JP2004173107A - Ｏｆｄｍ復調装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】受信系のダイナミックレンジを拡大することが可能にし、受信系のＡＧＣ回路のゲインコントロールの大きな誤差を吸収する。
【解決手段】受信パケットが複数のＯＦＤＭシンボルを含んで構成される信号を、ＦＦＴ演算２２０を含む処理により復調するＯＦＤＭ復調装置であって、ＦＦＴ演算２２０前の時間領域信号ａ２０４に対して、ＯＦＤＭシンボル毎に最大振幅絶対値を検出し最大振幅絶対値に基づいて増幅する時間領域振幅調整回路２１０を具備する。時間領域振幅調整回路２１０において受信パケットに含まれる各ＯＦＤＭシンボルに対する増幅度が異なる場合に、ＦＦＴ回路２２０後に同一受信パケットに含まれるＯＦＤＭシンボルの増幅度が一定になるように補正する振幅補正回路２３０を備える。
【選択図】 図１０
【解決手段】受信パケットが複数のＯＦＤＭシンボルを含んで構成される信号を、ＦＦＴ演算２２０を含む処理により復調するＯＦＤＭ復調装置であって、ＦＦＴ演算２２０前の時間領域信号ａ２０４に対して、ＯＦＤＭシンボル毎に最大振幅絶対値を検出し最大振幅絶対値に基づいて増幅する時間領域振幅調整回路２１０を具備する。時間領域振幅調整回路２１０において受信パケットに含まれる各ＯＦＤＭシンボルに対する増幅度が異なる場合に、ＦＦＴ回路２２０後に同一受信パケットに含まれるＯＦＤＭシンボルの増幅度が一定になるように補正する振幅補正回路２３０を備える。
【選択図】 図１０
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、ディジタル無線通信システムに用いられるＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）信号の復調技術に関し、特に、復調可能な受信器への信号入力レベルのダイナミックレンジを、拡大する技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＯＦＤＭ変調方式は、周波数領域の複数のサブキャリアを使用するマルチキャリア変調方式の１つである。一般的には、各サブキャリアを、比較的低レートで１６ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）などの一次変調を加え、二次変調にＯＦＤＭを使用する。一次変調を加えられた全サブキャリアの情報（周波数領域情報）をＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）演算することにより、時間領域信号波形に変換して伝送し、総合的に高レートの伝送容量を実現する。１６ＱＡＭのコンスタレーション（信号配置）を図７に示す。Ｑ−Ｉ軸に対して、１６の信号が配置されている。
【０００３】
前述したように、ＯＦＤＭ変調方式では複数のサブキャリアを使用し、各サブキャリアは低レートで一次変調されているため、それぞれのサブキャリアの帯域幅は比較的狭い。従って、周波数選択性フェージングは一部のサブキャリアに対してのみ影響を与える。ＯＦＤＭ信号帯域内で周波数選択性フェージングにより受信電力が落ち込むサブキャリアに載せられた情報は、誤り訂正やインターリーブなどの処理を加えることにより復元することが可能であり、誤り率の向上を図ることができる。原理的に、周波数選択性フェージングへの耐性が高いため、周波数選択性フェージングの発生し易い環境下での使用が想定される無線ＬＡＮ技術などにＯＦＤＭ変調が採用されている。
【０００４】
以下、一般的なＯＦＤＭ無線システムの受信器の概要を、図８に示す回路構成例を参照して説明する。この際の受信パケットの構成を図１に示す。図１に示すように、パケット１の先頭には、ＡＧＣ（Ａｕｔｏ Ｇａｉｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ）用プリアンブルＯＦＤＭシンボル３と、伝播路推定用プリアンブルＯＦＤＭシンボル５とが配置されるが、これらは既知の値であり、それらに続いて任意の情報が載せられた複数のペイロードＯＦＤＭシンボル７−１から７−Ｎから構成されるペイロード部７が配置されている。
【０００５】
図８に示すように、ＯＦＤＭ無線システムの受信器は、ＡＧＣ回路１０１と、Ａ／Ｄ変換（ＡＤＣ）回路１０２と、ローパスディジタルフィルタ回路１０３と、同期回路１０４と、ＦＦＴ回路１２０と、周波数領域調整回路１４０と、伝搬路補償回路１５０と、位相雑音除去回路１５１と、デマッピング回路１５２と、ビタビ復号器１５３とを含んで構成されている（例えば特許文献１参照）。
【０００６】
ＡＧＣ回路１０１に入力される受信パケットは、時間領域波形の信号である。受信パケットは、ＡＧＣ回路１０１において、ＡＧＣ用プリアンブルを使用してＡ／Ｄ変換（ＡＤＣ）回路１０２のダイナミックレンジに適合するように信号レベルが調整され、この時点でＡＧＣ用プリアンブルは取り除かれる。但し、このＡＧＣ操作は誤差が含まれる可能性があり、必ずしも各受信パケットのＡＤＣ回路１０２への入力レベルが一定になるように調整が最適化されるわけではない。
【０００７】
ＡＧＣ回路１０１から出力された信号ａ１０１は、Ａ／Ｄ変換回路１０２においてアナログ信号からディジタル信号に変換され（ａ１０２）、ローパスディジタルフィルタ回路１０３を通すことにより所望ＯＦＤＭ信号帯域のみを通過させる（ａ１０３）。尚、この回路構成例では、ローパスディジタルフィルタ１０３の出力信号ａ１０３からデマッピング回路１５２への入力信号ａ１５１までの間は、情報が複素情報として取り扱われている。すなわち、つまりＩ（Ｉｎ−ｐｈａｓｅ）、Ｑ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ）情報が流れているものとする。
【０００８】
同期回路１０４において受信パケットの同期がとられ、パケットに含まれる各ＯＦＤＭシンボルの区切りが決定されるが、これはＦＦＴ窓が決定されることと等価である。ＦＦＴ回路１２０により二次変調が復調され、ここで受信パケットは初めて時間領域信号から周波数領域信号に変換されたことになる。信号ａ１２０は１６ＱＡＭなどの一次変調された信号が各サブキャリアにのっている周波数領域信号である。
【０００９】
周波数領域振幅調整回路１４０は、伝播路推定用プリアンブルＯＦＤＭシンボルに含まれるビット情報の最大振幅レベルを基準として、ペイロードＯＦＤＭシンボルの振幅調整を行う。ローパスディジタルフィルタ回路１０３やＦＦＴ回路１２０においては、乗算処理や加算処理を何回も繰返して行う。従って、情報を表すために割り当てられているビットに注目すると、ローパスディジタルフィルタ１０３への信号入力レベルが低い場合をはじめとして、下位ビット丸め込み誤差が生じるとともに、上位ビットに有効な情報を表現するのに寄与しない空ビットが発生する可能性が高い。
【００１０】
ここでいう空ビットと周波数領域振幅調整回路１４０の機能に関して、図９を参照して説明する。図９に示すように、例えば、ＦＦＴ（図８）の出力信号ａ１２０の値が１６ビット幅の２の補数で表現されるとし、サブキャリア数は５２であるとする。周波数領域振幅調整回路１４０（図８）の処理単位はパケットであり、パケットに含まれる全てのＯＦＤＭシンボルに対して同量の振幅調整がなされる。図２に示すように、パケット１１は伝播路推定用プリアンブルＯＦＤＭシンボル１２とペイロードＯＦＤＭシンボル１５とを含んで構成される。図９に示す抽出回路１４１では、パケットの中から伝播路推定用プリアンブルＯＦＤＭシンボルを検知し、抽出して信号ａ１４１として出力し、フォーマット変換回路１４２では、Ｉ、Ｑ成分それぞれの情報値のフォーマットを、２の補数から符号ビットが付加された絶対値に変換して信号ａ１４２として出力する。ハードウェアの制限などを考慮した設計方針によって決定される値であって、可能な最大ビットシフト量をＮ＿ｍｓとし、例えばＮ＿ｍｓ＝４を信号ａ１４４とする。
【００１１】
ここで、ビットシフトとはビット情報をＭＳＢ（Ｍｏｓｔ Ｓｉｇｎｉｆｉｃａｎｔ Ｂｉｔ）方向にビットシフトすることを意味し、振幅の観点から見ると、−２ビットシフトした場合は振幅値を２−２＝０．２５倍、−１ビットシフトした場合は振幅値を２−１＝０．５倍、０ビットシフトした場合は振幅値を２０＝１倍、１ビットシフトした場合は振幅値を２１＝２倍、２ビットシフトした場合は振幅値を２２＝４倍、３ビットシフトした場合は振幅値を２３＝８倍、４ビットシフトした場合は振幅値を２４＝１６倍したことになる。従って、ビットシフト操作は、離散的な増幅操作といえる。
【００１２】
処理単位がパケットであるということは、一つのパケットに含まれる全ＯＦＤＭシンボルの全サブキャリアのビット情報値のビットシフト量を同値とすることである。このビットシフト量の決定の仕方について説明する。信号ａ１４２は、フォーマット変換され、伝播路推定用プリアンブルに含まれる５２本のサブキャリアのビット情報値である。論理和計算回路１４３では、ビット情報値ａ１４２の符号ビットを除く上位４ビット（Ｎ＿ｍｓ＝４ビットであるため）を５２本のサブキャリア各々から取り出し、同じビット位置の５２個のビット値の論理和を計算し、４ビット信号ａ１４３として出力する。この論理和の計算結果はＮ＿ｍｓビットの値であるが、ＭＳＢからみて初めて‘１’がたつビットの位置が伝播路推定用プリアンブルに含まれるサブキャリアの値の最大絶対値のＭＳＳＢ（Ｍｏｓｔ Ｓｉｇｎｉｆｉｃａｎｔ Ｓｅｔ Ｂｉｔ）の位置であり、プリアンブルに含まれる最大絶対値が有効に利用しているビットの位置を表す。伝播路推定用プリアンブルＯＦＤＭシンボルに含まれるサブキャリア情報のＩ、Ｑ成分のうちの最大振幅絶対値を持つビット情報値が、”００００１１０１０１１１１００１“（数値例１、１６ビット）であるとき、論理和計算回路１４３の出力信号ａ１４３の値は、”０００１“（数値例２、４ビット）となる。
【００１３】
ビットシフト量決定回路１４５は、ＭＳＳＢ位置が論理和値ａ１４３の上位からＮ＿ｌビット目であるときにＮ＿ｌ−１をビットシフト量Ｎ＿ｓと決定する。但し、論理和値に‘１’が立たない場合は、ビットシフト量Ｎ＿ｓはＮ＿ｍｓと決定する。数値例２の場合は、上位から４ビット目に初めて論理値’１’がたっているのでＮ＿ｌ＝４であり、Ｎ＿ｓ＝３となり、ビットシフト量決定回路１４５でビットシフト量が３と決定され、信号ａ１４５として出力される。また上記の例では、値Ｎ＿ｓを空ビット数と定義する。
【００１４】
ビットシフト及び丸め込み処理回路１４６では、同パケット内に含まれる全てのＩ、Ｑ成分のビット情報値に対して、決定されたビットシフト量ａ１４５だけＭＳＢ方向にビットシフトさせる。但し、ビットシフトを加えた結果としてデータが桁あふれを起こした場合は、丸め込み（オーバフロー処理）をすることにより値を飽和させるなどの処理を行う。また、下位ビットにはシフトした量だけ‘０’で補完するなどの処理を行う。上記数値例１の場合、ＭＳＢ方向に空ビット数の３ビットだけシフトし、“０１０１０１１１１００１００００”（数値例３、１６ビット）とする。さらに、周波数領域振幅調整回路１４０の後ろに配置されている回路の入力ビット数幅に合うように下位ビットを切捨てる処理を処理回路１４７において行う。上記数値例３の場合、上位１０ビットの“０１０１０１１１１０”（数値例４、１０ビット）を伝播路特性補償回路１５０に渡すことにより、限られた１０ビットというビット幅を有効に活用するととともに、ビット幅の縮小によりＦＦＴより後ろの処理回路での負担を和らげることが可能である。この手法により、データに割り当てられるビット幅が少ない場合でも、空ビットをなくすことができ有効にデータ表現することができる。
【００１５】
数値例１の場合、符号ビットであるＭＳＢを除く上位３ビットの”０”のビット値を空ビットと定義し、空ビット数が３であるということにする。周波数領域振幅調整回路１４０の機能は、伝播路推定用プリアンブルＯＦＤＭシンボルの中で最大振幅絶対値をもつＩまたはＱ成分のビット情報に注目して、そのビット情報の空ビット数が０になるように、当該パケットに含まれる全ＯＦＤＭシンボルの全ビット情報を上記空ビット数だけＭＳＢ方向にビットシフトさせる機能である。この機能に基づく操作により、数値例１は、数値例４で示すように変換される。ここでは、例として空ビット数が０になるようなビットシフトの仕方について説明したが、ビットシフト後の空ビットは適用箇所により可変であってよい。
【００１６】
