JP2004173360A - Ｄｃブラシレスモータの回転数検出回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】センサレスでＰＷＭ回転制御を行うＤＣブラシレスモータの回転数を簡単な方法で検出できるようにする。
【解決手段】ＤＣブラシレスモータのｎ相のステータコイルの内の一相Ｕ＋ の検出電圧と基準電圧とをコンパレータ７で比較してパルスを生成する。このパルスには、出力段への駆動パルスと誘起電圧の混ざったものと、スイッチングノイズが含まれている。このパルス列をローパスフィルタ９を通過させスイッチングノイズを除去して、論理積回路６で駆動パルス出力との論理積を取ると、両者のパルスの論理レベルが一致した点でパルスが出力される。このとき、モータが停止して誘起電圧が誘起しないと検出電圧が低下してコンパレータ７からパルスが出力されないので、論理積回路６からはパルスが出力されない。このように回転に伴うパルスを簡単に出力できるので、ＤＣブラシレスモータの回転数を簡単な方法で検出できる
【選択図】 図１
【解決手段】ＤＣブラシレスモータのｎ相のステータコイルの内の一相Ｕ＋ の検出電圧と基準電圧とをコンパレータ７で比較してパルスを生成する。このパルスには、出力段への駆動パルスと誘起電圧の混ざったものと、スイッチングノイズが含まれている。このパルス列をローパスフィルタ９を通過させスイッチングノイズを除去して、論理積回路６で駆動パルス出力との論理積を取ると、両者のパルスの論理レベルが一致した点でパルスが出力される。このとき、モータが停止して誘起電圧が誘起しないと検出電圧が低下してコンパレータ７からパルスが出力されないので、論理積回路６からはパルスが出力されない。このように回転に伴うパルスを簡単に出力できるので、ＤＣブラシレスモータの回転数を簡単な方法で検出できる
【選択図】 図１
Description
【０００１】
【発明の属する利用分野】
この発明は、回転センサレスのＤＣブラシレスモータの回転数検出回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
ＤＣブラシレスモータには、ロータの位置を検出するためのセンサ付（ホール素子）タイプのものと、センサレスタイプのものとがある。
【０００３】
このセンサレスタイプのものは、センサを必要としないため、高温下でも使用できるし、部品コストも低減できる。また、センサのための配線が不要なのでモータ配線が少なくなり、組み立て工程の簡素化が図れ、かつ、モータの小型化や軽量化が図れるなどの特長がある。
【０００４】
反面、センサを用いないため、センサに代わる複雑な処理が必要である。そのため、モータに中点配線を設け、例えば、図４（ａ）に示すように、各相Ｕ、Ｖ、Ｗに発生する誘起電圧を位置検出用コンパレータ１で検出し、マイコン２などで複雑な演算処理を行うことにより、ロータの位置検出を行っている。
【０００５】
すなわち、図４（ａ）に示す３相センサレスＤＣモータの場合、電気角で１２０°通電で２相励磁となっており、図４（ｂ）のように、６通りの組み合わせで各相のトランジスタを作動して回転させるようになっている。
【０００６】
例えば、図４（ｂ）のＡ１の期間では、出力トランジスタＵ＋ とＶ− とがＯＮとなり、モータ電流は図４（ａ）の破線のように電源＋ＶＤＤ→Ｕ相のコイル→Ｖ相のコイル→ＧＮＤと流れる。このとき、Ｗ相のコイルは、電位的にフローティング状態である。そのため、図５のようにＷ相ステータがロータのＳ極とＮ極の中央にある場合は両極の影響を受けて中立であり、この位置より少しでもロータが反時計方向にある場合はＮ極の影響を受けてＳ極となる。逆に、少しでも時計方向にある場合は、Ｓ極の影響を受けてＮ極となる。したがって、このＳ極からＮ極に変化する中立点（ゼロクロス点）Ｚのタイミングを中点配線とＷ相コイルとから取り出した誘起電圧から検出すれば、ロータの位置を検出できる。また、図５から判るように、次のゼロクロス点（ロータのＳ極とＮ極が中央になる）は、３０°位相の遅れたＶ相で発生し、以後、Ｕ相→Ｗ相．．．と３０°ごとになる。そのため、ゼロクロス点Ｚから常に３０°位相を遅らせたタイミングで駆動回路をスイッチングすれば、モータを回転させることができる。
【０００７】
このようにセンサレスタイプは、各相Ｕ、Ｖ、Ｗの駆動電圧と各相Ｕ、Ｖ、Ｗとモータの中点電圧とを比較することでロータ位置を検出することができるので、これから、回転数も検出するようにしていた。
【０００８】
ところで、ＤＣブラシレスモータの駆動方法には、ＰＡＭ方式とＰＷＭ方式とがあって、ＰＷＭ方式は消費電力を低減できるので有利である。
【０００９】
ところが、ＰＷＭ方式では、ゼロクロス点Ｚを検出する際に以下のような問題があった。
【００１０】
すなわち、各相Ｕ、Ｖ、Ｗのトランジスタの動作の動作波形を示す図４（ｃ）において、例えばＡ２の期間では、Ｕ相の上段及び下段出力のトランジスタＵ＋ とＵ− がＯＦＦしてＵ相には誘起電圧が発生しているが、その電圧波形には、Ｖ相の上段のトランジスタＶ＋ とＷ相の下段のトランジスタＷ− がスイッチング動作を行っている影響を受けて、スイッチング波形が重畳しているのがわかる。これでは、誘起電圧がどれなのか検出できない。
【００１１】
これを解決する一つの方法としてカウンタを用いる方法がある。この方法は、カウンタを使って例えば、Ｗ相の誘起電圧が入力される周期を計数し、その計数値から次の誘起電圧が入力する時間を予測して誘起電圧とそうでない信号とを選別して、ゼロクロス点Ｚを検出していた。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記のカウンタを用いる方法では、マイコンが検出信号の入力する時間を予測して検出信号とそうでない信号とを選別し、時間によるフィルタリングを行ってノイズから誘起電圧を弁別している。このように誘起電圧を用いる方法では、ノイズから誘起電圧を弁別しなければ、ゼロクロス点を検出できないし、ゼロクロス点を検出しないと回転数も検出できないので、非常に複雑な処理を行わなければならないし、ノイズに対しても脆弱であるという問題がある。
【００１３】
