【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、例えば直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Ｏｒｔｈｏｇｏｎａｌ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｉｎｇ）のようなマルチキャリア変復調方式において、畳み込み符号を用いて誤り訂正復号化を行うための復号化方法に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
近年、配電線を利用して各種電気量や温湿度等の情報を収集する配電線搬送技術が盛んに研究されている。特に、１０ｋＨｚ以下の周波数帯域では電波法等による出力、搬送周波数、伝送速度等の制約が比較的緩やかであり、信号の減衰も少ないことから、低周波帯域を利用した配電線搬送技術が注目されてきている。
【０００３】
一方、マルチキャリア変復調方式の一種であるＯＦＤＭは、周波数間隔を（１／有効シンボルの時間間隔）として各キャリア間を直交させ、符号間干渉がないようにした多数のサブキャリアを使用して各搬送波に低ビットレートの信号を割り当て、全体として所望のビットレートを得るようにしたものであり、
１）有効シンボル（変調信号の一度の変化によって送ることができるデータ）長を長くできる、
２）ガードインターバル（信号の一部を繰り返し伝送する期間）を設けることで遅延波の影響（ゴースト）を低減できる、
３）周波数利用率が高い、
等の利点を有している。
このため、最近では、配電線搬送においても情報データの変復調方式としてＯＦＤＭを適用することが多くなっている。
【０００４】
ここで、図４は送信側から伝送される符号列（伝送するべき情報データを符号化した符号化データ）、ＯＦＤＭ信号の周波数スペクトル、受信側による復調後の復号（受信符号データ）の関係を示している。
ＯＦＤＭのようなマルチキャリア変復調方式では、単一雑音（ＣＷ雑音）が存在すると、その雑音周波数付近のサブキャリアの伝送品質が劣化する。ＣＷ雑音は配電線の負荷が掃除機等のモータ負荷である場合に発生しやすく、そのスペクトルも幅を持つ。また、ＯＦＤＭのようにサブキャリアの周波数間隔が極めて狭い場合には、ＣＷ雑音によって数本のサブキャリアの伝送品質が劣化することとなる。
【０００５】
図４では、符号化データを構成する有効シンボルの各ビットがａ１，ａ２，……，ａ１０、ｂ１，ｂ２，……，ｂ１０、ｃ１，ｃ２，……，ｃ１０であり、これらがそれぞれ１０本のサブキャリアに対応して変調され、復調後の受信符号データのうちａ５に対応するＡ５，ｂ５に対応するＢ５、ｃ５に対応するＣ５が何れもＣＷ雑音によって誤りの確率が高くなることを示している。
【０００６】
ここで、伝送誤りを訂正するための周知の誤り訂正符号化及び復号化技術について述べる。
図５は、送信側において、Ｍビットの情報データに冗長ビットを付加してＮビットの符号化データを生成するＭ／Ｎ畳み込み符号器の構成を示すもので、具体的には符号化率Ｒ（＝Ｍ／Ｎ）を１／２とした１／２畳み込み符号器の例である。
図において、Ｘｉは入力される情報データ、Ｘｏは伝送路に出力される符号化データ、Ｄ１，Ｄ２は遅延器、２１，２２，２３は排他的論理和（ＥＸ−ＯＲ）回路、３１はパラレル／シリアル変換器、Ｘｉ１，Ｘｉ２はそれぞれ排他的論理和回路２１，２３の出力データである。
【０００７】
遅延器Ｄ１，Ｄ２の状態がそれぞれ（０，０），（１，０），（０，１），（１，１）のとき（例えば（０，０）は遅延器Ｄ１が“０”、遅延器Ｄ２が“０”の状態を示す）、各状態をＳ０，Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３とする。
図６はこれらの状態遷移図であり、情報データの入力によってある状態からある状態へ遷移する場合に排他的論理和回路２１，２３から出力されるデータＸｉ１，Ｘｉ２を示している。例えば、初期状態Ｓ０においてＸｉ＝０が入力された場合には、遅延器Ｄ１，Ｄ２の状態は依然として（０，０）であり（状態Ｓ０は変わらない）、データＸｉ１，Ｘｉ２は｛００｝が出力され、初期状態Ｓ０においてＸｉ＝１が入力された場合には、遅延器Ｄ１，Ｄ２の状態は（１，０）に変化する（状態Ｓ０から状態Ｓ１に遷移する）ので、その際にデータＸｉ１，Ｘｉ２としては｛１１｝が出力される。
【０００８】
このため、図５の１／２畳み込み符号器に情報データとしてＸｉ＝｛０，１，０，０，１，１，１｝が逐次入力されると、状態はＳ０→Ｓ１→Ｓ２→Ｓ０→Ｓ１→Ｓ３→Ｓ３と遷移し、データＸｉ１，Ｘｉ２は、｛００｝→｛１１｝→｛１０｝→ ｛１１｝→｛１１｝→｛０１｝→｛１０｝と変化するので、パラレル／シリアル変換器３１を経た符号化データはＸｏ＝｛００，１１，１０，１１，１１，０１，１０｝となる。
【０００９】
一方、受信側で行われる復号化では、受信符号データと畳み込み符号器が発生し得る符号化データとを比較して、送信したであろう符号を推定する誤り訂正復号化、いわゆるビタビ復号化が実行される。
図７は、トレリス線図によるビタビ復号化の原理を説明するためのものであり、時刻１〜８において受信した受信符号データＸｏが、例えば｛００，１１，１０，００，０１，０１，１１，１１｝であるときに、これらを畳み込み符号器が発生し得る符号化データと逐次比較して、両者が一致したときは“１”、不一致のときは“０”という得点を与える。この得点を状態判定要素（メトリック）と言うものとし、メトリックの累積値が大きい方の状態のルートを確定していくことで送信したであろう符号を推定し、受信符号データの誤りを訂正するものである。