伝播路（特性）補償回路１５０では、ペイロードＯＦＤＭシンボルに含まれる各サブキャリアのビット情報を伝播路推定用プリアンブルＯＦＤＭシンボルに含まれ対応するそれぞれのサブキャリアのビット情報を用いて除算するにより伝播路補償（振幅補償および位相補償）し、各サブキャリアに載せられた情報を正規化し、信号ａ１５０として出力する。続いて、位相雑音除去回路１５１において、ペイロードＯＦＤＭシンボルに含まれる位相雑音が除去されて信号ａ１５１として出力され、次にデマッピング回路１５２で複素平面上のコンスタレーションから一次元情報列にデマッピングされ信号ａ１５２として出力される。このデマッピングが一次復調に相当する。信号ａ１５２は、ビタビ復号器１５３で畳込み符号から復号され、復号データが出力される。尚、周波数領域振幅調整回路１４０は、伝播路特性補償回路１５０の後ろ又は位相雑音除去回路１４１の後ろに配置することも可能である。
【００１７】
【特許文献１】
特開２００２−２８８１５１号公報（図１）
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来技術は、ＦＦＴ演算により周波数領域信号に変換された信号波形の振幅調整を行う技術である。伝播路推定用プリアンブルＯＦＤＭシンボルの各サブキャリアはＢＰＳＫ変調されている。ペイロードＯＦＤＭシンボルの各サブキャリアは、例えば、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭの何れかの変調方式で変調されている。それぞれのコンスタレーションを図５から図７までに示す。それぞれのコンスタレーションの平均電力が等しくなるように振幅が決定されている。送信側でそれぞれの変調を加えたとき、Ｉ、Ｑ成分に分けて考えたときの最大振幅の絶対値は、ＢＰＳＫの場合は１、ＱＰＳＫの場合は１／√２≒０．７１、１６ＱＡＭの場合は３／√１０≒０．９５である。
【００１９】
伝播路特性がパケット内でそれほど変わらないと仮定する。ペイロード部の変調方式がＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭである場合に、そのＩ、Ｑ成分の最大振幅の絶対値は、プリアンブル部（ＢＰＳＫ変調）のＩ、Ｑ成分の最大振幅の絶対値を上回る確率は小さいといえる。従って、周波数領域においては、プリアンブル部のＩ、Ｑ成分の最大振幅絶対値は、上記プリアンブルが含まれるパケットの全Ｉ、Ｑ成分の中においても最大値である確率が高いといえ、上記最大振幅値の空ビット数によって決定されるビットシフト量で同パケット内の全てのＩ、Ｑ成分をビットシフト、つまり増幅しても、”１”を超える値が発生する確率は少なく、これは上記ビットシフト操作によっても周波数領域波形をほぼ歪ませることなく、ビット情報に割り当てられたビット幅を有効に活用できることを意味する。つまり、上記従来技術は、パケット中の最大振幅絶対値がパケット先頭に位置するＯＦＤＭシンボル（ここでは伝播路推定用プリアンブル）中に存在するという仮定に基づいている。
【００２０】
ここで、上記と同様の操作をＦＦＴ演算前の時間領域信号波形に適用する場合を考える。一つのＯＦＤＭシンボルに注目すると、時間領域波形の最大振幅値は、一般的に周波数領域における各サブキャリアの変調信号の位相が揃っているほど大きくなる。伝播路推定用プリアンブルは、周波数領域の変調信号の位相が揃わないことも考慮に入れて決定されているため、ピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ：Ｐｅａｋ ｔｏ Ａｖｅｒａｇｅ Ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ）が比較的低い。しかし、ペイロードＯＦＤＭシンボルは、各サブキャリアが自由に変調されるために変調信号の位相が揃う可能性があり、一般的に、プリアンブルＯＦＤＭシンボルよりもＰＡＰＲ値が大きくなる。これは、ペイロードＯＦＤＭシンボルの最大振幅絶対値の方が、プリアンブルＯＦＤＭシンボルの最大振幅絶対値よりも大きくなる確率が大きいということを意味する。換言すれば、パケット中の最大振幅絶対値が、パケット先頭に位置するＯＦＤＭシンボル（ここでは伝播路推定用プリアンブル）の中に存在するという確証はない。パケットの中で最大振幅絶対値を有するＯＦＤＭシンボルが、パケット中のどの位置にあるかが分からないということである。
【００２１】
従って、伝播路推定用プリアンブルＯＦＤＭシンボルの最大振幅絶対値の空ビット数分だけペイロード部をビットシフトしまう従来の周波数領域における振幅調整機能を時間領域の信号波形に適用しようとすると、ペイロード部の振幅の大きい部分がクリップされることにより時間領域信号波形に歪みが生じ、誤り率が大きくなってしまう。つまり、周波数領域での手法を時間領域にそのまま適用するとシステム性能劣化につながり、望ましくない。以上説明したように、固定小数点回路で構成されるＯＦＤＭ復調器のディジタル回路において、従来の回路ではＦＦＴ演算により周波数領域信号に変換した後にビット情報をビットシフトさせることで、ビット情報値を増幅する手段しか持ち合わせていなかったために、受信系のダイナミックレンジが狭いという問題点があった。
【００２２】
本発明は、周波数領域でのディジタル的ビットシフトによる増幅手法を、時間領域信号に適用するようにする技術を提供することにより、ＯＦＤＭ受信系のダイナミックレンジを拡大することを目的とする。
【００２３】
【課題を解決するための手段】
本発明の一観点によれば、受信パケットが複数のＯＦＤＭシンボルを含んで構成される信号を、ＦＦＴ演算を含む処理により復調するＯＦＤＭ復調装置であって、前記ＦＦＴ演算前の時間領域信号に対して、例えば同期がとられてＯＦＤＭシンボル毎に区切られている場合に、ＯＦＤＭシンボル毎に最大振幅絶対値を検出し該最大振幅絶対値に基づいてＯＦＤＭシンボル毎に増幅する時間領域振幅調整回路を具備するＯＦＤＭ復調装置が提供される。
【００２４】
前記振幅調整回路は、前記受信パケットを構成する前記ＯＦＤＭシンボル毎に、それぞれの前記ＯＦＤＭシンボルに含まれるサンプルのＭＳＳＢを求めて最大振幅絶対値を検出する回路を有するのが好ましい。この際、前記最大振幅絶対値の検出は、前記ＯＦＤＭシンボルに含まれるそれぞれのサンプルを絶対値に変換し各サンプルの同じビット位置の論理和を計算する処理を含むのが好ましい。
【００２５】
さらに、前記ＦＦＴ演算前の前記振幅調整回路において前記受信パケットに含まれる前記各ＯＦＤＭシンボルに対する増幅度が異なる場合に、前記ＦＦＴ演算後に同一受信パケットに含まれるＯＦＤＭシンボルの増幅度が一定になるように補正する補正回路を備えるのが好ましい。
【００２６】
前記補正回路は、前記ＦＦＴ演算前の振幅調整回路において、例えば、前記受信パケットに含まれる各ＯＦＤＭシンボルと、各々に加えた増幅度の値と、を対応させて記憶しておき、前記受信パケット先頭のＯＦＤＭシンボル（ここでは伝播路推定用プリアンブル）に対する増幅度と他のＯＦＤＭシンボルに対する増幅度との差分を計算し、ＦＦＴ演算後にその差分だけ、さらに各ＯＦＤＭシンボルに対して増幅操作を加えることにより同一受信パケットに含まれる全ＯＦＤＭシンボルの総合的な増幅度を統一する機能を有するのが好ましい。
【００２７】
本発明は、ＯＦＤＭ復調回路における１パケット処理に注目して、ＦＦＴ演算前の時間領域信号の最大振幅絶対値がパケット中のどのＯＦＤＭシンボルに含まれるかが分からなくても、ＦＦＴ演算後の周波数領域信号では最大振幅絶対値がパケット先頭に位置するＯＦＤＭシンボルに含まれる可能性が大きいという定性を利用している。
【００２８】
周波数領域でのディジタル的ビットシフトによる増幅手法を時間領域に適用するために、時間領域において、同じパケット内に含まれるＯＦＤＭシンボルであっても異なるビットシフト量を適用しそれぞれのＯＦＤＭシンボルで最大限に割り当てられたビットを有効活用し、ＦＦＴ演算により周波数領域情報に変換された後に時間領域でのビットシフト操作の補正を行うことで、各ＯＦＤＭシンボル間の大小関係を元に戻す。これにより、ＯＦＤＭ受信系のダイナミックレンジを拡大することができ、受信系のＡＧＣ回路のゲインコントロールの大きな誤差を吸収することが可能となる。
【００２９】
【発明の実施の形態】
本明細書において、周波数面でのサブキャリアに対応する時間面での概念をサンプルと定義する。例えば、６４ポイントＦＦＴ演算により、６４サンプルのデータが６４サブキャリアに変換される。
【００３０】
本発明の実施の形態について説明する前に、発明者の考えについて図面を参照して説明する。図３に周波数領域信号波形例を示す。図３に示すように、伝播路推定用プリアンブルの最大振幅値がペイロード部の最大振幅値よりも大きくなる確率が大きいことがわかる（尚、波形は、実際の波形ではなく、あくまでも概略的な波形である）。図４に時間領域信号波形例を示す。図４に示すように、伝播路推定用プリアンブルの最大振幅値がペイロード部の最大振幅値よりも小さくなる確率が大きくなっていることがわかる。
【００３１】
発明者は、図４で示す波形例を、図８、図９に示す従来の回路で処理することで生じる問題は、最大振幅絶対値がパケット中のいずれのＯＦＤＭシンボルに存在するかがパケットにより異なる時間領域信号波形に対して、伝播路推定用プリアンブルＯＦＤＭシンボルの最大振幅絶対値の空ビット数の分量だけ、上記プリアンブルＯＦＤＭシンボルが含まれるパケット内の全てのビット情報をビットシフトつまり増幅することに起因すると考えた。１パケット中で最大振幅絶対値となるビット情報を探索し、そのビット情報の空ビット数の分量だけ、上記パケットに含まれる全てのビット情報をビットシフトすることも原理的に考えられる。しかしながら、パケット中で最大振幅絶対値を有するビット情報がいずれのＯＦＤＭシンボルに含まれているかを探索するためには、１パケット分の時間的遅延が生じるという問題点が発生し実際の通信過程においては好ましくない。
【００３２】
周波数領域振幅調整処理では、処理単位をパケット単位とし、同一パケットでは同一量のビットシフト操作を加えるという処理を行っていた。しかし、時間領域振幅調整処理では、処理単位をまずＯＦＤＭシンボルとし、ＯＦＤＭシンボル毎に異なる量のビットシフト操作を加え、ＦＦＴ演算後にビットシフト量を補正して全ＯＦＤＭシンボルの増幅度を揃えることにより問題点を解決することが可能である。
【００３３】
パケットを構成するそれぞれのＯＦＤＭシンボル毎に、各ＯＦＤＭシンボルの最大振幅絶対値を探索し、上記最大振幅絶対値の空ビット数を計算してその分量だけ上記ＯＦＤＭシンボルに含まれる全ビット情報をビットシフトすることにより、時間領域信号波形をクリップにより歪ませることなく、ビット情報表現に割り当てられているビット幅を有効に使い切ってＦＦＴへの入力とすることが可能となる。この操作により、ＦＦＴへの入力は、同一パケット内に含まれるＯＦＤＭシンボルであっても、ＯＦＤＭシンボル毎にビットシフト量が異なることを意味し、各ＯＦＤＭシンボル間の振幅関係が崩されることになる。これは、特に、ビタビ復号時に各ＯＦＤＭシンボル間の信頼度の大小に統一性が無くなること、１６ＱＡＭ変調信号の復調時に伝播路推定用プリアンブルＯＦＤＭシンボルを基準値として用いること、を考慮すると不都合であるといえる。
【００３４】
上記不都合を解消するためには、ＦＦＴ演算により周波数領域情報に変換された時点で、時間領域で与えたビットシフト量の違いを補正し、各ＯＦＤＭシンボル間の大小関係を正常に戻すのが好ましい。より詳細には、１パケット処理中にＦＦＴ演算前の時間領域において各ＯＦＤＭシンボルに与えたビットシフト量を記憶しておき、各ペイロードＯＦＤＭシンボルのビットシフト量と伝播路推定用プリアンブルＯＦＤＭシンボルのビットシフト量の差分を計算する。ＦＦＴ演算により周波数領域情報に変換された各ペイロードＯＦＤＭシンボルに、上記差分量だけ、さらにビットシフト操作をすることにより、総合的に同一パケット内の各ＯＦＤＭシンボルのビットシフト量を伝播路推定用プリアンブルのビットシフト量に揃える手法が考えられる。
【００３５】
特に、ローパスディジタルフィルタ処理などの時間領域信号の信号処理において、乗算などの演算によりデータの上位ビットに空ビットができることによりビット情報に割り当てられたビット幅を有効に利用できない場合に、ビット情報値をビットシフトさせることにより増幅し、可能な限り下位ビット情報の欠落を防ぐことができ、下位ビット丸め込み誤差も軽減できる。この時間領域振幅調整技術を適用すると、アナログ部のＡＧＣがうまくできずにＡＤＣへの入力レベルの適正化ができない場合においても、入力レベルが最適である場合と同等のＦＦＴ演算精度を得ることが期待できる。結果的にアナログ部のＡＧＣ機能に余裕が生じる。
【００３６】
以上のように、発明者は、ＯＦＤＭ復調回路における１パケット処理に注目して、ＦＦＴ演算前の時間領域信号の最大振幅絶対値がパケット中のいずれのＯＦＤＭシンボルに含まれるかが分からない場合にも、ＦＦＴ演算後の周波数領域信号では最大振幅絶対値がパケット先頭に位置するＯＦＤＭシンボルに含まれる可能性が大きいという特性を利用することを思いついた。この手法は、ＯＦＤＭ復調処理に限らず、ある演算処理器（この場合にはＦＦＴ演算器）の前においては、パケット中のどの位置に最大振幅絶対値が位置するか分からない場合でも、上記演算処理器の後に定性的にある位置に最大振幅絶対値が存在することが分かっている場合に、空ビットを最大限に少なくする機能として適用可能である。
