JP2004102097A - 波長可変フィルタ - Google Patents
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Abstract
【課題】簡単な構成でありながら、任意の波長を選べる高速な波長可変フィルタを実現する。
【解決手段】マッハツェンダー干渉計光回路は、入出力導波路１１，１２のうち、３−ｄＢカップラー１３，１４間に位置する部分（つまり分岐導波路）の物理的長さが等しくなっている。物理的長さの異なるリング共振器２３，２４は光カップラー２１，２２により分岐導波路に接続されており、リング共振器２３，２４には、電極２５，２６により電流注入や電圧印加できる。このような構成となっている波長可変フィルタＦ１は、一定の周波数間隔（ＦＳＲ）の波長の信号光のみを透過させることができる。また、注入電流や印加電圧の値を変化させることにより、出力波長を可変にすることができる。
【選択図】 図１
【解決手段】マッハツェンダー干渉計光回路は、入出力導波路１１，１２のうち、３−ｄＢカップラー１３，１４間に位置する部分（つまり分岐導波路）の物理的長さが等しくなっている。物理的長さの異なるリング共振器２３，２４は光カップラー２１，２２により分岐導波路に接続されており、リング共振器２３，２４には、電極２５，２６により電流注入や電圧印加できる。このような構成となっている波長可変フィルタＦ１は、一定の周波数間隔（ＦＳＲ）の波長の信号光のみを透過させることができる。また、注入電流や印加電圧の値を変化させることにより、出力波長を可変にすることができる。
【選択図】 図１
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、波長多重大容量パケット通信を支えるための重要な光部品である高速な波長可変フィルタに関する発明である。
【０００２】
【従来の技術】
近年、インターネットにおける爆発的なトラフィックの増加によりノード間を結ぶ伝送には波長多重を用いてノード間の伝送容量を増加させている。同時に各ノードは増加する伝送容量に対応した処理能力の増大が期待されている。
このような背景から各ノード内の処理の光化が期待されているが、そのためには高速に読み出し波長の切り替えが可能な高速波長可変フィルタの実現が必須である。
【０００３】
このような中で、ＬＥＥＥ Ｐｈｏｔｏｎｉｃｓ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ Ｌｅｔｔｅｒｓ， Ｖｏｌ． １１， ｎｏ． ２， ｐｐ．２４２−２４４， １９９９．（非特許文献１）に記載されるようにアレイ導波路グレーティング（ＡＷＧ）と半導体光アンプ（ＳＯＡ）ゲートを組み合わせた構成が提案されている。これは図１５に示されるように、入力した波長多重信号を、前段のＡＷＧ０１により波長毎に異なるＳＯＡゲート０２ａ〜０２ｈに分岐し、ＳＯＡゲート０２ａ〜０２ｈのうちオンにしたゲートを通過した波長のみが後段のＡＷＧ０３に入射し出力ポートに出力するように構成している。ここで後段にＡＷＧ０３を用いることにより異なる波長を選んだ場合にも損失なく同一のポートに出力可能となっている。動作速度は光ゲートとしてＳＯＡを用いているため数ｎｓと高速である。
【０００４】
【非特許文献１】
ＬＥＥＥ Ｐｈｏｔｏｎｉｃｓ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ Ｌｅｔｔｅｒｓ， Ｖｏｌ． １１， ｎｏ． ２， ｐｐ．２４２−２４４， １９９９．
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図１５に示すようにＡＷＧとＳＯＡゲートで構成した高速波長可変フィルタでは、一つの波長を選ぶために二つのＡＷＧと波長数分のＳＯＡゲートおよびＳＯＡゲートを駆動するための電気回路が必要となり高価なものとなっている。
【０００６】
本発明はこのような背景の下になされたもので、より簡単な構成で任意の波長を選べる高速な波長可変フィルタを構成することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決する本発明の構成は、対称型のマッハツェンダー干渉計光回路と、前記マッハツェンダー干渉計光回路の第１の分岐導波路に第１の光カップラーを介して接続された第１のリング共振器、及び、前記マッハツェンダー干渉計光回路の第２の分岐導波路に第２の光カップラーを介して接続されると共に第１のリング共振器に対して物理的な長さが異なっている第２のリング共振器と、第１のリング共振器に電流注入または電圧注入をする第１の電極、及び、第２のリング共振器に電流注入または電圧注入をする第２の電極とを備えていることを特徴とする。
本発明では、一定の周波数間隔（ＦＳＲ）の波長の信号光のみを出力することができ、更に、それぞれのリング共振器に電流注入あるいは電圧印加することにより、リング共振器の導波路の屈折率を高速で変化させて出力波長を可変にすることができる。しかも、構成は簡単である。
【０００８】
また、本発明の構成は、対称型のマッハツェンダー干渉計光回路と、前記マッハツェンダー干渉計光回路の第１の分岐導波路に第１の光カップラーを介して接続された第１のリング共振器、及び、前記マッハツェンダー干渉計光回路の第２の分岐導波路に第２の光カップラーを介して接続されると共に第１のリング共振器に対して物理的な長さが等しくなっている第２のリング共振器と、第１のリング共振器に電流注入または電圧注入をする第１の電極、及び、第２のリング共振器に電流注入または電圧注入をする第２の電極とを備えていることを特徴とする。 本発明では、波長フィルタとして動作させるときに、第１のリング共振器に注入する電流量または印加する電圧量と、第２のリング共振器に注入する電流量または印加する電圧量との間に、常にわずかな差をつけることにより、一定の周波数間隔（ＦＳＲ）の波長の信号光のみを出力することができ、しかも、注入電流量あるいは印加電圧量をシフトしていくことにより、リング共振器の導波路の屈折率を高速で変化させて出力波長を可変にすることができる。しかも、構成は簡単である。
【０００９】
また本発明の構成は、更に、第１のリング共振器及び第２のリング共振器に、それぞれヒータを備えたことを特徴とする。
本発明では、ヒータの加熱によりリング共振器の光学距離の微調整ができ、両リング共振器の光学距離をわずかに異ならせることにより、波長フィルタとして機能する。これにより、波長チューニング時に２つのリング共振器に常に同じ電流量あるいは電圧量を加えればよいので動作時の調整の簡略化が可能となる。
【００１０】
また本発明の構成は、更に、第１のリング共振器が第２のリング共振器よりも光学距離が長い場合には、第１の分岐導波路に、第２のリング共振器が第１のリング共振器よりも光学距離が長い場合には、第２の分岐導波路に、光学距離を短くする機能素子を備えたことを特徴とする。
本発明では、光学距離の長いリング共振器に接続された分岐導波路の光学距離を短くすることにより、波長フィルタの透過帯域幅を狭くでき、消光比を改善することができる。
【００１１】
また本発明の構成は、更に、第１の分岐導波路及び第２の分岐導波路に、それぞれ光学距離調整用の電極を備えたことを特徴とする。
本発明では、光学距離の長いリング共振器に接続された分岐導波路に、電極を介して電流注入または電圧印加してその光学距離を短くすることにより、波長フィルタの透過帯域幅を狭くでき、消光比を改善することができる。
【００１２】
