JP2004166319A - Dc−dcコンバータ - Google Patents
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Abstract
【課題】主スイッチ3のスイッチング制御の精度を高めると共に、低電圧保護動作に対する信頼性の向上を図る。
【解決手段】ラッチ回路25は、補助整流平滑回路29の出力電圧V29を負荷装置13への出力電圧Voutと見なして検出し当該検出電圧に基づき低電圧保護動作を行う構成を有する。補助整流平滑回路29の出力電圧V29は電源電圧として制御電源供給路30を介し制御回路4にも印加する。制御電源供給路30にシリーズレギュレータ18を介設する。出力電圧V29が異常上昇しても、シリーズレギュレータ18によって制御回路4に耐圧上限電圧よりも高い電源電圧が供給される事態を防止できる。このため、低電圧保護動作の誤動作を防止するために低電圧保護動作が行われるときの設定電圧と、電源電圧の設定値との間隔を広げるべく、電源電圧の設定値を従来よりも高めに設定できる。
【選択図】 図1
【解決手段】ラッチ回路25は、補助整流平滑回路29の出力電圧V29を負荷装置13への出力電圧Voutと見なして検出し当該検出電圧に基づき低電圧保護動作を行う構成を有する。補助整流平滑回路29の出力電圧V29は電源電圧として制御電源供給路30を介し制御回路4にも印加する。制御電源供給路30にシリーズレギュレータ18を介設する。出力電圧V29が異常上昇しても、シリーズレギュレータ18によって制御回路4に耐圧上限電圧よりも高い電源電圧が供給される事態を防止できる。このため、低電圧保護動作の誤動作を防止するために低電圧保護動作が行われるときの設定電圧と、電源電圧の設定値との間隔を広げるべく、電源電圧の設定値を従来よりも高めに設定できる。
【選択図】 図1
Description
【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、絶縁型のDC−DCコンバータに関するものである。
【0002】
【背景技術】
DC−DCコンバータの一回路構成例を図4に示す。この図4のDC−DCコンバータはフォワードコンバータであり、特許文献1(特開2001−161062号公報)に開示されているものである。
【0003】
図4に示すDC−DCコンバータは、トランス2と、ラッチ回路25と、PWM変調部26と、起動回路27と、出力用整流平滑回路28と、補助整流平滑回路29とを有して構成されている。
【0004】
また、トランス2は、一次コイル2aと二次コイル2bと、補助コイル2cとを備えている。ラッチ回路25は、PNPトランジスタ19と、抵抗体20,21,22とNチャネルMOSFET23と、コンデンサ24とを有して構成されている。PWM変調部26は、主スイッチ3と、当該主スイッチ3のスイッチング動作の制御回路であるPWM制御IC4とを有して構成されており、PWM制御IC4は、電源端子Vccと、ゲート駆動パルス出力端子OUTと、動作制御入力端子OFFと、グランド端子GNDとを備えている。起動回路27は、NチャネルMOSFET5と、抵抗体6,7と、ツェナーダイオード8とを有して構成されている。出力用整流平滑回路28はダイオード9,10と、チョークコイル11と、コンデンサ12とを有して構成されている。補助整流平滑回路29は、ダイオード14,15と、チョークコイル16と、コンデンサ17とを有して構成されている。
【0005】
このDC−DCコンバータの動作例を説明する。例えば、PWM制御IC4のゲート駆動パルス出力端子OUTから、主スイッチ3をオンさせるためのオン信号と、主スイッチ3をオフさせるためのオフ信号とが交互に主スイッチ3に向けて出力され、そのオン信号とオフ信号に基づいて主スイッチ3がオン・オフのスイッチング動作を行う。この主スイッチ3のスイッチング動作によって、外部の直流入力電源1から入力した直流電圧が、トランス2の一次コイル2a側で交流電圧に変換されて、トランス2の二次コイル2b側に伝達する。出力用整流平滑回路28は、トランス2の二次コイル2bから出力された交流電圧を整流平滑して直流電圧に変換する。この直流電圧Voutは、DC−DCコンバータに接続された外部の負荷装置13に供給される。この出力電圧Voutに応じた信号がフィードバック信号として、図示を省略したフィードバックループにより、PWM制御IC4に伝達される。このフィードバック信号に基づいて、PWM制御IC4がPWM制御方式により主スイッチ3のスイッチング動作を制御することで、負荷装置13に供給される直流電圧Voutが安定化する。
【0006】
補助整流平滑回路29は、出力用整流平滑回路28と同じ、チョークインプット整流タイプの回路構成なので、出力用整流平滑回路28のチョークコイル11と補助整流平滑回路29のチョークコイル16が共に電流連続モードの動作中であるときには、補助整流平滑回路29から出力された直流電圧V29は、出力電圧Voutとほぼ比例関係となる。このため、PWM制御IC4による出力電圧Voutの安定化制御によって、直流電圧V29もほぼ安定化する。この直流電圧V29が、PWM制御IC4の電源電圧としてPWM制御IC4の電源端子Vccに供給される。なお、負荷の短絡等によって、出力電圧Voutが低下すると、直流電圧V29もほぼ比例して低下する。
【0007】
起動回路27は、例えば起動時や、負荷短絡時等のように、補助整流平滑回路29からPWM制御IC4の電源端子Vccに電源電圧が供給されない、又は、電源電圧が非常に低い場合に駆動する回路である。つまり、この起動回路27において、NチャネルMOSFET5のゲートはツェナーダイオード8のカソードに接続されており、直流入力電源1から抵抗体7を介してツェナーダイオード8に電流が流れることで、NチャネルMOSFET5のゲート電圧はグランドに対してツェナー電圧に固定される。NチャネルMOSFET5のソースは補助整流平滑回路29の出力部に接続されており、NチャネルMOSFET5のソースには補助整流平滑回路29から出力される直流電圧V29が印加する。
【0008】
例えば、起動時のように補助整流平滑回路29から直流電圧V29が出力されていない、又は、直流電圧V29が非常に低かったり、負荷短絡などにより直流電圧V29が低下する等の原因によって、直流電圧V29とツェナー電圧との差(つまり、NチャネルMOSFET5のゲート−ソース間電圧)がスレショルド電圧以上に広がったときに、NチャネルMOSFET5が導通する。これにより、直流入力電源1から抵抗体6を介しPWM制御IC4の電源端子Vccに電流が流れる。
【0009】