【００１０】
図８は、図７の一部拡大図である。復号側では符号器の初期状態がＳ０であることが判っているとすると、前述のように状態Ｓ０からはＳ０またはＳ１にしか遷移し得ないため、その時の出力データは｛００｝または｛１１｝である。
これらの出力データを時刻１における受信符号データと各ビットごとに比較すると、Ｓ０からＳ０に遷移する時は出力データ｛００｝と受信符号データ｛００｝とが２ビットとも一致するので、メトリック（の累積値）として「２」を与える。また、Ｓ０からＳ１に遷移する時は出力データ｛１１｝と受信符号データ｛００｝とが一致するビットは０であるから、メトリック（の累積値）として「０」を与える。
【００１１】
この場合、メトリックの累積値は、Ｓ０からＳ０に遷移した時の「２」がＳ０からＳ１に遷移した時の「０」より大きいため、時刻１における状態遷移としてはＳ０からＳ０への遷移が選択され、確定する。図８では、この様子を太い矢印で示してある。
【００１２】
次に、時刻２における受信符号データが｛１１｝であるとすると、前記同様にＳ０からＳ０に遷移した時の出力データ｛００｝及びＳ０からＳ１に遷移した時の出力データ｛１１｝が受信符号データ｛１１｝とそれぞれ比較される。その結果、Ｓ０からＳ０に遷移する時は出力データ｛００｝と受信符号データ｛１１｝とが一致するビットは０であるから、メトリックの累積値は従来通り「２」であり、Ｓ０からＳ１に遷移する時は出力データ｛１１｝と受信符号データ｛１１｝とが２ビットとも一致するので、メトリックの累積値は「４（＝２＋２）」となる。
このため、メトリックの累積値は、Ｓ０からＳ１に遷移した時の「４」がＳ０からＳ１に遷移した時の「２」より大きいため、時刻２における状態遷移としてはＳ０からＳ１への遷移が選択され、確定する。
【００１３】
次いで、時刻３における受信符号データが｛１０｝であるとすると、Ｓ１からＳ２に遷移する時は出力データ｛１０｝と受信符号データ｛１０｝とが一致するビットは２であるから、メトリックの累積値は「６（＝４＋２）」となり、Ｓ１からＳ３に遷移する時は出力データ｛０１｝と受信符号データ｛１０｝とが一致するビットは０であるから、メトリックの累積値は従来通り「４」である。
このため、メトリックの累積値は、Ｓ１からＳ２に遷移した時の「６」がＳ１からＳ３に遷移した時の「４」より大きいため、時刻３における状態遷移としてはＳ１からＳ２への遷移が選択され、確定する。
【００１４】
これにより、時刻１〜３では、Ｓ０→Ｓ０→Ｓ１→Ｓ２という状態遷移が推定され、その間に畳み込み符号器から出力された符号化データは｛００１１１０｝であることが判る。従って、この例では、時刻１，２，３の受信符号データ｛００１１１０｝に誤りはないことになる。
前述した図７は、このようにして畳み込み符号器における状態遷移のすべての可能性について、状態遷移に伴って出力されるデータ及びメトリックの累積値を時刻１〜８にわたって推定したものである。
【００１５】
この図７において、大小の黒丸は各状態を示し、大きい黒丸は確定した状態、小さい黒丸は未確定の状態である。また、各状態の黒丸間を結ぶ太い実線矢印、細い実線矢印、破線矢印は状態遷移として考えられるすべての可能性を示しており、その中で、太い実線矢印は確定した状態遷移、細い実線は未確定の状態遷移を示し、更に、破線矢印は、他にメトリック累積値が大きくて一層確からしい状態遷移が存在するため、排除しても差し支えない状態遷移を示している。
【００１６】
また、黒丸で示した各状態の上下に記されたメトリックの累積値は、その状態に遷移する元の状態が二つある場合に、それぞれのルートについてメトリックの累積値を示したものであり、特にゴシック体で示した数字は上下の累積値のうち大きい方を示している（つまり、ゴシック体の累積値に至った状態遷移の方が他方の状態遷移よりも確からしいことを示す）。なお、上下の累積値が等しい場合には、例えば上の累積値に至った状態遷移のルートを選択するものと予め決めておく。
【００１７】
【発明が解決しようとする課題】
さて、前述したように伝送路上でＣＷ雑音等の影響を受けた符号は誤る確率が高いため、前記トレリス線図による誤り訂正の必要が大きいものであるが、符号誤りの確率が高い分だけ誤訂正する確率も高くなり、その結果、復号化の信頼性や伝送品質が低下することになる。
【００１８】
ここで、図９〜図１１は、畳み込み符号器から出力された符号化データが｛００，１１，１０，００，０１，０１，１１，１１｝であったにも関わらず、ＣＷ雑音等の外乱によって受信符号データが｛００，１１，００，００，０１，０１，１１，０１｝となり、５ビット目及び１５ビット目の符号が誤っている（アンダーラインを付してある）場合のトレリス線図を示している。図９は時刻６までの状態、図１０は時刻７までの状態、図１１は時刻８までの状態である。
なお、状態遷移が確定した場合には、その状態のメトリックの累積値を強制的に０としている。例えば、図１０において状態Ｓ１３のメトリック累積値は「２」であるが、図１１では「０」としてある。
【００１９】
いま、図１１に示すように、時刻９においてＳ０→Ｓ０→Ｓ１という状態遷移が確定しているとすると、時刻８から時刻９への状態遷移として候補となるものはＳａ，Ｓｂ，Ｓｃ，Ｓｄである。このときの遷移元の状態を図示のようにＳ０８，Ｓ１８，Ｓ３８とする。