【００３７】
以下、図面を参照して、本発明の一実施の形態によるＯＦＤＭ復調装置について詳細に説明する。図１０は、本発明の一実施の形態によるＯＦＤＭ復調回路の回路構成例を示す図である。図８に示す従来の回路構成例に対する図１０に示す本実施の形態による回路構成例の変更点は、時間領域振幅調整回路２１０および振幅補正回路２３０を付加した点である。その他の回路に関する処理、すなわち、ＡＧＣ回路２０１から同期回路２０４までの処理は図８に示す回路と同様である。
【００３８】
図１０に示すように、本実施の形態によるＯＦＤＭ復調回路は、ＡＧＣ回路２０１と、Ａ／Ｄ変換（ＡＤＣ）回路２０２と、ローパスディジタルフィルタ回路２０３と、同期回路２０４と、時間領域振幅調整回路２１０と、ＦＦＴ回路２２０と、振幅補正回路２３０と、周波数領域振幅調整回路２４０と、伝搬路補償回路２５０と、位相雑音除去回路２５１と、デマッピング回路２５２と、ビタビ復号器２５３と、を含んで構成されている。
【００３９】
ＡＧＣ回路２０１に入力される受信パケットは、時間領域波形の信号である。受信パケットは、ＡＧＣ回路２０１において、ＡＧＣ用プリアンブルを使用してＡ／Ｄ変換（ＡＤＣ）回路２０２のダイナミックレンジに適合するように信号レベルが調整され、この時点でＡＧＣ用プリアンブルは取り除かれる。但し、このＡＧＣ操作には誤差が含まれる可能性があり、必ずしも各受信パケットのＡＤＣ回路２０２への入力レベルが一定になるように最適に調整されるわけではない。ＡＤＣ回路２０２によりアナログ信号からディジタル信号に変換され、ローパスディジタルフィルタ回路２０３を通すことにより所望ＯＦＤＭ信号帯域のみを通過させることができる。尚、本実施の形態では、ローパスディジタルフィルタ回路２０３の出力信号ａ２０３からデマッピング回路２５２への入力信号ａ２５１の間は情報が複素情報として取り扱われており、つまりＩ、Ｑ情報が流れているものとする。
【００４０】
同期回路２０４で受信パケットの同期が取られ、パケットに含まれる各ＯＦＤＭシンボルの区切りが決定されるが、これはＦＦＴ窓が決定されることと等価である。同期回路２０４で受信パケットに含まれるＯＦＤＭシンボルの同期がとられる。同期がとられた信号ａ２０４は、ＯＦＤＭシンボルの区切りを示すフラグと、ＯＦＤＭ時間領域波形の組み合わせである。
【００４１】
時間領域振幅調整回路２１０では、ビット情報表現に割り当てられているビット幅を有効活用するようにビット情報値をビットシフトするが、処理単位がＯＦＤＭシンボルであるために、ビットシフト量はＯＦＤＭシンボル毎に異なる点が従来の周波数領域振幅調整回路１４０と異なる。
【００４２】
次に、時間領域振幅調整回路２１０の詳細について図１１を参照し説明する。時間領域振幅調整回路２１０は、パケット内に含まれる各ＯＦＤＭシンボル毎に当該ＯＦＤＭシンボルに含まれるＩ、Ｑ成分中から最大振幅絶対値を探索し、上記最大値の空ビット数の分量だけ上記ＯＦＤＭシンボルに含まれる全てのビット情報をＭＳＢ方向にビットシフトする振幅調整を行うことにより、特に下位のビット情報の欠落を防ぐ。
【００４３】
時間領域振幅調整回路２１０の機能について具体的な数値例を挙げて説明する。尚、１ＯＦＤＭシンボルは４つのサンプル（周波数領域ではサブキャリア）から構成され、１パケットが１つの伝播路推定用プリアンブルＯＦＤＭシンボルと３つのペイロードＯＦＤＭシンボルとから構成されるとする。また、上記説明では、１つのサンプル（周波数領域ではサブキャリア）には複素情報としてＩ、Ｑ成分が載っているとしたが、簡単のために一次元情報が載っていると仮定する。各ビット情報値は、２の補数表現で１６ビットの値とする。また、ＦＦＴポイント数は４、サブキャリア数は４であるとする。時間領域信号である信号ａ２０４の一例である。
−−−伝播路推定用プリアンブルＯＦＤＭシンボル
１１１１０００１１１１１１１１０（ａ２０４，１６ビット、サンプル１）
００００１１１０１０１０００００（ａ２０４，１６ビット、サンプル２）
０００００１１１０００００００１（ａ２０４，１６ビット、サンプル３）
００００１１００００００００００（ａ２０４，１６ビット、サンプル４）
−−−ペイロードＯＦＤＭシンボル１
００００１０１００００００００１（ａ２０４，１６ビット、サンプル１）
１１０００１０１１００００００１（ａ２０４，１６ビット、サンプル２）
１１１１１１０００００１０１０１（ａ２０４，１６ビット、サンプル３）
００００１００００１０１０１１１（ａ２０４，１６ビット、サンプル４）
−−−ペイロードＯＦＤＭシンボル２
００００１０１００００００００１（ａ２０４，１６ビット、サンプル１）
０００１１０１００１１１１１１１（ａ２０４，１６ビット、サンプル２）
１１１００００００００１０１１０（ａ２０４，１６ビット、サンプル３）
００００１００００１０１０１１１（ａ２０４，１６ビット、サンプル４）
−−−ペイロードＯＦＤＭシンボル３
００００００１００００００００１（ａ２０４，１６ビット、サンプル１）
００００００１００１１１１１１１（ａ２０４，１６ビット、サンプル２）
０００００１１１０００１０１１０（ａ２０４，１６ビット、サンプル３）
０００００１０００１０１０１１１（ａ２０４，１６ビット、サンプル４）
【００４４】
フォーマット変換回路２１２では、ビット情報値のフォーマットを符号ビットが付加された絶対値に変換して信号ａ２１２として出力する。
−−−伝播路推定用プリアンブルＯＦＤＭシンボル
００００１１１０００００００１０（ａ２１２，１６ビット、サンプル１）
００００１１１０１０１０００００（ａ２１２，１６ビット、サンプル２）
０００００１１１０００００００１（ａ２１２，１６ビット、サンプル３）
００００１１００００００００００（ａ２１２，１６ビット、サンプル４）
−−−ペイロードＯＦＤＭシンボル１
００００１０１００００００００１（ａ２１２，１６ビット、サンプル１）
００１１１０１００１１１１１１１（ａ２１２，１６ビット、サンプル２）
００００００１１１１１０１０１０（ａ２１２，１６ビット、サンプル３）
００００１００００１０１０１１１（ａ２１２，１６ビット、サンプル４）
−−−ペイロードＯＦＤＭシンボル２
００００１０１００００００００１（ａ２１２，１６ビット、サンプル１）
０００１１０１００１１１１１１１（ａ２１２，１６ビット、サンプル２）
０００１１１１１１１１０１０１０（ａ２１２，１６ビット、サンプル３）
００００１００００１０１０１１１（ａ２１２，１６ビット、サンプル４）
−−−ペイロードＯＦＤＭシンボル３
００００００１００００００００１（ａ２１２，１６ビット、サンプル１）
００００００１００１１１１１１１（ａ２０４，１６ビット、サンプル２）
０００００１１１０００１０１１０（ａ２０４，１６ビット、サンプル３）
０００００１０００１０１０１１１（ａ２０４，１６ビット、サンプル４）
【００４５】
ハードウェアの制限などから任意に決定される可能な最大ビットシフト量をＮ＿ｍｓとし、例えばＮ＿ｍｓ＝４を信号ａ２１４とする。論理和計算回路２１３では、各ＯＦＤＭシンボルに含まれる時間波形信号サンプルａ２１２に関して、符号ビットを除く上位Ｎ＿ｍｓ＝４ビットを４個のサンプル各々から取り出し、同じビット位置の４個のビット値の論理和を計算し、４ビット信号ａ２１３として出力する。
−−−伝播路推定用プリアンブルＯＦＤＭシンボル
０００１（サンプル１）ＯＲ０００１（サンプル２）ＯＲ００００（サンプル３）ＯＲ０００１（サンプル４）＝０００１（ａ２１３、４ビット）
−−−ペイロードＯＦＤＭシンボル１
０００１（サンプル１）ＯＲ０１１１（サンプル２）ＯＲ００００（サンプル３）ＯＲ０００１（サンプル４）＝０１１１（ａ２１３、４ビット）
【００４６】
尚、ＯＲは論理計算の論理和の記号である。
−−−ペイロードＯＦＤＭシンボル２
０００１（サンプル１）ＯＲ００１１（サンプル２）ＯＲ００１１（サンプル３）ＯＲ０００１（サンプル４）＝００１１（ａ２１３、４ビット）
−−−ペイロードＯＦＤＭシンボル３
００００（サンプル１）ＯＲ００００（サンプル２）ＯＲ００００（サンプル３）ＯＲ００００（サンプル４）＝００００（ａ２１３、４ビット）
【００４７】
この論理和の計算結果は、Ｎ＿ｍｓビットの値であるが、ＭＳＢからみて初めて‘１’がたつビットの位置が、各ＯＦＤＭシンボルに含まれる最大振幅絶対値のＭＳＳＢの位置であり、各ＯＦＤＭシンボルに含まれる最大振幅値が有効に利用しているビットの位置を表す。
【００４８】
ビットシフト量決定回路２１５は、ＭＳＳＢ位置が論理和値の上位からＮ＿ｌビット目であるときＮ＿ｌ−１をビットシフト量Ｎ＿ｓと決定する。但し、論理和値に‘１’がたたない場合は、ビットシフト量Ｎ＿ｓはＮ＿ｍｓと決定する。換言すると、論理和値の上位から値‘０’が連続する個数、ＯＦＤＭシンボルの最大振幅絶対値の空ビット数がＮ＿ｍｓの値を上限としてビットシフト量に決定されるということであり、信号ａ２１１としてビットシフト回路２１６および振幅補正回路２３０に入力される。
−−−伝播路推定用プリアンブルＯＦＤＭシンボル
３（ａ２１１）
−−−ペイロードＯＦＤＭシンボル１
１（ａ２１１）
−−−ペイロードＯＦＤＭシンボル２
２（ａ２１１）
−−−ペイロードＯＦＤＭシンボル２
４（ａ２１１）
【００４９】
ビットシフト処理回路２１６では、対応するＯＦＤＭシンボルの全てのビット情報値ａ２０４に対して、決定されたビットシフト量ａ２１１だけＭＳＢ方向にビットシフトさせる。つまり、伝播路推定用プリアンブルは３ビット、ペイロードＯＦＤＭシンボル１は１ビット、ペイロードＯＦＤＭシンボル２は２ビット、ペイロードＯＦＤＭシンボル３は４ビットだけ、各ＯＦＤＭシンボルに含まれる全ビット情報値がビットシフトされる。ビットシフト処理により、周波数領域振幅調整時のように数値が桁あふれをおこすことはない。また、下位ビットにはシフトした量だけ、例えば値‘０’で補完する。
−−−伝播路推定用プリアンブルＯＦＤＭシンボル
１０００１１１１１１１１００００（ａ２１６，１６ビット、サンプル１）
０１１１０１０１００００００００（ａ２１６，１６ビット、サンプル２）
００１１１０００００００１０００（ａ２１６，１６ビット、サンプル３）
０１１０００００００００００００（ａ２１６，１６ビット、サンプル４）
−−−ペイロードＯＦＤＭシンボル１
０００１０１００００００００１０（ａ２１６，１６ビット、サンプル１）
１０００１０１１００００００１０（ａ２１６，１６ビット、サンプル２）
１１１１１０００００１０１０１０（ａ２１６，１６ビット、サンプル３）
０００１００００１０１０１１１０（ａ２１６，１６ビット、サンプル４）
−−−ペイロードＯＦＤＭシンボル２
００１０１００００００００１００（ａ２１６，１６ビット、サンプル１）
０１１０１００１１１１１１１００（ａ２１６，１６ビット、サンプル２）
１００００００００１０１１０００（ａ２１６，１６ビット、サンプル３）
００１００００１０１０１１１００（ａ２１６，１６ビット、サンプル４）
−−−ペイロードＯＦＤＭシンボル３
００１００００００００１００００（ａ２１６，１６ビット、サンプル１）
００１００１１１１１１１００００（ａ２１６，１６ビット、サンプル２）
０１１１０００１０１１０００００（ａ２１６，１６ビット、サンプル３）
０１０００１０１０１１１００００（ａ２１６，１６ビット、サンプル４）
【００５０】
さらに、後ろに配置されている回路の入力ビット数幅に合うように下位ビットを切捨てる処理を処理回路２１７が行う。ＦＦＴ回路への入力信号ａ２１０に割り当てられているビット幅が１３ビットである場合、下位３ビットを切り取り、上位１３ビットを信号ａ２１０として出力する。
−−−−−−伝播路推定用プリアンブルＯＦＤＭシンボル
１０００１１１１１１１１０（ａ２１０，１３ビット、サンプル１）
０１１１０１０１０００００（ａ２１０，１３ビット、サンプル２）
００１１１０００００００１（ａ２１０，１３ビット、サンプル３）
０１１００００００００００（ａ２１０，１３ビット、サンプル４）
−−−ペイロードＯＦＤＭシンボル１
０００１０１０００００００（ａ２１０，１３ビット、サンプル１）
１０００１０１１０００００（ａ２１０，１３ビット、サンプル２）
１１１１１０００００１０１（ａ２１０，１３ビット、サンプル３）
０００１００００１０１０１（ａ２１０，１３ビット、サンプル４）
−−−ペイロードＯＦＤＭシンボル２
００１０１００００００００（ａ２１０，１３ビット、サンプル１）