DC−DCコンバータの通常の動作では、NチャネルMOSFET5はオフ状態になり、補助整流平滑回路29からPWM制御IC4の電源端子Vccに電源電圧が供給されるが、起動時や、負荷短絡時などのように、補助整流平滑回路29からPWM制御IC4の電源端子Vccに供給される電圧がゼロ、又は、非常に低い場合には、上記のように、起動回路27のNチャネルMOSFET5が導通して、当該起動回路27によって入力直流電源1に基づいた電圧が電源電圧としてPWM制御IC4の電源端子Vccに供給される。
【0010】
ラッチ回路25は低電圧保護動作を行う回路であり、NチャネルMOSFET5が導通した状態(つまり、補助整流平滑回路29の出力電圧V29が低電圧保護動作用の設定電圧よりも低下した状態)が、一定期間以上継続すると、DC−DCコンバータをラッチ停止する。すなわち、NチャネルMOSFET5が導通すると、抵抗体6の両端に電圧が発生し、抵抗体20を介してPNPトランジスタ19にベース電流が流れ、これにより、PNPトランジスタ19がオンする。PNPトランジスタ19がオンすると、直流入力電源1から抵抗体21を介してコンデンサ24に電流が流れて、抵抗体21とコンデンサ24により定まる時定数に従ってコンデンサ24が充電されていく。このコンデンサ24の充電電圧がNチャネルMOSFET23のゲートに印加するので、コンデンサ24の充電電圧がNチャネルMOSFET23のスレショルド電圧に達すると、NチャネルMOSFET23がオンする。これにより、PWM制御IC4の動作制御入力端子OFFの電圧がローレベルになる。
【0011】
このように動作制御入力端子OFFの電圧がローレベルになると、PWM制御IC4から主スイッチ3へのオン信号(ゲート駆動パルス)の出力は停止する。このオン信号の出力停止によって、主スイッチ3はオフしたままとなり、DC−DCコンバータから負荷装置13に出力する電圧Voutは低下する。また、補助整流平滑回路29から出力する電圧V29も、出力電圧Voutと同様に低下するので、起動回路27のNチャネルMOSFET5の導通状態が維持される。これによって、PNPトランジスタ19およびNチャネルMOSFET23のオン状態が維持されて、DC−DCコンバータはラッチ停止する。
【0012】
なお、起動時においてもPNPトランジスタ19はオンするが、抵抗体21とコンデンサ24の時定数は、起動動作が完了するまでの時間より長く設定されており、これにより、起動時はラッチ停止に至らない。これに対して、負荷の短絡状態が抵抗体21とコンデンサ24の時定数より長く継続した場合は、上記のようにラッチ回路25によってDC−DCコンバータがラッチ停止する。
【0013】
【特許文献1】
特開2001−161062号公報
【0014】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、例えば負荷短絡等によって、出力用整流平滑回路28から出力される電圧Voutが低下すると、図示を省略したフィードバックループによって、その出力電圧Voutの低下がPWM制御IC4に伝達され、当該PWM制御IC4によって、出力電圧Voutの低下を補償すべく主スイッチ3のスイッチング制御が成される。これにより、出力電圧Voutは上昇して設定の電圧に安定化しようとする。
【0015】
このとき、負荷短絡の事態が発生しても、負荷短絡に起因した補助整流平滑回路29の出力電圧V29の低下は無いため(換言すれば、負荷短絡時には、出力用整流平滑回路28の出力電圧Voutと、補助整流平滑回路29の出力電圧V29との比例関係が崩れるので)、出力電圧Voutの低下を補償すべく主スイッチ3のスイッチング動作が成されると、補助コイル2cの出力電圧が上昇する。これにより、補助整流平滑回路29の出力電圧V29が上昇してしまうという現象が発生する。近年、出力電圧Voutの高電圧化が要求されてきており、この要求に応えるべく、部品定数等を設計すると、これに起因して、前記したような負荷短絡発生時における補助整流平滑回路29の出力電圧V29の上昇傾向が大きくなる。
【0016】
ところで、PWM制御ICは、低耐圧のもの(つまり、PWM制御ICから主スイッチに向けて出力するオン信号の電圧レベルと、PWM制御ICの耐圧上限電圧との差が小さいもの)の方が高耐圧のものに比べて主スイッチのスイッチング制御の精度が良い。このことから、PWM制御IC4として低耐圧のものが使用される場合がある。この低耐圧のPWM制御ICの使用と、前記近年の高電圧化に起因した負荷短絡発生時における補助整流平滑回路29の出力電圧V29の上昇傾向が大であることとが関係して、次に示すような問題が発生するようになってきている。
【0017】
すなわち、負荷短絡発生時のように、出力用整流平滑回路28の出力電圧Voutと、補助整流平滑回路29の出力電圧V29との比例関係が崩れ、出力電圧V29が制御されていない状態となって当該出力電圧V29が無用に上昇してしまった場合には、PWM制御IC4の耐圧が低いことから、その大きな出力電圧V29(電源電圧)に対してPWM制御IC4の電圧ディレーティングを確保できないという問題がある。また、電源電圧V29がPWM制御IC4の耐圧上限電圧を超えてしまう事態が発生し易くなるという問題がある。
【0018】
この問題を解決するためには、高耐圧のPWM制御ICを使用すればよいが、低耐圧のPWM制御ICのものに比べて、主スイッチ3のスイッチング制御の精度が悪くなってしまう。
【0019】
また、次に示すような問題も発生する。つまり、図4のDC−DCコンバータでは、補助整流平滑回路29から出力される電圧V29は、電源電圧としてPWM制御IC4に供給されると共に、出力電圧Voutの検出電圧としてラッチ回路25に向けて供給される構成であり、ラッチ回路25は、補助整流平滑回路29の出力電圧V29に基づいてラッチ停止動作を行う。また、PWM制御IC4から主スイッチ3に加えられるオン信号の電圧レベルはPWM制御IC4に供給される電源電圧と等しい電圧レベルである。さらに、主スイッチ3のスレッショルド値は環境温度が低くなるに従って上昇する傾向がある。これらのことから、低温環境下でもDC−DCコンバータが確実に起動することができるように、ラッチ回路25が低電圧保護動作を行うときの電圧(つまり、低電圧保護動作用の設定電圧)は、低温環境下における主スイッチ3のスレッショルド値よりも高い値に設定する必要がある。
【0020】
この場合、PWM制御IC4の耐圧上限電圧は低いことから、PWM制御IC4の耐圧上限電圧と、低電圧保護動作用の設定電圧との電圧差が小さくなってしまう。PWM制御IC4に入力する電源電圧の設定値は、その低電圧保護動作用の設定電圧からPWM制御IC4の耐圧上限電圧までの電圧範囲内で定められるので、PWM制御IC4の耐圧上限電圧と、低電圧保護動作用の設定電圧との電圧差が小さくなると、必然的に、PWM制御IC4における設定の電源電圧と耐圧上限電圧との電圧差や、PWM制御IC4の設定の電源電圧と低電圧保護動作用の設定電圧との電圧差が小さくなる。このため、PWM制御IC4に入力する電源電圧V29が正常と見なされる範囲内で変動しても、電源電圧V29がPWM制御IC4の耐圧上限電圧を超えてしまったり、電源電圧V29が低電圧保護動作用の設定電圧よりも低下してラッチ回路25が動作しDC−DCコンバータがラッチ停止してしまうという低電圧保護動作の誤動作が発生することがある。