また本発明の構成は、更に、第１の分岐導波路及び第２の分岐導波路に、互いに導波路幅の異なるテーパ導波路を形成したことや、第１の分岐導波路及び第２の分岐導波路に、導波路幅の等しいテーパ導波路に挟まれた互いに長さの異なる導波路を形成したことを特徴とする。
本発明では、幅の異なるテーパ導波路や長さの異なる導波路の実効屈折率が異なるため、２つの分岐導波路の光学距離が変化するため、波長フィルタの透過帯域幅を狭くでき、消光比を改善することができる。
【００１３】
また本発明の構成は、更に、第１の分岐導波路及び第２の分岐導波路に、それぞれ半導体光増幅器を備えたことを特徴とする。
本発明では、光カップラーやリング共振器で損失した信号光の増幅することにより、出力ポートでの損失を補うことができる。
【００１４】
また本発明の構成は、フィルタリングして出力する信号光の透過ピークの周波数間隔（ＦＳＲ）が異なる複数の波長可変フィルタが直列接続して構成されており、各波長可変フィルタは、上述したいずれかに波長可変フィルタにより形成されていることを特徴とする。
本発明では、全体として、それぞれの波長フィルタのＦＳＲの最小公倍数に当たる波長域で動作することができる。つまり、一波長のみ選択可能な波長可変波長域を、一つの波長可変フィルタでは実現できない大きな波長域で得られるよになった。
【００１５】
以上の手段により本発明では波長可変フィルタを、コンパクトかつ低コストで実現可能となる。
【００１６】
【発明の実施の形態】
以下に本発明の実施の形態を図面に基づき詳細に説明する。
【００１７】
＜第１の実施の形態＞
図１は、本発明の第１の実施の形態にかかる波長可変フィルタＦ１を示す。同図に示すように、第１の実施の形態にかかる波長可変フィルタＦ１は、マッハツェンダー干渉計光回路１０と、光カップラー２１，２２と、リング共振器２３，２４と、電極２５，２６とで構成されており、エピタキシャル基板上に製造される。
【００１８】
マッハツェンダー干渉計光回路１０は、２本の入出力導波路１１，１２と、入出力導波路１１，１２を入力側の近くで光結合する３− ｄＢカップラー１３と、入出力導波路１１，１２を出力側の近くで光結合する３− ｄＢカップラー１４とで構成されている。この場合、入出力導波路１１のうち３− ｄＢカップラー１３，１４間に位置する導波路（第１の分岐導波路）と、入出力導波路１２のうち３− ｄＢカップラー１３，１４間に位置する導波路（第２の分岐導波路）は、長さ（物理的な長さ）を等しくしている。つまり、マッハツェンダー干渉計光回路１０は、第１と第２の分岐導波路の物理的長さが等しくなっている対称型のマッハツェンダー干渉計光回路となっている。
【００１９】
リング共振器２３とリング共振器２４の長さ（物理的な長さ）は、わずかに（例えば６０ナノメータ）異なっている。つまり、物理的長さを同一にすることを目標として製造したにもかかわらず製造誤差等により両リング共振器２３，２４の長さ（物理的長さ）が結果的にわずかに異なっていてもよく、また、意図的にリング共振器２３，２４の長さ（物理的長さ）をわずかに異ならせて製造してあってもよい。
なお、リング共振器２３，２４の長さのずれは、４０〜１００ナノメータ程度が望ましい。
【００２０】
リング共振器２３は光カップラー２１を介して、第１の分岐導波路（入出力導波路１１のうち３− ｄＢカップラー１３，１４間に位置する導波路）に接続されている。電極２５はリング共振器２３に備えられており、電極２５を介してリング共振器２３に電流注入や電圧印加ができるようになっている。
【００２１】
リング共振器２４は光カップラー２２を介して、第２の分岐導波路（入出力導波路１２のうち３− ｄＢカップラー１３，１４間に位置する導波路）に接続されている。電極２６はリング共振器２４に備えられており、電極２６を介してリング共振器２４に電流注入や電圧印加ができるようになっている。
【００２２】
上記構成となっている第１の実施の形態にかかる波長可変フィルタＦ１では、信号光が入力されると、一定の周波数間隔（ＦＳＲ）の波長の信号光のみを通過させて出力することができる。つまり、リング共振器２３，２４に電流注入や電圧印加をしていなくても、リング共振器２３，２４の物理的長さが異なるため、一定の周波数間隔（ＦＳＲ）の波長の信号光のみを通過させて出力することができるのである。
【００２３】
更に、電極２５，２６を介してリング共振器２３，２４に電流を注入したり、電圧を印加すると、リング共振器２３，２４の屈折率が変化して光学距離（＝物理的長さ×屈折率）が変化する。したがって、リング共振器２３に注入する電流の値または印加する電圧の値と、リング共振器２４に注入する電流の値または印加する電圧の値とを等しくしておき、リング共振器２３，２４に注入する電流値または印加する電圧値を同時にシフトしていくことにより、リング共振器２３，２４の光学距離がシフトしていき共振状態が変化するので、一定の周波数間隔（ＦＳＲ）を保持しつつ、出力される信号光の波長を波長シフト（可変）することができる。
【００２４】
図２に第１の実施の形態で用いたエピタキシャル基板の構造を示してある。図２に示すように、ｎ型ＩｎＰ 基板上にｎ−ｄｏｐｅｄ ＩｎＰ 層、ｎｏｎ−ｄｏｐｅｄ ＩｎＧａＡｓＰ 層、ｐ − −ｄｏｐｅｄ ＩｎＰ層、 ｐ＋ −ｄｏｐｅｄ ＩｎＰ層、 ｐ＋ −ｄｏｐｅｄ ＩｎＧａＡｓ 層が積層されている。導波路部分はドライエッチングにより３ミクロン以上のハイメサ導波路を形成している。図１に示すリング共振器２３，２４の導波路部分では ｐ＋ −ｄｏｐｅｄ ＩｎＧａＡｓ 層の上にＡｕＺｎＮｉ電極が、ＩｎＰ 基板の裏面にはＡｕＧｅＮｉ電極を形成している。
【００２５】
図３は、波長可変フィルタＦ１の光カップラー２１，２２として採用することができる各種の光カップラー構成を示している。
リング共振器２３，２４は、数１００ＧＨｚのＦＳＲを持つためには１００ミクロン以下の曲がり半径が必要となるので、コア層下まで深くエッチングされたハイメサ構造となっている。
【００２６】
図３（ａ）はこのハイメサ構造をそのまま０．１ミクロン程度まで接近させて方向性結合器を構成した場合の光カップラー２１，２２の実施例である。この場合は、光カップラー２１，２２の長さを調整することにより、任意の結合係数を得ることができる。
図３（ｂ）はマルチモード結合器を用いた場合の光カップラー２１，２２の実施例である。この場合は結合強度は０．５となる。
図３（ｃ）は結合係数を調整するためにマルチモード結合器の中央に溝を形成した場合の光カップラー２１，２２の実施例である。この実施例の場合は溝の深さにより結合係数を調整することが可能となる。
【００２７】
また、波長可変フィルタＦ１の３−ｄＢカップラー１３，１４としては、図３（ｂ）のマルチモード結合器を用いた。
【００２８】
図１に示す波長可変フィルタＦ１の素子特性を図４に示す。この場合、リング共振器２３とリング共振器２４の物理的長さは、０．０６ミクロン異なるようにした。なお図４において、実線は、リング共振器２３，２４に電流を注入しなかった場合の、透過ピーク周波数の変化を示す。また点線は、電極２５，２６よりリング共振器２３，２４に電流を注入した場合の、透過ピーク周波数の変化を示す。
【００２９】
図４の実線で示されるように、一定の周波数間隔（ＦＳＲ＝４００ＧＨｚ）で出力光強度にピークを持つことがわかる。
【００３０】
また、図４の点線で示されるように、電流を注入すると、一定の周波数間隔（ＦＳＲ）を保持しつつ、出力される信号光の透過ピークが高周波数側（短波長側）にシフトしていくことがわかる。これは電流注入によりリング共振器２３，２４の屈折率が小さくなるためである。一つのリング共振器では５ｎｍ程度の波長可変域が得られる。
【００３１】
上述した第１の実施の形態の波長可変フィルタＦ１の場合では、ＩｎＰ 系の半導体を用いたが、本発明はこれに限定するものでなくＧａＡｓ系半導体などでも当然可能である。