０１１０１００１１１１１１（ａ２１０，１３ビット、サンプル２）
１００００００００１０１１（ａ２１０，１３ビット、サンプル３）
００１００００１０１０１１（ａ２１０，１３ビット、サンプル４）
−−−ペイロードＯＦＤＭシンボル３
００１００００００００１０（ａ２１０，１３ビット、サンプル１）
００１００１１１１１１１０（ａ２１０，１３ビット、サンプル２）
０１１１０００１０１１００（ａ２１０，１３ビット、サンプル３）
０１０００１０１０１１１０（ａ２１０，１３ビット、サンプル４）
【００５１】
このビットシフト操作により、限られた１３ビットというビット幅を有効に活用することができ、ＦＦＴ回路２２０での情報ビットの欠落を緩和することができ、結果的に高い計算精度を保持できる。ＦＦＴ回路２２０により二次変調が復調され時間領域信号から周波数領域信号に変換される。信号ａ２２０は１６ＱＡＭなどの一次変調された信号が各サブキャリアにのっている周波数領域信号である。
−−−伝播路推定用プリアンブルＯＦＤＭシンボル
１１００１１１１１１１１０（ａ２２０，１３ビット、サブキャリア１）
００１００００１０００００（ａ２２０，１３ビット、サブキャリア２）
００１１１０００００００１（ａ２２０，１３ビット、サブキャリア３）
１１１００００００００００（ａ２２０，１３ビット、サブキャリア４）
−−−ペイロードＯＦＤＭシンボル１
００００１１０００００００（ａ２２０，１３ビット、サブキャリア１）
１１１１１０１１０００００（ａ２２０，１３ビット、サブキャリア２）
１１１１１０００００１０１（ａ２２０，１３ビット、サブキャリア３）
００００００００１０１０１（ａ２２０，１３ビット、サブキャリア４）
−−−ペイロードＯＦＤＭシンボル２
０００１１０００１１１１０（ａ２２０，１３ビット、サブキャリア１）
００００１００１１１１１１（ａ２２０，１３ビット、サブキャリア２）
１１１１１００１０１０１１（ａ２２０，１３ビット、サブキャリア３）
０００００１０１０１０１１（ａ２２０，１３ビット、サブキャリア４）
−−−ペイロードＯＦＤＭシンボル３
００１００１１１０００１０（ａ２２０，１３ビット、サブキャリア１）
００１００１１００１１１０（ａ２２０，１３ビット、サブキャリア２）
０１１１０１０１０１１００（ａ２２０，１３ビット、サブキャリア３）
０１０００１００００１１０（ａ２２０，１３ビット、サブキャリア４）
【００５２】
振幅補正回路２３０は、時間領域振幅調整回路２１０における同一パケット内の各ＯＦＤＭシンボルのビットシフト量の違いを吸収する機能を有する。振幅補正回路の実施例について図１２を参照して説明する。振幅補正回路２３０は、抽出回路２３１と、複製回路２３２と、減算器２３３と、ビットおよび丸め込み処理回路２３６と、下位ビット切り取り回路２３７と、を含んで構成される。
【００５３】
周波数領域信号ａ２２０と時間領域振幅調整度信号ａ２１１とが補正回路に入力される。抽出回路２３１は、信号ａ２１１の中から伝播路推定用プリアンブルＯＦＤＭシンボルのビットシフト情報を抽出して信号ａ２３１として出力し、複製回路２３２において信号ａ２３１は、パケット内に含まれる全ＯＦＤＭシンボル数分だけ複製され、信号ａ２３２として出力される。減算器２３３では、信号ａ２３２から信号ａ２１１を減じることにより、各ＯＦＤＭシンボルと伝播路推定用プリアンブルＯＦＤＭとのビットシフト量の差を求め、この値をビットシフト補正量として信号ａ２３３に出力する。
−−−伝播路推定用プリアンブルＯＦＤＭシンボル
３（プリアンブルＯＦＤＭシンボル、ａ２３２）−３（プリアンブルＯＦＤＭシンボル、ａ２１１）＝０（ａ２３３）
−−−ペイロードＯＦＤＭシンボル１
３（プリアンブルＯＦＤＭシンボル、ａ２３２）−１（ペイロードＯＦＤＭシンボル１、ａ２１１）＝２（ａ２３３）
−−−ペイロードＯＦＤＭシンボル２
３（プリアンブルＯＦＤＭシンボル、ａ２３２）−２（ペイロードＯＦＤＭシンボル２、ａ２１１）＝１（ａ２３３）
−−−ペイロードＯＦＤＭシンボル２
３（プリアンブルＯＦＤＭシンボル、ａ２３２）−４（ペイロードＯＦＤＭシンボル３、ａ２１１）＝−１（ａ２３３）
【００５４】
このビットシフト補正量は、各ＯＦＤＭシンボルにより異なる量である。ビットシフト及び丸め込み処理回路２３６は、ビットシフト補正量ａ２３３の値に基づいて、各ＯＦＤＭシンボルのビット情報値をビットシフトする。つまり、伝播路推定用プリアンブルは０ビット、ペイロードＯＦＤＭシンボル１は２ビット、ペイロードＯＦＤＭシンボル２は１ビット、ペイロードＯＦＤＭシンボル３は−１ビットだけ、各ＯＦＤＭシンボルに含まれる全ビット情報値がビットシフトする。但し、ビットシフトを加えた結果としてデータが桁あふれを起こした場合は、丸め込み（オーバフロー処理）処理を行って値を飽和させる。また、下位ビットにはシフトした量だけ、例えば値‘０’で補完する。この処理により同一パケット中のビット情報値レベルが統一できる。
−−−伝播路推定用プリアンブルＯＦＤＭシンボル
１１００１１１１１１１１０（ａ２３６，１３ビット、サブキャリア１）
００１００００１０００００（ａ２３６，１３ビット、サブキャリア２）
００１１１０００００００１（ａ２３６，１３ビット、サブキャリア３）
１１１００００００００００（ａ２３６，１３ビット、サブキャリア４）
−−−ペイロードＯＦＤＭシンボル１
００１１０００００００００（ａ２３６，１３ビット、サブキャリア１）
１１１０１１０００００００（ａ２３６，１３ビット、サブキャリア２）
１１１０００００１０１００（ａ２３６，１３ビット、サブキャリア３）
００００００１０１０１００（ａ２３６，１３ビット、サブキャリア４）
−−−ペイロードＯＦＤＭシンボル２
００１１０００１１１１００（ａ２３６，１３ビット、サブキャリア１）
０００１００１１１１１１０（ａ２３６，１３ビット、サブキャリア２）
１１１１００１０１０１１０（ａ２３６，１３ビット、サブキャリア３）
００００１０１０１０１１０（ａ２３６，１３ビット、サブキャリア４）
−−−ペイロードＯＦＤＭシンボル３
０００１００１１１０００１（ａ２３６，１３ビット、サブキャリア１）
０００１００１１００１１１（ａ２３６，１３ビット、サブキャリア２）
００１１１０１０１０１１０（ａ２３６，１３ビット、サブキャリア３）
００１０００１００００１１（ａ２３６，１３ビット、サブキャリア４）
必要に応じて、処理回路２３７により下位ビットを切り取り、ビット幅を削減して出力信号ａ２３０とする。
【００５５】
以下に説明する処理は、従来の回路例と同じである。図１０に示す周波数領域振幅調整回路２４０では、図８に示す周波数領域振幅調整回路１４０と同様の処理を行い、信号ａ２４０として出力する。伝播路補償回路２５０では、ペイロードＯＦＤＭシンボルに含まれる各サブキャリア情報を伝播路推定用プリアンブルＯＦＤＭシンボルに含まれる対応する各サブキャリア情報で除算することにより伝播路補償（振幅補償および位相補償）し、各サブキャリアに載せられた情報を正規化し、信号ａ２５０として出力する。続いて、位相雑音除去回路２５１において、ペイロードＯＦＤＭシンボルに含まれる位相雑音が除去され信号ａ２５１として出力され、次にデマッピング回路２５２で複素平面上のコンスタレーションからビット列にデマッピングされ信号ａ２５２として出力される。このデマッピングが一次復調に相当する。信号ａ２５２は、ビタビ復号器２５３で畳みこみ符号から復号された、復号データが出力される。
【００５６】
本実施の形態による復号回路では、時間領域振幅調整回路２１０におけるビットシフトは各ＯＦＤＭシンボルにおける最大振幅絶対値の空ビット数が０となるようにビットシフトする方法について説明したが、ビットシフト後の空ビットは適用箇所により可変であってよく、例えば空ビット数が１や２となるようにビットシフト操作を加えても良い。
【００５７】
本実施の形態による復号回路では、振幅補正回路２３０をＦＦＴ回路２２０の直後段に配置したが、デマッピング回路２５２よりも手前に位置する周波数領域振幅調整回路２４０又は伝播路補償回路２５０又は位相雑音除去回路２５１などの直後に配置してもよい。
【００５８】
本実施の形態によるＯＦＤＭ復調装置を用いると、受信系のダイナミックレンジを拡大することが可能になり、受信系のＡＧＣ回路のゲインコントロールの大きな誤差を吸収することが可能となる。
【００５９】
以上、本実施の形態に沿って説明したが、本発明はこれらの例に限定されるものではなく、種々の変形が可能であるのは言うまでもない。例えば、本実施の形態によるＯＦＤＭ復調回路によれば、ＯＦＤＭ復調回路における１パケット処理に注目して、ＦＦＴ演算前の時間領域信号の最大振幅絶対値がパケット中のどのＯＦＤＭシンボルに含まれるかが分からなくても、ＦＦＴ演算後の周波数領域信号では最大振幅絶対値がパケット先頭に位置するＯＦＤＭシンボルに含まれる可能性が大きいという定性を利用している。従って、ＯＦＤＭ復調処理に限らず、ある演算処理器（本例の場合はＦＦＴ演算器）の前においてはパケット中のどの位置に最大振幅絶対値が位置するか分からなくても、前記演算処理器の後に定性的にある位置に最大振幅絶対値が存在することが分かっている場合に、空ビットを最大限になくす技術に適用可能である。
【００６０】
【発明の効果】
本発明のＯＦＤＭ復調装置を用いると、受信系のダイナミックレンジを拡大することが可能になり、受信系のＡＧＣ回路のゲインコントロールの大きな誤差を吸収することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】ＯＦＤＭ受信器が受信するＯＦＤＭパケットの構成例を示す図である。
【図２】時間領域振幅調整器又は周波数領域振幅調整器に入力されるＯＦＤＭパケットの構成例を示す図である。
【図３】周波数領域信号の波形例を示す図である。
【図４】時間領域信号の波形例を示す図である。
【図５】ＢＰＳＫのコンスタレーション例を示す図である。
【図６】ＱＰＳＫのコンスタレーション例を示す図である。
【図７】１６ＱＡＭのコンスタレーション例を示す図である。
【図８】一般的な復号回路の回路構成例を示す図である。
【図９】図８の周波数領域振幅調整回路の詳細な構成を示す図である。
【図１０】本発明の一実施の形態による復号回路の回路構成例を示す図である。
【図１１】図１０の時間領域振幅調整回路の構成例を示す図である。
【図１２】図１０の振幅補正回路の構成例を示す図である。
【符号の説明】
２０１…ＡＧＣ回路、２０２…Ａ／Ｄ変換器、２０３…ローパスディジタルフィルタ、２０４…同期回路、２１０…時間領域振幅調整回路、２２０…ＦＦＴ回路、２３０…振幅補正回路、２４０…周波数領域振幅調整回路、２５０…伝搬路補償回路、２５１…位相雑音除去回路、２５２…デマッピング回路、２５３…ビタビ復号器、２１２…フォーマット変換回路、２１３…論理和演算回路、２１４…最大ビットシフト量回路、２１５…ビットシフト量決定回路、２１６…ビットシフト処理回路、２１７…下位ビット切り取り処理回路、２３１…抽出回路、２３２…複製回路、２３３…減算器、２３６…ビットシフトおよび丸め込み処理回路、２３７…下位ビット切り取り処理回路。
【発明の属する技術分野】
本発明は、ディジタル無線通信システムに用いられるＯＦＤＭ（Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）信号の復調技術に関し、特に、復調可能な受信器への信号入力レベルのダイナミックレンジを、拡大する技術に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ＯＦＤＭ変調方式は、周波数領域の複数のサブキャリアを使用するマルチキャリア変調方式の１つである。一般的には、各サブキャリアを、比較的低レートで１６ＱＡＭ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ Ａｍｐｌｉｔｕｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）などの一次変調を加え、二次変調にＯＦＤＭを使用する。一次変調を加えられた全サブキャリアの情報（周波数領域情報）をＩＦＦＴ（Ｉｎｖｅｒｓｅ Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）演算することにより、時間領域信号波形に変換して伝送し、総合的に高レートの伝送容量を実現する。１６ＱＡＭのコンスタレーション（信号配置）を図７に示す。Ｑ−Ｉ軸に対して、１６の信号が配置されている。
【０００３】