【0021】
この問題を解消しようとすると、高耐圧のPWM制御ICを使用して、PWM制御IC4の耐圧上限電圧を高めることで、PWM制御IC4の耐圧上限電圧と、低電圧保護動作用の設定電圧との電圧差を広げることが考えられるが、低耐圧のPWM制御ICを使用する場合に比べて、主スイッチ3のスイッチング制御の精度が悪くなってしまう。
【0022】
本発明は上記課題を解決するために成されたものであり、その目的は低耐圧の制御回路を用いて主スイッチのスイッチング制御の精度を高めると共に、低電圧保護動作に対する信頼性を向上させることができるDC−DCコンバータを提供することにある。
【0023】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、この発明は次に示す構成をもって前記課題を解決するための手段としている。すなわち、この発明は、トランスの一次側に設けられた主スイッチのスイッチング動作によって、トランスの二次側から交流電力が出力され、当該交流電力がトランスの二次側に接続された出力用整流平滑回路により直流に変換される構成を備えたDC−DCコンバータにおいて、主スイッチのスイッチング動作を制御する制御回路と、トランスに設けた補助コイルの交流の出力電力を整流平滑して直流に変換する補助整流平滑回路と、この補助整流平滑回路の出力部と制御回路を接続する制御電源供給路と、補助整流平滑回路の出力電圧を出力用整流平滑回路の出力電圧と見なして検出し当該検出電圧が低電圧保護動作用の設定電圧よりも低下したことを検知したときに主スイッチのスイッチング動作を停止させてDC−DCコンバータをラッチ停止させるラッチ回路とが設けられており、前記制御電源供給路には、補助整流平滑回路から出力された電圧を利用して制御回路の設定の電源電圧を生成して制御回路に供給するシリーズレギュレータが介設されており、補助整流平滑回路の出力電圧上昇に起因して制御回路の耐圧上限電圧よりも高い電源電圧が制御回路に供給される事態を防止することを特徴として構成されている。
【0024】
【発明の実施の形態】
以下に、本発明に係る実施形態例を図面を参照しながら説明する。
【0025】
本発明に係るDC−DCコンバータの一実施形態例を図1に示す。この実施形態例のDC−DCコンバータは、前記図4に示す構成に加えて、シリーズレギュレータ18を有している。この実施形態例のDC−DCコンバータにおいて、シリーズレギュレータ18に関する構成以外の構成は図4に示す構成とほぼ同様である。この実施形態例では、図4に示す回路と同一構成部分には同一符号を付し、その共通部分の重複説明は省略する。
【0026】
シリーズレギュレータ18は、補助整流平滑回路29の出力部と、PWM制御IC4の電源端子Vccとを接続する制御電源供給路30に介設されている。このシリーズレギュレータ18は、補助整流平滑回路29から出力される電圧V29を利用してPWM制御IC4の設定の電源電圧を生成し当該電圧をPWM制御IC4の電源端子Vccに供給する構成を有する。このため、補助整流平滑回路29の出力電圧V29が上昇しても、シリーズレギュレータ18からは設定の電源電圧がPWM制御IC4の電源端子Vccに供給されるので、補助整流平滑回路29の出力電圧V29の上昇に起因して耐圧上限電圧よりも高い電源電圧がPWM制御IC4に加えられる事態を防止することができる。
【0027】
また、シリーズレギュレータ18の出力電圧は、ラッチ回路25のラッチ停止動作に関与するNチャネルMOSFET5のソースに加えられる構成となっている。シリーズレギュレータ18は、補助整流平滑回路29の出力電圧V29が設定の電源電圧Vcc以下に低下すると、シリーズレギュレータ18の出力電圧が、出力電圧V29の低下に応じて低下していく構成である。このため、ラッチ回路25は、出力用整流平滑回路28の出力電圧Voutが低電圧保護動作が必要な程度に低下したときには、その出力電圧Voutの低下に伴った補助整流平滑回路29の出力電圧V29の低下をシリーズレギュレータ18の出力電圧により検知することができて、ラッチ停止動作を行うことができる。
【0028】
なお、本発明はこの実施形態例の構成に限定されるものではなく、様々な実施の形態を取り得る。例えば、実施形態例では、補助整流平滑回路29は、トランス2の補助コイル2cに接続し当該補助コイル2cの出力電圧を整流平滑する回路構成であったが、例えば、出力用整流平滑回路28のチョークコイル11に二次コイルを設け、補助整流平滑回路29は、そのチョークコイル11の二次コイルに接続して、主スイッチ3のオフ期間におけるその二次コイルの出力電圧をピーク整流し、平滑する回路構成としてもよい。この場合にも、出力用整流平滑回路28の出力電圧Voutにほぼ比例した電圧を補助整流平滑回路29から出力させることができる。
【0029】
また、実施形態例では、ラッチ回路25は、シリーズレギュレータ18の出力電圧を利用して、ラッチ停止動作を行う構成であったが、例えば、図2に示すように、補助整流平滑回路29の出力部と、ラッチ停止動作に関わるNチャネルMOSFET5のソースとを直接的に接続し、ラッチ回路25は、直接的に検出された補助整流平滑回路29の出力電圧V29に基づいてラッチ停止動作を行う構成としてもよい。この場合には、シリーズレギュレータ18の出力電圧はPWM制御IC4の電源電圧専用の電圧となる。
【0030】
さらに、主スイッチ3のオフ期間における補助整流平滑回路29のチョークコイル16の電圧をピーク整流した電圧は、補助整流平滑回路29の出力電圧V29とほぼ等しい電圧となる。このことから、例えば、主スイッチ3のオフ期間における補助整流平滑回路29のチョークコイル16の電圧をピーク整流する回路を設け、ラッチ回路25は、そのピーク整流回路を介して補助整流平滑回路29の出力電圧V29を間接的に検出し、当該検出電圧に基づいてラッチ停止動作を行う構成としてもよい。
【0031】
ラッチ回路25は、補助整流平滑回路29の出力電圧V29をシリーズレギュレータ18を介して検出するのではなく、補助整流平滑回路29の出力電圧V29をそれ以外の手段により間接的に検出し、あるいは、直接的に検出し、当該検出電圧に基づいて、ラッチ停止動作を行う構成としてもよい。
【0032】
さらに、例えば、図3に示されるように、主スイッチ3のスイッチング動作を停止させるための指令信号を外部から入力するための外部制御用の端子31を設け、外部から外部制御用の端子31を介して主スイッチ3のスイッチング動作停止の指令信号をDC−DCコンバータに加えることを可能にする構成を設けてもよい。この場合には、ラッチ停止阻止回路32を設けることが好ましい。このラッチ停止阻止回路32は、外部から外部制御用の端子31を介して主スイッチ3のスイッチング動作停止の指令信号が加えられたことを検知したときには、その指令に従った主スイッチ3のスイッチング動作停止によって出力用整流平滑回路28の出力電圧Voutが低下してもラッチ回路25にラッチ停止動作を行わせない構成を有しているものである。