また、カウンタを用いる方法は、モータを回転させるためのもので、実際にロータが回転していなくとも予測時間にノイズなどかあれば、ニセ信号がでてしまうなどの問題がある。
【００１４】
そこで、この発明の課題は、誘起電圧のみを抽出するような弁別をしなくても簡単にスイッチングノイズの影響を排除して回転数を検出できるようにすることである。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するため、この発明では、センサレスでＰＷＭ回転制御を行うＤＣブラシレスモータの回転数検出回路を、ＤＣブラシレスモータのｎ相のステータコイルの内の一相の検出電圧と、その検出電圧と予め設定された基準電圧とを比較するコンパレータ回路と、前記コンパレータ回路の比較出力が入力されるローパスフィルタと、そのローパスフィルタの出力を所定期間保持する第１の保持回路と、前記一相の上段あるいは下段の半導体素子の一方の出力段への駆動パルス出力を所定期間保持する第２の保持回路と、その第１と第２の保持回路出力が入力される論理積回路とで構成したのである。
【００１６】
このような構成を採用することにより、検出回路は、コンパレータ回路が一相の検出電圧を基準電圧と比較することにより、正規化したパルスを生成する。このパルスには、出力段への駆動パルスと誘起電圧の混ざったもの（誘起電圧は回転にともなって常時出力されている）と、スイッチングノイズが含まれている。このパルス列を、まず、ローパスフィルタを通過させることで、スイッチングノイズを除去する。スイッチングノイズを除去したパルス列は、駆動パルスと誘起電圧を含んでいるが、論理積回路で、第２の保持回路で検出した駆動パルス出力との論理積を取ると、両者のパルスの論理レベルが一致した点でパルスが出力される。
このとき、コンパレータ回路で正規化されたパルスは、基準値を設けてコンパレートしたことにより正常に回転した際にのみパルスが出力されるので、駆動パルスと一致した点でパルスが出力されれば、回転パルスとして利用できる。
【００１７】
また、このとき保持回路を用いるのは、両パルスが発生するのに位相差があるので、それを解消して論理積を取ることができるようにするためである。
【００１８】
また、このとき、上記コンパレータ回路の反転出力が入力されるローパスフィルタと、そのローパスフィルタ出力を所定期間保持する第３の保持回路と、上記上段あるいは下段の他方の出力段への駆動パルス出力を所定期間保持する第４の保持回路と、前記第３と第４の保持回路出力が入力される第２の論理積回路とで構成される第２の検出回路を設け、その第２の検出回路の第２の論理積回路出力と上記検出回路の第１の論理積回路出力との論理積を出力とから回転パルスを出力するようにした構成を採用することができる。
【００１９】
このような構成を採用することにより、出力段の上段と下段の半導体素子への駆動パルスを検出に使うので、回転パルスを倍にして検出精度を向上させることができる。
【００２０】
さらに、上記各相の出力段が半導体素子をプッシュプル接続して、各半導体素子にフライホイールダイオードを並列に設けたものとするとともに、上記コンパレータ回路に入力する相と、第２あるいは第４の保持回路へ入力する駆動パルスの出力段を異なる相とした構成を採用することができる。
【００２１】
このような構成を採用することにより、ロータが逆回転した場合は、誘起された誘起電圧をフライホイールダイオードが吸収して検出電圧が低下する。そのため、正回転の場合とパルスの発生パターンが異なるこれから逆回転を検出できる。
【００２２】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
第１実施形態を図１に示す。
図１は、この発明をＵ相に適用した３相センサレスＤＣモータの検出回路を示したものである。
【００２３】
前記３相センサレスＤＣモータは、マイコン２を用いたＰＷＭ制御によって駆動されるもので、出力段にＰＮＰトランジスタＵ＋ 、Ｖ＋ 、Ｗ＋ とＮＰＮトランジスタＵ− 、Ｖ− 、Ｗ− をプッシュプル接続したものを使用している。そのため、出力段のＰＮＰトランジスタＵ＋ 、Ｖ＋ 、Ｗ＋ は、スイッチングのスピードアップを図るため、ＮＰＮトランジスタを用いたドライブ回路介してマイコン２の出力ポートＰＣ１に接続し、他方の出力段のＮＰＮトランジスタＵ− 、Ｖ− 、Ｗ− は直接マイコン２の出力ポートＰＣ２に接続してポート出力で駆動するようになっている。また、各トランジスタＵ＋ 、Ｖ＋ 、Ｗ＋ 、Ｕ− 、Ｖ− 、Ｗ− には、フライホイールダイオードＤｆが並列に設けられている。
【００２４】
検出回路３は、モータのステータコイルの電圧を検出するステータ電圧検出回路４と、スイッチング信号を抽出する参照信号発生回路５と、論理積回路６とで構成されている。
【００２５】
ステータ電圧検出回路４は、コンパレータ７、基準電圧発生回路８、ローパスフィルタ（積分回路）９及び第１の保持回路１０で構成されている。
【００２６】
前記コンパレータ７は、非反転入力をＵ相のモータ駆動端子と接続し、反転入力に基準電圧発生回路８を接続してある。
【００２７】
前記基準電圧発生回路８は、抵抗Ｒ１とＲ２を直列に接続して電源ＶＤＤと接続したもので、ここでは、Ｒ１＝Ｒ２として駆動回路電源の１／２の電圧をしきい値としてある。したがって、Ｕ相のモータ駆動端子の電圧が駆動回路電源の１／２の電圧を上回るとコンパレータ７の出力は「Ｌ」となるようにしてある。
【００２８】
なお、ここでは、コンパレータ出力が「Ｌ」となるようにしたが、コンパレータ出力が「Ｈ」となるように、非反転入力と反転入力への接続を逆にしても別段構わない。その際は、コンパレータ出力にインバータを設けたりすればよい。
【００２９】
このコンパレータ出力は、ローパスフィルタ９に接続されている。ローパスフィルタ９は、抵抗Ｒ３とコンデンサＣ１とで構成されたもので、抵抗Ｒ３の一端を電源と接続し、他端をコンデンサＣ１（ここでは、逆流防止ダイオードＤ１を介している）と接続している。また、その接続点にコンバレータ７の出力を接続して抵抗Ｒ３をコンパレータ７のプルアップ抵抗として使用してコンデンサＣ１に充電電流を供給するようになっている。
【００３０】