この場合、時刻３の状態Ｓ１（Ｓ１３）からは時刻４におけるＳ２（Ｓ２４）及びＳ３（Ｓ３４）への遷移が考えられ、その際の出力データはそれぞれ｛１０｝，｛０１｝であって、遷移後のメトリック累積値は何れも「１」である。また、時刻８において前述の状態Ｓ０８，Ｓ１８，Ｓ３８に至るための時刻４の状態としては、Ｓ２（Ｓ２４）及びＳ３（Ｓ３４）の何れも可能性がある（Ｓ２４またはＳ３４の何れかから、Ｓ０８，Ｓ１８，Ｓ３８の何れかに至る実線のルートが存在する）。
【００２０】
つまり、時刻３の受信符号｛００｝を訂正するとしても、状態Ｓ１３からＳ２４への遷移による出力データ｛１０｝に従って訂正するか、あるいは、状態Ｓ１３からＳ３４への遷移による出力データ｛０１｝に従って訂正するかの二通りがあるため、訂正方法が一意的に定まらず、結果的に時刻３の受信符号｛００｝を誤訂正してしまうおそれがあった。
【００２１】
そこで本発明は、このような誤り訂正復号化における誤訂正を防止して信頼性及び伝送品質の向上を可能にした誤り訂正復号化方法を提供しようとするものである。
【００２２】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、請求項１の発明は、畳み込み符号器の状態遷移に従って送信される符号化データを受信側でビタビ復号化する際に、推定した状態遷移に従って出力されるべき符号化データと実際の受信符号データとの不一致を検出して受信符号データの誤りを訂正するようにした誤り訂正復号化方法であって、各ビットごとに符号化データと受信符号データとを比較して両者の一致不一致により所定のメトリックを演算し、このメトリックの累積値に基づいて前記状態遷移を推定する誤り訂正復号化方法において、
受信符号データの各ビットのうち伝送路の外乱により受信符号データに誤りを生じる可能性が高いビットのメトリックの重みを他のビットのメトリックの重みと異ならせるものである。
【００２３】
【発明の実施の形態】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
まず、本実施形態は、図４に示したように、ＣＷ雑音等による符号の誤り、ひいてはその誤りの誤訂正が特定のサブキャリアで発生すること、言い換えれば受信符号化データの特定ビットで発生することに着目したものである。すなわち、図４の例ではａ１，ａ２，……，ａ１０，ｂ１，ｂ２，……，ｂ１０，ｃ１，ｃ２，……，ｃ１０からなる符号列の５ビット目、１５ビット目、２５ビット目に符号の誤りがある確率が高く、前述した従来の誤り訂正復号化ではこれらの各ビットで誤訂正が行われる確率が高い。
【００２４】
そこで、本実施形態では、上述したような受信符号データ中の誤りを生じやすい特定のビットのメトリック（当該ビットに対応する状態遷移の出力データのメトリック）に重み付けをすることとした。そして、その重み付けに当たっては、メトリックの累積値が最終的に小さくなるように小さい重みＷ（Ｗ＜１）を設定するようにした。
すなわち、状態遷移による出力データと受信符号データとが一致する場合に、従来ではメトリックとして“１”を与えていたのに対し、この実施形態ではメトリックを“０”（重みＷ＝０）に設定している。なお、重みＷの数値は０に限るものではなく、１以下の任意の数値で良い。
【００２５】
ここで、図１〜図３は、図９〜図１１と同様に、畳み込み符号器から出力された符号化データが｛００，１１，１０，００，０１，０１，１１，１１｝であったにも関わらず、ＣＷ雑音等の外乱によって受信符号データが｛００，１１，００，００，０１，０１，１１，０１｝となった場合のトレリス線図である。
図１は時刻６までの状態、図２は時刻７までの状態、図３は時刻８までの状態である。
【００２６】
この場合においても、受信符号データ全体の５ビット目及び１５ビット目の符号が誤っている可能性が高いため、状態遷移の出力データの当該ビットのメトリックを重み付けにより“０”にすれば、それ以後のメトリックの累積値は小さくなる。従って、最終的にその状態を経由するルートが選択される可能性は小さくなり、結果として誤りを誤訂正する可能性も小さくすることができる。
【００２７】
例えば、本実施形態における図２から図３への変化は、前述した図１０から図１１への変化に相当するが、この実施形態では５ビット目及び１５ビット目のメトリックを「０」としている（図２及び図３では５ビット目及び１５ビット目の出力データを□で囲んである）。
このため、図３の時刻３における状態Ｓ１３からＳ２４，Ｓ３４への遷移に当たり、それぞれの出力データ（５ビット目，６ビット目に相当する）は｛１０｝，｛０１｝であるが、５ビット目のメトリックを“０”としたので、６ビット目に相当する｛０｝，｛１｝だけを受信符号データの６ビット目の｛０｝とそれぞれ比較することになる。
【００２８】
よって、状態Ｓ１３からＳ２４へ至るルートでは、６ビット目の出力データ｛０｝と受信符号データの６ビット目の｛０｝とが一致するので、メトリックの累積値として「１」が与えられる。なお、遷移元である状態Ｓ１３のメトリックは図１１と同様に０としている。また、状態Ｓ１３からＳ３４へ至るルートでは、６ビット目の出力データ｛１｝と受信符号データの６ビット目の｛０｝とが一致しないので、メトリックの累積値として「０」が与えられる。
【００２９】
このため、遷移後のメトリックが大きい状態遷移、すなわちＳ１３からＳ２４へ至るルートが選択されることになり、畳み込み符号器の出力データは｛１０｝であると推定される。従って、時刻３における受信符号データ｛００｝を｛１０｝へ一意的に訂正することができ、受信符号データ全体の５ビット目の｛０｝が｛１｝に訂正されることになる。