【0033】
さらに、例えば、図3の鎖線に示すように、入力電源低下時スイッチング停止回路33を設けてもよい。この入力電源低下時スイッチング停止回路33は、直流入力電源1から入力した電圧を検出し当該検出電圧が設定の電圧よりも低下したことを検知したときには主スイッチ3のスイッチング動作を停止させる構成を有するものである。この入力電源低下時スイッチング停止回路33が設けられる場合にも、上記同様のラッチ停止阻止回路32を設けることが好ましい。つまり、この場合には、ラッチ停止阻止回路32は、入力電源低下時スイッチング停止回路33により主スイッチ3のスイッチング動作が停止したことを検知したときには、その主スイッチ3のスイッチング動作停止によって出力用整流平滑回路28の出力電圧Voutが低下してもラッチ回路25にラッチ停止動作を行わせない構成を有しているものである。
【0034】
さらに、実施形態例では、DC−DCコンバータはフォワードコンバータ方式のものであったが、本発明は、例えば、フライバックコンバータ方式等の他の電力変換回路方式のDC−DCコンバータにも適用可能である。
【0035】
【発明の効果】
この発明によれば、補助整流平滑回路と制御回路を接続する制御電源供給路にシリーズレギュレータを介設した。このため、負荷短絡などに起因して出力用整流平滑回路の出力電圧と、補助整流平滑回路の出力電圧との比例関係が崩れて補助整流平滑回路の出力電圧が異常上昇しても、シリーズレギュレータから制御回路へは設定の電源電圧が供給される。これにより、制御回路に入力する電源電圧に対する制御回路の電圧ディレーティングを確保し易くなる。
【0036】
また、シリーズレギュレータによって、制御回路に入力する電源電圧が設定値よりも上昇する変動が抑制されるので、例えば、電源電圧の設定値を今までよりも制御回路の耐圧上限電圧に近い電圧に設定しても、制御回路に耐圧上限電圧を超えた大きな電源電圧が加えられる事態を回避することができる。このため、電源電圧の設定値を制御回路の耐圧上限電圧の近傍の従来よりも高めの電圧に設定することによって、電源電圧の設定値と、ラッチ回路がラッチ停止を行うときの低電圧保護動作用の設定電圧との電圧差を広げることができる。これにより、電源電圧が正常な範囲内での降下変動であったのにラッチ回路がラッチ停止動作を行ってしまったという低電圧保護動作の誤動作を防止することができる。よって、低電圧保護動作に対する信頼性を高めることができる。
【0037】
特に、主スイッチのスイッチング制御の精度を高めるために、高精度な低耐圧の制御回路が使用される場合があるが、この場合には、電源電圧の設定値と低電圧保護動作用の設定電圧との電圧差が小さくなるので、低電圧保護動作の誤動作が発生し易く問題であったが、この発明の特有な構成を備えることによって、その問題を容易に解決することができる。このことから、この発明の特有な構成は、低耐圧の制御回路が使用される場合に非常に有効である。
【0038】
ところで、出力用整流平滑回路の出力電圧を直接的に検出して低電圧保護動作を行おうとすると、フォトカプラを使用することになる。フォトカプラは、寿命が限られており、かつ高温の環境下で使用できないという欠点がある。これに対して、この発明では、出力用整流平滑回路の出力電圧を補助整流平滑回路を利用して間接的に検出し、この検出電圧に基づいて低電圧保護動作を行う構成であり、フォトカプラを使用しない。このため、フォトカプラに起因した問題発生を抑制することができて、DC−DCコンバータの高信頼性化を実現できる。
【0039】
低電圧保護動作を行うラッチ回路は、補助整流平滑回路の出力電圧を直接的に検出して当該検出電圧に基づいてラッチ停止動作を行う構成である場合にも、補助整流平滑回路の出力電圧をシリーズレギュレータを介して間接的に検出し当該検出電圧に基づいてラッチ停止動作を行う構成である場合にも、同様のラッチ停止動作を行うことができる。補助整流平滑回路の出力部からラッチ回路に取り込まれる検出電圧の検出方式によらずに、本発明に特有な構成を備えることによって上記同様の優れた効果を奏することができる。
【0040】
外部制御用の端子が設けられると共に、ラッチ停止阻止回路が設けられているものにあっては、ラッチ停止阻止回路によりラッチ停止することを回避しながら、DC−DCコンバータの外部から動作制御を可能にする効果がある。
【0041】
入力電源低下時スイッチング停止回路が設けられると共に、ラッチ停止阻止回路が設けられているものにあっては、入力電源低下時スイッチング停止回路によって、外部からDC−DCコンバータに供給される入力電圧が設定の電圧よりも低下した場合には主スイッチのスイッチング動作が停止してDC−DCコンバータの動作を停止させることができる。その上、そのように入力電圧の異常により主スイッチのスイッチング動作が停止した場合には、ラッチ停止阻止回路によってラッチ停止を阻止できるので、入力電圧回復後の再起動が容易となる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明に係るDC−DCコンバータの一実施形態例を示す回路図である。
【図2】その他の実施形態例を示す回路図である。
【図3】さらに、その他の実施形態例を示す回路図である。
【図4】従来のDC−DCコンバータの一例を示す回路図である。
【符号の説明】
1 直流入力電源
2 トランス
3 主スイッチ
4 PWM制御IC
5,23 NチャネルMOSFET
6,7,20,21,22 抵抗体
8 ツェナーダイオード
9,10,14,15 ダイオード
11,16 チョークコイル
12,17,24 コンデンサ
13 負荷装置 18 シリーズレギュレータ
19 PNPトランジスタ
25 ラッチ回路
26 PWM変調部
27 起動回路
28 出力用整流平滑回路
29 補助整流平滑回路
【発明の属する技術分野】
本発明は、絶縁型のDC−DCコンバータに関するものである。
【0002】
【背景技術】
DC−DCコンバータの一回路構成例を図4に示す。この図4のDC−DCコンバータはフォワードコンバータであり、特許文献1(特開2001−161062号公報)に開示されているものである。
【0003】
図4に示すDC−DCコンバータは、トランス2と、ラッチ回路25と、PWM変調部26と、起動回路27と、出力用整流平滑回路28と、補助整流平滑回路29とを有して構成されている。
【0004】