第１の保持回路１０は、逆流防止ダイオードＤ１、コンデンサＣ１及び放電抵抗Ｒ４とで構成されるもので、逆流防止ダイオードＤ１のアノード端子にコンパレータ出力を接続し、カソード端子にコンデンサＣ１と放電抵抗Ｒ４を並列に接続して、この並列回路の出力を論理積回路６の入力の一方に入力してある。
【００３１】
このとき、抵抗Ｒ３とコンデンサＣ１で形成されるローパスフィルタの時定数Ｃ１・Ｒ３は、ＰＷＭ制御に用いられるキャリア周波数の周期に対して十分小さく設定する。また、保持回路１０のコンデンサＣ１と抵抗Ｒ４の時定数Ｃ１・Ｒ４を前記キャリア周波数に対して大きくなるように各定数を決めてある。
【００３２】
すなわち、スイッチングキャリア周波数をｆ、キャリア周波数のＯＮ時間の最小値をｔＯＮ ＭＩＮとすると、設定条件は下記のように表すことができる。
【００３３】
Ｒ３・Ｃ１＜ｔＯＮ ＭＩＮ
Ｒ４・Ｃ１＞２（１／ｆ−ｔＯＮ ＭＩＮ）
一方、参照信号発生回路５は、バッファ用のトランジスタＱ、第２の保持回路１３とで構成されている。
【００３４】
バッファ用のトランジスタＱは、ＰＮＰトランジスタを用いたもので、図１のようにベースをマイコン２の出力ポートＰＣ１に接続し、コレクタを第２の保持回路１３と接続することにより、Ｕ相の上段のトランジスタＵ＋ の駆動出力を反転した出力が入力されるようになっている。
【００３５】
第２の保持回路１３は、逆流防止ダイオードＤ２、コンデンサＣ２及び放電抵抗Ｒ５とで構成されている。
【００３６】
逆流防止ダイオードＤ２は、アノード端子を前記バッファ用のトランジスタＱ１のコレクタと接続し、カソード端子を直列抵抗Ｒｓを介してコンデンサＣ２と放電抵抗Ｒ５との並列回路に接続してあり、前記トランジスタＱがＯＮすると、コンデンサＣ２に充電電流を供給するようになっている。
【００３７】
また、並列回路の出力は、論理積回路６の入力の他方に入力してある。このため、論理積回路６の出力は、両方の入力レベルが論理積回路６のしきい値よりも高い場合は「Ｈ」となり、どちらか一方の入力が論理積回路のしきい値よりも下がると「Ｌ」となる。また、両方の入力レベルが論理積回路のしきい値よりも低い場合は「Ｌ」となるようになっている。
【００３８】
この形態は、上記のように構成されており、次にその回路動作を図１（ａ）の回路の各点Ａ〜Ｆの電圧波形を示す同図（ｂ）を参照しつつ説明する。
【００３９】
いま、ロータの回転によってＵ相のステータのモータ駆動端子には、例えば、図１（ｂ）のＡ点のような電圧波形が出力しており、コンパレータ７の出力は、基準電圧発生回路８で設定した駆動回路電源ＶＤＤの１／２の基準電圧とを比較した図１（ｂ）に示すＢ点の電圧波形となっている。
【００４０】
例えば、いま、図１（ｂ）のＡ点の波形が「Ｈ」のとき、すなわち、コンパレータ出力が「Ｈ」のとき、抵抗Ｒ３からダイオードＤ１を介してコンデンサＣ１に電荷が充電される。
【００４１】
このとき、上述したように、抵抗Ｒ３とコンデンサＣ１で形成したローパスフィルタ９の時定数Ｃ１・Ｒ３をＰＷＭ制御に用いられるキャリア周波数の周期に比べて十分小さく、かつ、第１の保持回路１０の時定数Ｃ１・Ｒ４をキャリア周波数の周期に比べて大きくなるように各定数を決めてあるので、スイッチング周波数に近い高域周波数をローパスフィルタがしゃ断する。
【００４２】
同様に、第２の保持回路１３には、Ｕ相の上段のトランジスタＵ＋ を駆動するマイコン２のポート出力ＰＣ１が入力している。
【００４３】
そのため、スイッチングの影響の排除された両信号（図１（ｂ）のＣ点及びＥ点の波形参照）が論理積回路６に入力すると、論理積回路６から両信号が一致した期間がパルス出力として図１（ｂ）のＦ点のように出力される。
【００４４】
すなわち、ステータコイルの検出信号は、図１（ｂ）のＡ点の電圧波形に示すように、ステータコイルの駆動パルス、誘起電圧及びスイッチングノイズを含んでいる。一方、図１（ｂ）のＤ点の電圧波形に示すように、ポート出力は、駆動パルスとスイッチングノイズを含んでおり、両出力が一致する期間がパルスとして出力される。
【００４５】
このとき、ステータコイルの検出信号は、コンパレータ７で基準電圧と比較して正規化しているので、回転が停止して誘起電圧が出力されないで検出信号全体のレベルが下がると、パルスが出力されない。その結果、両出力（検出信号とポート出力）が一致しないため、回転パルスは出力されない。
【００４６】
また、このとき、第１と第２の保持回路１０、１３を設けて検出信号とポート出力の位相のずれを解消しているので、論理積回路６の結果に影響を生じない。
【００４７】
また、第１と第２の保持回路１０、１３で保持した電荷は、次の検出までに放電抵抗Ｒ４、Ｒ５で放電するようにしているので、検出に影響を及ぼさない。
【００４８】
このように論理積回路６から出力されるパルスは、ロータの回転に伴って出力されるので、回転数パルスとして使用できる。
【００４９】
なお、実施形態では、Ｕ相について述べたが他の相でも構わない。
【００５０】
図２に第２実施形態を示す。
この形態は、第１実施形態の検出回路（以後第１の検出回路）３に、第２の検出回路２０を追加して回転数パルスを倍にするためのもので、回転数パルスを倍にすることにより検出精度を倍にできるというものである（例えば、４相の場合→２パルス／回転、２相の場合→１パルス／回転となる）。
【００５１】
その際、図２（ａ）に示すように、Ｕ相の下段のトランジスタＵ− 出力を用いるとともに、コンパレータ７の反転入力と非反転入力への入力を逆に接続し、第１の検出回路３のコンパレータを共用できるようにしており、こうすることで、コストの低下などが図れるようにしている。
【００５２】
すなわち、第２の検出回路２０は、第１の検出回路３と同様に、ステータ電圧検出回路４’、参照信号発生回路５’と論理積回路６’で構成されている。
【００５３】
ステータ電圧検出回路４’は、ローパスフィルタ１４と第３の保持回路１５とで構成されており、図２（ａ）に示すバッファ用のインバータトランジスタＱ２を介して、第１の検出回路３のコンパレータ７の出力に接続してある。
【００５４】
また、参照信号発生回路５’は、バッファ用トランジスタＱを廃して第４の保持回路１６を直接マイコン２の出力ポートＰＣ２に接続することにより、ステータ電圧検出回路４’の出力信号の極性に合わせてある。