【００３２】
また、波長チューニングの方法としてｐｎ接合への電流注入や逆電圧印加だけでなく、リング共振器の導波路にヒータを構成し、熱により波長チューニングを行うことにより、低速なスイッチング時間ではあるが安価に素子を作製することも可能である。この場合にはｐｎ接合を形成する必要がないので、光損失の少ない半絶縁層で全てのエピタキシャル成長層を成長することができる。
【００３３】
＜第２の実施の形態＞
図５は、本発明の第２の実施の形態にかかる波長可変フィルタＦ２を示す。この波長可変フィルタＦ２では、物理的長さが等しいリング共振器２３Ａ，２４Ａを採用している。つまり、物理的長さを同一にすることを目標として製造し、しかも、製造誤差が僅少になるように厳重に製造管理して製造したリング共振器を、リング共振器２３Ａ，２４Ａとして採用した。
【００３４】
もっとも、「物理的長さが等しい」といっても、極微細なオーダの長さで全く同一の長さにすることは不可能なので、ここでは、リング共振器２３Ａ，２４Ａの長さの誤差が４０ナノメータ以下のものも、「物理的長さが等しい」という範囲に含める。
【００３５】
他の部分の機械的な構成は、図１に示す第１の実施の形態と同様である。
【００３６】
第２の実施の形態にかかる波長可変フィルタＦ２では、駆動時に二つのリング共振器２３Ａ，２４Ａに注入する電流の値あるいは印加する電圧の値をわずかにずらす。つまり、電極２５によりリング共振器２３Ａに注入する電流値または印加する電圧値と、電極２６によりリング共振器２４Ａに注入する電流値または印加する電圧値とをわずかに異ならせる。このようにすることによって、リング共振器２３Ａとリング共振器２４Ａの光学距離（＝物理的長さ×屈折率）が異なり、第１の実施の形態と同様に、出力波長を可変にすることができる。
【００３７】
＜第３の実施の形態＞
図６は、本発明の第３の実施の形態にかかる波長可変フィルタＦ３を示す。この波長可変フィルタＦ３では、物理的長さが等しいリング共振器２３Ａ，２４Ａを採用している。「物理的長さが等しい」という意味は、第２の実施の形態と同様である。
【００３８】
そして、リング共振器２３Ａにはヒータ２７を備え、リング共振器２４Ａにはヒータ２８を備えている。更に、電極２５によりリング共振器２３Ａに注入する電流値または印加する電圧値と、電極２６によりリング共振器２４Ａに注入する電流値または印加する電圧値とを、常に同じにしている。
他の部分の機械的な構成は、図１に示す第１の実施の形態と同様である。
【００３９】
波長可変フィルタＦ３では、ヒータ２７とヒータ２８による加熱量を異ならせることにより、物理的長さが同じであるリング共振器２３Ａとリング共振器２４Ａの光学距離を異ならせている。このため、リング共振器２３Ａでの共振状態とリング共振器２４Ａでの共振状態が異なってくるため、一定の周波数間隔（ＦＳＲ）の波長の信号光のみを通過させて出力することができる。
【００４０】
更に、ヒータ２７とヒータ２８による加熱量をシフト（増加または減少）していくことにより、リング共振器２３Ａとリング共振器２４Ａの共振状態がシフトしていき、一定の周波数間隔（ＦＳＲ）を保持しつつ、出力される信号光の波長をシフト（可変）することができる。
【００４１】
この波長可変フィルタＦ３では、波長可変動作時に２つのリング共振器２３Ａ，２４Ａに供給する電流あるいは電圧は常に同じなので、動作時の設定が簡略化できる。また、電極２５，２６を共通とすることも可能である。
【００４２】
＜第４の実施の形態＞
図７は、本発明の第４の実施の形態にかかる波長可変フィルタＦ４を示す。この波長可変フィルタＦ４では、入出力導波路１１のうち３− ｄＢカップラー１３，１４間に位置する導波路（第１の分岐導波路）に電極３１を備え、入出力導波路１２のうち３− ｄＢカップラー１３，１４間に位置する導波路（第２の分岐導波路）に電極３２を備えている。電極３１，３２により第１，第２の分岐導波路に電流注入や電圧印加することにより、分岐導波路の屈折率を変化させることができる。
【００４３】
この波長可変フィルタＦ４では、リング共振器２３Ｂ，２４Ｂのうち光学距離の長いリング共振器に接続された方の分岐導波路の光学距離をわずかに短くするように、電極３１，３２への電流注入や電圧注入の制御をする。
なお、他の部分の機械的構成は、図１に示す第１の実施の形態と同様である。
【００４４】
この波長可変フィルタＦ４では、例えばリング共振器２３Ｂの光学距離がリング共振器２４Ｂの光学距離よりも長い場合には、電極３１により第１の分岐導波路に電流注入や電圧印加をして、第１の分岐導波路の光学距離を第２の分岐導波路の光学距離に比べて短くする。これにより波長フィルタＦ４の透過帯域幅を狭くし消光比を改善することが可能となる。
【００４５】
逆に、リング共振器２４Ｂの光学距離がリング共振器２３Ｂの光学距離よりも長い場合には、電極３２により第２の分岐導波路に電流注入や電圧印加をして、第２の分岐導波路の光学距離を第１の分岐導波路の光学距離に比べて短くする。これにより波長フィルタＦ４の透過帯域幅を狭くし消光比を改善することが可能となる。
【００４６】
なお、リング共振器２３Ｂ，２４Ｂの一方が他方に比べて光学距離が長いということは、一方が他方に比べて物理的距離が長い場合と、物理的距離は同一であるが電極２５，２６による電流注入，電圧印加により光学距離が長くなる場合の両方がある。
【００４７】
図８は、波長可変フィルタＦ４の出力特性を示す。この例は、リング共振器２３Ｂの光学距離がリング共振器２４Ｂの光学距離よりも長い場合であり、電極３１に電圧を印加することにより、透過帯域幅が狭くかつ消光比が改善されていることがわかる。つまり図８において、実線は電極３１により電圧印加をしなかった場合の特性であり、点線は電極３１により電圧印加をした場合の特性である。この特性から、透過帯域幅が狭くかつ消光比が改善されていることがわかる。
【００４８】
なお、図７に示す波長可変フィルタＦ４では、電極３１，３２を用いて第１，第２の分岐導波路の屈折率を変化させるようにしているが、第１，第２の分岐導波路にそれぞれヒータを備え、ヒータ加熱により第１，第２の分岐導波路の屈折率を変化させるように構成してもよい。第１，第２の分岐導波路に加える屈折率変化量は波長可変動作中に常に一定でよいので、ヒータで構成しても素子の動作速度に影響することはない。
【００４９】
＜第５の実施の形態＞
図９は、本発明の第５の実施の形態にかかる波長可変フィルタＦ５を示す。
この波長可変フィルタＦ５では、リング共振器２３Ｃの光学距離がリング共振器２４Ｃの光学距離よりも長くなっている。また、入出力導波路１１のうち３− ｄＢカップラー１３，１４間に位置する導波路（第１の分岐導波路）にテーパ導波路１１ａを形成すると共に、入出力導波路１２のうち３− ｄＢカップラー１３，１４間に位置する導波路（第２の分岐導波路）にテーパ導波路１２ａを形成している。
テーパ導波路１１ａは単純なテーパ形状となっているが、テーパ導波路１２ａはテーパ形状部分と直線形状部分とを有している。テーパ導波路１１ａとテーパ導波路１２ａは、最大の導波路幅は同じとしている。テーパ導波路１１ａは最大の導波路幅での直線導波路部分が存在せず、一方、テーパ導波路１２ａは最大の導波路幅での直線導波路部分の長さが３０ミクロンとなっている。導波路は導波路幅が太いほど実効屈折率が大きくなるため、第２の分岐導波路の光学距離が長くなる。
【００５０】
結局、光学距離の長いリング共振器２３Ｃには、光学距離が短い第１の分岐導波路（テーパ導波路１１ａを含む）が接続されており、光学距離の短いリング共振器２４Ｃには、光学距離が長い第２の分岐導波路（テーパ導波路１２ａを含む）が接続されている。このため、第４の実施の形態にかかる波長フィルタＦ４と同様に、透過帯域幅が狭くなってクロストークが改善され、かつ消光比が改善される。