また、トランス2は、一次コイル2aと二次コイル2bと、補助コイル2cとを備えている。ラッチ回路25は、PNPトランジスタ19と、抵抗体20,21,22とNチャネルMOSFET23と、コンデンサ24とを有して構成されている。PWM変調部26は、主スイッチ3と、当該主スイッチ3のスイッチング動作の制御回路であるPWM制御IC4とを有して構成されており、PWM制御IC4は、電源端子Vccと、ゲート駆動パルス出力端子OUTと、動作制御入力端子OFFと、グランド端子GNDとを備えている。起動回路27は、NチャネルMOSFET5と、抵抗体6,7と、ツェナーダイオード8とを有して構成されている。出力用整流平滑回路28はダイオード9,10と、チョークコイル11と、コンデンサ12とを有して構成されている。補助整流平滑回路29は、ダイオード14,15と、チョークコイル16と、コンデンサ17とを有して構成されている。
【0005】
このDC−DCコンバータの動作例を説明する。例えば、PWM制御IC4のゲート駆動パルス出力端子OUTから、主スイッチ3をオンさせるためのオン信号と、主スイッチ3をオフさせるためのオフ信号とが交互に主スイッチ3に向けて出力され、そのオン信号とオフ信号に基づいて主スイッチ3がオン・オフのスイッチング動作を行う。この主スイッチ3のスイッチング動作によって、外部の直流入力電源1から入力した直流電圧が、トランス2の一次コイル2a側で交流電圧に変換されて、トランス2の二次コイル2b側に伝達する。出力用整流平滑回路28は、トランス2の二次コイル2bから出力された交流電圧を整流平滑して直流電圧に変換する。この直流電圧Voutは、DC−DCコンバータに接続された外部の負荷装置13に供給される。この出力電圧Voutに応じた信号がフィードバック信号として、図示を省略したフィードバックループにより、PWM制御IC4に伝達される。このフィードバック信号に基づいて、PWM制御IC4がPWM制御方式により主スイッチ3のスイッチング動作を制御することで、負荷装置13に供給される直流電圧Voutが安定化する。
【0006】
補助整流平滑回路29は、出力用整流平滑回路28と同じ、チョークインプット整流タイプの回路構成なので、出力用整流平滑回路28のチョークコイル11と補助整流平滑回路29のチョークコイル16が共に電流連続モードの動作中であるときには、補助整流平滑回路29から出力された直流電圧V29は、出力電圧Voutとほぼ比例関係となる。このため、PWM制御IC4による出力電圧Voutの安定化制御によって、直流電圧V29もほぼ安定化する。この直流電圧V29が、PWM制御IC4の電源電圧としてPWM制御IC4の電源端子Vccに供給される。なお、負荷の短絡等によって、出力電圧Voutが低下すると、直流電圧V29もほぼ比例して低下する。
【0007】
起動回路27は、例えば起動時や、負荷短絡時等のように、補助整流平滑回路29からPWM制御IC4の電源端子Vccに電源電圧が供給されない、又は、電源電圧が非常に低い場合に駆動する回路である。つまり、この起動回路27において、NチャネルMOSFET5のゲートはツェナーダイオード8のカソードに接続されており、直流入力電源1から抵抗体7を介してツェナーダイオード8に電流が流れることで、NチャネルMOSFET5のゲート電圧はグランドに対してツェナー電圧に固定される。NチャネルMOSFET5のソースは補助整流平滑回路29の出力部に接続されており、NチャネルMOSFET5のソースには補助整流平滑回路29から出力される直流電圧V29が印加する。
【0008】
例えば、起動時のように補助整流平滑回路29から直流電圧V29が出力されていない、又は、直流電圧V29が非常に低かったり、負荷短絡などにより直流電圧V29が低下する等の原因によって、直流電圧V29とツェナー電圧との差(つまり、NチャネルMOSFET5のゲート−ソース間電圧)がスレショルド電圧以上に広がったときに、NチャネルMOSFET5が導通する。これにより、直流入力電源1から抵抗体6を介しPWM制御IC4の電源端子Vccに電流が流れる。
【0009】
DC−DCコンバータの通常の動作では、NチャネルMOSFET5はオフ状態になり、補助整流平滑回路29からPWM制御IC4の電源端子Vccに電源電圧が供給されるが、起動時や、負荷短絡時などのように、補助整流平滑回路29からPWM制御IC4の電源端子Vccに供給される電圧がゼロ、又は、非常に低い場合には、上記のように、起動回路27のNチャネルMOSFET5が導通して、当該起動回路27によって入力直流電源1に基づいた電圧が電源電圧としてPWM制御IC4の電源端子Vccに供給される。
【0010】
ラッチ回路25は低電圧保護動作を行う回路であり、NチャネルMOSFET5が導通した状態(つまり、補助整流平滑回路29の出力電圧V29が低電圧保護動作用の設定電圧よりも低下した状態)が、一定期間以上継続すると、DC−DCコンバータをラッチ停止する。すなわち、NチャネルMOSFET5が導通すると、抵抗体6の両端に電圧が発生し、抵抗体20を介してPNPトランジスタ19にベース電流が流れ、これにより、PNPトランジスタ19がオンする。PNPトランジスタ19がオンすると、直流入力電源1から抵抗体21を介してコンデンサ24に電流が流れて、抵抗体21とコンデンサ24により定まる時定数に従ってコンデンサ24が充電されていく。このコンデンサ24の充電電圧がNチャネルMOSFET23のゲートに印加するので、コンデンサ24の充電電圧がNチャネルMOSFET23のスレショルド電圧に達すると、NチャネルMOSFET23がオンする。これにより、PWM制御IC4の動作制御入力端子OFFの電圧がローレベルになる。
【0011】
このように動作制御入力端子OFFの電圧がローレベルになると、PWM制御IC4から主スイッチ3へのオン信号(ゲート駆動パルス)の出力は停止する。このオン信号の出力停止によって、主スイッチ3はオフしたままとなり、DC−DCコンバータから負荷装置13に出力する電圧Voutは低下する。また、補助整流平滑回路29から出力する電圧V29も、出力電圧Voutと同様に低下するので、起動回路27のNチャネルMOSFET5の導通状態が維持される。これによって、PNPトランジスタ19およびNチャネルMOSFET23のオン状態が維持されて、DC−DCコンバータはラッチ停止する。
【0012】
なお、起動時においてもPNPトランジスタ19はオンするが、抵抗体21とコンデンサ24の時定数は、起動動作が完了するまでの時間より長く設定されており、これにより、起動時はラッチ停止に至らない。これに対して、負荷の短絡状態が抵抗体21とコンデンサ24の時定数より長く継続した場合は、上記のようにラッチ回路25によってDC−DCコンバータがラッチ停止する。
【0013】
【特許文献1】
特開2001−161062号公報
【0014】
【発明が解決しようとする課題】
ところで、例えば負荷短絡等によって、出力用整流平滑回路28から出力される電圧Voutが低下すると、図示を省略したフィードバックループによって、その出力電圧Voutの低下がPWM制御IC4に伝達され、当該PWM制御IC4によって、出力電圧Voutの低下を補償すべく主スイッチ3のスイッチング制御が成される。これにより、出力電圧Voutは上昇して設定の電圧に安定化しようとする。