【００５５】
なお、ローパスフィルタ１４、第３の保持回路１５、第４の保持回路１６の回路構成は第１実施形態のローパスフィルタ９、第１の保持回路１０、第２の保持回路１３と同じである。また、他の構成も、第１実施形態と同じであるため、説明は省略する。
【００５６】
そして、この第２の検出回路２０のコンパレータ出力と第１の検出回路３のコンパレータ出力を第３の論理積回路２１を設けて入力している。
【００５７】
この形態は、上記のように構成されており、この回路の動作を図２（ａ）の各点Ａ〜Ｌの電圧波形を示す図２（ｂ）に基づいて説明する。
【００５８】
図２（ｂ）のＡ点の波形は、Ｕ相の駆動電圧波形である（図１のＡ点と同じものである）、この波形をコンパレータ７で比較し、トランジスタＱ１をドライブした波形がＧ点である。このとき、トランジスタＱ１で波形を反転するため、Ａ点の波形が反転したものとなっている。この波形が第３の保持回路１５に入力した波形がＨ点である。また、Ｕ相の下段のトランジスタＵ− の駆動電圧波形に基づく参照信号発生回路５’の波形はＪ点となる。このため、Ｈ点とＪ点の波形が入力される論理積回路６’の出力はＫ点のような波形となる。
【００５９】
このＫ点の波形は、Ａ点に示すＵ相の駆動電圧波形を電源電圧ＶＤＤの１／２の電圧でコンパレートして、そのコンパレートした１／２の電圧のしきい値よりも低い電圧の期間（インバータトランジスタで反転している）なので、Ｊ点とＨ点の波形の一致した期間を出力している。よって、このＫ点の波形と第１の検出回路３の出力であるＦ点の波形との論理積をとることで、Ｌ点の波形に示すように倍の回転パルスを得ることができる（このことは従来例の図４（ｂ）のトランジスタのＯＮ／ＯＦＦの組み合わせからも明らかである）。
【００６０】
このため、４相のモータの場合１回転あたり４パルスの出力を得ることができ、２相モータの場合、１回転あたり２パルスの出力を得ることができる。
【００６１】
なお、実施形態では、Ｕ相について述べたが他の相でも構わない。
【００６２】
図３に第３実施形態を示す。
この形態は、図３（ａ）のように、異なる２相の出力を用いて起動時にモータが逆回転しているかどうかを検出できるようにしたものである。
【００６３】
すなわち、図３（ａ）に示すように、例えば、検出回路３のステータ電圧検出回路４をＷ相のモータ駆動端子に接続し、参照信号発生手段５をＵ相の上段のトランジスタＵ＋ を駆動するポートＰＣ１に接続して、異なる相の駆動電圧と誘起電圧との論理積をとる構成である。
なお、他の構成は第１実施形態と同じなので、説明は省略する。
【００６４】
この形態は上記のように構成されており、次に、その動作を説明する。
いま、センサモードでモータのステータコイルがＵ→Ｖ→Ｗ相の順に励磁されるパータンを正方向とすると、ステータコイルに印加される駆動電圧もＵ→Ｖ→Ｗ相と順に印加される。このとき、各ステータコイルには、駆動電圧ＶＤＤの１／２よりも大きな電圧が印加される。
【００６５】
そのため、正方向に回転しているのであれば、Ｃ点の波形のように誘起電圧が検出され、Ｕ相の上段のトランジスタＵ＋ を励磁するタイミングを起点として、図３（ｂ）Ｆ点の波形ように、遅れ時間τで論理積回路の出力が「Ｌ」→「Ｈ」へ変化する。この遅れ時間τはＷ相のスパイク電圧が発生して、出力を反転させているためである。
【００６６】
一方、逆回転の場合は、中点電位を基準にして負電位となるので、フライホイールダイオードＤｆにより吸収される。そのため、もし、モータが逆回転すれば、Ｗ相に現れる誘起電圧が誘起電圧が１／２ＶＤＤに届かず、コンパレータ出力はゼロとなり、ステータ電圧検出回路４の出力は図３（ｂ）のＣ’点の波形に示すように、出力トランジスタをＯＮからＯＦＦに切り替える駆動電圧ノイズのみを出力することになる。
【００６７】
よって、この位置検出回路の出力と参照信号検出回路の出力が入力された論理積回路６の出力は、図３（ｂ）のＦ’点の波形に示すように、Ｕ相の上段のトランジスタＵ＋ を励磁するタイミングを起点として、遅れ時間τ１ で「Ｌ」→「Ｈ」へ変化する。
【００６８】
したがって、回転数信号が「Ｌ」→「Ｈ」へ変化するまでの時間に遅れがあるかどうかをマイコン２で検出すれば逆転しているかどうかが判る。
【００６９】
なお、この形態では、Ｕ相とＷ相を利用したが、これに限定されるものではなく、これ以外の組み合わせを用いてもよい。
【００７０】
なお、実施形態では、論理積回路をＡＮＤ回路のシンボルで示したが、これに限定されるものではなく、論理積をとれるものであれば、例えばＮＡＮＤやＮＯＲを組み合わせたものやトランジスタなどのディスクリート回路のものでもよいのは明白である。
【００７１】
【発明の効果】
この発明は、以上のように構成したことにより、簡単な方法でスイッチングノイズの影響を排除して回転数を検出できる。
【００７２】
また、異なる２相の出力を用いるようにすれば、モータ起動時の逆回転も検出できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】（ａ）第１実施形態の回路図
（ｂ）（ａ）の各点の電圧波形
【図２】（ａ）第２実施形態の回路図
（ｂ）（ａ）の各点の電圧波形
【図３】（ａ）第３実施形態の回路図
（ｂ）（ａ）の各点の電圧波形
【図４】（ａ）従来例のブロック図
（ｂ）（ａ）の出力トランジスタＯＮ／ＯＦＦのタイミング示す図
（ｃ）（ａ）のＵ、Ｖ、Ｗ相の電圧波形
【図５】従来例の作用説明図
【符号の説明】
２ マイコン
３ 検出回路
４ ステータ電圧検出回路
４’ ステータ電圧検出回路
５ 参照信号発生回路
５’ 参照信号発生回路
６ 論理積回路
６’ 論理積回路
７ コンパレータ
７’ コンパレータ
９ ローパスフィルタ
１０ 第１の保持回路
１３ 第２の保持回路
１４ ローパスフィルタ
１５ 第３の保持回路
１６ 第４の保持回路
２０ 第２の検出回路
２１ 第３の論理積回路
Ｄｆ フライホイールダイオード
【発明の属する利用分野】
この発明は、回転センサレスのＤＣブラシレスモータの回転数検出回路に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