これに対し、図１１の例では状態Ｓ１３からＳ２４へ至るルートと状態Ｓ１３からＳ３４へ至るルートの何れも選択される可能性があり、各ルートに対応する出力データ｛１０｝，｛０１｝に応じて時刻３の受信符号データの訂正内容が異なるため、誤り訂正も一意的に定まらず、誤訂正の原因となるものであるが、本実施形態ではそのような不都合を生じるおそれがない。
【００３０】
なお、ＣＷ雑音等が解消すれば符号の誤りもなくなってくるので、復号の過程で符号の誤りがなくなってきたら、５ビット目、１５ビット目などのメトリックの重みを大きくすれば（例えば、重みＷ＝１とすれば）良い。
また、雑音周波数の前後についても符号が誤っている可能性がある場合には、連続する複数ビットのメトリックの重みを他のビットより小さくすることが有効である。
更に、最終的にメトリックの累積値が小さい方のルートを選択して状態遷移を推定する場合には、符号の誤りが生じる可能性のあるビットのメトリックの重みを他のビットよりも大きくすれば良い。
【００３１】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、例えば配電線搬送にＯＦＤＭのようなマルチキャリア変復調方式を用いる場合に、ＣＷ雑音等の外乱に起因する符号の誤訂正を防止することができ、信頼性の向上並びに伝送品質の向上を達成することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の実施形態におけるトレリス線図によるビタビ復号化の説明図である。
【図２】本発明の実施形態におけるトレリス線図によるビタビ復号化の説明図である。
【図３】本発明の実施形態におけるトレリス線図によるビタビ復号化の説明図である。
【図４】ＯＦＤＭ変復調方式において、伝送するべき符号列、ＯＦＤＭ信号の周波数スペクトル及び復号の関係を示す図である。
【図５】１／２畳み込み符号器の構成図である。
【図６】図５における状態遷移図である。
【図７】トレリス線図によるビタビ復号化の説明図である。
【図８】図７の一部拡大図である。
【図９】メトリックに重み付けがない場合のトレリス線図によるビタビ復号化の説明図である。
【図１０】メトリックに重み付けがない場合のトレリス線図によるビタビ復号化の説明図である。
【図１１】メトリックに重み付けがない場合のトレリス線図によるビタビ復号化の説明図である。
【符号の説明】
２１〜２３ 排他的論理和回路
３１ パラレル／シリアル変換器[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a decoding method for performing error correction decoding using a convolutional code in a multicarrier modulation / demodulation scheme such as, for example, orthogonal frequency division multiplexing (OFDM).
[0002]
[Prior art]
2. Description of the Related Art In recent years, distribution line transport technology for collecting information such as various amounts of electricity and temperature and humidity using distribution lines has been actively studied. In particular, in the frequency band of 10 kHz or less, since the restrictions on the output, carrier frequency, transmission speed, etc. according to the radio law and the like are relatively moderate and the signal attenuation is small, the distribution line transport technology using the low frequency band attracts attention. Is coming.
[0003]
On the other hand, OFDM, which is a type of multi-carrier modulation / demodulation system, uses a large number of subcarriers in which frequency intervals are set to (1 / effective symbol time interval), orthogonal between carriers, and there is no intersymbol interference. Allocating a low bit rate signal to the carrier to obtain a desired bit rate as a whole,
1) The length of the effective symbol (data that can be sent by one change of the modulation signal) can be lengthened.