【００５１】
なお、リング共振器２３Ｃがリング共振器２４Ｃに比べて光学距離が長いということは、リング共振器２３Ｃがリング共振器２４Ｃに比べて物理的距離が長い場合と、物理的距離は同一であるが電極２５，２６による電流注入，電圧印加によりリング共振器２３Ｃがリング共振器２４Ｃに比べ光学距離が長くなる場合の両方がある。
【００５２】
＜第６の実施の形態＞
図１０は、本発明の第６の実施の形態にかかる波長可変フィルタＦ６を示す。この波長可変フィルタＦ６は、前段の波長可変フィルタＦ６１と後段の波長可変フィルタＦ６２とを直列接続したものであり、前段の波長可変フィルタＦ６１のＦＳＲと、後段の波長可変フィルタＦ６１のＦＳＲが異なるように、前段と後段の波長可変フィルタの組み合わせを行っている。
【００５３】
波長可変フィルタＦ６１，６２の構成としては、前述した第１〜第５の実施の形態で説明した波長可変フィルタＦ１〜Ｆ５のいずれの構成を採用することもできるが、本実施例では、波長可変フィルタＦ６１，６２の構成として、波長可変フィルタＦ４（図７参照）と同じ構成を採用している。
【００５４】
このように、前段の波長可変フィルタＦ６１と後段の波長可変フィルタＦ６２とを直列接続した波長可変フィルタＦ６の動作原理を図１１に示す。図１１において、それぞれの波長可変フィルタＦ６１，Ｆ６２の透過スペクトルを波線で示している。二つの波長可変フィルタＦ６１，Ｆ６２は４００ＧＨｚ間隔と５００ＧＨｚ間隔で透過スペクトルの透過率が大きくなっている。従ってこの二つの波長可変フィルタＦ６１，Ｆ６２を直列接続した波長可変フィルタＦ６の透過スペクトルは、図１１の実線で表される。この場合、出力光強度が最大となる透過ピークの間隔はそれぞれのＦＳＲの最小公倍数である２０００ＧＨｚとなる。
【００５５】
そして、波長可変フィルタＦ６１のリング共振器２３Ｂ，２４Ｂの屈折率と、波長可変フィルタＦ６２のリング共振器２３Ｂ，２４Ｂの屈折率を調整することにより、波長可変フィルタＦ６の全体としては、この２０００ＧＨｚの間の全ての波長範囲で一つの波長を選択可能となる。
このように、波長可変フィルタＦ６では、一つの（単一の）波長可変フィルタでは実現できない大きな波長可変域を得ることが可能になることがわかる。
【００５６】
図１０に示す波長可変フィルタＦ６では、２段の波長可変フィルタＦ６１，Ｆ６２を直列接続したが、３段以上の波長可変フィルタを直列接続することにより、動作波長域を更に拡大できることは言うまでもない。
【００５７】
図１２に、波長可変フィルタＦ６の透過スペクトルを示す。図１２に示すように損失約５ｄＢ、消光比約１５ｄＢの波長可変フィルタが作製できた。また、スイッチング時間は２．５ｎｓと従来のＡＷＧとＳＯＡゲートで構成した高速波長可変フィルタと同等のスイッチング時間であった。
【００５８】
図１３は、図１０に示す波長可変フィルタＦ６において、波長可変フィルタＦ６１の電極３１と、波長可変フィルタＦ６２の電極３１の電圧を調整することにより、各波長可変フィルタＦ６１，Ｆ６２において、光学距離の長いリング共振器２３Ｂに接続された導波路１１の光学距離を短くして、各波長フィルタＦ６１，Ｆ６２の透過帯域幅を狭くして消光比を改善したときの特性図である。図１２と比較して消光比の改善が確認できた。
【００５９】
＜第７の実施の形態＞
図１４は本発明の第７の実施の形態にかかる波長可変フィルタＦ７を示す。この波長可変フィルタＦ７では、入出力導波路１１のうち３− ｄＢカップラー１３，１４間に位置する導波路（第１の分岐導波路）に半導体光アンプ４１を備えると共に、入出力導波路１２のうち３− ｄＢカップラー１３，１４間に位置する導波路（第２の分岐導波路）に半導体光アンプ４２を備えている。他の部分の構成は、図７に示す波長可変フィルタＦ４と同様である。
【００６０】
このように、第１及び第２の分岐導波路内に半導体光アンプ４１，４２を備えることにより、光カップラー２１，２２及びリング共振器２３Ｂ，２４Ｂで損失した光信号を増幅して出力ポートでの損失をゼロにすることが可能となる。
【００６１】
このように、半導体光アンプ４１，４２により信号光を増幅することにより、大きな波長領域で高消光比、低損失かつ低コストな波長可変フィルタＦ７となる。
【００６２】
なお、他の実施の形態の波長可変フィルタＦ１〜Ｆ３，Ｆ５，Ｆ６においても、第１及び第２の分岐導波路内に半導体光アンプを備えることにより、光カップラー及びリング共振器で損失した光信号を増幅して出力ポートでの損失をゼロにすることが可能となる。
【００６３】
【発明の効果】
以上、実施の形態と共に具体的に説明したように、本発明によれば、基本的には、対称型のマッハツェンダ干渉計光回路と、これに光接続された第１及び第２のリング共振器と、各リング共振器に電流注入または電圧印加できる第１及び第２の電極により構成したため、高速波長可変フィルタを大きな波長領域で高消光比、低損失かつ低コストで実現可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態にかかる波長可変フィルタを示す構成図である。
【図２】図１の実施の形態で用いたエピタキシャル基板を示す構造図である。
【図３】光カップラーを示す断面構造図である。
【図４】第１の実施の形態にかかる波長可変フィルタの出力特性を示す特性図である。
【図５】本発明の第２の実施の形態にかかる波長可変フィルタを示す構成図である。
【図６】本発明の第３の実施の形態にかかる波長可変フィルタを示す構成図である。
【図７】本発明の第４の実施の形態にかかる波長可変フィルタを示す構成図である。
【図８】第４の実施の形態にかかる波長可変フィルタの出力特性を示す特性図である。
【図９】本発明の第５の実施の形態にかかる波長可変フィルタを示す構成図である。
【図１０】本発明の第６の実施の形態にかかる波長可変フィルタを示す構成図である。
【図１１】第６の実施の形態にかかる波長可変フィルタの出力特性を示す特性図である。
【図１２】第６の実施の形態にかかる波長可変フィルタの出力特性を示す特性図である。
【図１３】第６の実施の形態にかかる波長可変フィルタの出力特性を示す特性図である。
【図１４】本発明の第７の実施の形態にかかる波長可変フィルタを示す構成図である。
【図１５】従来例に用いられている波長可変フィルタを示す構成図である。
【符号の説明】
Ｆ１〜Ｆ７，Ｆ６１，Ｆ６２ 波長可変フィルタ
１０ マッハツェンダ干渉計光回路
１１，１２ 入出力導波路
１１ａ，１２ａ テーパ導波路
１３，１４ ３− ｄＢカップラー
２１，２２ 光カップラー
２３，２４，２３Ａ，２４Ａ，２３Ｂ，２４Ｂ，２３Ｃ，２４Ｃリング共振器
２５，２６ 電極
２７，２８ ヒータ
３１，３２ 電極
４１，４２ 半導体光アンプ
【発明の属する技術分野】
本発明は、波長多重大容量パケット通信を支えるための重要な光部品である高速な波長可変フィルタに関する発明である。
【０００２】
【従来の技術】
近年、インターネットにおける爆発的なトラフィックの増加によりノード間を結ぶ伝送には波長多重を用いてノード間の伝送容量を増加させている。同時に各ノードは増加する伝送容量に対応した処理能力の増大が期待されている。
このような背景から各ノード内の処理の光化が期待されているが、そのためには高速に読み出し波長の切り替えが可能な高速波長可変フィルタの実現が必須である。
【０００３】