前述したように、ＯＦＤＭ変調方式では複数のサブキャリアを使用し、各サブキャリアは低レートで一次変調されているため、それぞれのサブキャリアの帯域幅は比較的狭い。従って、周波数選択性フェージングは一部のサブキャリアに対してのみ影響を与える。ＯＦＤＭ信号帯域内で周波数選択性フェージングにより受信電力が落ち込むサブキャリアに載せられた情報は、誤り訂正やインターリーブなどの処理を加えることにより復元することが可能であり、誤り率の向上を図ることができる。原理的に、周波数選択性フェージングへの耐性が高いため、周波数選択性フェージングの発生し易い環境下での使用が想定される無線ＬＡＮ技術などにＯＦＤＭ変調が採用されている。
【０００４】
以下、一般的なＯＦＤＭ無線システムの受信器の概要を、図８に示す回路構成例を参照して説明する。この際の受信パケットの構成を図１に示す。図１に示すように、パケット１の先頭には、ＡＧＣ（Ａｕｔｏ Ｇａｉｎ Ｃｏｎｔｒｏｌ）用プリアンブルＯＦＤＭシンボル３と、伝播路推定用プリアンブルＯＦＤＭシンボル５とが配置されるが、これらは既知の値であり、それらに続いて任意の情報が載せられた複数のペイロードＯＦＤＭシンボル７−１から７−Ｎから構成されるペイロード部７が配置されている。
【０００５】
図８に示すように、ＯＦＤＭ無線システムの受信器は、ＡＧＣ回路１０１と、Ａ／Ｄ変換（ＡＤＣ）回路１０２と、ローパスディジタルフィルタ回路１０３と、同期回路１０４と、ＦＦＴ回路１２０と、周波数領域調整回路１４０と、伝搬路補償回路１５０と、位相雑音除去回路１５１と、デマッピング回路１５２と、ビタビ復号器１５３とを含んで構成されている（例えば特許文献１参照）。
【０００６】
ＡＧＣ回路１０１に入力される受信パケットは、時間領域波形の信号である。受信パケットは、ＡＧＣ回路１０１において、ＡＧＣ用プリアンブルを使用してＡ／Ｄ変換（ＡＤＣ）回路１０２のダイナミックレンジに適合するように信号レベルが調整され、この時点でＡＧＣ用プリアンブルは取り除かれる。但し、このＡＧＣ操作は誤差が含まれる可能性があり、必ずしも各受信パケットのＡＤＣ回路１０２への入力レベルが一定になるように調整が最適化されるわけではない。
【０００７】
ＡＧＣ回路１０１から出力された信号ａ１０１は、Ａ／Ｄ変換回路１０２においてアナログ信号からディジタル信号に変換され（ａ１０２）、ローパスディジタルフィルタ回路１０３を通すことにより所望ＯＦＤＭ信号帯域のみを通過させる（ａ１０３）。尚、この回路構成例では、ローパスディジタルフィルタ１０３の出力信号ａ１０３からデマッピング回路１５２への入力信号ａ１５１までの間は、情報が複素情報として取り扱われている。すなわち、つまりＩ（Ｉｎ−ｐｈａｓｅ）、Ｑ（Ｑｕａｄｒａｔｕｒｅ）情報が流れているものとする。
【０００８】
同期回路１０４において受信パケットの同期がとられ、パケットに含まれる各ＯＦＤＭシンボルの区切りが決定されるが、これはＦＦＴ窓が決定されることと等価である。ＦＦＴ回路１２０により二次変調が復調され、ここで受信パケットは初めて時間領域信号から周波数領域信号に変換されたことになる。信号ａ１２０は１６ＱＡＭなどの一次変調された信号が各サブキャリアにのっている周波数領域信号である。
【０００９】
周波数領域振幅調整回路１４０は、伝播路推定用プリアンブルＯＦＤＭシンボルに含まれるビット情報の最大振幅レベルを基準として、ペイロードＯＦＤＭシンボルの振幅調整を行う。ローパスディジタルフィルタ回路１０３やＦＦＴ回路１２０においては、乗算処理や加算処理を何回も繰返して行う。従って、情報を表すために割り当てられているビットに注目すると、ローパスディジタルフィルタ１０３への信号入力レベルが低い場合をはじめとして、下位ビット丸め込み誤差が生じるとともに、上位ビットに有効な情報を表現するのに寄与しない空ビットが発生する可能性が高い。
【００１０】
ここでいう空ビットと周波数領域振幅調整回路１４０の機能に関して、図９を参照して説明する。図９に示すように、例えば、ＦＦＴ（図８）の出力信号ａ１２０の値が１６ビット幅の２の補数で表現されるとし、サブキャリア数は５２であるとする。周波数領域振幅調整回路１４０（図８）の処理単位はパケットであり、パケットに含まれる全てのＯＦＤＭシンボルに対して同量の振幅調整がなされる。図２に示すように、パケット１１は伝播路推定用プリアンブルＯＦＤＭシンボル１２とペイロードＯＦＤＭシンボル１５とを含んで構成される。図９に示す抽出回路１４１では、パケットの中から伝播路推定用プリアンブルＯＦＤＭシンボルを検知し、抽出して信号ａ１４１として出力し、フォーマット変換回路１４２では、Ｉ、Ｑ成分それぞれの情報値のフォーマットを、２の補数から符号ビットが付加された絶対値に変換して信号ａ１４２として出力する。ハードウェアの制限などを考慮した設計方針によって決定される値であって、可能な最大ビットシフト量をＮ＿ｍｓとし、例えばＮ＿ｍｓ＝４を信号ａ１４４とする。
【００１１】
ここで、ビットシフトとはビット情報をＭＳＢ（Ｍｏｓｔ Ｓｉｇｎｉｆｉｃａｎｔ Ｂｉｔ）方向にビットシフトすることを意味し、振幅の観点から見ると、−２ビットシフトした場合は振幅値を２−２＝０．２５倍、−１ビットシフトした場合は振幅値を２−１＝０．５倍、０ビットシフトした場合は振幅値を２０＝１倍、１ビットシフトした場合は振幅値を２１＝２倍、２ビットシフトした場合は振幅値を２２＝４倍、３ビットシフトした場合は振幅値を２３＝８倍、４ビットシフトした場合は振幅値を２４＝１６倍したことになる。従って、ビットシフト操作は、離散的な増幅操作といえる。
【００１２】
処理単位がパケットであるということは、一つのパケットに含まれる全ＯＦＤＭシンボルの全サブキャリアのビット情報値のビットシフト量を同値とすることである。このビットシフト量の決定の仕方について説明する。信号ａ１４２は、フォーマット変換され、伝播路推定用プリアンブルに含まれる５２本のサブキャリアのビット情報値である。論理和計算回路１４３では、ビット情報値ａ１４２の符号ビットを除く上位４ビット（Ｎ＿ｍｓ＝４ビットであるため）を５２本のサブキャリア各々から取り出し、同じビット位置の５２個のビット値の論理和を計算し、４ビット信号ａ１４３として出力する。この論理和の計算結果はＮ＿ｍｓビットの値であるが、ＭＳＢからみて初めて‘１’がたつビットの位置が伝播路推定用プリアンブルに含まれるサブキャリアの値の最大絶対値のＭＳＳＢ（Ｍｏｓｔ Ｓｉｇｎｉｆｉｃａｎｔ Ｓｅｔ Ｂｉｔ）の位置であり、プリアンブルに含まれる最大絶対値が有効に利用しているビットの位置を表す。伝播路推定用プリアンブルＯＦＤＭシンボルに含まれるサブキャリア情報のＩ、Ｑ成分のうちの最大振幅絶対値を持つビット情報値が、”００００１１０１０１１１１００１“（数値例１、１６ビット）であるとき、論理和計算回路１４３の出力信号ａ１４３の値は、”０００１“（数値例２、４ビット）となる。
【００１３】
ビットシフト量決定回路１４５は、ＭＳＳＢ位置が論理和値ａ１４３の上位からＮ＿ｌビット目であるときにＮ＿ｌ−１をビットシフト量Ｎ＿ｓと決定する。但し、論理和値に‘１’が立たない場合は、ビットシフト量Ｎ＿ｓはＮ＿ｍｓと決定する。数値例２の場合は、上位から４ビット目に初めて論理値’１’がたっているのでＮ＿ｌ＝４であり、Ｎ＿ｓ＝３となり、ビットシフト量決定回路１４５でビットシフト量が３と決定され、信号ａ１４５として出力される。また上記の例では、値Ｎ＿ｓを空ビット数と定義する。
【００１４】
ビットシフト及び丸め込み処理回路１４６では、同パケット内に含まれる全てのＩ、Ｑ成分のビット情報値に対して、決定されたビットシフト量ａ１４５だけＭＳＢ方向にビットシフトさせる。但し、ビットシフトを加えた結果としてデータが桁あふれを起こした場合は、丸め込み（オーバフロー処理）をすることにより値を飽和させるなどの処理を行う。また、下位ビットにはシフトした量だけ‘０’で補完するなどの処理を行う。上記数値例１の場合、ＭＳＢ方向に空ビット数の３ビットだけシフトし、“０１０１０１１１１００１００００”（数値例３、１６ビット）とする。さらに、周波数領域振幅調整回路１４０の後ろに配置されている回路の入力ビット数幅に合うように下位ビットを切捨てる処理を処理回路１４７において行う。上記数値例３の場合、上位１０ビットの“０１０１０１１１１０”（数値例４、１０ビット）を伝播路特性補償回路１５０に渡すことにより、限られた１０ビットというビット幅を有効に活用するととともに、ビット幅の縮小によりＦＦＴより後ろの処理回路での負担を和らげることが可能である。この手法により、データに割り当てられるビット幅が少ない場合でも、空ビットをなくすことができ有効にデータ表現することができる。
【００１５】
数値例１の場合、符号ビットであるＭＳＢを除く上位３ビットの”０”のビット値を空ビットと定義し、空ビット数が３であるということにする。周波数領域振幅調整回路１４０の機能は、伝播路推定用プリアンブルＯＦＤＭシンボルの中で最大振幅絶対値をもつＩまたはＱ成分のビット情報に注目して、そのビット情報の空ビット数が０になるように、当該パケットに含まれる全ＯＦＤＭシンボルの全ビット情報を上記空ビット数だけＭＳＢ方向にビットシフトさせる機能である。この機能に基づく操作により、数値例１は、数値例４で示すように変換される。ここでは、例として空ビット数が０になるようなビットシフトの仕方について説明したが、ビットシフト後の空ビットは適用箇所により可変であってよい。
【００１６】
伝播路（特性）補償回路１５０では、ペイロードＯＦＤＭシンボルに含まれる各サブキャリアのビット情報を伝播路推定用プリアンブルＯＦＤＭシンボルに含まれ対応するそれぞれのサブキャリアのビット情報を用いて除算するにより伝播路補償（振幅補償および位相補償）し、各サブキャリアに載せられた情報を正規化し、信号ａ１５０として出力する。続いて、位相雑音除去回路１５１において、ペイロードＯＦＤＭシンボルに含まれる位相雑音が除去されて信号ａ１５１として出力され、次にデマッピング回路１５２で複素平面上のコンスタレーションから一次元情報列にデマッピングされ信号ａ１５２として出力される。このデマッピングが一次復調に相当する。信号ａ１５２は、ビタビ復号器１５３で畳込み符号から復号され、復号データが出力される。尚、周波数領域振幅調整回路１４０は、伝播路特性補償回路１５０の後ろ又は位相雑音除去回路１４１の後ろに配置することも可能である。
【００１７】
【特許文献１】
特開２００２−２８８１５１号公報（図１）
【００１８】
【発明が解決しようとする課題】
上記従来技術は、ＦＦＴ演算により周波数領域信号に変換された信号波形の振幅調整を行う技術である。伝播路推定用プリアンブルＯＦＤＭシンボルの各サブキャリアはＢＰＳＫ変調されている。ペイロードＯＦＤＭシンボルの各サブキャリアは、例えば、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭの何れかの変調方式で変調されている。それぞれのコンスタレーションを図５から図７までに示す。それぞれのコンスタレーションの平均電力が等しくなるように振幅が決定されている。送信側でそれぞれの変調を加えたとき、Ｉ、Ｑ成分に分けて考えたときの最大振幅の絶対値は、ＢＰＳＫの場合は１、ＱＰＳＫの場合は１／√２≒０．７１、１６ＱＡＭの場合は３／√１０≒０．９５である。
【００１９】
伝播路特性がパケット内でそれほど変わらないと仮定する。ペイロード部の変調方式がＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭである場合に、そのＩ、Ｑ成分の最大振幅の絶対値は、プリアンブル部（ＢＰＳＫ変調）のＩ、Ｑ成分の最大振幅の絶対値を上回る確率は小さいといえる。従って、周波数領域においては、プリアンブル部のＩ、Ｑ成分の最大振幅絶対値は、上記プリアンブルが含まれるパケットの全Ｉ、Ｑ成分の中においても最大値である確率が高いといえ、上記最大振幅値の空ビット数によって決定されるビットシフト量で同パケット内の全てのＩ、Ｑ成分をビットシフト、つまり増幅しても、”１”を超える値が発生する確率は少なく、これは上記ビットシフト操作によっても周波数領域波形をほぼ歪ませることなく、ビット情報に割り当てられたビット幅を有効に活用できることを意味する。つまり、上記従来技術は、パケット中の最大振幅絶対値がパケット先頭に位置するＯＦＤＭシンボル（ここでは伝播路推定用プリアンブル）中に存在するという仮定に基づいている。
【００２０】
ここで、上記と同様の操作をＦＦＴ演算前の時間領域信号波形に適用する場合を考える。一つのＯＦＤＭシンボルに注目すると、時間領域波形の最大振幅値は、一般的に周波数領域における各サブキャリアの変調信号の位相が揃っているほど大きくなる。伝播路推定用プリアンブルは、周波数領域の変調信号の位相が揃わないことも考慮に入れて決定されているため、ピーク対平均電力比（ＰＡＰＲ：Ｐｅａｋ ｔｏ Ａｖｅｒａｇｅ Ｐｏｗｅｒ Ｒａｔｉｏ）が比較的低い。しかし、ペイロードＯＦＤＭシンボルは、各サブキャリアが自由に変調されるために変調信号の位相が揃う可能性があり、一般的に、プリアンブルＯＦＤＭシンボルよりもＰＡＰＲ値が大きくなる。これは、ペイロードＯＦＤＭシンボルの最大振幅絶対値の方が、プリアンブルＯＦＤＭシンボルの最大振幅絶対値よりも大きくなる確率が大きいということを意味する。換言すれば、パケット中の最大振幅絶対値が、パケット先頭に位置するＯＦＤＭシンボル（ここでは伝播路推定用プリアンブル）の中に存在するという確証はない。パケットの中で最大振幅絶対値を有するＯＦＤＭシンボルが、パケット中のどの位置にあるかが分からないということである。