2) By providing a guard interval (a period during which a part of a signal is repeatedly transmitted), the effect (ghost) of a delayed wave can be reduced.
3) high frequency utilization,
And so on.
For this reason, recently, OFDM is often applied as a modulation / demodulation method for information data even in distribution line conveyance.
[0004]
Here, FIG. 4 shows a relationship between a code string transmitted from the transmission side (encoded data obtained by encoding information data to be transmitted), a frequency spectrum of the OFDM signal, and decoding (reception code data) after demodulation by the reception side. Is shown.
In a multi-carrier modulation / demodulation system such as OFDM, if single noise (CW noise) is present, the transmission quality of subcarriers near the noise frequency is degraded. CW noise tends to occur when the load on the distribution line is a motor load such as a vacuum cleaner, and its spectrum also has a width. Further, when the frequency interval between subcarriers is extremely narrow as in OFDM, the transmission quality of several subcarriers is degraded by CW noise.
[0005]
In FIG. 4, each bit of the effective symbol constituting the encoded data is a1, a2,..., A10, b1, b2,..., B10, c1, c2,. And A5 corresponding to a5, B5 corresponding to b5, and C5 corresponding to c5 among the received code data after demodulation indicate that the error probability increases due to CW noise. ing.
[0006]
Here, well-known error correction coding and decoding techniques for correcting transmission errors will be described.
FIG. 5 shows a configuration of an M / N convolutional encoder that adds redundant bits to M-bit information data to generate N-bit coded data on the transmission side. This is an example of a 畳 convolutional encoder in which (= M / N) is １ ／.
In the figure, the information data X i to be inputted, X o is encoded data output to the transmission line, D 1, D 2 is delayer, 21, 22, and 23 exclusive (EX-OR) circuit , 31 are parallel / serial converters, and X i1 and X i2 are output data of exclusive OR circuits 21 and 23, respectively.
[0007]
When the states of the delay units D 1 and D 2 are (0, 0), (1, 0), (0, 1), and (1, 1) (for example, (0, 0), the delay unit D 1 is “ 0 ", the delay circuit D 2 is" indicating the state 0 "), each state is S 0, S 1, S 2 , S 3.