ＤＣブラシレスモータには、ロータの位置を検出するためのセンサ付（ホール素子）タイプのものと、センサレスタイプのものとがある。
【０００３】
このセンサレスタイプのものは、センサを必要としないため、高温下でも使用できるし、部品コストも低減できる。また、センサのための配線が不要なのでモータ配線が少なくなり、組み立て工程の簡素化が図れ、かつ、モータの小型化や軽量化が図れるなどの特長がある。
【０００４】
反面、センサを用いないため、センサに代わる複雑な処理が必要である。そのため、モータに中点配線を設け、例えば、図４（ａ）に示すように、各相Ｕ、Ｖ、Ｗに発生する誘起電圧を位置検出用コンパレータ１で検出し、マイコン２などで複雑な演算処理を行うことにより、ロータの位置検出を行っている。
【０００５】
すなわち、図４（ａ）に示す３相センサレスＤＣモータの場合、電気角で１２０°通電で２相励磁となっており、図４（ｂ）のように、６通りの組み合わせで各相のトランジスタを作動して回転させるようになっている。
【０００６】
例えば、図４（ｂ）のＡ１の期間では、出力トランジスタＵ＋ とＶ− とがＯＮとなり、モータ電流は図４（ａ）の破線のように電源＋ＶＤＤ→Ｕ相のコイル→Ｖ相のコイル→ＧＮＤと流れる。このとき、Ｗ相のコイルは、電位的にフローティング状態である。そのため、図５のようにＷ相ステータがロータのＳ極とＮ極の中央にある場合は両極の影響を受けて中立であり、この位置より少しでもロータが反時計方向にある場合はＮ極の影響を受けてＳ極となる。逆に、少しでも時計方向にある場合は、Ｓ極の影響を受けてＮ極となる。したがって、このＳ極からＮ極に変化する中立点（ゼロクロス点）Ｚのタイミングを中点配線とＷ相コイルとから取り出した誘起電圧から検出すれば、ロータの位置を検出できる。また、図５から判るように、次のゼロクロス点（ロータのＳ極とＮ極が中央になる）は、３０°位相の遅れたＶ相で発生し、以後、Ｕ相→Ｗ相．．．と３０°ごとになる。そのため、ゼロクロス点Ｚから常に３０°位相を遅らせたタイミングで駆動回路をスイッチングすれば、モータを回転させることができる。
【０００７】
このようにセンサレスタイプは、各相Ｕ、Ｖ、Ｗの駆動電圧と各相Ｕ、Ｖ、Ｗとモータの中点電圧とを比較することでロータ位置を検出することができるので、これから、回転数も検出するようにしていた。
【０００８】
ところで、ＤＣブラシレスモータの駆動方法には、ＰＡＭ方式とＰＷＭ方式とがあって、ＰＷＭ方式は消費電力を低減できるので有利である。
【０００９】
ところが、ＰＷＭ方式では、ゼロクロス点Ｚを検出する際に以下のような問題があった。
【００１０】
すなわち、各相Ｕ、Ｖ、Ｗのトランジスタの動作の動作波形を示す図４（ｃ）において、例えばＡ２の期間では、Ｕ相の上段及び下段出力のトランジスタＵ＋ とＵ− がＯＦＦしてＵ相には誘起電圧が発生しているが、その電圧波形には、Ｖ相の上段のトランジスタＶ＋ とＷ相の下段のトランジスタＷ− がスイッチング動作を行っている影響を受けて、スイッチング波形が重畳しているのがわかる。これでは、誘起電圧がどれなのか検出できない。
【００１１】
これを解決する一つの方法としてカウンタを用いる方法がある。この方法は、カウンタを使って例えば、Ｗ相の誘起電圧が入力される周期を計数し、その計数値から次の誘起電圧が入力する時間を予測して誘起電圧とそうでない信号とを選別して、ゼロクロス点Ｚを検出していた。
【００１２】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、上記のカウンタを用いる方法では、マイコンが検出信号の入力する時間を予測して検出信号とそうでない信号とを選別し、時間によるフィルタリングを行ってノイズから誘起電圧を弁別している。このように誘起電圧を用いる方法では、ノイズから誘起電圧を弁別しなければ、ゼロクロス点を検出できないし、ゼロクロス点を検出しないと回転数も検出できないので、非常に複雑な処理を行わなければならないし、ノイズに対しても脆弱であるという問題がある。
【００１３】
また、カウンタを用いる方法は、モータを回転させるためのもので、実際にロータが回転していなくとも予測時間にノイズなどかあれば、ニセ信号がでてしまうなどの問題がある。
【００１４】
そこで、この発明の課題は、誘起電圧のみを抽出するような弁別をしなくても簡単にスイッチングノイズの影響を排除して回転数を検出できるようにすることである。
【００１５】
【課題を解決するための手段】
上記の課題を解決するため、この発明では、センサレスでＰＷＭ回転制御を行うＤＣブラシレスモータの回転数検出回路を、ＤＣブラシレスモータのｎ相のステータコイルの内の一相の検出電圧と、その検出電圧と予め設定された基準電圧とを比較するコンパレータ回路と、前記コンパレータ回路の比較出力が入力されるローパスフィルタと、そのローパスフィルタの出力を所定期間保持する第１の保持回路と、前記一相の上段あるいは下段の半導体素子の一方の出力段への駆動パルス出力を所定期間保持する第２の保持回路と、その第１と第２の保持回路出力が入力される論理積回路とで構成したのである。
【００１６】
このような構成を採用することにより、検出回路は、コンパレータ回路が一相の検出電圧を基準電圧と比較することにより、正規化したパルスを生成する。このパルスには、出力段への駆動パルスと誘起電圧の混ざったもの（誘起電圧は回転にともなって常時出力されている）と、スイッチングノイズが含まれている。このパルス列を、まず、ローパスフィルタを通過させることで、スイッチングノイズを除去する。スイッチングノイズを除去したパルス列は、駆動パルスと誘起電圧を含んでいるが、論理積回路で、第２の保持回路で検出した駆動パルス出力との論理積を取ると、両者のパルスの論理レベルが一致した点でパルスが出力される。
このとき、コンパレータ回路で正規化されたパルスは、基準値を設けてコンパレートしたことにより正常に回転した際にのみパルスが出力されるので、駆動パルスと一致した点でパルスが出力されれば、回転パルスとして利用できる。
【００１７】
また、このとき保持回路を用いるのは、両パルスが発生するのに位相差があるので、それを解消して論理積を取ることができるようにするためである。
【００１８】
