３ウォブル毎にウォブル信号の１周期に相当する時間ずらすことにより回避できる。
【００２５】
図６は４タップにおけるラッチ信号のタイミングの補正を説明するための波形図である。図６（ａ）はウォブルの位相変調部分２及び８５個の位相が一定な正弦波であるウォブル４を有するウォブル信号である。図６（ｂ）はウォブル４を示す。図６（ｃ）では、ラッチ信号５２を位相変調部分２と位相変調部分２の間で、ウォブル信号の１周期に相当する時間ずらしている。この処理は、タイミング信号生成回路４８で実施される。
【００２６】
２タップのＦＩＲ演算では、２値化された信号を更新して出力するタイミングを調整する必要もなく、９３ウォブル毎にずらす必要もない。従って、検出精度の観点では４タップのＦＩＲ演算が２タップのＦＩＲ演算より優れ、簡易性の観点では２タップのＦＩＲ演算が４タップのＦＩＲ演算より優れている。この特長を踏まえ、記録処理を開始する前のアドレス再生には記録されているか否かに限らず検出精度の高い４タップのＦＩＲ演算を用い、シーク処理を行うためのアドレス再生には記録されたＩＤの再生、あるいは２タップのＦＩＲ演算を用いる使用方法が最適な使い方である。使い方に応じて、第１のＦＩＲ演算器６２とタイミング生成回路４８をそれぞれの設定に切り替えればよい。ただし、図２と図４からわかる通り、位相検波信号７２の出力されるタイミングが１ウォブル周期ずれている。これは、２タップと４タップのＦＩＲ演算でアドレスが再生されるタイミングが１ウォブル周期異なることを意味している。これはアドレスが再生されるタイミングが異なることになるので、それを加味して再生すればよい。
【００２７】
これまで、冒頭で述べたように，検出原理の説明に重点をおいてきた。位相変調を光ディスクのアドレスに適用した場合、光ディスク特有の課題が発生する。それは、位相変調されていないウォブルと位相変調されたウォブルの境界で、ウォブル信号の振幅が変動することである。
主な要因は３つある。以下、主な要因について、図７を用いて説明する。
図７はウォブル信号の振幅の変動の要因を説明するための波形図であり、図７（ａ）は第１のウォブル信号を、図７（ｂ）はＡＤ変換器入力信号を、図７（ｃ）は第２のウォブル信号を示す。
第１の要因は、隣接するグルーブとの距離の変動によるものである。これは光ディスクからの反射光の回折特性に起因している。この場合のウォブル信号を第１のウォブル信号３４ａとして図７（ａ）に示す。図では、切替直後のウォブル３４ａａの振幅とそれから１周期経過した後のウォブル３４ａｂの振幅が小さくなっている。第２の要因は、ディスクの汚れ、トラッキングサーボ系の追従誤差を取り除くＨＰＦによるものである。これはＰＳＫ方式の信号帯域を制限することに起因している。この場合のＡＤ変換器の入力信号５５を図７（ｂ）に示す。図では、切替直後におけるＡＤ変換器の入力信号５５ａの振幅が小さくなっている。第３の要因は、光ディスクの製造プロセスによるものである。グルーブが欠けた場合のウォブル信号を図７（ｃ）に示す。図では、第２のウォブル信号３４ｂの３４ｂａ、３４ｂｂで示す部分で反転されるべきであるが反転されておらず、振幅も変化している。この要因では、特にＨＰＦの影響が顕著で、他の２要因の振幅変動を強調してしまう。
【００２８】
位相変調されていないウォブルと位相変調されたウォブルの境界での、ウォブル信号の振幅変動を考慮したＦＩＲ演算は３方式ある。振幅変動が発生しているデジタル値をＦＩＲ演算に用いないことで課題を解決することが可能である。
ウォブルの位相が反転した直後のデジタル値を省いた場合のＦＩＲ演算は、
Ｙｎ＝（Ｘ１ｎ）−（Ｘ２ｎ）＋（Ｘ１ｎ−１）……（数４）
で表される。
ウォブルの位相が反転する直前のデジタル値を省いた場合のＦＩＲ演算は、