FIG. 6 is a state transition diagram showing the data X i1 and X i2 output from the exclusive OR circuits 21 and 23 when a transition from a certain state to a certain state occurs due to input of information data. For example, when X i = 0 is input in the initial state S 0 , the states of the delay units D 1 and D 2 are still (0, 0) (the state S 0 does not change), and the data X i1 , X i2 is outputted {00}, if X i = 1 in the initial state S 0 is input from the delay unit D 1, D 2 of the state changes to (1,0) (state S 0 transitions) since the state S 1, in that case as the data X i1, X i2 is output {11}.
[0008]
Therefore, when X i = { 0, 1, 0, 0, 1, 1, 1 } is sequentially input as information data to the 畳 convolutional encoder of FIG. 5, the state is S 0 → S 1 → S 2 → S 0 → S 1 → S 3 → S 3 and the data X i1 , X i2 are {00} → {11} → {10} → {11} → {11} → {01} →｝ Since it changes to 10 °, the encoded data that has passed through the parallel / serial converter 31 becomes X 0 = {00, 11, 10, 11, 11, 01, 10}.
[0009]
On the other hand, in decoding performed on the receiving side, error correction decoding that estimates received codes by comparing received code data with coded data that can be generated by a convolutional encoder, so-called Viterbi decoding, is used. Be executed.
Figure 7 is for explaining the principle of the Viterbi decoding by trellis diagram, the received code data X o received at time 1-8, for example {00,11,10,00,01,01, 11, 11}, these are successively compared with coded data that can be generated by the convolutional encoder, and a score of "1" is given when they match, and a score of "0" is given when they do not match. This score is referred to as a state determination element (metric), and the code that would have been transmitted is determined by determining the route of the state with the larger accumulated value of the metric, and the error in the received code data is corrected. Things.
[0010]
FIG. 8 is a partially enlarged view of FIG. On the decoding side, if it is known that the initial state of the encoder is S 0 , as described above, since the state can only transition to S 0 or S 1 from the state S 0 , the output data at that time is $ 00 {} Or {11}.
When comparing these output data for each bit and the received code data at time 1, since the output data {00} and received code data {00} to match 2 bits when transitioning from S 0 to S 0, “2” is given as a metric (accumulated value). Also, when transitioning from S 0 to S 1 , since the bit where output data {11} matches received code data {00} is 0, “0” is given as a metric (accumulated value).
[0011]
In this case, the accumulated value of the metric, since larger than "0" when the "2" when the transition to S 0 from S 0 transitions from S 0 to S 1, the S 0 is used as a status transition at time 1 transition to S 0 is selected and confirm. In FIG. 8, this is indicated by thick arrows.
[0012]
Next, when the received code data at the time 2 is assumed to be {11}, the same output data at the time of transition from the output data {00} and S 0 when the transition from S 0 to S 0 to S 1 { 11} is compared with the received code data {11}. As a result, at the time of transition from S 0 to S 0 , the bit where output data {00} matches received code data {11} is 0, so that the accumulated value of the metric is “2” as before, and since 0 when a transition to S 1 from the output data {11} and received code data {11} to match 2 bits, the accumulated value of the metric is "4 (= 2 + 2)".
Therefore, the cumulative value of the metric, since larger than "2" when "4" when the transition from S 0 to S 1 transitions from S 0 to S 1, the S 0 is used as a status transition at time 2 transition to S 1 is selected and confirm.
[0013]
Then, the received code data at the time 3 is assumed to be {10}, because the bit output data {10} and the received code data {10} are matched when transitioning from S 1 to S 2 is 2, The accumulated value of the metric becomes “6 (= 4 + 2)”, and when transitioning from S 1 to S 3 , the bit where output data {01} matches received code data {10} is 0, so that the metric accumulation The value is "4" as before.
Therefore, since the accumulated value of the metric is “6” at the time of transition from S 1 to S 2 is larger than “4” at the time of transition from S 1 to S 3 , the state transition at time 3 is from S 1 transition to S 2 is selected, is determined.
[0014]
As a result, at times 1 to 3, a state transition of S 0 → S 0 → S 1 → S 2 is estimated, and it can be seen that the encoded data output from the convolutional encoder during this period is {001110}. Therefore, in this example, there is no error in the received code data {001110} at times 1, 2, 3.
FIG. 7 described above estimates the accumulated values of data and metrics output in association with the state transition over time 1 to 8 for all possible state transitions in the convolutional encoder.