また、このとき、上記コンパレータ回路の反転出力が入力されるローパスフィルタと、そのローパスフィルタ出力を所定期間保持する第３の保持回路と、上記上段あるいは下段の他方の出力段への駆動パルス出力を所定期間保持する第４の保持回路と、前記第３と第４の保持回路出力が入力される第２の論理積回路とで構成される第２の検出回路を設け、その第２の検出回路の第２の論理積回路出力と上記検出回路の第１の論理積回路出力との論理積を出力とから回転パルスを出力するようにした構成を採用することができる。
【００１９】
このような構成を採用することにより、出力段の上段と下段の半導体素子への駆動パルスを検出に使うので、回転パルスを倍にして検出精度を向上させることができる。
【００２０】
さらに、上記各相の出力段が半導体素子をプッシュプル接続して、各半導体素子にフライホイールダイオードを並列に設けたものとするとともに、上記コンパレータ回路に入力する相と、第２あるいは第４の保持回路へ入力する駆動パルスの出力段を異なる相とした構成を採用することができる。
【００２１】
このような構成を採用することにより、ロータが逆回転した場合は、誘起された誘起電圧をフライホイールダイオードが吸収して検出電圧が低下する。そのため、正回転の場合とパルスの発生パターンが異なるこれから逆回転を検出できる。
【００２２】
【発明の実施の形態】
以下、この発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。
第１実施形態を図１に示す。
図１は、この発明をＵ相に適用した３相センサレスＤＣモータの検出回路を示したものである。
【００２３】
前記３相センサレスＤＣモータは、マイコン２を用いたＰＷＭ制御によって駆動されるもので、出力段にＰＮＰトランジスタＵ＋ 、Ｖ＋ 、Ｗ＋ とＮＰＮトランジスタＵ− 、Ｖ− 、Ｗ− をプッシュプル接続したものを使用している。そのため、出力段のＰＮＰトランジスタＵ＋ 、Ｖ＋ 、Ｗ＋ は、スイッチングのスピードアップを図るため、ＮＰＮトランジスタを用いたドライブ回路介してマイコン２の出力ポートＰＣ１に接続し、他方の出力段のＮＰＮトランジスタＵ− 、Ｖ− 、Ｗ− は直接マイコン２の出力ポートＰＣ２に接続してポート出力で駆動するようになっている。また、各トランジスタＵ＋ 、Ｖ＋ 、Ｗ＋ 、Ｕ− 、Ｖ− 、Ｗ− には、フライホイールダイオードＤｆが並列に設けられている。
【００２４】
検出回路３は、モータのステータコイルの電圧を検出するステータ電圧検出回路４と、スイッチング信号を抽出する参照信号発生回路５と、論理積回路６とで構成されている。
【００２５】
ステータ電圧検出回路４は、コンパレータ７、基準電圧発生回路８、ローパスフィルタ（積分回路）９及び第１の保持回路１０で構成されている。
【００２６】
前記コンパレータ７は、非反転入力をＵ相のモータ駆動端子と接続し、反転入力に基準電圧発生回路８を接続してある。
【００２７】
前記基準電圧発生回路８は、抵抗Ｒ１とＲ２を直列に接続して電源ＶＤＤと接続したもので、ここでは、Ｒ１＝Ｒ２として駆動回路電源の１／２の電圧をしきい値としてある。したがって、Ｕ相のモータ駆動端子の電圧が駆動回路電源の１／２の電圧を上回るとコンパレータ７の出力は「Ｌ」となるようにしてある。
【００２８】
なお、ここでは、コンパレータ出力が「Ｌ」となるようにしたが、コンパレータ出力が「Ｈ」となるように、非反転入力と反転入力への接続を逆にしても別段構わない。その際は、コンパレータ出力にインバータを設けたりすればよい。
【００２９】
このコンパレータ出力は、ローパスフィルタ９に接続されている。ローパスフィルタ９は、抵抗Ｒ３とコンデンサＣ１とで構成されたもので、抵抗Ｒ３の一端を電源と接続し、他端をコンデンサＣ１（ここでは、逆流防止ダイオードＤ１を介している）と接続している。また、その接続点にコンバレータ７の出力を接続して抵抗Ｒ３をコンパレータ７のプルアップ抵抗として使用してコンデンサＣ１に充電電流を供給するようになっている。
【００３０】
第１の保持回路１０は、逆流防止ダイオードＤ１、コンデンサＣ１及び放電抵抗Ｒ４とで構成されるもので、逆流防止ダイオードＤ１のアノード端子にコンパレータ出力を接続し、カソード端子にコンデンサＣ１と放電抵抗Ｒ４を並列に接続して、この並列回路の出力を論理積回路６の入力の一方に入力してある。
【００３１】
このとき、抵抗Ｒ３とコンデンサＣ１で形成されるローパスフィルタの時定数Ｃ１・Ｒ３は、ＰＷＭ制御に用いられるキャリア周波数の周期に対して十分小さく設定する。また、保持回路１０のコンデンサＣ１と抵抗Ｒ４の時定数Ｃ１・Ｒ４を前記キャリア周波数に対して大きくなるように各定数を決めてある。
【００３２】
すなわち、スイッチングキャリア周波数をｆ、キャリア周波数のＯＮ時間の最小値をｔＯＮ ＭＩＮとすると、設定条件は下記のように表すことができる。
【００３３】
Ｒ３・Ｃ１＜ｔＯＮ ＭＩＮ
Ｒ４・Ｃ１＞２（１／ｆ−ｔＯＮ ＭＩＮ）
一方、参照信号発生回路５は、バッファ用のトランジスタＱ、第２の保持回路１３とで構成されている。
【００３４】
バッファ用のトランジスタＱは、ＰＮＰトランジスタを用いたもので、図１のようにベースをマイコン２の出力ポートＰＣ１に接続し、コレクタを第２の保持回路１３と接続することにより、Ｕ相の上段のトランジスタＵ＋ の駆動出力を反転した出力が入力されるようになっている。
【００３５】
第２の保持回路１３は、逆流防止ダイオードＤ２、コンデンサＣ２及び放電抵抗Ｒ５とで構成されている。
【００３６】
逆流防止ダイオードＤ２は、アノード端子を前記バッファ用のトランジスタＱ１のコレクタと接続し、カソード端子を直列抵抗Ｒｓを介してコンデンサＣ２と放電抵抗Ｒ５との並列回路に接続してあり、前記トランジスタＱがＯＮすると、コンデンサＣ２に充電電流を供給するようになっている。
【００３７】
また、並列回路の出力は、論理積回路６の入力の他方に入力してある。このため、論理積回路６の出力は、両方の入力レベルが論理積回路６のしきい値よりも高い場合は「Ｈ」となり、どちらか一方の入力が論理積回路のしきい値よりも下がると「Ｌ」となる。また、両方の入力レベルが論理積回路のしきい値よりも低い場合は「Ｌ」となるようになっている。
【００３８】