【0015】
このとき、負荷短絡の事態が発生しても、負荷短絡に起因した補助整流平滑回路29の出力電圧V29の低下は無いため(換言すれば、負荷短絡時には、出力用整流平滑回路28の出力電圧Voutと、補助整流平滑回路29の出力電圧V29との比例関係が崩れるので)、出力電圧Voutの低下を補償すべく主スイッチ3のスイッチング動作が成されると、補助コイル2cの出力電圧が上昇する。これにより、補助整流平滑回路29の出力電圧V29が上昇してしまうという現象が発生する。近年、出力電圧Voutの高電圧化が要求されてきており、この要求に応えるべく、部品定数等を設計すると、これに起因して、前記したような負荷短絡発生時における補助整流平滑回路29の出力電圧V29の上昇傾向が大きくなる。
【0016】
ところで、PWM制御ICは、低耐圧のもの(つまり、PWM制御ICから主スイッチに向けて出力するオン信号の電圧レベルと、PWM制御ICの耐圧上限電圧との差が小さいもの)の方が高耐圧のものに比べて主スイッチのスイッチング制御の精度が良い。このことから、PWM制御IC4として低耐圧のものが使用される場合がある。この低耐圧のPWM制御ICの使用と、前記近年の高電圧化に起因した負荷短絡発生時における補助整流平滑回路29の出力電圧V29の上昇傾向が大であることとが関係して、次に示すような問題が発生するようになってきている。
【0017】
すなわち、負荷短絡発生時のように、出力用整流平滑回路28の出力電圧Voutと、補助整流平滑回路29の出力電圧V29との比例関係が崩れ、出力電圧V29が制御されていない状態となって当該出力電圧V29が無用に上昇してしまった場合には、PWM制御IC4の耐圧が低いことから、その大きな出力電圧V29(電源電圧)に対してPWM制御IC4の電圧ディレーティングを確保できないという問題がある。また、電源電圧V29がPWM制御IC4の耐圧上限電圧を超えてしまう事態が発生し易くなるという問題がある。
【0018】
この問題を解決するためには、高耐圧のPWM制御ICを使用すればよいが、低耐圧のPWM制御ICのものに比べて、主スイッチ3のスイッチング制御の精度が悪くなってしまう。
【0019】
また、次に示すような問題も発生する。つまり、図4のDC−DCコンバータでは、補助整流平滑回路29から出力される電圧V29は、電源電圧としてPWM制御IC4に供給されると共に、出力電圧Voutの検出電圧としてラッチ回路25に向けて供給される構成であり、ラッチ回路25は、補助整流平滑回路29の出力電圧V29に基づいてラッチ停止動作を行う。また、PWM制御IC4から主スイッチ3に加えられるオン信号の電圧レベルはPWM制御IC4に供給される電源電圧と等しい電圧レベルである。さらに、主スイッチ3のスレッショルド値は環境温度が低くなるに従って上昇する傾向がある。これらのことから、低温環境下でもDC−DCコンバータが確実に起動することができるように、ラッチ回路25が低電圧保護動作を行うときの電圧(つまり、低電圧保護動作用の設定電圧)は、低温環境下における主スイッチ3のスレッショルド値よりも高い値に設定する必要がある。
【0020】
この場合、PWM制御IC4の耐圧上限電圧は低いことから、PWM制御IC4の耐圧上限電圧と、低電圧保護動作用の設定電圧との電圧差が小さくなってしまう。PWM制御IC4に入力する電源電圧の設定値は、その低電圧保護動作用の設定電圧からPWM制御IC4の耐圧上限電圧までの電圧範囲内で定められるので、PWM制御IC4の耐圧上限電圧と、低電圧保護動作用の設定電圧との電圧差が小さくなると、必然的に、PWM制御IC4における設定の電源電圧と耐圧上限電圧との電圧差や、PWM制御IC4の設定の電源電圧と低電圧保護動作用の設定電圧との電圧差が小さくなる。このため、PWM制御IC4に入力する電源電圧V29が正常と見なされる範囲内で変動しても、電源電圧V29がPWM制御IC4の耐圧上限電圧を超えてしまったり、電源電圧V29が低電圧保護動作用の設定電圧よりも低下してラッチ回路25が動作しDC−DCコンバータがラッチ停止してしまうという低電圧保護動作の誤動作が発生することがある。
【0021】
この問題を解消しようとすると、高耐圧のPWM制御ICを使用して、PWM制御IC4の耐圧上限電圧を高めることで、PWM制御IC4の耐圧上限電圧と、低電圧保護動作用の設定電圧との電圧差を広げることが考えられるが、低耐圧のPWM制御ICを使用する場合に比べて、主スイッチ3のスイッチング制御の精度が悪くなってしまう。
【0022】
本発明は上記課題を解決するために成されたものであり、その目的は低耐圧の制御回路を用いて主スイッチのスイッチング制御の精度を高めると共に、低電圧保護動作に対する信頼性を向上させることができるDC−DCコンバータを提供することにある。
【0023】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために、この発明は次に示す構成をもって前記課題を解決するための手段としている。すなわち、この発明は、トランスの一次側に設けられた主スイッチのスイッチング動作によって、トランスの二次側から交流電力が出力され、当該交流電力がトランスの二次側に接続された出力用整流平滑回路により直流に変換される構成を備えたDC−DCコンバータにおいて、主スイッチのスイッチング動作を制御する制御回路と、トランスに設けた補助コイルの交流の出力電力を整流平滑して直流に変換する補助整流平滑回路と、この補助整流平滑回路の出力部と制御回路を接続する制御電源供給路と、補助整流平滑回路の出力電圧を出力用整流平滑回路の出力電圧と見なして検出し当該検出電圧が低電圧保護動作用の設定電圧よりも低下したことを検知したときに主スイッチのスイッチング動作を停止させてDC−DCコンバータをラッチ停止させるラッチ回路とが設けられており、前記制御電源供給路には、補助整流平滑回路から出力された電圧を利用して制御回路の設定の電源電圧を生成して制御回路に供給するシリーズレギュレータが介設されており、補助整流平滑回路の出力電圧上昇に起因して制御回路の耐圧上限電圧よりも高い電源電圧が制御回路に供給される事態を防止することを特徴として構成されている。
【0024】
【発明の実施の形態】
以下に、本発明に係る実施形態例を図面を参照しながら説明する。
【0025】
本発明に係るDC−DCコンバータの一実施形態例を図1に示す。この実施形態例のDC−DCコンバータは、前記図4に示す構成に加えて、シリーズレギュレータ18を有している。この実施形態例のDC−DCコンバータにおいて、シリーズレギュレータ18に関する構成以外の構成は図4に示す構成とほぼ同様である。この実施形態例では、図4に示す回路と同一構成部分には同一符号を付し、その共通部分の重複説明は省略する。