Ｙｎ＝−（Ｘ２ｎ）＋（Ｘ１ｎ−１）−（Ｘ２ｎ−１）……（数５）
で表される。
ウォブルの位相が反転した直後のデジタル値、およびウォブルの位相が反転する直前のデジタル値を省いた場合のＦＩＲ演算は、
Ｙｎ＝−（Ｘ２ｎ）＋（Ｘ１ｎ−１）……（数６）
で表される。
【００２９】
最後に、ＡＤ変換するタイミングの決定方法について説明する。図１に示す遅延回路４４はＷＯＢ信号４０を所定量遅延させたＷＯＢＤ信号４６を生成する。ＡＤ変換タイミング信号５０はＷＯＢＤ信号から生成されるため、ＡＤ変換するタイミングは遅延回路４４の遅延量により決定される。ＡＤ変換するタイミングの指標に、ＦＩＲ演算された信号の振幅と極性を用いる。
図８はＡＤ変換タイミングとＦＩＲ演算された信号の平均値の関係を示す特性図であり、横軸にＡＤ変換タイミングを示し、縦軸に第１のＦＩＲ演算器の出力信号の平均値を示す。図の特性線９１ではＡＤ変換するタイミングが０の位置が、本来のＡＤ変換するタイミングである。ウォブル信号の２倍の周波数でウォブル信号をデジタル値に変換するＡＤ変換器では、本来のＡＤ変換するタイミングではＦＩＲ演算された信号が０でない。本来のＡＤ変換するタイミングから、ＡＤ変換するタイミングをウォブル信号の１／４周期に相当する時間ずらした場合、ＦＩＲ演算された信号は０となる。この特性を利用し、ＦＩＲ演算された信号が０となるＡＤ変換タイミングを求める。それに対しウォブル信号の１／４周期に相当する時間ずらしたＡＤ変換タイミングが、求めるＡＤ変換タイミングである。
【００３０】
また、ウォブル信号の４倍の周波数でウォブル信号をデジタル値に変換するＡＤ変換器では、本来のＡＤ変換するタイミングからウォブル信号の１／４周期に相当する時間ずれたタイミングでＡＤ変換を行っていることとなる。そのため、位相検波演算器６０が使用しないデジタル値を用いて、図１の第２のＦＩＲ演算器７８で、位相検波演算器６０と同様のＦＩＲ演算を行うと、ＦＩＲ演算された信号が０となるＡＤ変換タイミングが、求めるＡＤ変換タイミングとなる。
図９はＡＤ変換タイミングと第１のＦＩＲ演算器および第２のＦＩＲ演算器がＦＩＲ演算した信号の平均値の関係を示す特性図であり、横軸にＡＤ変換タイミングを、縦軸はＦＩＲ演算器の出力信号の平均値をしめす。図において、
特性線９２は第１のＦＩＲ演算器６２の出力信号の平均値であり、特性線９５は第２のＦＩＲ演算器７８の出力信号の平均値であり、特性線９５の位相は特性線９５の位相に比べπ／４だけずれているので、第２のＦＩＲ演算器７８の出力を利用してＡＤ変換タイミングを求めることができる。
【００３１】
【発明の効果】
以上述べたように、本発明によれば、ウォブル信号に含まれるノイズを低減できるとともに、ウォブル信号の振幅変動の影響を回避できるため、ウォブル信号からアドレスを高精度に検出することが可能である。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明による光ディスク装置の一実施例を示すブロック図である。
【図２】２タップのＦＩＲ演算を行う際の各信号の波形図である。
【図３】ＦＩＲ演算を説明するための波形図である。
【図４】４タップのＦＩＲ演算を行なう際の各信号の波形図である。
【図５】４タップのＦＩＲ演算を行う際の各信号の波形図である。
【図６】４タップにおけるラッチ信号のタイミングの補正を説明するための波形図である。
【図７】ウォブル信号の振幅の変動の要因を説明するための波形図である。
【図８】ＡＤ変換タイミングとＦＩＲ演算された信号の平均値の関係を示す特性図である。
【図９】ＡＤ変換タイミングと第１のＦＩＲ演算器および第２のＦＩＲ演算器がＦＩＲ演算した信号の平均値の関係を示す特性図である。