この形態は、上記のように構成されており、次にその回路動作を図１（ａ）の回路の各点Ａ〜Ｆの電圧波形を示す同図（ｂ）を参照しつつ説明する。
【００３９】
いま、ロータの回転によってＵ相のステータのモータ駆動端子には、例えば、図１（ｂ）のＡ点のような電圧波形が出力しており、コンパレータ７の出力は、基準電圧発生回路８で設定した駆動回路電源ＶＤＤの１／２の基準電圧とを比較した図１（ｂ）に示すＢ点の電圧波形となっている。
【００４０】
例えば、いま、図１（ｂ）のＡ点の波形が「Ｈ」のとき、すなわち、コンパレータ出力が「Ｈ」のとき、抵抗Ｒ３からダイオードＤ１を介してコンデンサＣ１に電荷が充電される。
【００４１】
このとき、上述したように、抵抗Ｒ３とコンデンサＣ１で形成したローパスフィルタ９の時定数Ｃ１・Ｒ３をＰＷＭ制御に用いられるキャリア周波数の周期に比べて十分小さく、かつ、第１の保持回路１０の時定数Ｃ１・Ｒ４をキャリア周波数の周期に比べて大きくなるように各定数を決めてあるので、スイッチング周波数に近い高域周波数をローパスフィルタがしゃ断する。
【００４２】
同様に、第２の保持回路１３には、Ｕ相の上段のトランジスタＵ＋ を駆動するマイコン２のポート出力ＰＣ１が入力している。
【００４３】
そのため、スイッチングの影響の排除された両信号（図１（ｂ）のＣ点及びＥ点の波形参照）が論理積回路６に入力すると、論理積回路６から両信号が一致した期間がパルス出力として図１（ｂ）のＦ点のように出力される。
【００４４】
すなわち、ステータコイルの検出信号は、図１（ｂ）のＡ点の電圧波形に示すように、ステータコイルの駆動パルス、誘起電圧及びスイッチングノイズを含んでいる。一方、図１（ｂ）のＤ点の電圧波形に示すように、ポート出力は、駆動パルスとスイッチングノイズを含んでおり、両出力が一致する期間がパルスとして出力される。
【００４５】
このとき、ステータコイルの検出信号は、コンパレータ７で基準電圧と比較して正規化しているので、回転が停止して誘起電圧が出力されないで検出信号全体のレベルが下がると、パルスが出力されない。その結果、両出力（検出信号とポート出力）が一致しないため、回転パルスは出力されない。
【００４６】
また、このとき、第１と第２の保持回路１０、１３を設けて検出信号とポート出力の位相のずれを解消しているので、論理積回路６の結果に影響を生じない。
【００４７】
また、第１と第２の保持回路１０、１３で保持した電荷は、次の検出までに放電抵抗Ｒ４、Ｒ５で放電するようにしているので、検出に影響を及ぼさない。
【００４８】
このように論理積回路６から出力されるパルスは、ロータの回転に伴って出力されるので、回転数パルスとして使用できる。
【００４９】
なお、実施形態では、Ｕ相について述べたが他の相でも構わない。
【００５０】
図２に第２実施形態を示す。
この形態は、第１実施形態の検出回路（以後第１の検出回路）３に、第２の検出回路２０を追加して回転数パルスを倍にするためのもので、回転数パルスを倍にすることにより検出精度を倍にできるというものである（例えば、４相の場合→２パルス／回転、２相の場合→１パルス／回転となる）。
【００５１】
その際、図２（ａ）に示すように、Ｕ相の下段のトランジスタＵ− 出力を用いるとともに、コンパレータ７の反転入力と非反転入力への入力を逆に接続し、第１の検出回路３のコンパレータを共用できるようにしており、こうすることで、コストの低下などが図れるようにしている。
【００５２】
すなわち、第２の検出回路２０は、第１の検出回路３と同様に、ステータ電圧検出回路４’、参照信号発生回路５’と論理積回路６’で構成されている。
【００５３】
ステータ電圧検出回路４’は、ローパスフィルタ１４と第３の保持回路１５とで構成されており、図２（ａ）に示すバッファ用のインバータトランジスタＱ２を介して、第１の検出回路３のコンパレータ７の出力に接続してある。
【００５４】
また、参照信号発生回路５’は、バッファ用トランジスタＱを廃して第４の保持回路１６を直接マイコン２の出力ポートＰＣ２に接続することにより、ステータ電圧検出回路４’の出力信号の極性に合わせてある。
【００５５】
なお、ローパスフィルタ１４、第３の保持回路１５、第４の保持回路１６の回路構成は第１実施形態のローパスフィルタ９、第１の保持回路１０、第２の保持回路１３と同じである。また、他の構成も、第１実施形態と同じであるため、説明は省略する。
【００５６】
そして、この第２の検出回路２０のコンパレータ出力と第１の検出回路３のコンパレータ出力を第３の論理積回路２１を設けて入力している。
【００５７】
この形態は、上記のように構成されており、この回路の動作を図２（ａ）の各点Ａ〜Ｌの電圧波形を示す図２（ｂ）に基づいて説明する。
【００５８】
図２（ｂ）のＡ点の波形は、Ｕ相の駆動電圧波形である（図１のＡ点と同じものである）、この波形をコンパレータ７で比較し、トランジスタＱ１をドライブした波形がＧ点である。このとき、トランジスタＱ１で波形を反転するため、Ａ点の波形が反転したものとなっている。この波形が第３の保持回路１５に入力した波形がＨ点である。また、Ｕ相の下段のトランジスタＵ− の駆動電圧波形に基づく参照信号発生回路５’の波形はＪ点となる。このため、Ｈ点とＪ点の波形が入力される論理積回路６’の出力はＫ点のような波形となる。
【００５９】
このＫ点の波形は、Ａ点に示すＵ相の駆動電圧波形を電源電圧ＶＤＤの１／２の電圧でコンパレートして、そのコンパレートした１／２の電圧のしきい値よりも低い電圧の期間（インバータトランジスタで反転している）なので、Ｊ点とＨ点の波形の一致した期間を出力している。よって、このＫ点の波形と第１の検出回路３の出力であるＦ点の波形との論理積をとることで、Ｌ点の波形に示すように倍の回転パルスを得ることができる（このことは従来例の図４（ｂ）のトランジスタのＯＮ／ＯＦＦの組み合わせからも明らかである）。
【００６０】
このため、４相のモータの場合１回転あたり４パルスの出力を得ることができ、２相モータの場合、１回転あたり２パルスの出力を得ることができる。
【００６１】
なお、実施形態では、Ｕ相について述べたが他の相でも構わない。
【００６２】
図３に第３実施形態を示す。