【００２１】
従って、伝播路推定用プリアンブルＯＦＤＭシンボルの最大振幅絶対値の空ビット数分だけペイロード部をビットシフトしまう従来の周波数領域における振幅調整機能を時間領域の信号波形に適用しようとすると、ペイロード部の振幅の大きい部分がクリップされることにより時間領域信号波形に歪みが生じ、誤り率が大きくなってしまう。つまり、周波数領域での手法を時間領域にそのまま適用するとシステム性能劣化につながり、望ましくない。以上説明したように、固定小数点回路で構成されるＯＦＤＭ復調器のディジタル回路において、従来の回路ではＦＦＴ演算により周波数領域信号に変換した後にビット情報をビットシフトさせることで、ビット情報値を増幅する手段しか持ち合わせていなかったために、受信系のダイナミックレンジが狭いという問題点があった。
【００２２】
本発明は、周波数領域でのディジタル的ビットシフトによる増幅手法を、時間領域信号に適用するようにする技術を提供することにより、ＯＦＤＭ受信系のダイナミックレンジを拡大することを目的とする。
【００２３】
【課題を解決するための手段】
本発明の一観点によれば、受信パケットが複数のＯＦＤＭシンボルを含んで構成される信号を、ＦＦＴ演算を含む処理により復調するＯＦＤＭ復調装置であって、前記ＦＦＴ演算前の時間領域信号に対して、例えば同期がとられてＯＦＤＭシンボル毎に区切られている場合に、ＯＦＤＭシンボル毎に最大振幅絶対値を検出し該最大振幅絶対値に基づいてＯＦＤＭシンボル毎に増幅する時間領域振幅調整回路を具備するＯＦＤＭ復調装置が提供される。
【００２４】
前記振幅調整回路は、前記受信パケットを構成する前記ＯＦＤＭシンボル毎に、それぞれの前記ＯＦＤＭシンボルに含まれるサンプルのＭＳＳＢを求めて最大振幅絶対値を検出する回路を有するのが好ましい。この際、前記最大振幅絶対値の検出は、前記ＯＦＤＭシンボルに含まれるそれぞれのサンプルを絶対値に変換し各サンプルの同じビット位置の論理和を計算する処理を含むのが好ましい。
【００２５】
さらに、前記ＦＦＴ演算前の前記振幅調整回路において前記受信パケットに含まれる前記各ＯＦＤＭシンボルに対する増幅度が異なる場合に、前記ＦＦＴ演算後に同一受信パケットに含まれるＯＦＤＭシンボルの増幅度が一定になるように補正する補正回路を備えるのが好ましい。
【００２６】
前記補正回路は、前記ＦＦＴ演算前の振幅調整回路において、例えば、前記受信パケットに含まれる各ＯＦＤＭシンボルと、各々に加えた増幅度の値と、を対応させて記憶しておき、前記受信パケット先頭のＯＦＤＭシンボル（ここでは伝播路推定用プリアンブル）に対する増幅度と他のＯＦＤＭシンボルに対する増幅度との差分を計算し、ＦＦＴ演算後にその差分だけ、さらに各ＯＦＤＭシンボルに対して増幅操作を加えることにより同一受信パケットに含まれる全ＯＦＤＭシンボルの総合的な増幅度を統一する機能を有するのが好ましい。
【００２７】
本発明は、ＯＦＤＭ復調回路における１パケット処理に注目して、ＦＦＴ演算前の時間領域信号の最大振幅絶対値がパケット中のどのＯＦＤＭシンボルに含まれるかが分からなくても、ＦＦＴ演算後の周波数領域信号では最大振幅絶対値がパケット先頭に位置するＯＦＤＭシンボルに含まれる可能性が大きいという定性を利用している。
【００２８】
周波数領域でのディジタル的ビットシフトによる増幅手法を時間領域に適用するために、時間領域において、同じパケット内に含まれるＯＦＤＭシンボルであっても異なるビットシフト量を適用しそれぞれのＯＦＤＭシンボルで最大限に割り当てられたビットを有効活用し、ＦＦＴ演算により周波数領域情報に変換された後に時間領域でのビットシフト操作の補正を行うことで、各ＯＦＤＭシンボル間の大小関係を元に戻す。これにより、ＯＦＤＭ受信系のダイナミックレンジを拡大することができ、受信系のＡＧＣ回路のゲインコントロールの大きな誤差を吸収することが可能となる。
【００２９】
【発明の実施の形態】
本明細書において、周波数面でのサブキャリアに対応する時間面での概念をサンプルと定義する。例えば、６４ポイントＦＦＴ演算により、６４サンプルのデータが６４サブキャリアに変換される。
【００３０】
本発明の実施の形態について説明する前に、発明者の考えについて図面を参照して説明する。図３に周波数領域信号波形例を示す。図３に示すように、伝播路推定用プリアンブルの最大振幅値がペイロード部の最大振幅値よりも大きくなる確率が大きいことがわかる（尚、波形は、実際の波形ではなく、あくまでも概略的な波形である）。図４に時間領域信号波形例を示す。図４に示すように、伝播路推定用プリアンブルの最大振幅値がペイロード部の最大振幅値よりも小さくなる確率が大きくなっていることがわかる。
【００３１】
発明者は、図４で示す波形例を、図８、図９に示す従来の回路で処理することで生じる問題は、最大振幅絶対値がパケット中のいずれのＯＦＤＭシンボルに存在するかがパケットにより異なる時間領域信号波形に対して、伝播路推定用プリアンブルＯＦＤＭシンボルの最大振幅絶対値の空ビット数の分量だけ、上記プリアンブルＯＦＤＭシンボルが含まれるパケット内の全てのビット情報をビットシフトつまり増幅することに起因すると考えた。１パケット中で最大振幅絶対値となるビット情報を探索し、そのビット情報の空ビット数の分量だけ、上記パケットに含まれる全てのビット情報をビットシフトすることも原理的に考えられる。しかしながら、パケット中で最大振幅絶対値を有するビット情報がいずれのＯＦＤＭシンボルに含まれているかを探索するためには、１パケット分の時間的遅延が生じるという問題点が発生し実際の通信過程においては好ましくない。
【００３２】
周波数領域振幅調整処理では、処理単位をパケット単位とし、同一パケットでは同一量のビットシフト操作を加えるという処理を行っていた。しかし、時間領域振幅調整処理では、処理単位をまずＯＦＤＭシンボルとし、ＯＦＤＭシンボル毎に異なる量のビットシフト操作を加え、ＦＦＴ演算後にビットシフト量を補正して全ＯＦＤＭシンボルの増幅度を揃えることにより問題点を解決することが可能である。
【００３３】
パケットを構成するそれぞれのＯＦＤＭシンボル毎に、各ＯＦＤＭシンボルの最大振幅絶対値を探索し、上記最大振幅絶対値の空ビット数を計算してその分量だけ上記ＯＦＤＭシンボルに含まれる全ビット情報をビットシフトすることにより、時間領域信号波形をクリップにより歪ませることなく、ビット情報表現に割り当てられているビット幅を有効に使い切ってＦＦＴへの入力とすることが可能となる。この操作により、ＦＦＴへの入力は、同一パケット内に含まれるＯＦＤＭシンボルであっても、ＯＦＤＭシンボル毎にビットシフト量が異なることを意味し、各ＯＦＤＭシンボル間の振幅関係が崩されることになる。これは、特に、ビタビ復号時に各ＯＦＤＭシンボル間の信頼度の大小に統一性が無くなること、１６ＱＡＭ変調信号の復調時に伝播路推定用プリアンブルＯＦＤＭシンボルを基準値として用いること、を考慮すると不都合であるといえる。
【００３４】
上記不都合を解消するためには、ＦＦＴ演算により周波数領域情報に変換された時点で、時間領域で与えたビットシフト量の違いを補正し、各ＯＦＤＭシンボル間の大小関係を正常に戻すのが好ましい。より詳細には、１パケット処理中にＦＦＴ演算前の時間領域において各ＯＦＤＭシンボルに与えたビットシフト量を記憶しておき、各ペイロードＯＦＤＭシンボルのビットシフト量と伝播路推定用プリアンブルＯＦＤＭシンボルのビットシフト量の差分を計算する。ＦＦＴ演算により周波数領域情報に変換された各ペイロードＯＦＤＭシンボルに、上記差分量だけ、さらにビットシフト操作をすることにより、総合的に同一パケット内の各ＯＦＤＭシンボルのビットシフト量を伝播路推定用プリアンブルのビットシフト量に揃える手法が考えられる。
【００３５】
特に、ローパスディジタルフィルタ処理などの時間領域信号の信号処理において、乗算などの演算によりデータの上位ビットに空ビットができることによりビット情報に割り当てられたビット幅を有効に利用できない場合に、ビット情報値をビットシフトさせることにより増幅し、可能な限り下位ビット情報の欠落を防ぐことができ、下位ビット丸め込み誤差も軽減できる。この時間領域振幅調整技術を適用すると、アナログ部のＡＧＣがうまくできずにＡＤＣへの入力レベルの適正化ができない場合においても、入力レベルが最適である場合と同等のＦＦＴ演算精度を得ることが期待できる。結果的にアナログ部のＡＧＣ機能に余裕が生じる。
【００３６】
以上のように、発明者は、ＯＦＤＭ復調回路における１パケット処理に注目して、ＦＦＴ演算前の時間領域信号の最大振幅絶対値がパケット中のいずれのＯＦＤＭシンボルに含まれるかが分からない場合にも、ＦＦＴ演算後の周波数領域信号では最大振幅絶対値がパケット先頭に位置するＯＦＤＭシンボルに含まれる可能性が大きいという特性を利用することを思いついた。この手法は、ＯＦＤＭ復調処理に限らず、ある演算処理器（この場合にはＦＦＴ演算器）の前においては、パケット中のどの位置に最大振幅絶対値が位置するか分からない場合でも、上記演算処理器の後に定性的にある位置に最大振幅絶対値が存在することが分かっている場合に、空ビットを最大限に少なくする機能として適用可能である。
【００３７】
以下、図面を参照して、本発明の一実施の形態によるＯＦＤＭ復調装置について詳細に説明する。図１０は、本発明の一実施の形態によるＯＦＤＭ復調回路の回路構成例を示す図である。図８に示す従来の回路構成例に対する図１０に示す本実施の形態による回路構成例の変更点は、時間領域振幅調整回路２１０および振幅補正回路２３０を付加した点である。その他の回路に関する処理、すなわち、ＡＧＣ回路２０１から同期回路２０４までの処理は図８に示す回路と同様である。
【００３８】
図１０に示すように、本実施の形態によるＯＦＤＭ復調回路は、ＡＧＣ回路２０１と、Ａ／Ｄ変換（ＡＤＣ）回路２０２と、ローパスディジタルフィルタ回路２０３と、同期回路２０４と、時間領域振幅調整回路２１０と、ＦＦＴ回路２２０と、振幅補正回路２３０と、周波数領域振幅調整回路２４０と、伝搬路補償回路２５０と、位相雑音除去回路２５１と、デマッピング回路２５２と、ビタビ復号器２５３と、を含んで構成されている。
【００３９】
ＡＧＣ回路２０１に入力される受信パケットは、時間領域波形の信号である。受信パケットは、ＡＧＣ回路２０１において、ＡＧＣ用プリアンブルを使用してＡ／Ｄ変換（ＡＤＣ）回路２０２のダイナミックレンジに適合するように信号レベルが調整され、この時点でＡＧＣ用プリアンブルは取り除かれる。但し、このＡＧＣ操作には誤差が含まれる可能性があり、必ずしも各受信パケットのＡＤＣ回路２０２への入力レベルが一定になるように最適に調整されるわけではない。ＡＤＣ回路２０２によりアナログ信号からディジタル信号に変換され、ローパスディジタルフィルタ回路２０３を通すことにより所望ＯＦＤＭ信号帯域のみを通過させることができる。尚、本実施の形態では、ローパスディジタルフィルタ回路２０３の出力信号ａ２０３からデマッピング回路２５２への入力信号ａ２５１の間は情報が複素情報として取り扱われており、つまりＩ、Ｑ情報が流れているものとする。
【００４０】
同期回路２０４で受信パケットの同期が取られ、パケットに含まれる各ＯＦＤＭシンボルの区切りが決定されるが、これはＦＦＴ窓が決定されることと等価である。同期回路２０４で受信パケットに含まれるＯＦＤＭシンボルの同期がとられる。同期がとられた信号ａ２０４は、ＯＦＤＭシンボルの区切りを示すフラグと、ＯＦＤＭ時間領域波形の組み合わせである。
【００４１】
時間領域振幅調整回路２１０では、ビット情報表現に割り当てられているビット幅を有効活用するようにビット情報値をビットシフトするが、処理単位がＯＦＤＭシンボルであるために、ビットシフト量はＯＦＤＭシンボル毎に異なる点が従来の周波数領域振幅調整回路１４０と異なる。
【００４２】
次に、時間領域振幅調整回路２１０の詳細について図１１を参照し説明する。時間領域振幅調整回路２１０は、パケット内に含まれる各ＯＦＤＭシンボル毎に当該ＯＦＤＭシンボルに含まれるＩ、Ｑ成分中から最大振幅絶対値を探索し、上記最大値の空ビット数の分量だけ上記ＯＦＤＭシンボルに含まれる全てのビット情報をＭＳＢ方向にビットシフトする振幅調整を行うことにより、特に下位のビット情報の欠落を防ぐ。
【００４３】