このような中で、ＬＥＥＥ Ｐｈｏｔｏｎｉｃｓ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ Ｌｅｔｔｅｒｓ， Ｖｏｌ． １１， ｎｏ． ２， ｐｐ．２４２−２４４， １９９９．（非特許文献１）に記載されるようにアレイ導波路グレーティング（ＡＷＧ）と半導体光アンプ（ＳＯＡ）ゲートを組み合わせた構成が提案されている。これは図１５に示されるように、入力した波長多重信号を、前段のＡＷＧ０１により波長毎に異なるＳＯＡゲート０２ａ〜０２ｈに分岐し、ＳＯＡゲート０２ａ〜０２ｈのうちオンにしたゲートを通過した波長のみが後段のＡＷＧ０３に入射し出力ポートに出力するように構成している。ここで後段にＡＷＧ０３を用いることにより異なる波長を選んだ場合にも損失なく同一のポートに出力可能となっている。動作速度は光ゲートとしてＳＯＡを用いているため数ｎｓと高速である。
【０００４】
【非特許文献１】
ＬＥＥＥ Ｐｈｏｔｏｎｉｃｓ Ｔｅｃｈｎｏｌｏｇｙ Ｌｅｔｔｅｒｓ， Ｖｏｌ． １１， ｎｏ． ２， ｐｐ．２４２−２４４， １９９９．
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、図１５に示すようにＡＷＧとＳＯＡゲートで構成した高速波長可変フィルタでは、一つの波長を選ぶために二つのＡＷＧと波長数分のＳＯＡゲートおよびＳＯＡゲートを駆動するための電気回路が必要となり高価なものとなっている。
【０００６】
本発明はこのような背景の下になされたもので、より簡単な構成で任意の波長を選べる高速な波長可変フィルタを構成することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決する本発明の構成は、対称型のマッハツェンダー干渉計光回路と、前記マッハツェンダー干渉計光回路の第１の分岐導波路に第１の光カップラーを介して接続された第１のリング共振器、及び、前記マッハツェンダー干渉計光回路の第２の分岐導波路に第２の光カップラーを介して接続されると共に第１のリング共振器に対して物理的な長さが異なっている第２のリング共振器と、第１のリング共振器に電流注入または電圧注入をする第１の電極、及び、第２のリング共振器に電流注入または電圧注入をする第２の電極とを備えていることを特徴とする。
本発明では、一定の周波数間隔（ＦＳＲ）の波長の信号光のみを出力することができ、更に、それぞれのリング共振器に電流注入あるいは電圧印加することにより、リング共振器の導波路の屈折率を高速で変化させて出力波長を可変にすることができる。しかも、構成は簡単である。
【０００８】
また、本発明の構成は、対称型のマッハツェンダー干渉計光回路と、前記マッハツェンダー干渉計光回路の第１の分岐導波路に第１の光カップラーを介して接続された第１のリング共振器、及び、前記マッハツェンダー干渉計光回路の第２の分岐導波路に第２の光カップラーを介して接続されると共に第１のリング共振器に対して物理的な長さが等しくなっている第２のリング共振器と、第１のリング共振器に電流注入または電圧注入をする第１の電極、及び、第２のリング共振器に電流注入または電圧注入をする第２の電極とを備えていることを特徴とする。 本発明では、波長フィルタとして動作させるときに、第１のリング共振器に注入する電流量または印加する電圧量と、第２のリング共振器に注入する電流量または印加する電圧量との間に、常にわずかな差をつけることにより、一定の周波数間隔（ＦＳＲ）の波長の信号光のみを出力することができ、しかも、注入電流量あるいは印加電圧量をシフトしていくことにより、リング共振器の導波路の屈折率を高速で変化させて出力波長を可変にすることができる。しかも、構成は簡単である。
【０００９】
また本発明の構成は、更に、第１のリング共振器及び第２のリング共振器に、それぞれヒータを備えたことを特徴とする。
本発明では、ヒータの加熱によりリング共振器の光学距離の微調整ができ、両リング共振器の光学距離をわずかに異ならせることにより、波長フィルタとして機能する。これにより、波長チューニング時に２つのリング共振器に常に同じ電流量あるいは電圧量を加えればよいので動作時の調整の簡略化が可能となる。
【００１０】
また本発明の構成は、更に、第１のリング共振器が第２のリング共振器よりも光学距離が長い場合には、第１の分岐導波路に、第２のリング共振器が第１のリング共振器よりも光学距離が長い場合には、第２の分岐導波路に、光学距離を短くする機能素子を備えたことを特徴とする。
本発明では、光学距離の長いリング共振器に接続された分岐導波路の光学距離を短くすることにより、波長フィルタの透過帯域幅を狭くでき、消光比を改善することができる。
【００１１】
また本発明の構成は、更に、第１の分岐導波路及び第２の分岐導波路に、それぞれ光学距離調整用の電極を備えたことを特徴とする。
本発明では、光学距離の長いリング共振器に接続された分岐導波路に、電極を介して電流注入または電圧印加してその光学距離を短くすることにより、波長フィルタの透過帯域幅を狭くでき、消光比を改善することができる。
【００１２】
また本発明の構成は、更に、第１の分岐導波路及び第２の分岐導波路に、互いに導波路幅の異なるテーパ導波路を形成したことや、第１の分岐導波路及び第２の分岐導波路に、導波路幅の等しいテーパ導波路に挟まれた互いに長さの異なる導波路を形成したことを特徴とする。
本発明では、幅の異なるテーパ導波路や長さの異なる導波路の実効屈折率が異なるため、２つの分岐導波路の光学距離が変化するため、波長フィルタの透過帯域幅を狭くでき、消光比を改善することができる。
【００１３】
また本発明の構成は、更に、第１の分岐導波路及び第２の分岐導波路に、それぞれ半導体光増幅器を備えたことを特徴とする。
本発明では、光カップラーやリング共振器で損失した信号光の増幅することにより、出力ポートでの損失を補うことができる。
【００１４】
また本発明の構成は、フィルタリングして出力する信号光の透過ピークの周波数間隔（ＦＳＲ）が異なる複数の波長可変フィルタが直列接続して構成されており、各波長可変フィルタは、上述したいずれかに波長可変フィルタにより形成されていることを特徴とする。
本発明では、全体として、それぞれの波長フィルタのＦＳＲの最小公倍数に当たる波長域で動作することができる。つまり、一波長のみ選択可能な波長可変波長域を、一つの波長可変フィルタでは実現できない大きな波長域で得られるよになった。
【００１５】
以上の手段により本発明では波長可変フィルタを、コンパクトかつ低コストで実現可能となる。
【００１６】
【発明の実施の形態】
以下に本発明の実施の形態を図面に基づき詳細に説明する。
【００１７】
＜第１の実施の形態＞
図１は、本発明の第１の実施の形態にかかる波長可変フィルタＦ１を示す。同図に示すように、第１の実施の形態にかかる波長可変フィルタＦ１は、マッハツェンダー干渉計光回路１０と、光カップラー２１，２２と、リング共振器２３，２４と、電極２５，２６とで構成されており、エピタキシャル基板上に製造される。
【００１８】
マッハツェンダー干渉計光回路１０は、２本の入出力導波路１１，１２と、入出力導波路１１，１２を入力側の近くで光結合する３− ｄＢカップラー１３と、入出力導波路１１，１２を出力側の近くで光結合する３− ｄＢカップラー１４とで構成されている。この場合、入出力導波路１１のうち３− ｄＢカップラー１３，１４間に位置する導波路（第１の分岐導波路）と、入出力導波路１２のうち３− ｄＢカップラー１３，１４間に位置する導波路（第２の分岐導波路）は、長さ（物理的な長さ）を等しくしている。つまり、マッハツェンダー干渉計光回路１０は、第１と第２の分岐導波路の物理的長さが等しくなっている対称型のマッハツェンダー干渉計光回路となっている。
【００１９】