【図１０】従来の光ディスクに設けられたウォブルからのウォブル信号の波形図である。
【図１１】従来のＰＳＫ復調回路のブロック図である。
【符号の説明】
２…位相変調部分、４…位相が一定の正弦波、１０…ＰＳＫ変調信号受信、１２…搬送波再生回路、１４…搬送波、１６…位相検波回路、１８…乗算器、２０…ＬＰＦ回路、２２…ベースバンド信号、２４…識別再生回路、２６…受信デジタル信号、３０…光ヘッド、３２…光ディスク、３４…ウォブル信号、３６…ＢＰＦ回路、３８…ＰＬＬ回路、４０…ＷＯＢ信号、４２…ＷＯＢＣＬＫ信号、４４…遅延回路、４６…ＷＯＢＤ信号、４８…タイミング信号生成回路、５０…ＡＤ変換タイミング信号、５２…ラッチ信号、５４…フィルタ回路、５６…ＡＤ変換器、５８…デジタル値、６０…位相検波演算器、６２…第１のＦＩＲ演算器、６４…第１のＦＩＲ演算器の出力信号、６６…２値化回路、６８…、７０…ラッチ回路、７２…位相検波信号、７４…デコード回路、７６…アドレス、７８…第２のＦＩＲ演算器、８０…第２のＦＩＲ演算器の出力信号。
Claims (17)
- 一定の周波数で蛇行し、かつアドレスが局所的に変調されているグルーブを有する光ディスクから得られたウォブル信号を、該ウォブル信号の少なくとも２倍の周波数でデジタル値に変換するＡＤ変換器と、該デジタル値にＦＩＲ演算を行い、ＦＩＲ演算された信号を２値化し、該ウォブル信号の１／Ｎ倍の周波数で２値化された信号を更新して出力する位相検波演算器と、該位相検波演算器の出力信号からアドレスを識別するデコード回路とを備えることを特徴とする光ディスク装置。
- 一定の周波数で蛇行し、かつアドレスが局所的に変調されているグルーブを有する光ディスクに、光スポットを位置付ける光ディスク装置であって、該光ディスク上に光スポットを照射し、反射光からウォブル信号を検出する光ヘッドと、該ウォブル信号の少なくとも２倍の周波数で該ウォブル信号をデジタル値に変換するＡＤ変換器と、該デジタル値にＦＩＲ演算を行い、ＦＩＲ演算された信号を２値化し、該ウォブル信号の１／Ｎ倍の周波数で２値化された信号を更新して出力する位相検波演算器と、該位相検波演算器の出力信号からアドレスを識別するデコード回路とを備えることを特徴とする光ディスク装置。
- 請求項１又は２記載の光ディスク装置において、該Ｎは１であることを特徴とする光ディスク装置。
- 請求項１又は２記載の光ディスク装置において、該Ｎは２であることを特徴とする光ディスク装置。
- 請求項１又は２記載の光ディスク装置において、該Ｎは１と２を切り替えて使用されることを特徴とする光ディスク装置。
- 請求項１又は２記載の光ディスク装置において、該位相検波演算器は２タップのＦＩＲ演算器を備えることを特徴とする光ディスク装置。
- 請求項１又は２記載の光ディスク装置において、該位相検波演算器は４タップのＦＩＲ演算器を備えることを特徴とする光ディスク装置。
- 請求項１又は２記載の光ディスク装置において、ｎ番目のウォブル信号のＡＤ変換された２つのデジタル値を、変換した順にＸ２ｎ、Ｘ１ｎとし、ＦＩＲ演算の演算結果をＹｎとすれば、ＦＩＲ演算が
Ｙｎ＝（Ｘ１ｎ）−（Ｘ２ｎ）
であることを特徴とする光ディスク装置。 - 請求項１又は２記載の光ディスク装置において、ｎ番目のウォブル信号のＡＤ変換された２つのデジタル値を、変換した順にＸ２ｎ、Ｘ１ｎとし、ｎ−１番目のウォブル信号のＡＤ変換された２つのデジタル値を、変換した順にＸ２ｎ−１、Ｘ１ｎ−１とし、ａ、ｂ、ｃ、ｄを０あるいは正の定数とし、ＦＩＲ演算の演算結果をＹｎとすれば、ＦＩＲ演算が
Ｙｎ＝ａ×（Ｘ１ｎ）−ｂ×（Ｘ２ｎ）＋ｃ×（Ｘ１ｎ−１）−ｄ×（Ｘ２ｎ−１）
であることを特徴とする光ディスク装置。 - 請求項９記載の光ディスク装置において、ＦＩＲ演算が