この形態は、図３（ａ）のように、異なる２相の出力を用いて起動時にモータが逆回転しているかどうかを検出できるようにしたものである。
【００６３】
すなわち、図３（ａ）に示すように、例えば、検出回路３のステータ電圧検出回路４をＷ相のモータ駆動端子に接続し、参照信号発生手段５をＵ相の上段のトランジスタＵ＋ を駆動するポートＰＣ１に接続して、異なる相の駆動電圧と誘起電圧との論理積をとる構成である。
なお、他の構成は第１実施形態と同じなので、説明は省略する。
【００６４】
この形態は上記のように構成されており、次に、その動作を説明する。
いま、センサモードでモータのステータコイルがＵ→Ｖ→Ｗ相の順に励磁されるパータンを正方向とすると、ステータコイルに印加される駆動電圧もＵ→Ｖ→Ｗ相と順に印加される。このとき、各ステータコイルには、駆動電圧ＶＤＤの１／２よりも大きな電圧が印加される。
【００６５】
そのため、正方向に回転しているのであれば、Ｃ点の波形のように誘起電圧が検出され、Ｕ相の上段のトランジスタＵ＋ を励磁するタイミングを起点として、図３（ｂ）Ｆ点の波形ように、遅れ時間τで論理積回路の出力が「Ｌ」→「Ｈ」へ変化する。この遅れ時間τはＷ相のスパイク電圧が発生して、出力を反転させているためである。
【００６６】
一方、逆回転の場合は、中点電位を基準にして負電位となるので、フライホイールダイオードＤｆにより吸収される。そのため、もし、モータが逆回転すれば、Ｗ相に現れる誘起電圧が誘起電圧が１／２ＶＤＤに届かず、コンパレータ出力はゼロとなり、ステータ電圧検出回路４の出力は図３（ｂ）のＣ’点の波形に示すように、出力トランジスタをＯＮからＯＦＦに切り替える駆動電圧ノイズのみを出力することになる。
【００６７】
よって、この位置検出回路の出力と参照信号検出回路の出力が入力された論理積回路６の出力は、図３（ｂ）のＦ’点の波形に示すように、Ｕ相の上段のトランジスタＵ＋ を励磁するタイミングを起点として、遅れ時間τ１ で「Ｌ」→「Ｈ」へ変化する。
【００６８】
したがって、回転数信号が「Ｌ」→「Ｈ」へ変化するまでの時間に遅れがあるかどうかをマイコン２で検出すれば逆転しているかどうかが判る。
【００６９】
なお、この形態では、Ｕ相とＷ相を利用したが、これに限定されるものではなく、これ以外の組み合わせを用いてもよい。
【００７０】
なお、実施形態では、論理積回路をＡＮＤ回路のシンボルで示したが、これに限定されるものではなく、論理積をとれるものであれば、例えばＮＡＮＤやＮＯＲを組み合わせたものやトランジスタなどのディスクリート回路のものでもよいのは明白である。
【００７１】
【発明の効果】
この発明は、以上のように構成したことにより、簡単な方法でスイッチングノイズの影響を排除して回転数を検出できる。
【００７２】
また、異なる２相の出力を用いるようにすれば、モータ起動時の逆回転も検出できる。
【図面の簡単な説明】
【図１】（ａ）第１実施形態の回路図
（ｂ）（ａ）の各点の電圧波形
【図２】（ａ）第２実施形態の回路図
（ｂ）（ａ）の各点の電圧波形
【図３】（ａ）第３実施形態の回路図
（ｂ）（ａ）の各点の電圧波形
【図４】（ａ）従来例のブロック図
（ｂ）（ａ）の出力トランジスタＯＮ／ＯＦＦのタイミング示す図
（ｃ）（ａ）のＵ、Ｖ、Ｗ相の電圧波形
【図５】従来例の作用説明図
【符号の説明】
２ マイコン
３ 検出回路
４ ステータ電圧検出回路
４’ ステータ電圧検出回路
５ 参照信号発生回路
５’ 参照信号発生回路
６ 論理積回路
６’ 論理積回路
７ コンパレータ
７’ コンパレータ
９ ローパスフィルタ
１０ 第１の保持回路
１３ 第２の保持回路
１４ ローパスフィルタ
１５ 第３の保持回路
１６ 第４の保持回路
２０ 第２の検出回路
２１ 第３の論理積回路
Ｄｆ フライホイールダイオード
Claims (3)
- センサレスでＰＷＭ回転制御を行うＤＣブラシレスモータの回転数検出回路を、ＤＣブラシレスモータのｎ相のステータコイルの内の一相の検出電圧と、その検出電圧と予め設定された基準電圧とを比較するコンパレータ回路と、前記コンパレータ回路の比較出力が入力されるローパスフィルタと、そのローパスフィルタの出力を所定期間保持する第１の保持回路と、前記一相の上段あるいは下段の半導体素子の一方の出力段への駆動パルス出力を所定期間保持する第２の保持回路と、その第１と第２の保持回路出力が入力される論理積回路とで構成したＤＣブラシレスモータの回転数検出回路。
- 上記コンパレータ回路の反転出力が入力されるローパスフィルタと、そのローパスフィルタ出力を所定期間保持する第３の保持回路と、上記上段あるいは下段の他方の出力段への駆動パルス出力を所定期間保持する第４の保持回路と、前記第３と第４の保持回路出力が入力される第２の論理積回路とで構成される第２の検出回路を設け、その第２の検出回路の第２の論理積回路出力と上記検出回路の第１の論理積回路出力との論理積出力から回転パルスを出力するようにした請求項１に記載のＤＣブラシレスモータの回転数検出回路。
- 上記各相の出力段が半導体素子をプッシュプル接続して、各半導体素子にフライホイールダイオードを並列に設けたものとするとともに、上記コンパレータ回路に入力する相と、第２あるいは第４の保持回路へ入力する駆動パルスの出力段を異なる相とした請求項１または２に記載のＤＣブラシレスモータの回転数検出回路。
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
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Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20050316 |
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| A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20050322 |
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| A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20050712 |