リング共振器２３とリング共振器２４の長さ（物理的な長さ）は、わずかに（例えば６０ナノメータ）異なっている。つまり、物理的長さを同一にすることを目標として製造したにもかかわらず製造誤差等により両リング共振器２３，２４の長さ（物理的長さ）が結果的にわずかに異なっていてもよく、また、意図的にリング共振器２３，２４の長さ（物理的長さ）をわずかに異ならせて製造してあってもよい。
なお、リング共振器２３，２４の長さのずれは、４０〜１００ナノメータ程度が望ましい。
【００２０】
リング共振器２３は光カップラー２１を介して、第１の分岐導波路（入出力導波路１１のうち３− ｄＢカップラー１３，１４間に位置する導波路）に接続されている。電極２５はリング共振器２３に備えられており、電極２５を介してリング共振器２３に電流注入や電圧印加ができるようになっている。
【００２１】
リング共振器２４は光カップラー２２を介して、第２の分岐導波路（入出力導波路１２のうち３− ｄＢカップラー１３，１４間に位置する導波路）に接続されている。電極２６はリング共振器２４に備えられており、電極２６を介してリング共振器２４に電流注入や電圧印加ができるようになっている。
【００２２】
上記構成となっている第１の実施の形態にかかる波長可変フィルタＦ１では、信号光が入力されると、一定の周波数間隔（ＦＳＲ）の波長の信号光のみを通過させて出力することができる。つまり、リング共振器２３，２４に電流注入や電圧印加をしていなくても、リング共振器２３，２４の物理的長さが異なるため、一定の周波数間隔（ＦＳＲ）の波長の信号光のみを通過させて出力することができるのである。
【００２３】
更に、電極２５，２６を介してリング共振器２３，２４に電流を注入したり、電圧を印加すると、リング共振器２３，２４の屈折率が変化して光学距離（＝物理的長さ×屈折率）が変化する。したがって、リング共振器２３に注入する電流の値または印加する電圧の値と、リング共振器２４に注入する電流の値または印加する電圧の値とを等しくしておき、リング共振器２３，２４に注入する電流値または印加する電圧値を同時にシフトしていくことにより、リング共振器２３，２４の光学距離がシフトしていき共振状態が変化するので、一定の周波数間隔（ＦＳＲ）を保持しつつ、出力される信号光の波長を波長シフト（可変）することができる。
【００２４】
図２に第１の実施の形態で用いたエピタキシャル基板の構造を示してある。図２に示すように、ｎ型ＩｎＰ 基板上にｎ−ｄｏｐｅｄ ＩｎＰ 層、ｎｏｎ−ｄｏｐｅｄ ＩｎＧａＡｓＰ 層、ｐ − −ｄｏｐｅｄ ＩｎＰ層、 ｐ＋ −ｄｏｐｅｄ ＩｎＰ層、 ｐ＋ −ｄｏｐｅｄ ＩｎＧａＡｓ 層が積層されている。導波路部分はドライエッチングにより３ミクロン以上のハイメサ導波路を形成している。図１に示すリング共振器２３，２４の導波路部分では ｐ＋ −ｄｏｐｅｄ ＩｎＧａＡｓ 層の上にＡｕＺｎＮｉ電極が、ＩｎＰ 基板の裏面にはＡｕＧｅＮｉ電極を形成している。
【００２５】
図３は、波長可変フィルタＦ１の光カップラー２１，２２として採用することができる各種の光カップラー構成を示している。
リング共振器２３，２４は、数１００ＧＨｚのＦＳＲを持つためには１００ミクロン以下の曲がり半径が必要となるので、コア層下まで深くエッチングされたハイメサ構造となっている。
【００２６】
図３（ａ）はこのハイメサ構造をそのまま０．１ミクロン程度まで接近させて方向性結合器を構成した場合の光カップラー２１，２２の実施例である。この場合は、光カップラー２１，２２の長さを調整することにより、任意の結合係数を得ることができる。
図３（ｂ）はマルチモード結合器を用いた場合の光カップラー２１，２２の実施例である。この場合は結合強度は０．５となる。
図３（ｃ）は結合係数を調整するためにマルチモード結合器の中央に溝を形成した場合の光カップラー２１，２２の実施例である。この実施例の場合は溝の深さにより結合係数を調整することが可能となる。
【００２７】
また、波長可変フィルタＦ１の３−ｄＢカップラー１３，１４としては、図３（ｂ）のマルチモード結合器を用いた。
【００２８】
図１に示す波長可変フィルタＦ１の素子特性を図４に示す。この場合、リング共振器２３とリング共振器２４の物理的長さは、０．０６ミクロン異なるようにした。なお図４において、実線は、リング共振器２３，２４に電流を注入しなかった場合の、透過ピーク周波数の変化を示す。また点線は、電極２５，２６よりリング共振器２３，２４に電流を注入した場合の、透過ピーク周波数の変化を示す。
【００２９】
図４の実線で示されるように、一定の周波数間隔（ＦＳＲ＝４００ＧＨｚ）で出力光強度にピークを持つことがわかる。
【００３０】
また、図４の点線で示されるように、電流を注入すると、一定の周波数間隔（ＦＳＲ）を保持しつつ、出力される信号光の透過ピークが高周波数側（短波長側）にシフトしていくことがわかる。これは電流注入によりリング共振器２３，２４の屈折率が小さくなるためである。一つのリング共振器では５ｎｍ程度の波長可変域が得られる。
【００３１】
上述した第１の実施の形態の波長可変フィルタＦ１の場合では、ＩｎＰ 系の半導体を用いたが、本発明はこれに限定するものでなくＧａＡｓ系半導体などでも当然可能である。
【００３２】
また、波長チューニングの方法としてｐｎ接合への電流注入や逆電圧印加だけでなく、リング共振器の導波路にヒータを構成し、熱により波長チューニングを行うことにより、低速なスイッチング時間ではあるが安価に素子を作製することも可能である。この場合にはｐｎ接合を形成する必要がないので、光損失の少ない半絶縁層で全てのエピタキシャル成長層を成長することができる。
【００３３】
＜第２の実施の形態＞
図５は、本発明の第２の実施の形態にかかる波長可変フィルタＦ２を示す。この波長可変フィルタＦ２では、物理的長さが等しいリング共振器２３Ａ，２４Ａを採用している。つまり、物理的長さを同一にすることを目標として製造し、しかも、製造誤差が僅少になるように厳重に製造管理して製造したリング共振器を、リング共振器２３Ａ，２４Ａとして採用した。
【００３４】
もっとも、「物理的長さが等しい」といっても、極微細なオーダの長さで全く同一の長さにすることは不可能なので、ここでは、リング共振器２３Ａ，２４Ａの長さの誤差が４０ナノメータ以下のものも、「物理的長さが等しい」という範囲に含める。
【００３５】
他の部分の機械的な構成は、図１に示す第１の実施の形態と同様である。
【００３６】
第２の実施の形態にかかる波長可変フィルタＦ２では、駆動時に二つのリング共振器２３Ａ，２４Ａに注入する電流の値あるいは印加する電圧の値をわずかにずらす。つまり、電極２５によりリング共振器２３Ａに注入する電流値または印加する電圧値と、電極２６によりリング共振器２４Ａに注入する電流値または印加する電圧値とをわずかに異ならせる。このようにすることによって、リング共振器２３Ａとリング共振器２４Ａの光学距離（＝物理的長さ×屈折率）が異なり、第１の実施の形態と同様に、出力波長を可変にすることができる。
【００３７】
＜第３の実施の形態＞
図６は、本発明の第３の実施の形態にかかる波長可変フィルタＦ３を示す。この波長可変フィルタＦ３では、物理的長さが等しいリング共振器２３Ａ，２４Ａを採用している。「物理的長さが等しい」という意味は、第２の実施の形態と同様である。
【００３８】
そして、リング共振器２３Ａにはヒータ２７を備え、リング共振器２４Ａにはヒータ２８を備えている。更に、電極２５によりリング共振器２３Ａに注入する電流値または印加する電圧値と、電極２６によりリング共振器２４Ａに注入する電流値または印加する電圧値とを、常に同じにしている。
他の部分の機械的な構成は、図１に示す第１の実施の形態と同様である。