Ｙｎ＝（Ｘ１ｎ）−（Ｘ２ｎ）＋（Ｘ１ｎ−１）−（Ｘ２ｎ−１）
であることを特徴とする光ディスク装置。 - 請求項９記載の光ディスク装置において、ＦＩＲ演算が
Ｙｎ＝（Ｘ１ｎ）−（Ｘ２ｎ）＋（Ｘ１ｎ−１）
であることを特徴とする光ディスク装置。 - 請求項９記載の光ディスク装置において、ＦＩＲ演算が
Ｙｎ＝−（Ｘ２ｎ）＋（Ｘ１ｎ−１）−（Ｘ２ｎ−１）
であることを特徴とする光ディスク装置。 - 請求項９記載の光ディスク装置において、ＦＩＲ演算が
Ｙｎ＝−（Ｘ２ｎ）＋（Ｘ１ｎ−１）
であることを特徴とする光ディスク装置。 - 請求項４記載の光ディスク装置において、該位相検波演算器は、所定の期間ごとに、２値化された信号を更新して出力するタイミングをウォブル信号の１周期に相等する時間ずらすことを特徴とする光ディスク装置。
- 請求項１又は２記載の光ディスク装置において、該ＦＩＲ演算された信号の振幅と極性を用いて、ＡＤ変換するタイミングを決定することを特徴とする光ディスク装置。
- 請求項１又は２記載の光ディスク装置において、該位相検波演算器はＦＩＲ演算器と、２値化回路と、ラッチ回路で構成されていることを特徴とする光ディスク装置。
- 請求項１６記載の光ディスク装置において、他のＦＩＲ演算器を設け、該ＡＤ変換器は、ウォブル信号の少なくとも４倍の周波数でウォブル信号をデジタル値に変換し、該４倍の周波数でウォブル信号が変換されたデジタル値を該ＦＩＲ演算器で演算し、その結果によってＡＤ変換するタイミングを決定することを特徴とする光ディスク装置。
Priority Applications (1)
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| JP2002347139A JP2004178770A (ja) | 2002-11-29 | 2002-11-29 | 光ディスク装置 |
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Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2005036548A1 (ja) * | 2003-10-09 | 2005-04-21 | Ricoh Company, Ltd. | ウォブル信号復調方法、ウォブル信号復調回路及び光ディスク装置 |
| KR100635322B1 (ko) | 2004-11-11 | 2006-10-18 | 가부시끼가이샤 도시바 | 정보 기록 매체, 정보 기록 매체의 평가 방법 및 장치,정보 기록 매체의 제조 방법 |
-
2002
- 2002-11-29 JP JP2002347139A patent/JP2004178770A/ja active Pending
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| US7173890B2 (en) | 2003-10-09 | 2007-02-06 | Ricoh Company, Ltd. | Wobbling signal demodulation method, wobbling signal demodulation circuit, and optical disk drive |
| KR100635322B1 (ko) | 2004-11-11 | 2006-10-18 | 가부시끼가이샤 도시바 | 정보 기록 매체, 정보 기록 매체의 평가 방법 및 장치,정보 기록 매체의 제조 방법 |
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