時間領域振幅調整回路２１０の機能について具体的な数値例を挙げて説明する。尚、１ＯＦＤＭシンボルは４つのサンプル（周波数領域ではサブキャリア）から構成され、１パケットが１つの伝播路推定用プリアンブルＯＦＤＭシンボルと３つのペイロードＯＦＤＭシンボルとから構成されるとする。また、上記説明では、１つのサンプル（周波数領域ではサブキャリア）には複素情報としてＩ、Ｑ成分が載っているとしたが、簡単のために一次元情報が載っていると仮定する。各ビット情報値は、２の補数表現で１６ビットの値とする。また、ＦＦＴポイント数は４、サブキャリア数は４であるとする。時間領域信号である信号ａ２０４の一例である。
−−−伝播路推定用プリアンブルＯＦＤＭシンボル
１１１１０００１１１１１１１１０（ａ２０４，１６ビット、サンプル１）
００００１１１０１０１０００００（ａ２０４，１６ビット、サンプル２）
０００００１１１０００００００１（ａ２０４，１６ビット、サンプル３）
００００１１００００００００００（ａ２０４，１６ビット、サンプル４）
−−−ペイロードＯＦＤＭシンボル１
００００１０１００００００００１（ａ２０４，１６ビット、サンプル１）
１１０００１０１１００００００１（ａ２０４，１６ビット、サンプル２）
１１１１１１０００００１０１０１（ａ２０４，１６ビット、サンプル３）
００００１００００１０１０１１１（ａ２０４，１６ビット、サンプル４）
−−−ペイロードＯＦＤＭシンボル２
００００１０１００００００００１（ａ２０４，１６ビット、サンプル１）
０００１１０１００１１１１１１１（ａ２０４，１６ビット、サンプル２）
１１１００００００００１０１１０（ａ２０４，１６ビット、サンプル３）
００００１００００１０１０１１１（ａ２０４，１６ビット、サンプル４）
−−−ペイロードＯＦＤＭシンボル３
００００００１００００００００１（ａ２０４，１６ビット、サンプル１）
００００００１００１１１１１１１（ａ２０４，１６ビット、サンプル２）
０００００１１１０００１０１１０（ａ２０４，１６ビット、サンプル３）
０００００１０００１０１０１１１（ａ２０４，１６ビット、サンプル４）
【００４４】
フォーマット変換回路２１２では、ビット情報値のフォーマットを符号ビットが付加された絶対値に変換して信号ａ２１２として出力する。
−−−伝播路推定用プリアンブルＯＦＤＭシンボル
００００１１１０００００００１０（ａ２１２，１６ビット、サンプル１）
００００１１１０１０１０００００（ａ２１２，１６ビット、サンプル２）
０００００１１１０００００００１（ａ２１２，１６ビット、サンプル３）
００００１１００００００００００（ａ２１２，１６ビット、サンプル４）
−−−ペイロードＯＦＤＭシンボル１
００００１０１００００００００１（ａ２１２，１６ビット、サンプル１）
００１１１０１００１１１１１１１（ａ２１２，１６ビット、サンプル２）
００００００１１１１１０１０１０（ａ２１２，１６ビット、サンプル３）
００００１００００１０１０１１１（ａ２１２，１６ビット、サンプル４）
−−−ペイロードＯＦＤＭシンボル２
００００１０１００００００００１（ａ２１２，１６ビット、サンプル１）
０００１１０１００１１１１１１１（ａ２１２，１６ビット、サンプル２）
０００１１１１１１１１０１０１０（ａ２１２，１６ビット、サンプル３）
００００１００００１０１０１１１（ａ２１２，１６ビット、サンプル４）
−−−ペイロードＯＦＤＭシンボル３
００００００１００００００００１（ａ２１２，１６ビット、サンプル１）
００００００１００１１１１１１１（ａ２０４，１６ビット、サンプル２）
０００００１１１０００１０１１０（ａ２０４，１６ビット、サンプル３）
０００００１０００１０１０１１１（ａ２０４，１６ビット、サンプル４）
【００４５】
ハードウェアの制限などから任意に決定される可能な最大ビットシフト量をＮ＿ｍｓとし、例えばＮ＿ｍｓ＝４を信号ａ２１４とする。論理和計算回路２１３では、各ＯＦＤＭシンボルに含まれる時間波形信号サンプルａ２１２に関して、符号ビットを除く上位Ｎ＿ｍｓ＝４ビットを４個のサンプル各々から取り出し、同じビット位置の４個のビット値の論理和を計算し、４ビット信号ａ２１３として出力する。
−−−伝播路推定用プリアンブルＯＦＤＭシンボル
０００１（サンプル１）ＯＲ０００１（サンプル２）ＯＲ００００（サンプル３）ＯＲ０００１（サンプル４）＝０００１（ａ２１３、４ビット）
−−−ペイロードＯＦＤＭシンボル１
０００１（サンプル１）ＯＲ０１１１（サンプル２）ＯＲ００００（サンプル３）ＯＲ０００１（サンプル４）＝０１１１（ａ２１３、４ビット）
【００４６】
尚、ＯＲは論理計算の論理和の記号である。
−−−ペイロードＯＦＤＭシンボル２
０００１（サンプル１）ＯＲ００１１（サンプル２）ＯＲ００１１（サンプル３）ＯＲ０００１（サンプル４）＝００１１（ａ２１３、４ビット）
−−−ペイロードＯＦＤＭシンボル３
００００（サンプル１）ＯＲ００００（サンプル２）ＯＲ００００（サンプル３）ＯＲ００００（サンプル４）＝００００（ａ２１３、４ビット）
【００４７】
この論理和の計算結果は、Ｎ＿ｍｓビットの値であるが、ＭＳＢからみて初めて‘１’がたつビットの位置が、各ＯＦＤＭシンボルに含まれる最大振幅絶対値のＭＳＳＢの位置であり、各ＯＦＤＭシンボルに含まれる最大振幅値が有効に利用しているビットの位置を表す。
【００４８】
ビットシフト量決定回路２１５は、ＭＳＳＢ位置が論理和値の上位からＮ＿ｌビット目であるときＮ＿ｌ−１をビットシフト量Ｎ＿ｓと決定する。但し、論理和値に‘１’がたたない場合は、ビットシフト量Ｎ＿ｓはＮ＿ｍｓと決定する。換言すると、論理和値の上位から値‘０’が連続する個数、ＯＦＤＭシンボルの最大振幅絶対値の空ビット数がＮ＿ｍｓの値を上限としてビットシフト量に決定されるということであり、信号ａ２１１としてビットシフト回路２１６および振幅補正回路２３０に入力される。
−−−伝播路推定用プリアンブルＯＦＤＭシンボル
３（ａ２１１）
−−−ペイロードＯＦＤＭシンボル１
１（ａ２１１）
−−−ペイロードＯＦＤＭシンボル２
２（ａ２１１）
−−−ペイロードＯＦＤＭシンボル２
４（ａ２１１）
【００４９】
ビットシフト処理回路２１６では、対応するＯＦＤＭシンボルの全てのビット情報値ａ２０４に対して、決定されたビットシフト量ａ２１１だけＭＳＢ方向にビットシフトさせる。つまり、伝播路推定用プリアンブルは３ビット、ペイロードＯＦＤＭシンボル１は１ビット、ペイロードＯＦＤＭシンボル２は２ビット、ペイロードＯＦＤＭシンボル３は４ビットだけ、各ＯＦＤＭシンボルに含まれる全ビット情報値がビットシフトされる。ビットシフト処理により、周波数領域振幅調整時のように数値が桁あふれをおこすことはない。また、下位ビットにはシフトした量だけ、例えば値‘０’で補完する。
−−−伝播路推定用プリアンブルＯＦＤＭシンボル
１０００１１１１１１１１００００（ａ２１６，１６ビット、サンプル１）
０１１１０１０１００００００００（ａ２１６，１６ビット、サンプル２）
００１１１０００００００１０００（ａ２１６，１６ビット、サンプル３）
０１１０００００００００００００（ａ２１６，１６ビット、サンプル４）
−−−ペイロードＯＦＤＭシンボル１
０００１０１００００００００１０（ａ２１６，１６ビット、サンプル１）
１０００１０１１００００００１０（ａ２１６，１６ビット、サンプル２）
１１１１１０００００１０１０１０（ａ２１６，１６ビット、サンプル３）
０００１００００１０１０１１１０（ａ２１６，１６ビット、サンプル４）
−−−ペイロードＯＦＤＭシンボル２
００１０１００００００００１００（ａ２１６，１６ビット、サンプル１）
０１１０１００１１１１１１１００（ａ２１６，１６ビット、サンプル２）
１００００００００１０１１０００（ａ２１６，１６ビット、サンプル３）
００１００００１０１０１１１００（ａ２１６，１６ビット、サンプル４）
−−−ペイロードＯＦＤＭシンボル３
００１００００００００１００００（ａ２１６，１６ビット、サンプル１）
００１００１１１１１１１００００（ａ２１６，１６ビット、サンプル２）
０１１１０００１０１１０００００（ａ２１６，１６ビット、サンプル３）
０１０００１０１０１１１００００（ａ２１６，１６ビット、サンプル４）
【００５０】
さらに、後ろに配置されている回路の入力ビット数幅に合うように下位ビットを切捨てる処理を処理回路２１７が行う。ＦＦＴ回路への入力信号ａ２１０に割り当てられているビット幅が１３ビットである場合、下位３ビットを切り取り、上位１３ビットを信号ａ２１０として出力する。
−−−−−−伝播路推定用プリアンブルＯＦＤＭシンボル
１０００１１１１１１１１０（ａ２１０，１３ビット、サンプル１）
０１１１０１０１０００００（ａ２１０，１３ビット、サンプル２）
００１１１０００００００１（ａ２１０，１３ビット、サンプル３）
０１１００００００００００（ａ２１０，１３ビット、サンプル４）
−−−ペイロードＯＦＤＭシンボル１
０００１０１０００００００（ａ２１０，１３ビット、サンプル１）
１０００１０１１０００００（ａ２１０，１３ビット、サンプル２）
１１１１１０００００１０１（ａ２１０，１３ビット、サンプル３）
０００１００００１０１０１（ａ２１０，１３ビット、サンプル４）
−−−ペイロードＯＦＤＭシンボル２
００１０１００００００００（ａ２１０，１３ビット、サンプル１）
０１１０１００１１１１１１（ａ２１０，１３ビット、サンプル２）
１００００００００１０１１（ａ２１０，１３ビット、サンプル３）
００１００００１０１０１１（ａ２１０，１３ビット、サンプル４）
−−−ペイロードＯＦＤＭシンボル３
００１００００００００１０（ａ２１０，１３ビット、サンプル１）
００１００１１１１１１１０（ａ２１０，１３ビット、サンプル２）
０１１１０００１０１１００（ａ２１０，１３ビット、サンプル３）
０１０００１０１０１１１０（ａ２１０，１３ビット、サンプル４）
【００５１】
このビットシフト操作により、限られた１３ビットというビット幅を有効に活用することができ、ＦＦＴ回路２２０での情報ビットの欠落を緩和することができ、結果的に高い計算精度を保持できる。ＦＦＴ回路２２０により二次変調が復調され時間領域信号から周波数領域信号に変換される。信号ａ２２０は１６ＱＡＭなどの一次変調された信号が各サブキャリアにのっている周波数領域信号である。
−−−伝播路推定用プリアンブルＯＦＤＭシンボル
１１００１１１１１１１１０（ａ２２０，１３ビット、サブキャリア１）
００１００００１０００００（ａ２２０，１３ビット、サブキャリア２）
００１１１０００００００１（ａ２２０，１３ビット、サブキャリア３）
１１１００００００００００（ａ２２０，１３ビット、サブキャリア４）
−−−ペイロードＯＦＤＭシンボル１
００００１１０００００００（ａ２２０，１３ビット、サブキャリア１）
１１１１１０１１０００００（ａ２２０，１３ビット、サブキャリア２）
１１１１１０００００１０１（ａ２２０，１３ビット、サブキャリア３）
００００００００１０１０１（ａ２２０，１３ビット、サブキャリア４）
−−−ペイロードＯＦＤＭシンボル２
０００１１０００１１１１０（ａ２２０，１３ビット、サブキャリア１）
００００１００１１１１１１（ａ２２０，１３ビット、サブキャリア２）
１１１１１００１０１０１１（ａ２２０，１３ビット、サブキャリア３）
０００００１０１０１０１１（ａ２２０，１３ビット、サブキャリア４）
−−−ペイロードＯＦＤＭシンボル３
００１００１１１０００１０（ａ２２０，１３ビット、サブキャリア１）
００１００１１００１１１０（ａ２２０，１３ビット、サブキャリア２）
０１１１０１０１０１１００（ａ２２０，１３ビット、サブキャリア３）
０１０００１００００１１０（ａ２２０，１３ビット、サブキャリア４）
【００５２】
振幅補正回路２３０は、時間領域振幅調整回路２１０における同一パケット内の各ＯＦＤＭシンボルのビットシフト量の違いを吸収する機能を有する。振幅補正回路の実施例について図１２を参照して説明する。振幅補正回路２３０は、抽出回路２３１と、複製回路２３２と、減算器２３３と、ビットおよび丸め込み処理回路２３６と、下位ビット切り取り回路２３７と、を含んで構成される。
【００５３】
周波数領域信号ａ２２０と時間領域振幅調整度信号ａ２１１とが補正回路に入力される。抽出回路２３１は、信号ａ２１１の中から伝播路推定用プリアンブルＯＦＤＭシンボルのビットシフト情報を抽出して信号ａ２３１として出力し、複製回路２３２において信号ａ２３１は、パケット内に含まれる全ＯＦＤＭシンボル数分だけ複製され、信号ａ２３２として出力される。減算器２３３では、信号ａ２３２から信号ａ２１１を減じることにより、各ＯＦＤＭシンボルと伝播路推定用プリアンブルＯＦＤＭとのビットシフト量の差を求め、この値をビットシフト補正量として信号ａ２３３に出力する。
−−−伝播路推定用プリアンブルＯＦＤＭシンボル
３（プリアンブルＯＦＤＭシンボル、ａ２３２）−３（プリアンブルＯＦＤＭシンボル、ａ２１１）＝０（ａ２３３）
−−−ペイロードＯＦＤＭシンボル１