【0026】
シリーズレギュレータ18は、補助整流平滑回路29の出力部と、PWM制御IC4の電源端子Vccとを接続する制御電源供給路30に介設されている。このシリーズレギュレータ18は、補助整流平滑回路29から出力される電圧V29を利用してPWM制御IC4の設定の電源電圧を生成し当該電圧をPWM制御IC4の電源端子Vccに供給する構成を有する。このため、補助整流平滑回路29の出力電圧V29が上昇しても、シリーズレギュレータ18からは設定の電源電圧がPWM制御IC4の電源端子Vccに供給されるので、補助整流平滑回路29の出力電圧V29の上昇に起因して耐圧上限電圧よりも高い電源電圧がPWM制御IC4に加えられる事態を防止することができる。
【0027】
また、シリーズレギュレータ18の出力電圧は、ラッチ回路25のラッチ停止動作に関与するNチャネルMOSFET5のソースに加えられる構成となっている。シリーズレギュレータ18は、補助整流平滑回路29の出力電圧V29が設定の電源電圧Vcc以下に低下すると、シリーズレギュレータ18の出力電圧が、出力電圧V29の低下に応じて低下していく構成である。このため、ラッチ回路25は、出力用整流平滑回路28の出力電圧Voutが低電圧保護動作が必要な程度に低下したときには、その出力電圧Voutの低下に伴った補助整流平滑回路29の出力電圧V29の低下をシリーズレギュレータ18の出力電圧により検知することができて、ラッチ停止動作を行うことができる。
【0028】
なお、本発明はこの実施形態例の構成に限定されるものではなく、様々な実施の形態を取り得る。例えば、実施形態例では、補助整流平滑回路29は、トランス2の補助コイル2cに接続し当該補助コイル2cの出力電圧を整流平滑する回路構成であったが、例えば、出力用整流平滑回路28のチョークコイル11に二次コイルを設け、補助整流平滑回路29は、そのチョークコイル11の二次コイルに接続して、主スイッチ3のオフ期間におけるその二次コイルの出力電圧をピーク整流し、平滑する回路構成としてもよい。この場合にも、出力用整流平滑回路28の出力電圧Voutにほぼ比例した電圧を補助整流平滑回路29から出力させることができる。
【0029】
また、実施形態例では、ラッチ回路25は、シリーズレギュレータ18の出力電圧を利用して、ラッチ停止動作を行う構成であったが、例えば、図2に示すように、補助整流平滑回路29の出力部と、ラッチ停止動作に関わるNチャネルMOSFET5のソースとを直接的に接続し、ラッチ回路25は、直接的に検出された補助整流平滑回路29の出力電圧V29に基づいてラッチ停止動作を行う構成としてもよい。この場合には、シリーズレギュレータ18の出力電圧はPWM制御IC4の電源電圧専用の電圧となる。
【0030】
さらに、主スイッチ3のオフ期間における補助整流平滑回路29のチョークコイル16の電圧をピーク整流した電圧は、補助整流平滑回路29の出力電圧V29とほぼ等しい電圧となる。このことから、例えば、主スイッチ3のオフ期間における補助整流平滑回路29のチョークコイル16の電圧をピーク整流する回路を設け、ラッチ回路25は、そのピーク整流回路を介して補助整流平滑回路29の出力電圧V29を間接的に検出し、当該検出電圧に基づいてラッチ停止動作を行う構成としてもよい。
【0031】
ラッチ回路25は、補助整流平滑回路29の出力電圧V29をシリーズレギュレータ18を介して検出するのではなく、補助整流平滑回路29の出力電圧V29をそれ以外の手段により間接的に検出し、あるいは、直接的に検出し、当該検出電圧に基づいて、ラッチ停止動作を行う構成としてもよい。
【0032】
さらに、例えば、図3に示されるように、主スイッチ3のスイッチング動作を停止させるための指令信号を外部から入力するための外部制御用の端子31を設け、外部から外部制御用の端子31を介して主スイッチ3のスイッチング動作停止の指令信号をDC−DCコンバータに加えることを可能にする構成を設けてもよい。この場合には、ラッチ停止阻止回路32を設けることが好ましい。このラッチ停止阻止回路32は、外部から外部制御用の端子31を介して主スイッチ3のスイッチング動作停止の指令信号が加えられたことを検知したときには、その指令に従った主スイッチ3のスイッチング動作停止によって出力用整流平滑回路28の出力電圧Voutが低下してもラッチ回路25にラッチ停止動作を行わせない構成を有しているものである。
【0033】
さらに、例えば、図3の鎖線に示すように、入力電源低下時スイッチング停止回路33を設けてもよい。この入力電源低下時スイッチング停止回路33は、直流入力電源1から入力した電圧を検出し当該検出電圧が設定の電圧よりも低下したことを検知したときには主スイッチ3のスイッチング動作を停止させる構成を有するものである。この入力電源低下時スイッチング停止回路33が設けられる場合にも、上記同様のラッチ停止阻止回路32を設けることが好ましい。つまり、この場合には、ラッチ停止阻止回路32は、入力電源低下時スイッチング停止回路33により主スイッチ3のスイッチング動作が停止したことを検知したときには、その主スイッチ3のスイッチング動作停止によって出力用整流平滑回路28の出力電圧Voutが低下してもラッチ回路25にラッチ停止動作を行わせない構成を有しているものである。
【0034】
さらに、実施形態例では、DC−DCコンバータはフォワードコンバータ方式のものであったが、本発明は、例えば、フライバックコンバータ方式等の他の電力変換回路方式のDC−DCコンバータにも適用可能である。
【0035】
【発明の効果】
この発明によれば、補助整流平滑回路と制御回路を接続する制御電源供給路にシリーズレギュレータを介設した。このため、負荷短絡などに起因して出力用整流平滑回路の出力電圧と、補助整流平滑回路の出力電圧との比例関係が崩れて補助整流平滑回路の出力電圧が異常上昇しても、シリーズレギュレータから制御回路へは設定の電源電圧が供給される。これにより、制御回路に入力する電源電圧に対する制御回路の電圧ディレーティングを確保し易くなる。
【0036】
また、シリーズレギュレータによって、制御回路に入力する電源電圧が設定値よりも上昇する変動が抑制されるので、例えば、電源電圧の設定値を今までよりも制御回路の耐圧上限電圧に近い電圧に設定しても、制御回路に耐圧上限電圧を超えた大きな電源電圧が加えられる事態を回避することができる。このため、電源電圧の設定値を制御回路の耐圧上限電圧の近傍の従来よりも高めの電圧に設定することによって、電源電圧の設定値と、ラッチ回路がラッチ停止を行うときの低電圧保護動作用の設定電圧との電圧差を広げることができる。これにより、電源電圧が正常な範囲内での降下変動であったのにラッチ回路がラッチ停止動作を行ってしまったという低電圧保護動作の誤動作を防止することができる。よって、低電圧保護動作に対する信頼性を高めることができる。
【0037】