【００３９】
波長可変フィルタＦ３では、ヒータ２７とヒータ２８による加熱量を異ならせることにより、物理的長さが同じであるリング共振器２３Ａとリング共振器２４Ａの光学距離を異ならせている。このため、リング共振器２３Ａでの共振状態とリング共振器２４Ａでの共振状態が異なってくるため、一定の周波数間隔（ＦＳＲ）の波長の信号光のみを通過させて出力することができる。
【００４０】
更に、ヒータ２７とヒータ２８による加熱量をシフト（増加または減少）していくことにより、リング共振器２３Ａとリング共振器２４Ａの共振状態がシフトしていき、一定の周波数間隔（ＦＳＲ）を保持しつつ、出力される信号光の波長をシフト（可変）することができる。
【００４１】
この波長可変フィルタＦ３では、波長可変動作時に２つのリング共振器２３Ａ，２４Ａに供給する電流あるいは電圧は常に同じなので、動作時の設定が簡略化できる。また、電極２５，２６を共通とすることも可能である。
【００４２】
＜第４の実施の形態＞
図７は、本発明の第４の実施の形態にかかる波長可変フィルタＦ４を示す。この波長可変フィルタＦ４では、入出力導波路１１のうち３− ｄＢカップラー１３，１４間に位置する導波路（第１の分岐導波路）に電極３１を備え、入出力導波路１２のうち３− ｄＢカップラー１３，１４間に位置する導波路（第２の分岐導波路）に電極３２を備えている。電極３１，３２により第１，第２の分岐導波路に電流注入や電圧印加することにより、分岐導波路の屈折率を変化させることができる。
【００４３】
この波長可変フィルタＦ４では、リング共振器２３Ｂ，２４Ｂのうち光学距離の長いリング共振器に接続された方の分岐導波路の光学距離をわずかに短くするように、電極３１，３２への電流注入や電圧注入の制御をする。
なお、他の部分の機械的構成は、図１に示す第１の実施の形態と同様である。
【００４４】
この波長可変フィルタＦ４では、例えばリング共振器２３Ｂの光学距離がリング共振器２４Ｂの光学距離よりも長い場合には、電極３１により第１の分岐導波路に電流注入や電圧印加をして、第１の分岐導波路の光学距離を第２の分岐導波路の光学距離に比べて短くする。これにより波長フィルタＦ４の透過帯域幅を狭くし消光比を改善することが可能となる。
【００４５】
逆に、リング共振器２４Ｂの光学距離がリング共振器２３Ｂの光学距離よりも長い場合には、電極３２により第２の分岐導波路に電流注入や電圧印加をして、第２の分岐導波路の光学距離を第１の分岐導波路の光学距離に比べて短くする。これにより波長フィルタＦ４の透過帯域幅を狭くし消光比を改善することが可能となる。
【００４６】
なお、リング共振器２３Ｂ，２４Ｂの一方が他方に比べて光学距離が長いということは、一方が他方に比べて物理的距離が長い場合と、物理的距離は同一であるが電極２５，２６による電流注入，電圧印加により光学距離が長くなる場合の両方がある。
【００４７】
図８は、波長可変フィルタＦ４の出力特性を示す。この例は、リング共振器２３Ｂの光学距離がリング共振器２４Ｂの光学距離よりも長い場合であり、電極３１に電圧を印加することにより、透過帯域幅が狭くかつ消光比が改善されていることがわかる。つまり図８において、実線は電極３１により電圧印加をしなかった場合の特性であり、点線は電極３１により電圧印加をした場合の特性である。この特性から、透過帯域幅が狭くかつ消光比が改善されていることがわかる。
【００４８】
なお、図７に示す波長可変フィルタＦ４では、電極３１，３２を用いて第１，第２の分岐導波路の屈折率を変化させるようにしているが、第１，第２の分岐導波路にそれぞれヒータを備え、ヒータ加熱により第１，第２の分岐導波路の屈折率を変化させるように構成してもよい。第１，第２の分岐導波路に加える屈折率変化量は波長可変動作中に常に一定でよいので、ヒータで構成しても素子の動作速度に影響することはない。
【００４９】
＜第５の実施の形態＞
図９は、本発明の第５の実施の形態にかかる波長可変フィルタＦ５を示す。
この波長可変フィルタＦ５では、リング共振器２３Ｃの光学距離がリング共振器２４Ｃの光学距離よりも長くなっている。また、入出力導波路１１のうち３− ｄＢカップラー１３，１４間に位置する導波路（第１の分岐導波路）にテーパ導波路１１ａを形成すると共に、入出力導波路１２のうち３− ｄＢカップラー１３，１４間に位置する導波路（第２の分岐導波路）にテーパ導波路１２ａを形成している。
テーパ導波路１１ａは単純なテーパ形状となっているが、テーパ導波路１２ａはテーパ形状部分と直線形状部分とを有している。テーパ導波路１１ａとテーパ導波路１２ａは、最大の導波路幅は同じとしている。テーパ導波路１１ａは最大の導波路幅での直線導波路部分が存在せず、一方、テーパ導波路１２ａは最大の導波路幅での直線導波路部分の長さが３０ミクロンとなっている。導波路は導波路幅が太いほど実効屈折率が大きくなるため、第２の分岐導波路の光学距離が長くなる。
【００５０】
結局、光学距離の長いリング共振器２３Ｃには、光学距離が短い第１の分岐導波路（テーパ導波路１１ａを含む）が接続されており、光学距離の短いリング共振器２４Ｃには、光学距離が長い第２の分岐導波路（テーパ導波路１２ａを含む）が接続されている。このため、第４の実施の形態にかかる波長フィルタＦ４と同様に、透過帯域幅が狭くなってクロストークが改善され、かつ消光比が改善される。
【００５１】
なお、リング共振器２３Ｃがリング共振器２４Ｃに比べて光学距離が長いということは、リング共振器２３Ｃがリング共振器２４Ｃに比べて物理的距離が長い場合と、物理的距離は同一であるが電極２５，２６による電流注入，電圧印加によりリング共振器２３Ｃがリング共振器２４Ｃに比べ光学距離が長くなる場合の両方がある。
【００５２】
＜第６の実施の形態＞
図１０は、本発明の第６の実施の形態にかかる波長可変フィルタＦ６を示す。この波長可変フィルタＦ６は、前段の波長可変フィルタＦ６１と後段の波長可変フィルタＦ６２とを直列接続したものであり、前段の波長可変フィルタＦ６１のＦＳＲと、後段の波長可変フィルタＦ６１のＦＳＲが異なるように、前段と後段の波長可変フィルタの組み合わせを行っている。
【００５３】
波長可変フィルタＦ６１，６２の構成としては、前述した第１〜第５の実施の形態で説明した波長可変フィルタＦ１〜Ｆ５のいずれの構成を採用することもできるが、本実施例では、波長可変フィルタＦ６１，６２の構成として、波長可変フィルタＦ４（図７参照）と同じ構成を採用している。
【００５４】
このように、前段の波長可変フィルタＦ６１と後段の波長可変フィルタＦ６２とを直列接続した波長可変フィルタＦ６の動作原理を図１１に示す。図１１において、それぞれの波長可変フィルタＦ６１，Ｆ６２の透過スペクトルを波線で示している。二つの波長可変フィルタＦ６１，Ｆ６２は４００ＧＨｚ間隔と５００ＧＨｚ間隔で透過スペクトルの透過率が大きくなっている。従ってこの二つの波長可変フィルタＦ６１，Ｆ６２を直列接続した波長可変フィルタＦ６の透過スペクトルは、図１１の実線で表される。この場合、出力光強度が最大となる透過ピークの間隔はそれぞれのＦＳＲの最小公倍数である２０００ＧＨｚとなる。
【００５５】
そして、波長可変フィルタＦ６１のリング共振器２３Ｂ，２４Ｂの屈折率と、波長可変フィルタＦ６２のリング共振器２３Ｂ，２４Ｂの屈折率を調整することにより、波長可変フィルタＦ６の全体としては、この２０００ＧＨｚの間の全ての波長範囲で一つの波長を選択可能となる。
このように、波長可変フィルタＦ６では、一つの（単一の）波長可変フィルタでは実現できない大きな波長可変域を得ることが可能になることがわかる。
【００５６】