[0015]
In FIG. 7, large and small black circles indicate each state, large black circles are determined states, and small black circles are undetermined states. In addition, thick solid arrows, thin solid arrows, and dashed arrows connecting between the black circles in each state indicate all possible states transitions, in which the thick solid arrows indicate the determined state transitions and the thin solid lines indicate the possible transitions. An undetermined state transition is shown, and a broken-line arrow indicates a state transition that can be excluded because there is another state transition that has a larger metric accumulated value and is more reliable.
[0016]
In addition, the cumulative value of the metric described above and below each state indicated by a black circle indicates the cumulative value of the metric for each route when there are two original states that transit to that state, In particular, the numbers shown in the Gothic type indicate the larger of the upper and lower cumulative values (that is, the state transition that has reached the cumulative value of the Gothic type is more likely than the other state transition). When the upper and lower cumulative values are equal, it is determined in advance that, for example, a state transition route that has reached the upper cumulative value is selected.
[0017]
[Problems to be solved by the invention]
As described above, since a code affected by CW noise or the like on a transmission path has a high probability of being erroneous, it is necessary to perform error correction using the trellis diagram. The probability of correction increases, and as a result, the reliability of decoding and the transmission quality decrease.
[0018]
Here, FIG. 9 to FIG. 11 show that the coded data output from the convolutional encoder is {00, 11, 10, 00, 01, 01, 11, 11}, received code data by disturbance {00, 11, 0 0,00,01,01,11, 0 1}, and (are underlined) is wrong sign of the fifth bit and the 15th bit when 2 shows a trellis diagram of FIG. 9 shows a state until time 6, FIG. 10 shows a state until time 7, and FIG. 11 shows a state until time 8.
When a state transition is determined, the accumulated value of the metric in that state is forcibly set to 0. For example, although the metric accumulated value of state S 13 in FIG. 10 is "2", there as in FIG. 11, "0".
[0019]
Now, as shown in FIG. 11, assuming that the state transition of S 0 → S 0 → S 1 is determined at time 9, the candidates for the state transition from time 8 to time 9 are S a and S a b, S c, is S d. The states of the transition source at this time are S 08 , S 18 , and S 38 as shown in the figure.
In this case, transition from the state S 1 (S 13 ) at time 3 to S 2 (S 24 ) and S 3 (S 34 ) at time 4 can be considered, and the output data at that time is {10}, { 01}, and the metric cumulative values after the transition are all “1”. Further, as the state at time 4 to reach the above-described states S 08 , S 18 , and S 38 at time 8, any of S 2 (S 24 ) and S 3 (S 34 ) is possible (S 24). or from any of S 34, the solid line of route exists leading to one of S 08, S 18, S 38 ).
[0020]
That is, even to correct the received code time 3 {0 0}, or from the state S 13 to correct in accordance with the output data {10} according to a transition to S 24, or the output from the state S 13 according to the transition to S 34 Since there are two ways to correct according to the data {01}, the correction method is not uniquely determined, and as a result, the received code { 0 0} at time 3 may be erroneously corrected.
[0021]
Therefore, an object of the present invention is to provide an error correction decoding method which prevents such error correction in error correction decoding and improves reliability and transmission quality.
[0022]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above problem, the invention according to claim 1 provides encoded data to be output according to an estimated state transition when Viterbi decoding is performed on encoded data transmitted according to a state transition of a convolutional encoder on a receiving side. An error correction decoding method for detecting an inconsistency between the received code data and the actual received code data and correcting an error in the received code data. An error correction decoding method for calculating a predetermined metric based on the coincidence and non-coincidence of, and estimating the state transition based on the accumulated value of the metric,
The weight of the metric of the bit of each bit of the received code data which is likely to cause an error in the received code data due to the disturbance of the transmission path is different from the weight of the metric of the other bits.
[0023]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
First, as shown in FIG. 4, in the present embodiment, a code error due to CW noise or the like, and furthermore, an erroneous correction of the error occurs in a specific subcarrier, in other words, a code error occurs in a specific bit of received encoded data. It focuses on doing. That is, in the example of FIG. 4, the fifth, fifteenth, and twenty-fifth bits of the code string including a1, a2,..., A10, b1, b2,. There is a high probability that there is a code error, and in the above-described conventional error correction decoding, there is a high probability that erroneous correction is performed on each of these bits.
[0024]
Therefore, in the present embodiment, the metric of a specific bit in the received code data that is likely to cause an error as described above (the metric of the output data of the state transition corresponding to the bit) is weighted. Then, in the weighting, a small weight W (W <1) is set so that the cumulative value of the metric eventually becomes small.
In other words, when the output data due to the state transition matches the received code data, "1" is conventionally given as a metric, whereas in this embodiment, the metric is set to "0" (weight W = 0). are doing. The numerical value of the weight W is not limited to 0, but may be any numerical value of 1 or less.