特に、主スイッチのスイッチング制御の精度を高めるために、高精度な低耐圧の制御回路が使用される場合があるが、この場合には、電源電圧の設定値と低電圧保護動作用の設定電圧との電圧差が小さくなるので、低電圧保護動作の誤動作が発生し易く問題であったが、この発明の特有な構成を備えることによって、その問題を容易に解決することができる。このことから、この発明の特有な構成は、低耐圧の制御回路が使用される場合に非常に有効である。
【0038】
ところで、出力用整流平滑回路の出力電圧を直接的に検出して低電圧保護動作を行おうとすると、フォトカプラを使用することになる。フォトカプラは、寿命が限られており、かつ高温の環境下で使用できないという欠点がある。これに対して、この発明では、出力用整流平滑回路の出力電圧を補助整流平滑回路を利用して間接的に検出し、この検出電圧に基づいて低電圧保護動作を行う構成であり、フォトカプラを使用しない。このため、フォトカプラに起因した問題発生を抑制することができて、DC−DCコンバータの高信頼性化を実現できる。
【0039】
低電圧保護動作を行うラッチ回路は、補助整流平滑回路の出力電圧を直接的に検出して当該検出電圧に基づいてラッチ停止動作を行う構成である場合にも、補助整流平滑回路の出力電圧をシリーズレギュレータを介して間接的に検出し当該検出電圧に基づいてラッチ停止動作を行う構成である場合にも、同様のラッチ停止動作を行うことができる。補助整流平滑回路の出力部からラッチ回路に取り込まれる検出電圧の検出方式によらずに、本発明に特有な構成を備えることによって上記同様の優れた効果を奏することができる。
【0040】
外部制御用の端子が設けられると共に、ラッチ停止阻止回路が設けられているものにあっては、ラッチ停止阻止回路によりラッチ停止することを回避しながら、DC−DCコンバータの外部から動作制御を可能にする効果がある。
【0041】
入力電源低下時スイッチング停止回路が設けられると共に、ラッチ停止阻止回路が設けられているものにあっては、入力電源低下時スイッチング停止回路によって、外部からDC−DCコンバータに供給される入力電圧が設定の電圧よりも低下した場合には主スイッチのスイッチング動作が停止してDC−DCコンバータの動作を停止させることができる。その上、そのように入力電圧の異常により主スイッチのスイッチング動作が停止した場合には、ラッチ停止阻止回路によってラッチ停止を阻止できるので、入力電圧回復後の再起動が容易となる。
【図面の簡単な説明】
【図1】本発明に係るDC−DCコンバータの一実施形態例を示す回路図である。
【図2】その他の実施形態例を示す回路図である。
【図3】さらに、その他の実施形態例を示す回路図である。
【図4】従来のDC−DCコンバータの一例を示す回路図である。
【符号の説明】
1 直流入力電源
2 トランス
3 主スイッチ
4 PWM制御IC
5,23 NチャネルMOSFET
6,7,20,21,22 抵抗体
8 ツェナーダイオード
9,10,14,15 ダイオード
11,16 チョークコイル
12,17,24 コンデンサ
13 負荷装置 18 シリーズレギュレータ
19 PNPトランジスタ
25 ラッチ回路
26 PWM変調部
27 起動回路
28 出力用整流平滑回路
29 補助整流平滑回路
Claims (6)
- トランスの一次側に設けられた主スイッチのスイッチング動作によって、トランスの二次側から交流電力が出力され、当該交流電力がトランスの二次側に接続された出力用整流平滑回路により直流に変換される構成を備えたDC−DCコンバータにおいて、主スイッチのスイッチング動作を制御する制御回路と、トランスに設けた補助コイルの交流の出力電力を整流平滑して直流に変換する補助整流平滑回路と、この補助整流平滑回路の出力部と制御回路を接続する制御電源供給路と、補助整流平滑回路の出力電圧を出力用整流平滑回路の出力電圧と見なして検出し当該検出電圧が低電圧保護動作用の設定電圧よりも低下したことを検知したときに主スイッチのスイッチング動作を停止させてDC−DCコンバータをラッチ停止させるラッチ回路とが設けられており、前記制御電源供給路には、補助整流平滑回路から出力された電圧を利用して制御回路の設定の電源電圧を生成して制御回路に供給するシリーズレギュレータが介設されており、補助整流平滑回路の出力電圧上昇に起因して制御回路の耐圧上限電圧よりも高い電源電圧が制御回路に供給される事態を防止することを特徴とするDC−DCコンバータ。
- シリーズレギュレータは、補助整流平滑回路の出力電圧が設定の制御回路の電源電圧以下に低下したときには、補助整流平滑回路の出力電圧の低下に応じて、シリーズレギュレータから出力する電圧が低下する構成と成し、ラッチ回路は、シリーズレギュレータから出力された電圧を検出し当該検出電圧が低電圧保護動作用の設定電圧よりも低下したことを検知したときにラッチ停止動作を行うことを特徴とする請求項1記載のDC−DCコンバータ。
- ラッチ回路は、補助整流平滑回路の出力電圧を直接的に検出し当該検出電圧が低電圧保護動作用の設定電圧よりも低下したことを検知したときにラッチ停止動作を行うことを特徴とする請求項1記載のDC−DCコンバータ。
- 出力用整流平滑回路は平滑用のチョークコイルを有する構成と成し、そのチョークコイルに二次コイルが設けられており、補助整流平滑回路は、トランスの二次コイルに接続するのに代えて、チョークコイルの二次コイルに接続されており、当該補助整流平滑回路は、チョークコイルの二次コイルから出力される交流電力を整流平滑する構成と成していることを特徴とする請求項1又は請求項2又は請求項3記載のDC−DCコンバータ。
- 主スイッチのスイッチング動作を停止させるための指令信号を外部から入力するための外部制御用の端子が設けられており、外部から外部制御用の端子を介して主スイッチのスイッチング動作停止の指令信号が入力したことを検知したときには、その指令信号に基づいた主スイッチのスイッチング動作停止によって出力用整流平滑回路の出力電圧が低下してもラッチ回路にラッチ停止動作を行わせないためのラッチ停止阻止回路が設けられていることを特徴とする請求項1乃至請求項4の何れか1つに記載のDC−DCコンバータ。
- 外部からトランスの一次コイル側に入力する電圧を検出し当該検出電圧が設定の電圧よりも低下したことを検知したときに主スイッチのスイッチング動作を停止する入力電圧低下時スイッチング停止回路が設けられており、当該入力電圧低下時スイッチング停止回路により主スイッチのスイッチング動作が停止されたことを検知したときには、その主スイッチのスイッチング動作停止によって出力用整流平滑回路の出力電圧が低下してもラッチ回路にラッチ停止動作を行わせないためのラッチ停止阻止回路が設けられていることを特徴とする請求項1乃至請求項5の何れか1つに記載のDC−DCコンバータ。
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