図１０に示す波長可変フィルタＦ６では、２段の波長可変フィルタＦ６１，Ｆ６２を直列接続したが、３段以上の波長可変フィルタを直列接続することにより、動作波長域を更に拡大できることは言うまでもない。
【００５７】
図１２に、波長可変フィルタＦ６の透過スペクトルを示す。図１２に示すように損失約５ｄＢ、消光比約１５ｄＢの波長可変フィルタが作製できた。また、スイッチング時間は２．５ｎｓと従来のＡＷＧとＳＯＡゲートで構成した高速波長可変フィルタと同等のスイッチング時間であった。
【００５８】
図１３は、図１０に示す波長可変フィルタＦ６において、波長可変フィルタＦ６１の電極３１と、波長可変フィルタＦ６２の電極３１の電圧を調整することにより、各波長可変フィルタＦ６１，Ｆ６２において、光学距離の長いリング共振器２３Ｂに接続された導波路１１の光学距離を短くして、各波長フィルタＦ６１，Ｆ６２の透過帯域幅を狭くして消光比を改善したときの特性図である。図１２と比較して消光比の改善が確認できた。
【００５９】
＜第７の実施の形態＞
図１４は本発明の第７の実施の形態にかかる波長可変フィルタＦ７を示す。この波長可変フィルタＦ７では、入出力導波路１１のうち３− ｄＢカップラー１３，１４間に位置する導波路（第１の分岐導波路）に半導体光アンプ４１を備えると共に、入出力導波路１２のうち３− ｄＢカップラー１３，１４間に位置する導波路（第２の分岐導波路）に半導体光アンプ４２を備えている。他の部分の構成は、図７に示す波長可変フィルタＦ４と同様である。
【００６０】
このように、第１及び第２の分岐導波路内に半導体光アンプ４１，４２を備えることにより、光カップラー２１，２２及びリング共振器２３Ｂ，２４Ｂで損失した光信号を増幅して出力ポートでの損失をゼロにすることが可能となる。
【００６１】
このように、半導体光アンプ４１，４２により信号光を増幅することにより、大きな波長領域で高消光比、低損失かつ低コストな波長可変フィルタＦ７となる。
【００６２】
なお、他の実施の形態の波長可変フィルタＦ１〜Ｆ３，Ｆ５，Ｆ６においても、第１及び第２の分岐導波路内に半導体光アンプを備えることにより、光カップラー及びリング共振器で損失した光信号を増幅して出力ポートでの損失をゼロにすることが可能となる。
【００６３】
【発明の効果】
以上、実施の形態と共に具体的に説明したように、本発明によれば、基本的には、対称型のマッハツェンダ干渉計光回路と、これに光接続された第１及び第２のリング共振器と、各リング共振器に電流注入または電圧印加できる第１及び第２の電極により構成したため、高速波長可変フィルタを大きな波長領域で高消光比、低損失かつ低コストで実現可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１の実施の形態にかかる波長可変フィルタを示す構成図である。
【図２】図１の実施の形態で用いたエピタキシャル基板を示す構造図である。
【図３】光カップラーを示す断面構造図である。
【図４】第１の実施の形態にかかる波長可変フィルタの出力特性を示す特性図である。
【図５】本発明の第２の実施の形態にかかる波長可変フィルタを示す構成図である。
【図６】本発明の第３の実施の形態にかかる波長可変フィルタを示す構成図である。
【図７】本発明の第４の実施の形態にかかる波長可変フィルタを示す構成図である。
【図８】第４の実施の形態にかかる波長可変フィルタの出力特性を示す特性図である。
【図９】本発明の第５の実施の形態にかかる波長可変フィルタを示す構成図である。
【図１０】本発明の第６の実施の形態にかかる波長可変フィルタを示す構成図である。
【図１１】第６の実施の形態にかかる波長可変フィルタの出力特性を示す特性図である。
【図１２】第６の実施の形態にかかる波長可変フィルタの出力特性を示す特性図である。
【図１３】第６の実施の形態にかかる波長可変フィルタの出力特性を示す特性図である。
【図１４】本発明の第７の実施の形態にかかる波長可変フィルタを示す構成図である。
【図１５】従来例に用いられている波長可変フィルタを示す構成図である。
【符号の説明】
Ｆ１〜Ｆ７，Ｆ６１，Ｆ６２ 波長可変フィルタ
１０ マッハツェンダ干渉計光回路
１１，１２ 入出力導波路
１１ａ，１２ａ テーパ導波路
１３，１４ ３− ｄＢカップラー
２１，２２ 光カップラー
２３，２４，２３Ａ，２４Ａ，２３Ｂ，２４Ｂ，２３Ｃ，２４Ｃリング共振器
２５，２６ 電極
２７，２８ ヒータ
３１，３２ 電極
４１，４２ 半導体光アンプ
Claims (9)
- 対称型のマッハツェンダー干渉計光回路と、
前記マッハツェンダー干渉計光回路の第１の分岐導波路に第１の光カップラーを介して接続された第１のリング共振器、及び、前記マッハツェンダー干渉計光回路の第２の分岐導波路に第２の光カップラーを介して接続されると共に第１のリング共振器に対して物理的な長さが異なっている第２のリング共振器と、
第１のリング共振器に電流注入または電圧注入をする第１の電極、及び、第２のリング共振器に電流注入または電圧注入をする第２の電極とを備えていることを特徴とする波長可変フィルタ。 - 対称型のマッハツェンダー干渉計光回路と、
前記マッハツェンダー干渉計光回路の第１の分岐導波路に第１の光カップラーを介して接続された第１のリング共振器、及び、前記マッハツェンダー干渉計光回路の第２の分岐導波路に第２の光カップラーを介して接続されると共に第１のリング共振器に対して物理的な長さが等しくなっている第２のリング共振器と、
第１のリング共振器に電流注入または電圧注入をする第１の電極、及び、第２のリング共振器に電流注入または電圧注入をする第２の電極とを備えていることを特徴とする波長可変フィルタ。 - 請求項１または請求項２に記載の波長可変フィルタにおいて、
第１のリング共振器及び第２のリング共振器に、それぞれヒータを備えたことを特徴とする波長可変フィルタ。 - 請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の波長可変フィルタにおいて、
第１のリング共振器が第２のリング共振器よりも光学距離が長い場合には、第１の分岐導波路に、第２のリング共振器が第１のリング共振器よりも光学距離が長い場合には、第２の分岐導波路に、光学距離を短くする機能素子を備えたことを特徴とする波長可変フィルタ。 - 請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の波長可変フィルタにおいて、
第１の分岐導波路及び第２の分岐導波路に、それぞれ光学距離調整用の電極を備えたことを特徴とする波長可変フィルタ。 - 請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の波長可変フィルタにおいて、
第１の分岐導波路及び第２の分岐導波路に、互いに導波路幅の異なるテーパ導波路を形成したことを特徴とする波長可変フィルタ。 - 請求項１乃至請求項３のいずれかに記載の波長可変フィルタにおいて、
第１の分岐導波路及び第２の分岐導波路に、導波路幅の等しいテーパ導波路に挟まれた互いに長さの異なる導波路を形成したことを特徴とする波長可変フィルタ。 - 請求項１乃至請求項７のいずれかに記載の波長可変フィルタにおいて、
第１の分岐導波路及び第２の分岐導波路に、それぞれ半導体光増幅器を備えたことを特徴とする波長可変フィルタ。 - フィルタリングして出力する信号光の透過ピークの周波数間隔（ＦＳＲ）が異なる複数の波長可変フィルタが直列接続して構成されており、
各波長可変フィルタは、請求項１乃至請求項８のいずれかに記載の波長可変フィルタにより形成されていることを特徴とする波長可変フィルタ。
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