[0025]
Here, in FIGS. 1 to 3, the encoded data output from the convolutional encoder is {00, 11, 10, 00, 01, 01, 11, 11} as in FIGS. 9 to 11. despite, CW received code data due to disturbance such as noise is {00, 11, 0 0,00,01,01,11, 0 1} is a trellis diagram in the case where a.
1 shows the state until time 6, FIG. 2 shows the state until time 7, and FIG. 3 shows the state until time 8.
[0026]
Also in this case, since the code of the fifth bit and the fifteenth bit of the entire received code data is likely to be wrong, if the metric of the bit of the output data of the state transition is set to “0” by weighting, The accumulated value of the subsequent metrics becomes smaller. Accordingly, the possibility that a route that finally passes through the state is finally selected is reduced, and as a result, the possibility that an error is erroneously corrected can be reduced.
[0027]
For example, the change from FIG. 2 to FIG. 3 in the present embodiment corresponds to the change from FIG. 10 to FIG. 11 described above. In this embodiment, the metric of the 5th and 15th bits is “0”. (In FIG. 2 and FIG. 3, the output data of the 5th and 15th bits are surrounded by squares.)
Therefore, per the state S 13 at time 3 in FIG. 3 to transition to S 24, S 34, each of the output data (fifth bit corresponds to the sixth bit) is {10}, is a {01} Since the metric of the fifth bit is set to “0”, only {0} and {1} corresponding to the sixth bit are compared with {0} of the sixth bit of the received code data.
[0028]
Therefore, in the route from the state S 13 to S 24, since the {0} of 6 bit of the received code data and output data {0} of 6 bit match, "1" is given as a cumulative value of the metric Can be Note that the metric of the state S 13 is a transition source is set to 0 as in FIG 11. Further, in the route from the state S 13 to S 34, since the {0} of 6 bit of the received code data and the sixth bit of the output data {1} do not coincide, "0" is given as a cumulative value of the metric Can be
[0029]
Therefore, metric large state transition after the transition, i.e. will be route from S 13 to S 24 is selected, the output data of the convolutional encoder is assumed to be {10}. Therefore, the received code data { 0 0} at time 3 can be uniquely corrected to {10}, and {0} of the fifth bit of the entire received code data is corrected to {1}.
In contrast, there is a possibility that any of the state S 13 in the example of FIG. 11 from the root and the state S 13 leading to S 24 routes leading to S 34 is selected, the output data corresponding to each route {10}, Since the correction content of the reception code data at time 3 differs according to {01}, error correction is not uniquely determined and may cause erroneous correction. In the present embodiment, such inconvenience may occur. There is no.
[0030]
If the CW noise or the like is eliminated, the code error disappears. If the code error disappears in the decoding process, the weight of the metric such as the fifth bit and the fifteenth bit is increased (for example, the weight is increased). (If W = 1).
In addition, if there is a possibility that the code is incorrect before and after the noise frequency, it is effective to make the weight of the metric of a plurality of continuous bits smaller than other bits.
Furthermore, when estimating a state transition by finally selecting a route having a smaller metric accumulated value, if the weight of the metric of a bit in which a code error may occur is made larger than the other bits, good.
[0031]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, when a multi-carrier modulation / demodulation scheme such as OFDM is used for distribution line conveyance, it is possible to prevent erroneous correction of codes due to disturbance such as CW noise, and to improve reliability. Improvement and transmission quality can be achieved.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is an explanatory diagram of Viterbi decoding using a trellis diagram in an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is an explanatory diagram of Viterbi decoding using a trellis diagram in the embodiment of the present invention.
FIG. 3 is an explanatory diagram of Viterbi decoding using a trellis diagram in the embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a diagram showing a relationship between a code string to be transmitted, a frequency spectrum of an OFDM signal, and decoding in the OFDM modulation / demodulation method.
FIG. 5 is a configuration diagram of a 1/2 convolutional encoder.
FIG. 6 is a state transition diagram in FIG.
FIG. 7 is an explanatory diagram of Viterbi decoding based on a trellis diagram.
FIG. 8 is a partially enlarged view of FIG. 7;
FIG. 9 is an explanatory diagram of Viterbi decoding based on a trellis diagram when a metric has no weight.
FIG. 10 is an explanatory diagram of Viterbi decoding based on a trellis diagram when a metric has no weight.
FIG. 11 is an explanatory diagram of Viterbi decoding based on a trellis diagram when a metric has no weight.
[Explanation of symbols]
21-23 Exclusive OR Circuit 31 Parallel / Serial Converter