３（プリアンブルＯＦＤＭシンボル、ａ２３２）−１（ペイロードＯＦＤＭシンボル１、ａ２１１）＝２（ａ２３３）
−−−ペイロードＯＦＤＭシンボル２
３（プリアンブルＯＦＤＭシンボル、ａ２３２）−２（ペイロードＯＦＤＭシンボル２、ａ２１１）＝１（ａ２３３）
−−−ペイロードＯＦＤＭシンボル２
３（プリアンブルＯＦＤＭシンボル、ａ２３２）−４（ペイロードＯＦＤＭシンボル３、ａ２１１）＝−１（ａ２３３）
【００５４】
このビットシフト補正量は、各ＯＦＤＭシンボルにより異なる量である。ビットシフト及び丸め込み処理回路２３６は、ビットシフト補正量ａ２３３の値に基づいて、各ＯＦＤＭシンボルのビット情報値をビットシフトする。つまり、伝播路推定用プリアンブルは０ビット、ペイロードＯＦＤＭシンボル１は２ビット、ペイロードＯＦＤＭシンボル２は１ビット、ペイロードＯＦＤＭシンボル３は−１ビットだけ、各ＯＦＤＭシンボルに含まれる全ビット情報値がビットシフトする。但し、ビットシフトを加えた結果としてデータが桁あふれを起こした場合は、丸め込み（オーバフロー処理）処理を行って値を飽和させる。また、下位ビットにはシフトした量だけ、例えば値‘０’で補完する。この処理により同一パケット中のビット情報値レベルが統一できる。
−−−伝播路推定用プリアンブルＯＦＤＭシンボル
１１００１１１１１１１１０（ａ２３６，１３ビット、サブキャリア１）
００１００００１０００００（ａ２３６，１３ビット、サブキャリア２）
００１１１０００００００１（ａ２３６，１３ビット、サブキャリア３）
１１１００００００００００（ａ２３６，１３ビット、サブキャリア４）
−−−ペイロードＯＦＤＭシンボル１
００１１０００００００００（ａ２３６，１３ビット、サブキャリア１）
１１１０１１０００００００（ａ２３６，１３ビット、サブキャリア２）
１１１０００００１０１００（ａ２３６，１３ビット、サブキャリア３）
００００００１０１０１００（ａ２３６，１３ビット、サブキャリア４）
−−−ペイロードＯＦＤＭシンボル２
００１１０００１１１１００（ａ２３６，１３ビット、サブキャリア１）
０００１００１１１１１１０（ａ２３６，１３ビット、サブキャリア２）
１１１１００１０１０１１０（ａ２３６，１３ビット、サブキャリア３）
００００１０１０１０１１０（ａ２３６，１３ビット、サブキャリア４）
−−−ペイロードＯＦＤＭシンボル３
０００１００１１１０００１（ａ２３６，１３ビット、サブキャリア１）
０００１００１１００１１１（ａ２３６，１３ビット、サブキャリア２）
００１１１０１０１０１１０（ａ２３６，１３ビット、サブキャリア３）
００１０００１００００１１（ａ２３６，１３ビット、サブキャリア４）
必要に応じて、処理回路２３７により下位ビットを切り取り、ビット幅を削減して出力信号ａ２３０とする。
【００５５】
以下に説明する処理は、従来の回路例と同じである。図１０に示す周波数領域振幅調整回路２４０では、図８に示す周波数領域振幅調整回路１４０と同様の処理を行い、信号ａ２４０として出力する。伝播路補償回路２５０では、ペイロードＯＦＤＭシンボルに含まれる各サブキャリア情報を伝播路推定用プリアンブルＯＦＤＭシンボルに含まれる対応する各サブキャリア情報で除算することにより伝播路補償（振幅補償および位相補償）し、各サブキャリアに載せられた情報を正規化し、信号ａ２５０として出力する。続いて、位相雑音除去回路２５１において、ペイロードＯＦＤＭシンボルに含まれる位相雑音が除去され信号ａ２５１として出力され、次にデマッピング回路２５２で複素平面上のコンスタレーションからビット列にデマッピングされ信号ａ２５２として出力される。このデマッピングが一次復調に相当する。信号ａ２５２は、ビタビ復号器２５３で畳みこみ符号から復号された、復号データが出力される。
【００５６】
本実施の形態による復号回路では、時間領域振幅調整回路２１０におけるビットシフトは各ＯＦＤＭシンボルにおける最大振幅絶対値の空ビット数が０となるようにビットシフトする方法について説明したが、ビットシフト後の空ビットは適用箇所により可変であってよく、例えば空ビット数が１や２となるようにビットシフト操作を加えても良い。
【００５７】
本実施の形態による復号回路では、振幅補正回路２３０をＦＦＴ回路２２０の直後段に配置したが、デマッピング回路２５２よりも手前に位置する周波数領域振幅調整回路２４０又は伝播路補償回路２５０又は位相雑音除去回路２５１などの直後に配置してもよい。
【００５８】
本実施の形態によるＯＦＤＭ復調装置を用いると、受信系のダイナミックレンジを拡大することが可能になり、受信系のＡＧＣ回路のゲインコントロールの大きな誤差を吸収することが可能となる。
【００５９】
以上、本実施の形態に沿って説明したが、本発明はこれらの例に限定されるものではなく、種々の変形が可能であるのは言うまでもない。例えば、本実施の形態によるＯＦＤＭ復調回路によれば、ＯＦＤＭ復調回路における１パケット処理に注目して、ＦＦＴ演算前の時間領域信号の最大振幅絶対値がパケット中のどのＯＦＤＭシンボルに含まれるかが分からなくても、ＦＦＴ演算後の周波数領域信号では最大振幅絶対値がパケット先頭に位置するＯＦＤＭシンボルに含まれる可能性が大きいという定性を利用している。従って、ＯＦＤＭ復調処理に限らず、ある演算処理器（本例の場合はＦＦＴ演算器）の前においてはパケット中のどの位置に最大振幅絶対値が位置するか分からなくても、前記演算処理器の後に定性的にある位置に最大振幅絶対値が存在することが分かっている場合に、空ビットを最大限になくす技術に適用可能である。
【００６０】
【発明の効果】
本発明のＯＦＤＭ復調装置を用いると、受信系のダイナミックレンジを拡大することが可能になり、受信系のＡＧＣ回路のゲインコントロールの大きな誤差を吸収することが可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】ＯＦＤＭ受信器が受信するＯＦＤＭパケットの構成例を示す図である。
【図２】時間領域振幅調整器又は周波数領域振幅調整器に入力されるＯＦＤＭパケットの構成例を示す図である。
【図３】周波数領域信号の波形例を示す図である。
【図４】時間領域信号の波形例を示す図である。
【図５】ＢＰＳＫのコンスタレーション例を示す図である。
【図６】ＱＰＳＫのコンスタレーション例を示す図である。
【図７】１６ＱＡＭのコンスタレーション例を示す図である。
【図８】一般的な復号回路の回路構成例を示す図である。
【図９】図８の周波数領域振幅調整回路の詳細な構成を示す図である。
【図１０】本発明の一実施の形態による復号回路の回路構成例を示す図である。
【図１１】図１０の時間領域振幅調整回路の構成例を示す図である。
【図１２】図１０の振幅補正回路の構成例を示す図である。
【符号の説明】
２０１…ＡＧＣ回路、２０２…Ａ／Ｄ変換器、２０３…ローパスディジタルフィルタ、２０４…同期回路、２１０…時間領域振幅調整回路、２２０…ＦＦＴ回路、２３０…振幅補正回路、２４０…周波数領域振幅調整回路、２５０…伝搬路補償回路、２５１…位相雑音除去回路、２５２…デマッピング回路、２５３…ビタビ復号器、２１２…フォーマット変換回路、２１３…論理和演算回路、２１４…最大ビットシフト量回路、２１５…ビットシフト量決定回路、２１６…ビットシフト処理回路、２１７…下位ビット切り取り処理回路、２３１…抽出回路、２３２…複製回路、２３３…減算器、２３６…ビットシフトおよび丸め込み処理回路、２３７…下位ビット切り取り処理回路。
Claims (14)
- 受信パケットが複数のＯＦＤＭシンボルを含んで構成される信号を、ＦＦＴ演算を含む処理により復調するＯＦＤＭ復調装置であって、
前記ＦＦＴ演算前の時間領域信号に対して、前記ＯＦＤＭシンボル毎に最大振幅絶対値を検出し、検出した最大振幅絶対値に基づいて前記ＯＦＤＭシンボル毎に増幅する時間領域振幅調整回路を具備するＯＦＤＭ復調装置。 - 前記振幅調整回路は、前記受信パケットを構成する前記ＯＦＤＭシンボル毎に、それぞれの前記ＯＦＤＭシンボルに含まれるサンプルのＭＳＳＢを求めて最大振幅絶対値を検出する回路を有することを特徴とする
請求項１に記載のＯＦＤＭ復調装置。 - 前記最大振幅絶対値の検出は、前記ＯＦＤＭシンボルに含まれるそれぞれのサンプルを絶対値に変換し各サンプルについて同じビット位置の論理和を計算する処理を含む請求項２に記載のＯＦＤＭ復調装置。
- さらに、前記ＦＦＴ演算前の前記振幅調整回路において前記受信パケットに含まれる前記各ＯＦＤＭシンボルに対する増幅度が異なる場合に、前記ＦＦＴ演算後に同一受信パケットに含まれるＯＦＤＭシンボルの増幅度が一定になるように補正する補正回路を備える請求項１から３までのいずれか１項に記載のＯＦＤＭ復調装置。
- 前記補正回路は、前記ＦＦＴ演算前の振幅調整回路において、前記受信パケット先頭のＯＦＤＭシンボルに対する増幅度と他のＯＦＤＭシンボルに対する増幅度との差分を計算し、ＦＦＴ演算後にその差分だけ、さらに各ＯＦＤＭシンボルに対して増幅処理を行う回路を有することを特徴とする請求項４記載のＯＦＤＭ復調装置。
- 前記差分の計算において、前記受信パケット先頭のＯＦＤＭシンボルに代えて他のＯＦＤＭシンボルのいずれかの増幅度を用いることを特徴とする請求項５記載のＯＦＤＭ復調装置。
- 受信パケットが複数のＯＦＤＭシンボルで構成される信号を、ＦＦＴ演算を含む処理により復調するＯＦＤＭ復調方法であって、
前記ＦＦＴ演算の前の時間領域信号に対して同期がとられてＯＦＤＭシンボル毎に区切られている場合に、該ＯＦＤＭシンボルに含まれるサンプルの中から前記ＯＦＤＭシンボル毎に最大振幅絶対値を検出する第１ステップと、
前記第１ステップで検出した前記最大振幅絶対値に基づいて、前記ＦＦＴ演算前の前記時間領域信号の波形が飽和しないようにＯＦＤＭシンボル毎に増幅する第２ステップと
ＦＦＴ処理により前記時間領域信号を周波数領域信号に変換する第３ステップと、
ＯＦＤＭシンボルの増幅度を揃える補正を行う第４ステップと
を含むＯＦＤＭ復調方法。 - 受信パケットが複数のＯＦＤＭシンボルで構成される信号を、ＦＦＴ演算を含む処理により復調する手順であって、
前記ＦＦＴ演算の前の時間領域信号に対して同期がとられてＯＦＤＭシンボル毎に区切られている場合に、該ＯＦＤＭシンボルに含まれるサンプルの中から前記ＯＦＤＭシンボル毎に最大振幅絶対値を検出する手順と、
検出した前記最大振幅絶対値に基づいて、前記ＦＦＴ演算前の前記時間領域信号の波形が飽和しないようにＯＦＤＭシンボル毎に増幅する手順と
ＦＦＴ処理により前記時間領域信号を周波数領域信号に変換する手順と、
ＯＦＤＭシンボルの増幅度を揃える補正を行う手順と
をコンピュータに行わせるためのプログラム。 - 受信パケットが複数のＯＦＤＭシンボルで構成される信号を、ＦＦＴ演算を含む処理により復調する手順であって、
前記ＦＦＴ演算の前の時間領域信号に対して同期がとられてＯＦＤＭシンボル毎に区切られている場合に、該ＯＦＤＭシンボルに含まれるサンプルの中から前記ＯＦＤＭシンボル毎に最大振幅絶対値を検出する手順と、
検出した前記最大振幅絶対値に基づいて、前記ＦＦＴ演算前の前記時間領域信号の波形が飽和しないようにＯＦＤＭシンボル毎に増幅する手順と
ＦＦＴ処理により前記時間領域信号を周波数領域信号に変換する手順と、
ＯＦＤＭシンボルの増幅度を揃える補正を行う手順と
をコンピュータに行わせるためのコンピュータ読みとり可能な記録媒体。 - 受信パケットが複数のＯＦＤＭシンボルを含んで構成される信号を、ＦＦＴ演算を含む処理により復調するＯＦＤＭ復調装置であって、
前記ＦＦＴ演算の前の時間領域信号に対して該ＯＦＤＭシンボル毎に決められた増幅度で増幅する時間領域振幅調整回路を具備するＯＦＤＭ復調装置。 - 受信パケットがある一定の長さを有する複数のシンボルを含んで構成される信号を、演算を含む処理により復調する復調装置であって、
前記演算前の第１信号に対して、前記シンボル毎に最大振幅絶対値を検出し、検出した最大振幅絶対値に基づいて前記シンボル毎に増幅する振幅調整回路を具備する復調装置。 - さらに、前記演算前の前記振幅調整回路において前記受信パケットに含まれる前記各シンボルに対する増幅度が異なる場合に、前記演算後に同一受信パケットに含まれるシンボルの増幅度が一定になるように補正する補正回路を備える請求項１１に記載の復調装置。
- 前記補正回路は、前記演算前の振幅調整回路において、前記受信パケット先頭のシンボルに対する増幅度と他のシンボルに対する増幅度との差分を計算し、演算後にその差分だけ、さらに各シンボルに対して増幅処理を行う回路を有することを特徴とする請求項１２記載の復調装置。
- 前記差分の計算において、前記受信パケット先頭のシンボルに代えて他のシンボルのいずれかの増幅度を用いることを特徴とする請求項１３記載の復調装置。
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